JP2005249800A - 時間遅延の決定および信号シフトの決定 - Google Patents

Abstract

【課題】送信信号と受信信号間の時間遅延を測定して物体までの距離を導出する障害物検出装置において、より効率的で信頼性の高い時間遅延決定方式を得る。
【解決手段】ランダム信号により送信搬送波周波数信号を変調し、送信信号と受信信号間の遅延を、ランダム信号上のゼロ交差検出装置によって測定し、得られた複数のサンプル値を平均化する等の統計的処理を行って時間遅延を決定する。信号の観測時間長を予測される最大遅延時間として観測時間内のサンプル値を取得しゼロ交差求めると、送受信信号間遅延時間に相当する時点と同期して出現する。
【選択図】図６

Description

本発明は、少なくとも２つの信号の間で時間遅延を決定することに関する。記述される技法はまた一般的に、信号が他の信号に対してシフトされる量の決定に応用することも可能である。

従来より伝搬遅延時間を決定するシステムが考案されている（例えば、特許文献１および２参照。）。

時間遅延決定の１つの明らかな用途は、複雑なエンジニアリングシステム、特に通信システム内で実行されている異なるプロセスまたは機能の同期化である。時間遅延の決定には、他にも、レーダシステムおよびソナーシステムなど多くの実用的な用途がある。また、ある現象またはプロセスに関連する距離が知られておりその波形の速度が要求される、一部の産業用の用途および生物医学的な用途では、この現象またはプロセスが既知の距離を移動するために必要な時間を決定することによって速度を概算することが可能である。

時間遅延Δｔを決定する従来の１つの方法は、標準のクロス相関関数を概算することである。

上式で、長さＴの観察間隔にわたり、仮定された時間遅延τ_min＜τ＜τ_maxの範囲に関して積分の数値が求められる。クロス相関関数Ｒ_xy（τ）を最大化する、たとえばτ₀などの引数τの値は、不明な時間遅延Δｔの概算値を提供する。

一般に、クロス相関の動作は、次の３つのステップを含む。
１ 基準信号ｘ（ｔ）をτだけ遅延させる。
２ 受信された信号ｙ（ｔ）の値と遅延された基準信号ｘ（ｔ）の値を乗算する。
３ 指定された観察時間間隔Ｔにわたって、ステップ２で得られた積を積分する。

標準のクロス相関器システムの構成図が図１に示されている。このシステムは可変遅延線１００、乗算器１０２および積分器１０４を備える。時間遅延概算値τ₀の最大決定値を伴う、典型的なクロス相関カーブの例が図２に示されている。

図示されたシステムは、要求された動作および機能を直列的に実行するが、並列システムも知られており、並列システムの中ではたとえば、単一の可変遅延線はタップ付き（「バケツリレー」タイプ）遅延線によって置き換えられ、タップはそれぞれの乗算器に供給される増分遅延（incremental delay）を提供し、乗算器の出力はそれぞれの積分器に供給される。

クロス相関動作は、上に論じたように時間ドメインの中で実行される場合もあるが、周波数ドメインの中で実行される場合もあることに注意されたい。

観察されたクロス相関カーブは通常、信号自体のランダムな変動に関連するエラーおよび、ノイズおよび干渉効果から生じるエラーを含む。その結果、クロス相関ピークの位置を決めるタスクは、現実には実行がかなり困難である。ピークがよく定義された時でも、その位置は通常、いくつかのポイントでクロス相関関数の数値を求め、対応する差を計算してクロス相関関数の導関数を概算することによって発見される。この手順がトラッキングシステム内で使用される時、必要となる追加の動作は計算上負担となるか、少なくとも、不便である。

不明な時間遅延を決定する有効な方法の重要な種類は、同期積分に基づいている。図３は、時間遅延を決定する有効なシステムの構成図である。送信された信号ｘ（ｔ）は、信号パス３００によって不明な量遅延され、同期積分器３０２によって送信された信号ｘ（ｔ）と同期的に積分される。同期積分器内の積分プロセスは、信号ｘ（ｔ）自体からトリガ生成装置３０４によって得られるトリガパルスの列(train)によって開始され制御される。既知の同期積分システムは、多くの適切な同一の波形から成る反復コンポジット信号を使用する。図４は、典型的な波形と同期積分器によって実行される動作の例を示す。この場合、各トリガパルスは送信されている信号波形のリーディングエッジと一致する。出力信号波形ｙ（ｔ）は、ノイズおよび干渉によって崩壊した、時間遅延されたレプリカである。積分された波形の合計数Ｋが十分に大きい場合、同期積分器の出力で観察される累積された平均は、反復して送信される波形ｘ（ｔ）の形状と同じ形状を有することになる。不明な時間遅延Δｔはついで、トリガパルスの発生と、累積された平均のリーディングエッジの間の時間差から決定することが可能である。

国際公開第９７／６４４６号パンフレット 国際公開第９８／１３９４７号パンフレット

時間遅延を決定する、改良された技法を提供することが望ましい。

本発明の態様は、首記の請求項に述べられている。

本発明のさらなる態様では、時間遅延は、互いに対応するが同一である必要はない、２つの信号の間で測定される。信号のうち１つは、不均一な間隔だけ離れているイベントのシーケンスを決定するために処理される。信号は好ましくは、イベントが少なくとも実質的に非周期的な連続を定義するように設計されている。第２の信号のセグメントは、第１の信号から導出された連続するイベントの間の間隔に対応する間隔で取得される。セグメントは組み合わされる。組み合わされたセグメント内の、第１の信号と第２の信号の間の時間シフトに対応する位置において、第１の信号のイベントに対応する第２の信号の部分がたがいに組み合わせられる。この位置は組み合わされたセグメントから決定できる。したがって、信号の間の遅延に対応する時間シフトを決定することが可能になる。

好ましくは、イベントはバイナリ信号のエッジに関連づけられ、さらに好ましくは、バイポーラ信号のゼロ交差に関連づけられ、組み合わされたサンプルがゼロに平均化されるか（時間シフトが信号の間の遅延に対応していない場合）、または奇関数を表す（時間シフトが遅延に対応する場合）。奇関数を検索することにより、正しい遅延時間を決定することが可能である。

次に説明される本発明の好ましい実施形態では、時間遅延弁別器は暗示的なサンプリングを使用する。従来の信号処理技法は、既定の（および一般には等しく間隔を置いた）時点（time instant）で目的の信号をサンプリングする（たとえばナイキストサンプリング）ことによって得られる観察に基づいており、その信号がとる値からは独立している（いわゆる明示的なサンプリング）。明示的なサンプリングとは対照的に、暗示的なサンプリングの方法は、目的の信号（またはそれに関連づけられた別の信号）が既定の値をとる時点を使用する。

好ましい実施形態では、イベントのシーケンスは実質的に非周期的な波形から導出され、非同期的な波形はまた、適切な時間的な特性を伴うカオス波形（chaotic waveform）または別のランダム波形または疑似ランダム波形である場合がある。波形はイベントに対応する一連のタイムマークを生成するために使用され、これは実質的にはランダムなポイントのプロセスと見なすことが可能である。必要ではないが好ましくは、これらのタイムマークは、波形が既定の定数レベル（たとえばゼロレベル）、またはなんらかの指定された方法で時間的に変化するレベルを超える、適切に選択された時点で使用することによって得られる。正の傾斜を伴うゼロレベルの交差はゼロのアップ交差と呼ばれ、同様に、負の傾斜を伴うゼロレベルの交差はゼロのダウン交差と呼ばれる。（現実の波形または復号波形の）ゼロ交差は、時点の正確で明白な表現を可能にする。

波形から得られる一連のタイムマークは、ついで、タイムマークが２つの適切に選択された電圧レベルの間で遷移（切換）インスタントを構成するような方法でバイナリの波形を構成するために使用される。その結果、時間遅延の決定に必要なすべての関連する時間情報は、バイナリ波形の一連の遷移インスタント内にカプセル化される。バイナリ波形が使用される時、時間変化する波形の振幅と関連して不確実性が追加される可能性は除去され、より効率的で信頼性の高い時間遅延の決定という結果になる。特に、ランダムな遷移時間を伴う対称的な（バイポーラ）バイナリ波形は、その時間的な構造が純粋にランダムである、すなわち非周期的であり不規則であるのにその振幅構造は非常に単純であるため、時間遅延を決定するという目的に関して、特に望ましい信号とみなすことが可能である。

しかしこのような構成は、本質的ではない。イベントまたはタイムマークが不均一な間隔で発生することが重要である。これらの間隔は共通の期間、たとえばクロックサイクルの整数倍である可能性があり、実際にこれはデジタルシステムの中で可能である。しかし間隔は完全に非周期的である必要はなく、これらはたとえば（疑似ランダム信号から導出される）反復するシーケンスを形成する場合もあるが、それでもなお、反復期間が十分に長くて（すなわち、測定されるべき遅延の範囲より長く）不明瞭な結果が避けられる限りにおいては、実質的に非周期的である。

本発明は、たとえば、マイクロ波搬送波を使用して信号のうち１つを送信し、その信号と受信された反射との間の遅延を決定する、障害物検出装置または他のレーダデバイス内で具体化される可能性がある。

時間遅延を決定するために、一連のランダムなタイムマークから構成されるバイナリ波形が使用されるが、実際には、このランダム波形から抽出されたタイムマークのみが使用されるため、実際に搬送波の変調に使用されるランダム波形はこのバイナリ波形とは異なっている場合がある。この結果、波形が適切なタイムマークを提供できる限り、たとえば波形の形状に影響を与える別のパラメータが、他のいくつかの基準にしたがって選択（または設計）される場合がある。他の基準とは次のとおりである。
１ 効率的な電力送信のための、一定のエンベロープ（すなわち、正弦波などの連続的な信号）
２ 複雑さの少ない変調に適した形
３ 干渉の可能性を低くするためのノイズ様の外観

たとえば、簡単なパルスが各時点で送信され、送信パスが振幅立上り時間がゆがめられるようなものである場合に生じる可能性があるような、時間情報の崩壊を避けるような搬送波の変調が望ましい。

本発明を具体化する構成は、付随する図面を参照して、例として記述される。

本発明の態様は、首記の請求項に述べられている通りであるため、遅延時間を良好に精度よく決定することができる。

本発明の実施形態は障害物検出マイクロ波レーダの形で、障害物検出マイクロ波レーダの構成図である図５を参照して説明される。

マイクロ波レーダは、適切な帯域幅および他の特性を伴う、実質的に連続的なランダム波形ｘ（ｔ）およびｚ（ｔ）を生成するランダム信号生成器１を備える。ｘ（ｔ）およびｚ（ｔ）は同一である場合もあり、次に論じるように異なる場合もある。本実施形態の目的のために、これらの波形は同一であると仮定する。

レーダはまた、必要な搬送波周波数を伴う正弦信号を生成するマイクロ波発振器２、ランダム波形ｚ（ｔ）を伴う搬送波信号の１つまたは複数のパラメータ（たとえば振幅、位相、または周波数）を変調する変調器３、変調された搬送波信号を必要なレベルに増幅する電力増幅器（ＰＡ）４、変調された搬送波信号を表す電磁波を障害物６に向かって放射するマイクロ波送信アンテナ（ＴＡ）５、障害物６によって反映されて戻された電磁波を受信するマイクロ波受信アンテナ（ＲＡ）７、受信アンテナ（ＲＡ）７によって供給された信号を増幅する入力増幅器（ＩＡ）８、および発振機２によって供給された基準搬送波信号および入力増幅器（ＩＡ）８によって供給された信号を一緒に処理して、送信されたランダム波形ｚ（ｔ）の時間遅延されたレプリカｙ（ｔ）を再構成する復調器９を有する。

ランダム波形ｘ（ｔ）および時間遅延されたレプリカｙ（ｔ）はついで、指定された観察時間間隔の間、時間遅延弁別器１０によって一緒に処理され、レーダと障害物６の間の距離（範囲）に比例する不明な時間遅延の概算値を生成する。次に、時間遅延の概算値および対応する観察時間間隔の値は共にデータプロセッサ１１に供給され、データプロセッサ１１は障害物６からの距離（範囲）を決定し、場合によっては、データプロセッサ１１はまた、この障害物の速度も決定する場合もある。

波形ｘ（ｔ）およびｙ（ｔ）は図６に示されている。波形ｘ（ｔ）は、対称的なランダムバイナリバイポーラ波形であり、この実施形態の中ではまた、障害物に向かって送信される波形ｚ（ｔ）でもある。関連する時間情報はすべて、ｘ（ｔ）のランダムなゼロ交差の組の中にカプセル化される。説明のために、波形ｘ（ｔ）のいくつかの選択された連続的なゼロアップ交差は、図６ａの中に１〜９の数字によってマークされている。バイナリ波形ｙ（ｔ）は障害物によって反射されて戻され、図６ｂの中に示されており、送信されたバイナリ波形ｘ（ｔ）の時間遅延されたレプリカである。この結果、ｘ（ｔ）と関連するランダムなゼロアップ交差の元のパターンは、遅延Δｔだけ時間的にシフトされている。具体的には、ｘ（ｔ）のアップ交差１〜９のパターンはΔｔだけ遅延されており、図６ｂの中では１^*〜９^*でマークされたｙ（ｔ）のアップ交差の対応するパターンを形成する。

この実施形態の時間遅延弁別器１０によって使用される技法を説明するために、波形ｙ（ｔ）の複数の波形セグメントの構成を次のように考える。
１．時間長（duration）が、決定されるべき時間遅延の予想される最大値Δｔ_maxに等しい（またはそれより長い）観察ウィンドウＴｗを選択する。観察ウィンドウの例は、図６ｍに概略が示されている。
２．ｘ（ｔ）のゼロアップ交差を選択し、選択されたゼロアップ交差と一致する時点から開始して、ｙ（ｔ）の、時間長Ｔｗのセグメントを選択する。たとえば、ｘ（ｔ）のゼロアップ交差１が選択されている時、このゼロアップ交差に対応するｙ（ｔ）のセグメント１は、図６ｃに示された形を有することになる。図から分かるようにｙ（ｔ）のセグメント１は、不明な時間遅延Δｔだけ、ｘ（ｔ）のゼロアップ交差１に対して遅延されているゼロアップ交差１^*を含む。
３．ｘ（ｔ）の、異なる、連続的な（必ずしも続かなくてもよい）ゼロアップ交差を選択し、これらの選択されたゼロアップ交差に対応するｙ（ｔ）のセグメントを構成することによってステップ２を反復する。観察ウィンドウの長さＴｗが、ステップ１に与えられた規則にしたがって選択されている場合、すなわち、Ｔｗ＞Δｔ_maxの場合、ｙ（ｔ）の各セグメントは必ず、この特定のセグメントを構成するために使用されたｘ（ｔ）の選択されたゼロアップ交差の時間遅延されたレプリカであるゼロアップ交差を含むことになる。ｘ（ｔ）の任意の選択されたゼロアップ交差は、ｙ（ｔ）の対応するセグメントの開始ポイントを定義するため、ｙ（ｔ）の対応するゼロアップ交差は、正しくΔｔ、すなわち不明な時間遅延に等しい時点で現れる。図６ｃから図６ｋは、ｙ（ｔ）の９つのセグメントすべてを示し、１〜９のｘ（ｔ）の選択されたゼロアップ交差に対応する。図からわかるように、ｙ（ｔ）のすべてのセグメントが時間的に並んでいる時、１^*〜９^*の数によってマークされているｙ（ｔ）の対応するアップ交差は、時点Δtと同期的に発生する。

構成されたセグメントの数は、選択されて処理されるゼロアップ交差の数に等しい。

セグメントの数が非常に大きい場合を考え、セグメント（すなわち、観察ウィンドウＴｗの間）ごとのゼロ交差の平均数が１よりはるかに大きいと仮定する。これらのセグメントの平均は、図６ｌに概念的に示されるように異なる形状をとる。これから、異なる特徴は遅延時間Δｔで発生し、元の信号とその遅延したレプリカの間の遅延時間を表すことが観察される。

したがって、ｙ（ｔ）波形がΔｔに対応する遅延時間でサンプリングされ、さらにサンプルが合計されるかまたは平均化される場合、この異なる特徴が発見されることが理解されるであろうが、他の遅延時間が選択される場合、サンプルポイントとｙ（ｔ）信号の間に相関関係はなく、平均はゼロになる傾向がある。図６ｌは、信号ｙ（ｔ）のセグメントをとり、これらを重ね合わせることによって形成される組合せを示す。この好ましい実施形態の中では、セグメントはまた、信号ｙ（ｔ）の中で重複する期間を占めるが（連続的なイベント間の間隔は一般的に、ウィンドウＴｗより短いため）、このことは必ずしも必要ではないことに注意されたい。

図６ｌの平均の詳細な形状は、考慮中のバイナリ波形の統計的な特性に依存するが、一般的には次の事項が該当する。
１．平均は奇関数である。負のピークと正のピークの間の先鋭な遷移は、元のバイナリ波形とその遅延したレプリカの間の遅延Δｔによって指定される時点で発生する。２つの反対のピークの大きさ(magnitude)は同じであり、遅延されたバイナリ波形の振幅に等しい。
２．遷移時点から離れた時点においては、ゼロ交差のコンディショニングがもはや効果を有さず、平均は考慮中のバイナリ波形の中間値（すなわち、この場合はゼロ）に等しいため、平均はゼロに等しい。

平均化されたセグメントの数が無限大になる傾向がある場合、その平均の形状は、隠れたバイナリプロセスの相関関数の否定された導関数に近づくことが理論的に示される。任意のプロセスの相関関数はゼロ遅延においては尖点を有するはずなので、導関数はここでは非連続的である。

図７は、図６ｌの平均の理想的な形状を概要としてさらに詳細に描き、ガウス相関関数を伴うガウスランダムノイズプロセスを仮定している。１００ＭＨｚのｒｍｓ帯域幅については、２つの部分の各々の幅は５ｎｓに等しく、ピーク値Ｖ₀は時点Ｔ₀＝２．５ｎｓにおいてＶ₀／２に低減され、これは３７．５ｃｍの距離に対応する。

ノイズまたは干渉がない場合、時間遅延の決定は積分されたセグメントの数が比較的小さい数（たとえば１６）に到達するとすぐに、かなりの精度で実行できる。平均の２つのピーク値＋Ｖ₀および−Ｖ₀は、平均化されたセグメントの数Ｌによって影響を受けることはないが、これらのピークから遠い値はすでにゼロではなく、Ｖ₀√Ｌの標準偏差で変動する。

実際においては、信号処理と送信ブロックの帯域幅は限定されているので、平均のピーク値は低減され、形状が広げられ、有限な遷移時間が導入される。これらの効果は図８に示されている。

図９は、図５の実施形態内で使用するための現実的な時間遅延弁別器１０の構成図である。復調器によって供給されるアナログ信号ｙ（ｔ）は、ノイズｎ（ｔ）と、ａの係数だけ減衰され、Δｔだけ遅延されている送信されたランダム信号ｚ（ｔ）の合計であり、したがって、

である。

信号ｙ（ｔ）は、信号コンディショニングユニット（ＳＣＵ）によって、適切な形（デジタルまたはアナログ）に変換され、ついでシリアル入力パラレル出力（ＳＩＰＯ）シフトレジスタの入力に供給される。

ＳＩＰＯシフトレジスタは、Ｃ１、Ｃ２…ＣＫの、Ｋ個の記憶装置セルからなりたつ。各セルは入力端子、出力端子およびクロック端子を有する。セルは、第１のセル（Ｃ１）および最後のセル（ＣＫ）以外の各セルは、入力端子を先行するセルの出力端子に接続させ、出力端子を続くセルの入力端子に結合させるように、直列に接続されている。セルＣ１の入力端子はＳＩＰＯシフトレジスタの直列入力として使用される。Ｋ個のセルのすべての出力端子は、ＳＩＰＯシフトレジスタの並列出力端子である。セルのすべてのクロック端子は一緒に接続されて、ＳＩＰＯシフトレジスタのクロック端子を形成する。

適切なクロックパルスのシーケンスは、クロック生成装置ＣＧによって提供される。時点ｔ₀においてクロックパルスがＳＩＰＯシフトレジスタのクロック端子に供給されると、各セル内に格納されたデータは続くセルに転送され（シフトされ）そのセルによって格納される。セルＣ１は入力信号ｙ（ｔ）の値ｙ（ｔ₀）を格納する。

シフトレジスタはデジタルデバイスまたはアナログデバイスのいずれでも実装でき、たとえばバケツリレー型電荷結合デバイス（ＣＣＤ）の形で実装することが可能である。好ましくは、ＳＩＰＯシフトレジスタはバイナリのフリップフロップからなりたつ。好ましくは、このレジスタの入力端子は、信号コンディショニングユニット（ＳＣＵ）によって供給される適切なバイナリの２レベルの波形によって駆動され、信号コンディショニングユニットはハードリミッタを含む場合もある。ハードリミッタは、可変振幅の入力が２つのレベルの出力に変形されるような、段状の転送機能を有する。

ＳＩＰＯシフトレジスタの並列出力は、Ｋ個のスイッチ（Ｓ１，Ｓ２，…，ＳＫ）の列ＢＯＳを介してＫ個の平均化または積分化ユニットＩ１、Ｉ２…ＩＫに接続され、これらの平均化または積分化ユニットは、ＳＩＰＯシフトレジスタによって供給されたデータを累積する。スイッチは通常は開いており、適切な信号がその制御入力に供給されると閉じられる。スイッチが閉じている時間間隔は十分に長く、各新しいインクリメント状の信号値が最小の損失で取得できなければならない。スイッチが閉じられ、新しいデータが積分化ユニットに供給される時点は、ゼロアップ交差検出装置（ＺＵＤ）によって決定され、ＺＵＤは定常遅延線ＣＤＬによって遅延された基準のランダムバイナリ信号ｘ（ｔ）のゼロレベルのアップ交差を検出するので、非同期的な動作が達成される。この定常の遅延の値は、決定されるべき時間遅延の予想される最大値Δｔｍａｘに等しいかまたはそれより大きい。積分器は不均一な方法でＳＩＰＯシフトレジスタからインクリメント状の入力値を、遅延された基準信号ｘ（ｔ）のゼロアップ交差と一致する時点で受信することに注意されたい。

ゼロアップ交差が発生するごとに、図６ｃから６ｋに示されたセグメントと同様に、信号ｙ（ｔ）のそれぞれのセグメントの表示が、一瞬、積分器の入力上に現れる。積分器はこれらのセグメントを組み合わせて、図６ｌのような、組み合わされた波形の表示を生成する。

タイミング制御ユニット（ＴＣＵ）は、Ｋ個の積分器Ｉ１、Ｉ２…ＩＫによって実行される平均化または積分プロセスの開始または終了によって、データプロセッサ１１へのデータ転送レートを決定する。平均化機能または積分化機能は、最初の値ゼロでの移動または標準の平均化として実装される場合がある。これらは重み付けが望ましい状況である場合がある。すなわち、平均は重み付けされた平均である。

積分器Ｉ１、Ｉ２…ＩＫの出力において得られ、データプロセッサによって使用される信号は、図８に示されたものと同様な、形状の暗示的な平均を表す。データプロセッサによって実行される動作は次のようにまとめられ、当業者であれば容易に実行することが可能である。
−ピークの分離は実質的に既知であるという事実を使用して、２つの適切な閾値が使用されて、暗示的な平均の２つのピーク値（最大および最小）を検出する。
−これらの反対の極性の２つのピークの間にあるゼロ交差の位置からの時間遅延が決定される。
−障害物への距離が時間遅延から計算される。

データプロセッサは、時間に伴う距離の変化から、障害物の速度を決定することも可能である。

本実施形態の重要な利点は、（ａ）時間遅延を決定するためにランダムな波形を提供すること、および（ｂ）電力の送信という２つの基本的な機能の両方に関して、信号が別々に最適化できることである。図５内に示されたレーダシステムに適用することが可能な修正は図１０に与えられ、図１０では、信号生成器から２つの別の信号パスが示されており、１つは変調のために使用される信号ｚ（ｔ）で、もう１つは時間遅延を決定するために使用される基準のバイナリ波形ｘ（ｔ）である。説明のために、同じ元の波形から、一致したゼロ交差を伴う２つの異なる信号を得る１つの例が、図１０内に与えられている。ランダムまたはカオス波形生成装置２０は信号ｖ（ｔ）を生成し、信号ｖ（ｔ）はハードリミッタ２２を介して通過してランダムバイナリ波形ｘ（ｔ）を生成し、ランダムバイナリ波形ｘ（ｔ）は時間遅延決定の基準として使用される。変調のために使用される波形ｚ（ｔ）は、ｖ（ｔ）によって駆動されるソフトリミッタ２４の出力において得られる。ソフトリミッタ２４はスライサである場合もあり、転送機能を有し、可変レベルの入力に、既定の最小値および最大値に限定されているが、常にこれらの値の間を変化する可能性のある出力を生じさせる。波形ｚ（ｔ）はｘ（ｔ）のノイズ状の特徴のほとんどを保持するが、ｚ（ｔ）のダイナミックレンジはソフトリミッタの転送特性の形状によって制御され、変調プロセスを促進する。

図９の定常遅延線（ＣＤＬ）は、多くの異なる方法で実装することが可能である。図１１は他の時間遅延弁別器を示し、図９のＣＤＬによって生成された遅延を実装するための具体的な技法を示す。この実施形態においては、次のとおりである。
１．基準波形ｘ（ｔ）は、適切な信号コンディショニングユニットＳＣＵを介して別のＳＩＰＯシフトレジスタＸに供給される。
２．ゼロアップ交差検出装置（ＺＵＤ）は、ＳＩＰＯレジスタＸのセルＣＫの入力および出力に接続される。ゼロアップ交差は、ＣＫの出力が正であり、入力が負である時に検出される。
３．ＳＩＰＯレジスタＸおよびＹのクロック入力は、異なる周波数を伴う２つの別のクロック生成装置（ＣＧ１およびＣＧ２）によって駆動される場合がある。ＣＧ２の周波数は、適切な周波数制御ユニット（ＦＣＵ）を使用することによって、一定の値または可変的な値のいずれかによって、ＣＧ１の周波数に対してオフセットされる場合がある。一般に、このような構成は時間遅延決定の解決を改良する。

図１２は、本発明による別の障害物検出システムを示す。図５に示された基本システムの修正点は次のとおりである。
１．マイクロ波領域内で動作する定常遅延（ＣＤ）１２が追加され、図９に示されたシステム内で使用された定常遅延線（ＣＤＬ）の必要性を除去する。
２．第２の復調器１３が追加されており、時間遅延弁別器１０によって使用される基準波形を生成する。

明らかに、ゼロアップ交差の代わりに、またはゼロアップ交差と同様に、ゼロダウン交差を使用することも可能である。積分される信号セグメントの数が２倍になるので、すべてのゼロ交差（アップ交差およびダウン交差）が暗示的な平均化のために使用された場合には、時間遅延決定の精度は改善されることになる。しかし、隣接するゼロ交差の間に相関の可能性があるため、自己ノイズおよび他の干渉から発生するノイズレベルの達成された低下は、２倍よりも小さくなるであろう。

各々がゼロアップ交差の処理を目的とし、並列に使用される２つの同一なシステムを有することによって、ゼロアップ交差およびゼロダウン交差の両方を使用することが可能であり、１つのシステムは波形ｘ（ｔ）によって駆動され、もう１つのシステムは−ｘ（ｔ）によって駆動される。２つのシステムの積分器の出力はついで、データプロセッサを通過し、時間遅延を決定する。また、入力信号の適切な制御を伴う、単一の積分器の列を使用することも可能である。

図１３は、ゼロアップ交差およびゼロダウン交差を使用する代替の技法を示す、さらなる時間遅延弁別器１０の構成図である。図９に示された時間遅延弁別器に対する修正点は次のとおりである。
１．ここでは、ゼロアップ交差検出装置はゼロ交差検出装置（ＺＣＤ）によって置き換えられ、ＺＣＤは検出されたゼロ交差のタイプに応じて、２つの異なる出力を生成する。
２．スイッチの列（ＢＯＳ）の中の、２つの入力を伴うスイッチは、３つの入力を伴うスイッチによって置き換えられている。
３．ＳＩＰＯレジスタの出力信号は、インバータ、バッファおよびスイッチの組合せを介して積分器に接続され、次の機能を実行する。
−ゼロアップ交差が検出されると、ＳＩＰＯレジスタの出力はバッファＢを介して積分器に転送される。
−ゼロダウン交差が検出されると、ＳＩＰＯレジスタの出力はインバータＩを介して積分器に転送される。

上に論じたシステムの種々のブロックを修正し組み合わせることにより、時間遅延弁別器の他の変形例が開発できることは明らかである。

あるタイプのマイクロ波発電機は、カオス的モードで動作するように修正でき、ノイズ状の外観を伴う広帯域のマイクロ波信号を生成し、本発明による障害物検出システムに直接使用できることが知られている。

図１４はこのようなシステムの構成図であり、目的とする用途に適した出力電力レベルを伴うマイクロ波ノイズまたはカオス信号ソース（chaotic signal source）を使用している。図５に示されたシステムに対する修正点は次のとおりである。
１．図５の中のシステムによって使用される信号生成器１、変調器３、および電力増幅器４は、図１４に示されるように、マイクロ波発電機（ＭＧ）１、マイクロ波カプラ（ＣＰＬ）４および復調器３によって置き換えられている。
２．時間遅延弁別器１０によって必要とされる基準信号ｘ（ｔ）はここでは復調器３によって提供され、復調器３は送信された信号の小さな部分と、マイクロ波発振器２によって生成され、適切に選択された中心周波数の正弦信号を一緒に処理する。

上に論じたように、マイクロ波領域内で動作する定常遅延によって、時間遅延弁別器１０内で使用される定常遅延線を置き換えることが可能である。これは、図１４のカプラ（ＣＰＬ）４と復調器３との間に追加することが可能である。

ランダムまたはカオスバイナリ波形の使用は、障害物検出レーダシステムの、優れたマルチユーザおよびアンチ干渉能力を提供する。さらに、ランダムまたはカオス信号ソースが使用されているため、大量生産されたユニット（たとえば自動車に搭載された障害物の検出）も、互いに干渉しない、一意的で統計的に独立した信号を生成することが可能である。しかし、この発明はまた、決定的であり、好ましくは少なくとも実質的に非周期的な信号の使用にも拡張される。

マイクロ波周波数はレーダビームの優れた焦点合わせを補助するので、上に説明した障害物検出の実施形態ではマイクロ波周波数が使用される。しかし他の波長も使用される可能性がある。確かに、広く、または全方向的に放射して、任意の障害物の最小の距離を指示することが望ましく、さらに、測定された遅延時間の変化を監視することによって障害物が近づいているかどうかを決定することも可能である。これはたとえば、自動化された工場で任意の方向に移動する組み立てロボットには有用である可能性がある。

上に説明した実施形態においては、イベントのシーケンスは基準信号から導出され、これは送信された信号をサンプリングするために使用された。これは好ましい構成ではあるが、場合によってはこれらの動作を逆にすることも可能である。また、上の構成では、サンプリングされた信号を異なるように遅延したバージョンが作成される。しかし、これは必ずしも必要ではない。その代わりに基準信号またはそこから導出されたイベントの連続の、異なるように遅延されたバージョンを使用して、第２の信号をサンプリングすることも可能である。

本発明は乗用車の障害物検出および距離の測定を超えて、多くの他の用途を有する。たとえば、本発明の原理にしたがって動作する、高度計を構成することが可能である。さらに、信号のうちの１つのみを送信することは必ずしも必要ではない。例として、移動の方向で固定された距離に２つのセンサを置き、異なる時点で同じ地面の不規則性に応答させることによって、接地速度測定デバイスを組み立てることが可能である。検出された不規則性の間の時間遅延を測定することによって、センサが移動している速度を計算することが可能になる。これは、ランダムまたは疑似ランダムで、少なくとも実質的に非周期的な波形が内的に生成されるのではなく、外部の特徴から生じる状況の、多くの例のうち１つの例である。

遅延時間における変化が測定されると、速度を計算することが可能である。距離が既知であると、遅延時間を使用して送信搬送波の速度を決定することが可能である。この技法は、多数の物体（たとえば、バルク原料）の測定にも使用される場合があり、この場合、信号はそれぞれの物体から反射され、反射は重ね合わせられ、受信された信号の組み合わされたセグメントにおいて多数の特徴を生じさせる。

所望であれば、遅延のパターンを検出することも可能であり、異なる場所で測定を反復することによって、パターンの連続的な検出の間の時間から速度を決定することも可能である。

上に説明した実施形態では、送信器および受信器は同じ場所にあるが、これは必要不可欠ではない。

本発明はまた、時間以外のパラメータの測定にも拡張できる。すなわち、比較されている２つの信号が時間に関する変化を表す必要はない。必要な変更を加えて、上記と同じ動作を実行することが可能である。

たとえば、２つの信号の間のシフトは、線型的なシフトまたは角度のシフトを表す場合がある。１つの具体的な例では、第１の信号は、たとえば二次元のビデオ画像を介した線である画像を表す場合がある。第２の信号は、第１の画像に対して線型的にシフトされた（変換された）画像の第２のバージョンを表す場合がある。各信号はたとえばビデオ画面全体の、線のグレースケールの表示である可能性がある。信号のうち１つを処理し、各々が特定の基準レベルを伴うグレースケールの波形の交差を表す、連続的な点を得ることが可能である。ついでこれらのポイントを使用して、各バージョンが異なる線型的なシフトに関連づけられている、第２の信号の異なるバージョンをサンプリングすることが可能である。各シフトに関する連続的なサンプルは積分され、組み合わされた値を生成し、これらの値は上に説明された実施形態と同様に比較される。このように画像の移動の量を決定することも可能である。

標準のクロス相関装置システムのブロック図である。 典型的なクロス相関カーブの例を示す図である。 同期積分を使用して不明な時間遅延を決定する有効なシステムのブロック図である。 典型的な波形と、同期積分器によって実行され、不明な時間遅延を決定する動作の例を示す図である。 本発明の一実施形態を形成する、障害物検出マイクロ波レーダのブロック図である。 本発明の実施形態内で使用される、暗示的な平均化技法を示す波形図である。 ガウス電力スペクトル密度を伴う、ガウスノイズプロセスから得られるバイナリ波形の典型的な暗示的平均化を示す図である。 暗示的な平均化の形状に与えられる帯域幅限界の効果を示す図である。 本発明の実施形態内で使用される、時間遅延弁別器のブロック図である。 一致するゼロ交差を伴う２つの異なる波形を得るための構成の例を示すブロック図である。 代替の時間遅延弁別器のブロック図である。 本発明の別の実施形態のブロック図である。 ゼロアップ交差およびゼロダウン交差を処理する時間遅延弁別器を示すブロック図である。 本発明のさらなる実施形態のブロック図である。

符号の説明

１ ランダム信号生成器、２ マイクロ波発振器、３ 変調器、４ 電力増幅器（ＰＡ）、５ マイクロ波送信アンテナ（ＴＡ）、６ 障害物、７ マイクロ波受信アンテナ（ＲＡ）、８ 入力増幅器（ＩＡ）、９ 復調器、１０ 時間遅延弁別器、１１ データプロセッサ、１２ 定常遅延（ＣＤ）、１３ 第２の復調器、２０ ランダムまたはカオス波形生成装置、２２ ハードリミッタ、２４ ソフトリミッタ。

Claims (20)

1. １つの信号が別の信号に対して遅延する量を決定する方法であって、
   不均一な間隔で発生するイベントを第１の信号から導出するステップと、
   該各イベントを使用して第２の信号のセグメントを定義するステップと、
   該セグメントの組合せの表示を形成するステップと、
   前記第１の信号から導出された前記それぞれのイベントに関連づけられた前記第２の信号の組み合わせる部分から導出された、特徴の表示の中の位置から前記遅延量を決定するステップとを含む方法。
2. １つの信号が対応する信号に対して遅延する量を測定する方法であって、
   不均一な間隔の連続だけ離れて位置するイベントを第１の信号から導出するステップと、
   該イベントを使用して前記信号のうち第２の信号のサンプリングをトリガするステップと、
   該サンプリングを組み合わせて、前記第１の信号から導出された前記それぞれのイベントに対応する前記第２の信号の部分と、実質的に同時に発生している前記サンプリングの数によって影響を受ける値を導出するステップと、
   前記第２の信号と前記イベントの連続の間で、異なる遅延で前記サンプリングを反復するステップと、
   もっとも大きい一致の程度に関連する遅延を選択するステップとを含む方法。
3. 前記イベントは少なくとも実質的に非周期的である請求項１または２のいずれか一項に記載の方法。
4. 前記信号のうち１つは遅延パスを介して送信され受信されており、別の信号は基準信号を含み、前記方法は前記遅延パスに関連する遅延を決定するために使用される請求項１から３のいずれか一項に記載の方法。
5. 前記決定された遅延から距離の長さを計算するステップを含む請求項４に記載の方法。
6. 前記決定された遅延から送信の速度を計算するステップを含む請求項４に記載の方法。
7. 前記基準信号は第１の信号である請求項４から６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記送信された信号は、前記基準信号の波形とは異なる波形を有する請求項４から７のいずれか一項に記載の方法。
9. 前記第１の信号から前記イベントを導出するステップは、前記信号が既定の閾値を超える時を決定するステップを含む請求項１から８のいずれか一項に記載の方法。
10. 前記組合せは合計によって形成される請求項１から９のいずれか一項に記載の方法。
11. 前記組合せは平均化によって形成される請求項１０に記載の方法。
12. 前記第２の信号はデジタル信号であり、前記それぞれのイベントに対応する前記第２の信号の部分は前記デジタル信号のエッジを含む請求項１から１１のいずれか一項に記載の方法。
13. 前記第２の信号はバイポーラ信号であり、前記それぞれのイベントに対応する前記第２の信号の部分は前記バイポーラ信号のゼロ交差を含む請求項１から１２のいずれか一項に記載の方法。
14. 前記第２の信号は、該第２の信号の、異なるように遅延されたバージョンを各々提供する多数のタップを有する遅延線に送達され、
    前記第１の信号から導出された前記イベントは、前記それぞれのタップから前記信号の連続的なサンプリングを組み合わせるように構成されたそれぞれの組合せ手段に、前記各タップを結合するために使用され、
    前記遅延は前記組合せ手段の出力を比較することによって決定される請求項１から１３のいずれか一項に記載の方法。
15. ２つの対応する信号の間の遅延を決定する装置であって、
    該装置は請求項１から１４のいずれか一項に記載の方法にしたがって動作するように構成されている装置。
16. 障害物検出装置であって、
    送信された信号とその反射との間の遅延を測定するためのデバイスであって、 請求項１から１４のいずれか一項に記載の方法に従って動作するように構成されたデバイスと、
    送信された信号を反射する物体の距離の指示を、前記遅延から導出する手段とを備える障害物検出装置。
17. 不均一な間隔のイベントを含む第１の信号と、該第１の信号内のそれぞれのイベントに各々関連する特徴を含む第２の信号の間でのシフトを測定する方法であって、該方法は、
    イベント間の距離だけずらして位置する前記第２の信号のセグメントを組み合わせるステップと、
    前記組合せ内でそれぞれの特徴の実質的な一致がある位置を決定するステップとを含む方法。
18. 前記イベントは少なくとも実質的に非周期的であるシーケンスで発生する請求項１７に記載の方法。
19. １つの信号のプロファイルが他の信号のプロファイルに関してシフトされる量を決定するために、前記プロファイルが対応する２つの信号を比較する方法であって、該方法は、
    不均一な間隔だけ離れて位置するポイントの連続を前記信号のうち第１の信号から導出するステップと、
    前記第１の信号から導出された前記ポイントによって決定された部分で、前記信号のうち第２の信号をサンプリングするステップと、
    前記サンプリングを組み合わせて、前記第１の信号から導出された前記それぞれのポイントに対応する前記第２の信号の部分と前記サンプリングが実質的に一致している回数によって影響を受ける値を導出するステップと、
    前記サンプリングを前記信号間のシフトに関して異なる値で反復するステップと、
    もっとも大きな程度の一致に関連するシフトを選択するステップとを含む方法。
20. 前記ポイントは少なくとも実質的に非周期的であるシーケンスで発生する請求項１９に記載の方法。
    

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