JP2005229268A - 高周波電力増幅回路および無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】 高周波電力増幅回路の出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出精度を高め、より精度の高い出力電力制御を行なうことができる高周波電力増幅回路を提供する。
【解決手段】 高周波電力増幅回路の出力電力のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行ない、出力電力検出信号と出力レベル指示信号とを比較してその差に応じて高周波電力増幅回路の利得を制御する信号を生成する誤差アンプを有する高周波電力増幅用電子部品において、出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として高周波電力増幅回路の動作電源電圧よりも変動の少ない電源電圧を用いるようにした。また、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタ２１３の出力側から交流成分を取り出して前記出力電力検出回路２２０の内部に与える容量素子Ｃ０を設けるようにする。
【選択図】 図２

Description

本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路およびそれを用いた無線通信システムに適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路のフィードバック制御に必要な出力電力の検出を電流検出方式で行なう検出回路を有する無線通信システムにおいて出力電力の検出精度を向上させる技術に関する。

一般に、携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）における送信側出力部には、変調後の信号を増幅する高周波電力増幅回路が組み込まれている。従来の無線通信装置には、ベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの送信要求レベルに応じた出力電力となるように高周波電力増幅回路の増幅率を制御するため、高周波電力増幅回路の出力レベルを検出して、送信要求レベル（出力レベル指示信号）と検出信号とを比較して高周波電力増幅回路をフィードバック制御する出力制御信号Ｖapcを生成する自動パワー制御回路（ＡＰＣ回路）が設けられている（例えば、特許文献１参照）。このフィードバック制御に必要な出力レベルの検出は、従来は一般に、カプラを使用して行なっている。

カプラを使用した従来の高周波電力増幅回路の出力レベル検出方式は、モジュールの小型化を困難にする。さらに、カプラを使用する場合には、検出感度を向上させるためにカプラの一端に基準電圧を印加することが行なわれることがある。その場合、基準電圧の最適設定および部品のばらつきに応じた電圧等の調整が必要になるため、セットメーカの負担が大きくなるという不具合がある。また、カプラを使用すると、比較的大きな電力損失が生じるという不具合もある。

そこで、本出願人は、高周波信号を増幅する電力増幅用トランジスタの入力信号を受け電力増幅用トランジスタに流れる電流に比例した電流を流す電流検出用トランジスタおよび該トランジスタの電流を転写するカレントミラー回路を設け、カレントミラー回路により生成された電流を電圧に変換して出力レベルの検出信号とし、検出された出力レベルと送信要求レベルとを比較して出力レベルの制御を行なう電流検出方式の無線通信システムに関する発明をなし、出願を行なった（特許文献２）。
特開２０００−１５１３１０号公報 特願２０００−５２３７５７号

図１２は、本出願人が開発した電流検出方式の出力電力検出回路を有する高周波電力増幅回路のフィードバック制御系の概略構成を示したものである。図１２において、１０は高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅回路、２０は電力増幅回路１０の出力レベルを検出しそれに応じた電流を出力する出力電力検出回路、４０は出力電力検出回路２０からの出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段としての抵抗、５０は電流−電圧変換回路４０の出力電圧とベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路から供給される出力レベル指示信号Ｖrampとを比較する誤差アンプ（ＡＰＣ回路）で、この誤差アンプ５０により入力電位差に応じた制御信号Ｖapcが生成されて電力増幅回路１０に供給され、電力増幅回路１０のゲインを制御して出力電力を制御するように構成される。

出力電力検出回路２０は、抵抗Ｒ１を介して高周波電力増幅回路１０の最終増幅段の電力増幅用トランジスタ（図示略）の入力信号と同一の信号がゲート端子に印加された検出用トランジスタＱ１と、抵抗Ｒ２を介してトランジスタＱ１と直列に接続されたカレントミラー用トランジスタＱ２と、該トランジスタＱ２とカレントミラー接続されたトランジスタＱ３と、Ｑ３のドレイン電流を２乗根（平方根）をとった電流に変換する２乗根変換回路２１とにより構成され、電力増幅用トランジスタと検出用トランジスタＱ１のサイズ比ｎを適当（例えばｎ＝１０）に設定することにより、トランジスタＱ１に電力増幅用トランジスタに流れる電流に比例した電流が流れるようにされる。そして、トランジスタＱ１の電流がトランジスタＱ２，Ｑ３からなるカレントミラー回路によりトランジスタＱ３に転写されることによって該トランジスタＱ３に流されるドレイン電流は電力増幅用トランジスタの出力電力と相関のある電流となるようにされている。なお、２乗根変換回路２１は、出力電力が低い領域における制御感度を良好にするために設けられたもので、かかる技術に関しては本出願人が先に出願を行なった特許出願（特願２００３−１１６７８９）において開示されている。

かかる電流検出方式の出力電力検出回路においては、最終増幅段の電力増幅用トランジスタのバイアス条件と検出用トランジスタＱ１のバイアス条件が同一であるほど、検出精度が良好になる。そこで、出力電力検出回路２０の動作電源電圧には、最終増幅段の電力増幅用トランジスタＱ１の動作電源電圧と同一の電源電圧（一般にはバッテリからの電圧）が用いられていた。また、ＧＳＭ方式の携帯電話機においては、最終増幅段の電力増幅用トランジスタは飽和領域に近い状態で動作される。そこで、図１２の回路では、検出用トランジスタＱ１とカレントミラー用トランジスタＱ２との間に、抵抗Ｒ２を接続して検出用トランジスタＱ１のドレイン電圧を抑えることで検出用トランジスタＱ１のバイアス状態が飽和に近い状態になるようにしていた。これによって、出力電力検出回路２０の検出精度はかなり良好なものとなった。

ところが、現在携帯電話機において使用されているリチウム電池は、充電直後は４．６Ｖのような高電圧であるのに対し、再充電を必要とするレベルまで放電した後の電圧は３．１Ｖのような低い電圧となる。そのため、電源電圧Ｖddが最大値（４．６Ｖ）もしくは最小値（３．１Ｖ）である場合の出力電力Ｐoutの偏差、すなわち標準値（３．５Ｖ）での出力電力Ｐoutからの変化分ΔＰoutを図示すると、図１３に示すように、出力電力Ｐoutの大きさによってΔＰoutが大きくうねるように変化するとともに、出力電力Ｐoutを増加させたときのΔＰoutの変化が、電源電圧Ｖddが最大値のときと最小値のときとで相反する動きとなる。

そのため、ΔＰoutの変化を補償するための出力レベル指示信号Ｖrampを与えるテーブルデータを多く必要とするので、そのようなテーブルデータを作成するための期間が長くなるとともにテーブルデータを格納するメモリの記憶容量を大きくしなければならならないため、ソフトウェアおよびハードウェア双方のコストアップを招くという課題がある。なお、図１３のグラフは、図１２の回路において破線で示すように、高周波電力増幅回路１０の最終増幅段の増幅用トランジスタの出力端から容量Ｃ０を介して取り出された交流成分をトランジスタＱ２と抵抗Ｒ２との接続ノードへ印加するようにした回路に関するものである。容量Ｃ０の機能は後の説明で明らかにされる。

本発明の目的は、高周波電力増幅回路のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムにおいて、出力電力の偏差の電源電圧依存性を小さくして出力電力の偏差を補償するためのテーブルデータの量を減らすことができ、それによって必要な記憶容量を少なくするとともにテーブルデータ作成期間を短縮してコストダウンを図ることができる高周波電力増幅回路およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。

さらに、本発明の他の目的は、高周波電力増幅回路のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出精度を高め、より精度の高い出力電力制御を行なうことができる高周波電力増幅回路およびそれを用いた無線通信システムを提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、高周波電力増幅回路のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行ない、出力電力検出信号と出力レベル指示信号とを比較してその差に応じて高周波電力増幅回路の利得を制御する信号を生成する誤差アンプを有する無線通信システムにおいて、出力電力検出回路の動作電源電圧として高周波電力増幅回路の動作電源電圧よりも変動の少ない電源電圧を用いるようにしたものである。また、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの出力側から交流成分を取り出して前記出力電力検出回路の内部に与える容量素子を設けるようにする。

上記した手段によれば、出力電力検出回路の動作電源電圧として変動の少ない電源電圧を用いるので、出力電力が電源電圧の変化に応じて変化してもそれを検出するトランジスタの動作電源電圧はあまり変化しなくなるため、出力電力の偏差の電源電圧依存性を小さくすることができる。また、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの出力側から交流成分を取り出して前記出力電力検出回路の内部に与える容量素子を設けることにより、反射波による影響を加味して出力電力レベルを検出することができるため、検出精度を高めより精度の高い出力電力制御を行なうことができる。

さらに、望ましくは、高周波増幅回路の最終増幅段の電力増幅用トランジスタの入力信号と同一の信号がゲート端子に印加された第１の検出用トランジスタ（電流検出用トランジスタ）と並列に、前記容量素子により高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの出力側から取り出された交流成分がゲート端子に印加された第２の検出用トランジスタと、該第２の検出用トランジスタの動作点を与えるバイアス回路とを設ける。これにより、反射波による影響を加味して出力電力レベルを検出することができるとともに、第２の検出用トランジスタを任意の動作点で動作させることができるため検出感度を向上させ、より精度の高い出力電力制御を行なうことができるようになる。

本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、高周波電力増幅回路のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出を電流検出方式で行なう無線通信システムにおいて、出力電力の偏差の電源電圧依存性を小さくして出力電力の偏差を補償するためのテーブルデータの量を減らすことができ、それによって必要な記憶容量を少なくするとともにテーブルデータ作成期間を短縮してコストダウンを図ることができる。また、高周波電力増幅回路のフィードバック制御に必要な出力レベルの検出精度を高め、より精度の高い出力電力制御を行なうことができるようになるという効果がある。

以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明を適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール２００）の概略構成を示したものである。本明細書においては、表面や内部にプリント配線が施されたセラミック基板のような絶縁基板に複数の半導体チップとディスクリート部品が実装されて上記プリント配線やボンディングワイヤで各部品が所定の役割を果たすように結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成されたものをモジュールと称する。

この実施例のパワーモジュール２００は、入力高周波信号Ｐｉｎを増幅する電力増幅用ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）を含む高周波電力増幅部２１０と、該高周波電力増幅部２１０の出力電力を検出する出力電力検出回路２２０と、前記高周波電力増幅部２１０の各段の電力増幅用ＦＥＴにバイアス電圧を与えて各ＦＥＴに流すアイドル電流を制御するバイアス制御回路２３０と、外部のベースバンド部から供給される出力レベル指示信号Ｖrampと前記出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖsnsとを比較してその電位差に応じた制御電圧Ｖapcを前記バイアス制御回路２３０へ与える誤差アンプ（ＡＰＣ回路）２５０とからなる。

特に制限されるものでないが、この実施例の高周波電力増幅部２１０は、３個の電力増幅用ＦＥＴ２１１、２１２、２１３を備え、このうち後段のＦＥＴ２１２，２１３はそれぞれ前段のＦＥＴ２１１，２１２のドレイン端子にゲート端子が接続され、全体で３段の増幅回路として構成されている。また、各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のゲート端子には、バイアス制御回路２３０から供給されるゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３が印加され、これらの電圧に応じたアイドル電流が各ＦＥＴ２１１，２１２，２１３にそれぞれ流されるようにされている。バイアス制御回路２３０は、抵抗分割でゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３を生成する抵抗分割方式あるいは各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３とカレントミラー接続されたＦＥＴによりゲートバイアス電圧Ｖｂ１，Ｖｂ２，Ｖｂ３を生成するカレントミラーバイアス方式のいずれの方式の回路であっても良い。

各段のＦＥＴ２１１，２１２，２１３のドレイン端子にはそれぞれインダクタＬ１，Ｌ２，Ｌ３を介して電源電圧Ｖddが印加されている。初段のＦＥＴ２１１のゲート端子と入力端子ＩＮとの間には、インピーダンス整合回路２４１および直流カットの容量素子Ｃ１が設けられ、これらの回路及び素子を介して高周波信号ＰｉｎがＦＥＴ２１１のゲート端子に入力される。

初段のＦＥＴ２１１のドレイン端子と２段目のＦＥＴ２１２のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４２および直流カットの容量素子Ｃ２が接続されている。また、２段目のＦＥＴ２１２のドレイン端子と最終段のＦＥＴ２１３のゲート端子との間には、インピーダンス整合回路２４３および直流カットの容量素子Ｃ３が接続されている。そして、最終段のＦＥＴ２１３のドレイン端子がインピーダンス整合回路２４４および容量素子Ｃ４を介して出力端子ＯＵＴに接続されており、高周波入力信号Ｐｉｎの直流成分をカットし交流成分を増幅した信号Ｐoutを出力端子ＯＵＴより出力する。

なお、本実施例においては、電力増幅用ＥＦＴ２１１〜２１３として、チップ上で横方向に端子を拡散させたいわゆるＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused MOSFET）と呼ばれるＭＯＳトランジスタが用いられている。また、この実施例のパワーモジュール２００は、特に制限されるものでないが、破線で囲まれた部分が半導体集積回路化されている。そして、この半導体集積回路ＩＣ１と、電力増幅部２１０のインダクタＬ１〜Ｌ３と、出力電力検出回路２２０の入力用の抵抗Ｒ１および容量Ｃ０とが、１つのセラミック基板上に実装されてパワーモジュールとして構成されている。

出力電力検出回路２２０は、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧と同一の電圧が抵抗Ｒ１を介して入力されるとともに、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子に一方の端子が接続された容量Ｃ０によって取り出された交流信号が入力され、これらの電圧および交流信号に基づいて出力電力を検出するように構成されている。

図２は、図１の高周波電力増幅回路における出力電力検出回路２２０の第１の実施例を示したものである。
図２の出力電力検出回路２２０は、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧と同一の電圧が抵抗Ｒ１を介してゲート端子に入力され電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン電流に比例した電流が流れるようにされた検出用トランジスタＱ１と、該トランジスタＱ１のドレイン端子と電源電圧端子との間に直列に接続されたＭＯＳトランジスタＱ２および抵抗Ｒ２と、前記トランジスタＱ２とゲート共通接続されたＭＯＳトランジスタＱ３と、該トランジスタＱ３のドレイン端子に接続されＱ３に流れるドレイン電流の２乗根（平方根）をとった電流Ｉsoutに変換する２乗根変換回路２２１と、該２乗根変換回路２２１により変換された電流Ｉsoutを電圧に変換して検出電圧Ｖsnsとして出力する電流−電圧変換用抵抗Ｒ３とから構成されている。

そして、前記ＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン端子と抵抗Ｒ２との接続ノードＮ０に前記容量Ｃ０の他方の端子が接続され、ＭＯＳトランジスタＱ２のドレインに最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子から容量Ｃ０により取り出された交流信号が印加されるようにされている。前記ＭＯＳトランジスタＱ２はゲートとドレインが結合されたいわゆるダイオード接続とされ、Ｑ２とＱ３はカレントミラー回路を構成している。本実施例では、トランジスタＱ２とＱ３のサイズが１：１とされることにより、Ｑ３にはＱ２のドレイン電流と同一のドレイン電流が流れるようにされている。

前記抵抗Ｒ２は、検出用トランジスタＱ１のドレイン電圧を抑えることにより、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のバイアス状態に近いバイアスを与え、飽和領域に近い領域で動作させるようにするためのもので、その抵抗値は数１００Ω程度とされる。一方、検出用トランジスタＱ１のゲート端子に接続された入力用の抵抗Ｒ２は電力増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧の変化を検出用トランジスタＱ１のゲート端子に充分に伝えることができるようにするため数１０Ω程度の抵抗値のものが使用される。容量Ｃ０は0.5〜100ｐＦのような容量値にされる。

さらに、本実施例の出力電力検出回路２２０においては、動作電源電圧として電力増幅用ＥＦＴ２１３の動作電源電圧Ｖddであるバッテリ電圧よりも変動の少ない定電圧Ｖregが用いられている。定電圧Ｖregのレベルは、バッテリ電圧よりも変動の少ないものであれば高くても低くても良いが、一般にはバッテリ電圧よりも高い電圧を発生する回路（昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ）を設けるよりもバッテリ電圧よりも低い電圧を発生する回路を設ける方が電力効率が良いので、動作電源電圧Ｖregはバッテリ電圧よりも低いものが望ましい。本実施例では、例えば２．８Ｖ±０．０５Ｖのような定電圧Ｖregが用いられる。従来より、このようなレベルの定電圧をベースバンドＬＳＩより高周波電力増幅部のバイアス制御回路へ供給するように構成されたシステムがあるので、かかる機能を有するベースバンドＬＳＩを利用して、外部のベースバンドＬＳＩから出力される定電圧Ｖregを出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として供給するように構成することができる。

上記のように、本実施例では、出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として変動の少ない電源電圧を用いているため、図３に示すように、出力電力Ｐoutの偏差の電源電圧依存性を小さくすることができる。図３において、実線は電源電圧Ｖddがその変動許容範囲の最大値（４．６Ｖ）である場合における標準値（３．５Ｖ）での出力電力Ｐoutからの変化分ΔＰoutをシミュレーションにより求めたもの、破線は電源電圧Ｖddがその変動許容範囲の最小値（３．１Ｖ）である場合における標準値での出力電力Ｐoutからの変化分ΔＰoutをシミュレーションにより求めたものである。

ＧＳＭの規格では、出力電力Ｐoutの偏差ΔＰoutは、出力電力が５ｄＢｍ〜１１ｄＢｍの範囲では±６ｄＢ、出力電力が１１ｄＢｍ〜３５ｄＢｍの範囲では±４ｄＢと定められている。図３において、一点鎖線で示されているのは、ＧＳＭの規格およびユーザーの要望を考慮して本発明者ら決定した目標範囲を示す制限線である。図３より、出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として変動の少ない電源電圧を用いることにより、出力電力Ｐoutの偏差ΔＰoutをほぼ目標範囲内に収めることができることが分かる。また、図１３と比較すると明らかなように、出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として高周波電力増幅部２１０の動作電源電圧と同じバッテリ電圧のような変動の大きな電源電圧を使用する場合に比べて、高出力の領域における出力電力Ｐoutの偏差ΔＰoutの変動（うねり）を小さくすることができる。

本発明以前は、出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として高周波電力増幅部２１０の動作電源電圧と同じ電圧を使用する方が、増幅用ＦＥＴ２１３のバイアス状態と検出用トランジスタＱ１のバイアス状態とが近似するため良好な結果が得られると考えていたが、上記図３のグラフから、出力レベルの高い領域では出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として変動の少ない電圧を使用した方が良好な結果が得られることが明らかとなった。これは、出力レベルの低い領域では増幅用ＦＥＴ２１３と検出用トランジスタＱ１は、ゲート電圧−ドレイン電流特性の飽和領域から離れた比較的リニアな領域で動作するため、バイアス状態が近似していれば２つのトランジスタの動作にあまり差異がないが、出力レベルの高い領域では増幅用ＦＥＴ２１３と検出用トランジスタＱ１は飽和領域に近い肩特性と呼ばれる領域で動作するため、バイアス状態が若干異なるだけで２つのトランジスタのゲート電圧変動範囲がずれ、それによってドレイン電流の変動量が大きくずれてしまうためであると考えられる。

さらに、本実施例の出力電力検出回路２２０では、高周波電力増幅部２１０の最終段の増幅用ＦＥＴ２１３の出力側（ドレイン端子）から交流信号を取り出して前記出力電力検出回路２２０の内部ノードに与える容量Ｃ０を設けているため、反射波による影響を加味して出力電力レベルを検出することができ、容量Ｃ０を設けない場合よりも検出精度を高めることができる。ただし、本実施例のように、出力電力検出回路２２０の動作電源電圧として高周波電力増幅回路の電源電圧よりも変動の少ない電圧を用いる技術は、容量Ｃ０を設けないで高周波電力増幅部の最終段の増幅用ＦＥＴ２１３のゲート電圧に基づいて電流検出方式のみで出力電力を検出する出力電力検出回路にも有効である。

さらに、実施例の出力電力検出回路２２０においては、トランジスタＱ３に流れる電流を２乗根変換する２乗根変換回路２２１を設けているため、より高精度に高周波電力増幅回路の出力電力を制御することができる。以下、その理由を説明する。

図４（Ａ）には、第１の実施例における高周波電力増幅回路の出力電圧Ｖoutと出力電力検出回路２２０の出力電圧（検出出力）Ｖsnsとの関係が実線Ｂ１で示されている。また、図４（Ｂ）には、第１の実施例の制御系における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係が実線Ｂ２で示されている。また、図４（Ａ）および（Ｂ）において、破線Ａ１，Ａ２で示されているのは、第１の実施例の２乗根変換回路２２１を設けない図１２に示されている制御系における高周波電力増幅回路の出力電圧Ｖoutと出力電力検出回路２２０の出力電圧Ｖsnsとの関係と、出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係である。２乗根変換回路２２１を設けない場合には、図４（Ａ）の破線Ａ１のように、出力電圧Ｖoutと検出出力Ｖsnsとはほぼリニアな関係になり、これによって図４（Ｂ）の破線Ａ２のように、送信要求レベルの低い領域（Ｖrampが小さい領域）における出力レベル指示信号Ｖrampに対する高周波電力増幅回路の出力の変化の度合が大きく、つまり制御感度が悪化してしまう。

これに対し、２乗根変換回路２２１を設けたことにより、図４（Ａ）からも分かるように、出力電力Ｐoutのレベルが低い領域では出力電圧Ｖoutに対する出力電力検出回路２２０の出力電圧Ｖsnsの変化の度合いが大きくなる。これにより、送信要求レベルの低い領域において出力レベル指示信号Ｖrampに対する出力電力Ｐoutの変化の度合いが大きくても、送信要求レベルの低い領域における出力レベル指示信号に対する高周波電力増幅回路の制御感度が向上し、制御範囲全体に亘って精度良く高周波電力増幅回路の出力電力を制御することができるようになる。

図５は、出力電力検出回路２２０の第２の実施例を示す。
第２の実施例の出力電力検出回路２２０が図２の第１の実施例の出力電力検出回路２２０と異なる点は、第１の実施例の出力電力検出回路２２０では、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子から容量Ｃ０により取り出された交流信号がＭＯＳトランジスタＱ２のドレイン端子と抵抗Ｒ２との接続ノードＮ０に印加されるようにされているのに対し、第２の実施例の出力電力検出回路２２０では、容量Ｃ０により取り出された交流信号がさらに抵抗Ｒ４を介してゲート端子に印加されたＭＯＳトランジスタＱ４が設けられ、このＱ４のドレイン電圧がＱ２と抵抗Ｒ２との接続ノードＮ０に印加されるようにされている点にある。また、この実施例においては、出力電力検出回路２２０の電源電圧としての定電圧Ｖregが、バンドギャップリファランス回路のような電源依存性のない基準電圧Ｖrefを発生する基準電圧発生回路２２２と、その出力をインピーダンス変換するボルテージフォロワ２２３とにより形成されるようにされている。

この実施例の出力電力検出回路２２０においても、高周波電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタ２１３のドレイン電流に比例した電流を流す検出用トランジスタＱ１の他に、増幅用トランジスタ２１３の出力側から交流信号を取り出して前記出力電力検出回路に与える容量Ｃ０を設けているため、反射波による影響を加味して出力電力レベルを検出することができ、容量Ｃ０を設けない場合よりも検出精度を高めることができる。なお、ボルテージフォロワ２２３は、その出力を直列抵抗で分圧した電圧をアンプの反転入力端子に帰還させるようにすることによって、入力基準電圧Ｖrefよりも高い所定の電位の電圧を生成し出力するように構成することができる。

図６には、図５の実施例の出力電力検出回路２２０を適用してフィードバック制御を行なうようにした図１の高周波電力増幅回路におけるバイアス制御回路２３０に供給される出力制御信号Ｖapcと出力電力検出回路２２０からの検出出力Ｖsnsとの関係を、実線Ｄ０で示す。Ｄ１〜Ｄ６は検出用トランジスタＱ１のドレイン側の抵抗Ｒ２の抵抗値を徐々に大きくした場合の出力制御信号Ｖapcと出力電力検出回路２２０からの検出出力Ｖsnsとの関係を示す。図７は、図１の高周波電力増幅回路における出力制御信号Ｖapcと出力電力Ｐoutとの関係を示す。ここで、図7はAPCのフィードバック制御がない状態の特性につき、本VapcとPoutの関係により近いVapcとVsnsである場合の検波回路特性である方が、PoutとVsnsの関係がリニアとなることから、より高精度な検出感度になるのは明らかである。

図６のうち、Ｑ１のドレイン側の抵抗Ｒ２の抵抗値が最も大きい場合の特性Ｄ６は検出用トランジスタＱ１のみの検出回路の特性に近い。図６と図７とを比較すると、上記の理由から、容量Ｃ０を介して増幅用ＦＥＴ２１３の出力側から交流信号を取り出して加味する実施例の出力電力検出回路の例Ｄ０の方が、より高精度に出力電力を検出できることが分かる。

図８は、第２の実施例の出力電力検出回路２２０の変形例を示す。
この変形例は、図５の第２の実施例の出力電力検出回路２２０において、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子から容量Ｃ０により取り出された交流信号をゲート端子に受けるＭＯＳトランジスタＱ４のゲート端子に、動作点としてのバイアス電圧を与えるバイアス生成回路２２４を設けたものである。

このバイアス生成回路２２４は、定電圧Ｖregが印加された電源端子と接地点との間に直列に接続された抵抗Ｒ５およびＭＯＳトランジスタＱ５と、該ＭＯＳトランジスタＱ５のゲート端子と上記電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子との間に接続された抵抗Ｒ６と、前記ＭＯＳトランジスタＱ５のゲート端子と接地点との間に接続された容量Ｃ５とからなる。ＭＯＳトランジスタＱ５は、そのゲート端子とドレイン端子とが結合されてダイオードとして作用するように構成されている。抵抗Ｒ５とトランジスタＱ５に流れる電流IbiasによってノードＮ１の電位を決定しており、電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子にバイアス電圧として付与する。

本実施例では、このバイアス電圧の値として、上記電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ４をＢ級増幅動作させることができるように、Ｑ４のしきい値電圧に近い電圧値が設定されている。これにより、ＭＯＳトランジスタＱ４には、容量Ｃ０を介して入力される交流波形に比例しそれを半波整流したような電流が流され、Ｑ４のドレイン電流は入力交流信号の振幅に比例した直流成分を含むようにされる。このトランジスタＱ４のドレイン電流と前記電流検出用トランジスタＱ１とのドレイン電流を合成した電流がＱ２，Ｑ３のカレントミラー回路によりＱ３側に転写され、２乗根変換回路２２１により２乗根変換され、抵抗Ｒ３によって電圧に変換されて検出電圧Ｖsnsとして出力されるように構成されている。抵抗Ｒ６と容量Ｃ５は、容量Ｃ０を介して入力される交流信号がバイアス生成回路２２４のトランジスタＱ５に影響を与えないようにするロウパスフィルタとして作用する。

図９は、出力電力検出回路２２０の第３の実施例を示す。
図５の第２の実施例の出力電力検出回路２２０と異なる点は、第３の実施例の出力電力検出回路２２０では、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧と同一の電圧がゲートに印加された電流検出用ＭＯＳトランジスタＱ１のゲート端子に、増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン端子から容量Ｃ０により取り出された交流信号が抵抗Ｒ４を介して入力されている点と、抵抗Ｒ７を介してＱ１と同様に最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧と同一の電圧がゲートに印加されたＭＯＳトランジスタＱ７が設けられ、このトランジスタＱ７のドレイン端子がカレントミラーの転写先のトランジスタＱ３のドレイン端子に接続されている点にある。カレントミラー回路を構成するトランジスタＱ２，Ｑ３のサイズ比は１：１でよい。

この第３の実施例の出力電力検出回路２２０においては、最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン電流に比例した電流に容量Ｃ０により取り出された出力の交流信号に応じた電流を加味した電流がトランジスタＱ１に流され、それがカレントミラーでトランジスタＱ３に転写され、その電流からＱ１と同様に電力増幅用ＥＦＴ２１３のドレイン電流に比例した電流が流れるトランジスタＱ７のドレイン電流を差し引いた電流が２乗根変換回路２２１に供給されて変換される。

ここで、トランジスタＱ１とＱ７のサイズ比を１：Ｍ（Ｍ>１）とし、Ｍの値を適宜設定することにより、Ｍの値に応じて最終段の電力増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧に基づく検波電流と容量Ｃ０により取り出された出力の交流成分に基づく検波電流との配分を任意に決定することができる。例えば、トランジスタＱ１とＱ７を同一サイズとすれば、２乗根変換回路２２１に供給される電流は交流成分に基づく検波電流のみとなる。この実施例の出力電力検出回路２２０は、使用するシステムに応じて増幅用ＥＦＴ２１３のゲート電圧に基づく検波電流と容量Ｃ０により取り出された出力の交流成分に基づく検波電流との配分を設定することができるという利点がある。

図１０は、２乗根変換回路２２１の具体的な回路の例を示す。図１０において、符号２０で示されているのは、図２や図８等に示されている出力電力検出回路２２０から２乗根変換回路２２１を除いた回路部分である。
この実施例の２乗根変換回路２２１は、前記カレントミラー・トランジスタＱ３から入力される検出電流Ｉsnsを比例縮小するＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第１カレントミラー回路３１と、該第１カレントミラー回路３１の転写先の電流をさらに比例縮小するＮチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２カレントミラー回路３２と、定電流源３８からの基準電流Ｉrefを比例縮小するＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第３カレントミラー回路３３と、該第３カレントミラー回路３３の転写先の電流をさらに比例縮小するＰチャネルＭＯＳＦＥＴからなる第２カレントミラー回路３４と、これらのカレントミラー回路により生成された電流を用いて検出電流Ｉsnsの２乗根に相当する項を含む電流を生成する演算回路３５と、該演算回路３５を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｍ４と直列に接続されＭ４と同一の電流が流されるＭＯＳＦＥＴ Ｍ５およびＭ５とカレントミラー接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｍ６およびＭ６と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｍ７からなりＭＯＳＦＥＴ Ｍ７のゲートにＭ４のドレイン電圧が印加されることにより演算回路３５を構成するＭＯＳＦＥＴ Ｍ２とＭ４の動作点を与えるバイアス回路３６と、前記カレントミラー回路３２，３４により生成された電流を用いて演算回路３５で生成された２乗根に相当する項を含む電流から２乗根の項以外の余分な項に相当する電流を減算して検出電流Ｉsnsの２乗根に比例した電流を出力する電流合成回路３７とから構成されている。

各カレントミラー回路３１〜３４はそれぞれ互いゲート共通接続された対をなすＭＯＳＦＥＴのサイズ比（ゲート幅の比）を所定の値に設定することにより比例縮小された電流を生成する。具体的には、第１カレントミラー回路３１は１／１０に、第２カレントミラー回路３２は１／３と１／１２に、第３カレントミラー回路３３は１／８に、そして第４カレントミラー回路３４は１／４と１／１６に、それぞれ縮小された電流を生成するように対をなすＭＯＳＦＥＴのサイズ比（ゲート幅の比）が所定の値に設定されている。

２乗根回路３０に入力される検出電流Ｉsnsの１／３０の電流をＩｓ、定電流源３８からの基準電流Ｉrefの１／３２の電流をＩｒと置くと、第１カレントミラー回路３１と第３カレントミラー回路３３の転写先に流される電流はそれぞれ３Ｉｓ，４Ｉｒとなり、第２カレントミラー回路３２と第４カレントミラー回路３４の転写先から演算回路３５に流される電流はそれぞれＩｓ，Ｉｒとなる。

演算回路３５は、第２カレントミラー回路３２から供給される電流Ｉｓがドレイン・ソース間に流されるＭＯＳＦＥＴ Ｍ２と、該ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレイン電圧がゲート端子に印加され、第４カレントミラー回路３４から供給される電流Ｉｒがドレイン・ソース間に流されるＭＯＳＦＥＴ Ｍ３と、同じくＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレイン電圧がゲート端子に印加され電流合成回路３７の転写元の電流を流すＭＯＳＦＥＴ Ｍ３と、該ＭＯＳＦＥＴ Ｍ３のソース側にＭ３と直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｍ１とから構成されている。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１はゲートとドレインが結合されてダイオードとして作用するようにされている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１〜Ｍ４は、互いにサイズ（ゲート幅Ｗとゲート長Ｌ）が同一になるように設計され、同一工程で同時に製造されることにより同一のしきい値電圧Ｖthを有するようにされるとともに、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１〜Ｍ４は飽和領域で動作するように電源電圧Ｖdd2が設定されている。

ここで、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１，Ｍ２，Ｍ３，Ｍ４のゲート・ソース間電圧をＶGS1，ＶGS2，ＶGS3，ＶGS4、ドレイン・ソース間電圧をＶDS1，ＶDS2，ＶDS3，ＶDS4で表わし、演算回路３５のノードＮ１に着目すると、ノードＮ１の電位Ｖｎ１はＭＯＳＦＥＴ Ｍ１，Ｍ３の側からはＶｎ１＝ＶGS1＋ＶGS3で決まり、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２，Ｍ４の側からはＶｎ１＝ＶGS2＋ＶGS4で決まり、両電位は等しいことから、ＶGS1＋ＶGS3＝ＶGS2＋ＶGS4となる。

ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１とＭ３は直列接続されているので流れる電流は等しく（図ではＩout）、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２にはカレントミラー回路３２から電流Ｉｓが、またＭＯＳＦＥＴ Ｍ４にはカレントミラー回路３４から電流Ｉｒが流されることから、上記等式は、ＭＯＳＦＥＴの飽和領域でのドレイン電流特性を表わす式より、次式（１）のように表わすことができる。

２[Ｖth＋√{(２／β)・(Ｌ／Ｗ)／(１＋λ・ＶDS)}・√Ｉout]
＝Ｖth＋√{(２／β)・(Ｌ／Ｗ)／(１＋λ・ＶDS)}・√Ｉｓ
＋Ｖth＋√{(２／β)・(Ｌ／Ｗ)／(１＋λ・ＶDS)}・√Ｉｒ ……（１）

上式において、各ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１〜Ｍ４の素子サイズＬ／Ｗは等しく、またＭＯＳＦＥＴの素子特性からλ・ＶDSは「１」対して無視できるほど小さいので、次式
√Ｉout＝（√Ｉｓ＋√Ｉｒ）／２ ……（２）
のように整理することができる。そして、この式を変形すると、
Ｉout＝（Ｉｓ＋Ｉｒ）／４＋√(Ｉｓ・Ｉｒ)／２ ……（３）
となり、（Ｉｓ＋Ｉｒ）／４なる余分な項は含まれるが、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ３に流れる電流Ｉoutは検出電流Ｉｓの２乗根で表わされることが分かる。

さらに、図１０の実施例の回路においては、互いにゲート共通接続されたカレントミラーＭＯＳＦＥＴ Ｍ８，Ｍ９からなる電流合成回路３７が設けられており、この回路はカレントミラーの転写元のＭＯＳＦＥＴ Ｍ８に流れる電流に、第２カレントミラー回路３２から供給されるＩｓ／４の電流と第４カレントミラー回路３４から供給されるＩｒ／４の電流を足し込んだものをＩoutとして出力するように構成されている。また、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ８とＭ９はサイズ比が１：１０になるように設計されている。これにより、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ８とカレントミラー接続されたＭＯＳＦＥＴ Ｍ９には、Ｉoutよりも（Ｉｓ＋Ｉｒ）／４だけ少ない電流の１０倍の大きさの電流が流れるようにされる。

ここで、電流合成回路３７により足し込まれる電流（Ｉｓ＋Ｉｒ）／４は、上記式（３）の第１項に相当することが分かる。従って、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ９に流れる電流は上記式（３）の第２項の１０倍すなわち１０・√(Ｉｓ・Ｉｒ)／２＝５・√(Ｉｓ・Ｉｒ)となる。図１０の実施例の回路ではこの電流が出力されるようになっている。従って、この回路の出力電流はＩｓの２乗根に比例した電流となる。

一方、前述したように、電流Ｉｓは出力電力検出回路２２０の検出電流Ｉsnsの１／３０である。よって、図１０の回路の出力電流は、出力電力検出回路２２０の検出電流Ｉsnsの２乗根に比例した電流となる。そして、この電流は電流−電圧変換回路４０の抵抗Ｒ１６に流されて電圧に変換され、この変換された電圧がバッファ４１によりインピーダンス変換されて誤差アンプ２５０に供給される。

この実施例の２乗根回路は、式（３）に温度係数が含まれておらず出力電流には温度依存性がないため、基準電流Ｉrefが一定であれば周囲温度が変化しても動作特性は一定であり安定性の高い変換が可能である。温度が変化しても電流が一定である定電流源としては、正の温度特性を有する素子と負の温度特性を有する素子を組み合わせることで温度補償をした定電流回路が知られているので、そのような温度依存性のない定電流回路を電流源３８として利用することで、容易に本実施例の２乗根回路に適した基準電流Ｉrefを生成して与えることができる。

なお、図１０の実施例回路においては、第１カレントミラー回路３１と第３カレントミラー回路３３は各々カレントミラー接続されたＭＯＳＦＥＴ対が２段縦積みにされた回路が用いられているが、これは生成される電流の電源電圧依存性を下げるためであり、２乗根回路２２１の動作電圧Ｖdd2として安定性の高い電圧が供給される場合にはそれぞれＰ−ＭＯＳ側のカレントミラー回路３２，３４と同様な１段のカレントミラー回路とすることができる。

次に、図１１は、前記実施例のパワーモジュールを適用して有効な無線通信システムの一例としての９００ＭＨｚ帯の周波数を使用するＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と１８００ＭＨｚ帯の周波数を使用するＤＣＳ（Digital Cellular System）の２つのバンドでのＧＭＳＫ通信方式の無線通信が可能なデュアルバンド方式の通信システムの概略の構成を示す。

図１１において、ＡＮＴは信号電波の送受信用アンテナ、１００はＧＳＭやＤＣＳのシステムにおけるＧＭＳＫ変調や復調を行なうことができる変復調回路や送信データ（ベースバンド信号）に基づいてＩ，Ｑ信号を生成したり受信信号から抽出されたＩ，Ｑ信号を処理する回路を有する高周波信号処理回路（ベースバンド回路）１１０や受信信号を増幅するロウノイズアンプＬＮＡ１，ＬＮＡ２等が１つの半導体チップ上に形成されてなる高周波信号処理用半導体集積回路（ベースバンドＩＣ）と送信信号から高調波成分を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ１，ＢＰＦ２、受信信号から不要波を除去するバンドパスフィルタＢＰＦ３，ＢＰＦ４などが１つのパッケージに実装されてなる電子デバイス（以下、ＲＦデバイスと称する）である。Tx‐MIX1，Tx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの送信信号をアップンコンバートするミキサ、Rx‐MIX1，Rx-MIX2は各々ＧＳＭとＤＣＳの受信信号をダウンコンバートするミキサである。

また、図１１において、２００はベースバンドＩＣ１００から供給される高周波信号を増幅する前記実施例のパワーモジュール、３００は送信信号に含まれる高調波などのノイズを除去するロウパスフィルタＬＰＦ１，ＬＰＦ２、ＧＳＭの信号とＤＣＳの信号を合成したり分離したりする分波器ＤＰＸ１，ＤＰＸ２、送受信の切替えスイッチＴ／Ｒ−ＳＷなどを含むフロントエンド・モジュールである。

図１１に示されているように、この実施例では、ベースバンドＩＣ１１０からバイアス制御回路２３０に対してＧＳＭかＤＣＳかを示すモード選択信号ＶBANDが供給され、バイアス制御回路２３０はこの制御信号ＶBANDに基づいて、モードに応じたバイアス電流を生成しパワーアンプ２１０ａと２１０ｂのいずれかに供給する。また、ベースバンドＩＣ１１０からパワーモジュール２００内のＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０へ出力レベル指示信号Ｖrampが供給され、ＡＰＣ回路（誤差アンプ）２５０は出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力検出回路２２０からの検出電圧Ｖsnsとを比較してバイアス制御回路２３０対する出力制御信号Ｖapcを生成し、バイアス制御回路２３０は出力制御信号Ｖapcに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂのゲインを制御し、これに応じてパワーアンプ２１０ａ，２１０ｂの出力電力が変化するように制御される。

なお、図１１には示されていないが、上記デバイスやモジュール以外に、ＲＦデバイス１００に対する制御信号やパワー制御信号ＰＣＳの基になる出力レベル指示信号を生成してシステム全体を制御するマイクロプロセッサ（ＣＰＵ）を設けるようにしても良い。

以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば前記実施例の高周波電力増幅回路では、出力電力検出回路に２乗根変換回路２２１を設けているが、これを省略してカレントミラーを構成するトランジスタＱ３のドレイン電流を直接抵抗Ｒ３に流して電圧に変換する構成としても良い。また、実施例では、電力増幅素子２１１〜２１３として、ＬＤＭＯＳが使用されているが、通常のＣＭＯＳプロセスで形成されるＭＯＳＦＥＴやバイポーラ・トランジスタ、ＧａＡｓＭＥＳＦＥＴ、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ（ＨＢＴ）、ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）等他のトランジスタを用いても良い。

さらに、前記実施例では、出力電力検出回路２２０への交流信号を取り出す容量Ｃ０を、電力増幅部の最終段の増幅用トランジスタのドレイン端子に近い部位に接続しているがインピーダンス整合回路２４４の途中あるいは終端に近い部位に接続することも可能である。

以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式による送受信が可能なデュアルバンドの無線通信システムを構成するパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、他の通信方式や、ＧＭＳとＤＣＳとＰＣＳ（Personal Communications System）など３以上の通信バンド方式による送受信が可能なマルチバンドの携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーモジュールに利用することができる。

本発明を適用した高周波電力増幅器（パワーモジュール２００）の概略構成を示すブロック図である。 図１の高周波電力増幅回路における出力電力検出回路２２０の第１の実施例を示す回路図である。 本実施例を適用した図１のシステムにおける出力電力Ｐoutの出力偏差をシミュレーションにより求めた結果を示すグラフである。 （Ａ）は本発明の実施例と先願の高周波電力増幅回路のフィードバック制御系におけるパワーアンプの出力電圧Ｖoutと検出電圧Ｖsnsとの関係を示す特性図、（Ｂ）は本発明の実施例と先願の高周波電力増幅回路のフィードバック制御系における出力レベル指示信号Ｖrampと出力電力Ｐoutとの関係を示す特性図である。 図１の高周波電力増幅回路における出力電力検出回路２２０の第２の実施例を示す回路図である。 図５の実施例の出力電力検出回路２２０を適用してフィードバック制御を行なうようにした図１の高周波電力増幅回路におけるバイアス制御回路２３０に供給される出力制御信号Ｖapcと出力電力検出回路２２０からの検出出力Ｖsnsとの関係を示すグラフである。 図１の高周波電力増幅回路における出力制御信号Ｖapcと出力電力Ｐoutとの関係を示す特性図である。 図５の実施例の出力電力検出回路２２０の変形例を示す回路図である。 図１の高周波電力増幅回路における出力電力検出回路２２０の第３の実施例を示す回路図である。 実施例の２乗根変換回路の具体的な回路例を示す回路図である。 本発明を適用したＧＳＭとＤＣＳの２つの通信方式の無線通信が可能なシステムの概略の構成を示すブロック図である。 本出願人が先に開発した電流検出方式の高周波電力増幅回路のフィードバック制御系の概略構成を示すブロック図である。 本発明に先立って検討した電流検出方式の高周波電力増幅回路のフィードバック制御系における出力電力Ｐoutの出力偏差をシミュレーションにより求めた結果を示すグラフである。

符号の説明

２１０ 電力増幅回路
２２０ 出力電力検出回路
２２１ ２乗根変換回路
２３０ バイアス制御回路
２５０ 誤差アンプ
１００ ＲＦモジュール
２００ パワーモジュール
２１０ａ，２１０ｂ 高周波電力増幅回路
３００ ベースバンド回路
４００ フロントエンド・モジュール
ＡＮＴ 送受信用アンテナ

Claims (11)

1. 高周波信号を増幅する電力増幅回路の信号を受け電力増幅回路の出力電力を検出するための出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の検出信号と出力レベルを指示する信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に基づいて前記電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス制御回路とを備えてなる高周波電力増幅回路であって、
   前記出力電力検出回路は、前記電力増幅回路の出力トランジスタの入力端子または出力端子の信号が入力端子に印加されるようにされ、出力端子と電源電圧端子との間に抵抗素子が接続されてなる検出用トランジスタを具備してなり、前記電源電圧端子に供給される動作電源電圧は前記電力増幅回路の電源電圧端子に供給される動作電源電圧よりも変動が小さく設定されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
2. 高周波信号を増幅する電力増幅回路の信号を受け電力増幅回路の出力電力を検出するための出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の検出信号と出力レベルを指示する信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に基づいて前記電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス制御回路とを備えてなる高周波電力増幅回路であって、
   前記出力電力検出回路は、前記電力増幅回路の出力トランジスタの入力端子の信号が入力端子に印加されるようにされ、出力端子と電源電圧端子との間に抵抗素子が接続されてなる検出用トランジスタを具備してなり、前記抵抗素子の一方の端子には前記電力増幅回路の出力トランジスタの出力端子の信号が容量素子を介して印加されるようにされ、前記電源電圧端子に供給される動作電源電圧は前記電力増幅回路の電源電圧端子に供給される動作電源電圧よりも変動が小さく設定されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
3. 高周波信号を増幅する電力増幅回路の信号を受け電力増幅回路の出力電力を検出するための出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の検出信号と出力レベルを指示する信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に基づいて前記電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス制御回路とを備えてなる高周波電力増幅回路であって、
   前記出力電力検出回路は、前記電力増幅回路の出力トランジスタの入力端子の信号が入力端子に印加されるようにされ、出力端子と電源電圧端子との間に抵抗素子が接続されてなる第１の検出用トランジスタと、前記電力増幅回路の出力トランジスタの出力端子の信号が入力端子に印加されるようにされ、出力端子が前記抵抗素子の他方の端子に接続されてなる第２の検出用トランジスタとを具備してなり、前記電源電圧端子に供給される動作電源電圧は前記電力増幅回路の電源電圧端子に供給される動作電源電圧よりも変動が小さく設定されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
4. 前記第２の検出用トランジスタの入力端子に、該第２の検出用トランジスタの動作点を与えるバイアス電圧を生成するバイアス生成回路を備えることを特徴とする請求項３に記載の高周波電力増幅回路。
5. 高周波信号を増幅する電力増幅回路の信号を受け電力増幅回路の出力電力を検出するための出力電力検出回路と、該出力電力検出回路の検出信号と出力レベルを指示する信号とを比較してその差に応じた信号を出力する誤差増幅回路と、該誤差増幅回路の出力に基づいて前記電力増幅回路にバイアスを与えるバイアス制御回路とを備えてなる高周波電力増幅回路であって、
   前記出力電力検出回路は、前記電力増幅回路の出力トランジスタの入力端子および出力端子の信号が入力端子に印加されるようにされ、出力端子と電源電圧端子との間にカレントミラー回路を構成する第１のトランジスタが接続されてなる第１の検出用トランジスタと、前記電力増幅回路の出力トランジスタの出力端子の信号が入力端子に印加されるようにされ、出力端子が前記カレントミラー回路を構成する第２のトランジスタの出力端子に接続されてなる第２の検出用トランジスタと、前記カレントミラー回路の出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とを具備してなり、前記電源電圧端子に供給される動作電源電圧は前記電力増幅回路の電源電圧端子に供給される動作電源電圧よりも変動が小さく設定されていることを特徴とする高周波電力増幅回路。
6. 前記出力電力検出回路は、前記抵抗素子と前記電源電圧端子との間に設けられたカレントミラー回路と、該カレントミラー回路の出力電流を電圧に変換する電流−電圧変換手段とを備え、該電流−電圧変換手段により変換された電圧が検出信号として前記誤差増幅回路に供給されるようにされていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
7. 前記カレントミラー回路の出力電流を２乗根した電流に変換する２乗根変換回路を備え、前記電流−電圧変換手段は前記２乗根変換回路の出力電流を電圧に変換して前記誤差増幅回路に供給することを特徴とする請求項５または６に記載の高周波電力増幅回路。
8. 前記検出用トランジスタの入力端子には入力抵抗が接続され、該入力抵抗の抵抗値は前記検出用トランジスタの出力端子に接続された前記抵抗素子の抵抗値よりも小さく設定されていることを特徴とする請求項１〜４のいずれかに記載の高周波電力増幅回路。
9. 前記電力増幅回路は複数の増幅用トランジスタが縦続接続されてなり、前記検出用トランジスタの入力端子に印加される信号は、前記電力増幅回路の最終段の増幅用トランジスタの入力端子に印加される信号であることを特徴とする請求項９に記載の高周波電力増幅回路。
10. 請求項１〜９のいずれかに記載の高周波電力増幅回路を備えた第１電子部品と、送信信号と受信信号の切替えを行なう送受信切替え回路を備えた第２電子部品と、送信する信号を変調して前記第１電子部品へ入力する第３電子部品と、前記各電子部品に対する制御信号を生成し供給する制御用半導体集積回路とを有し、前記出力レベルを指示する信号は前記制御用半導体集積回路から前記高周波電力増幅回路に供給されるように構成されていることを特徴とする無線通信システム。
11. 前記電源電圧端子に供給される変動の小さな動作電源電圧もしくはその基準となる電圧は、前記制御用半導体集積回路から前記高周波電力増幅回路に供給されるように構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の無線通信システム。

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