JP2005020868A - 電力変換回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】スイッチング損失を増加させたり放熱器の大型化や素子定格をアップさせることなく放射ノイズを低減し、その規格に容易に適合できるようにする。
【解決手段】（ａ）に示すように、従来の銅製ブスバーに対し、抵抗率が銅より大きい物質でブスバー１を構成する。（ｂ），（ｃ）のようにスナバコンデンサまたは接地コンデンサにおいて、抵抗率が銅より大きい物質でリード部または圧接端子部２１，２２または端子部３１，３２を構成する。さらには、（ｄ），（ｅ）のようにリード４１，４２または電極５１，５２を直列に接続する。これらの少なくとも１つを用いることで、配線部の抵抗を大きくし放射ノイズを低減する。
【選択図】 図１
【解決手段】（ａ）に示すように、従来の銅製ブスバーに対し、抵抗率が銅より大きい物質でブスバー１を構成する。（ｂ），（ｃ）のようにスナバコンデンサまたは接地コンデンサにおいて、抵抗率が銅より大きい物質でリード部または圧接端子部２１，２２または端子部３１，３２を構成する。さらには、（ｄ），（ｅ）のようにリード４１，４２または電極５１，５２を直列に接続する。これらの少なくとも１つを用いることで、配線部の抵抗を大きくし放射ノイズを低減する。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、放射ノイズを低減するために配線および電極構造に工夫を凝らした電力変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に、電力変換回路の代表的な装置であるインバータの主回路図を示す。
Ｓは商用の交流電源、ＲＥは交流から直流に変換するダイオード整流器モジュール、Ｃｄは大容量の電解コンデンサ、Ｍはモータなどの負荷、ＩＮは電力用スイッチングデバイスからなり直流から交流に変換するインバータモジュール、Ｃｓは上記スイッチングデバイスのスイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバコンデンサ、ＥＲはダイオード整流器モジュールＲＥとインバータモジュールＩＮを冷却する放熱器、Ｃｅはインバータから発生する伝導性ノイズを低減する接地コンデンサで、入力３相電源と接地間に接続されている。
【０００３】
また、インバータモジュールＩＮはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のスイッチング素子ＳＷと、逆並列に接続されているフライホイールダイオード（ＦＷＤ）Ｄとの６回路で構成されており、通常はインバータを構成するため６回路入りのモジュールを１台、または２回路入りのモジュールを３台使用する。また、スナバコンデンサＣｓはインバータモジュールＩＮと、電解コンデンサＣｄ間のインダクタンス値によっては接続しない場合もある。
【０００４】
図９に６回路入りのインバータモジュールＩＮの一般的な外観図を示す。Ｏｐが直流の正側電源電位出力電極（Ｐ出力電極）、Ｏｎが負側電源電位出力電極（Ｎ出力電極）、Ｏｕ，Ｏｖ，Ｏｗが負荷側に接続される出力電極（Ｕ，Ｖ，Ｗ出力電極）である。また、ダイオード整流器モジュールＲＥについては同様の形状であるため、説明は省略する。
また、図１０にインバータモジュールＩＮ内の浮遊容量の１相分を示す。Ｃ１，Ｃ２はコレクタ・エミッタ間（アノード・カソード間）の出力容量、Ｃ３は出力電位Ｕと対地間の浮遊容量で、チップ面積や絶縁材の誘電率などが関係している。
【０００５】
また、図１１，図１２に一般的な電解コンデンサＣｄおよびスナバコンデンサＣｓの外観図をそれぞれ示す。電解コンデンサＣｄは図１１に示すように、正側電極Ｅｄ１と負側電極Ｅｄ２を有する。スナバコンデンサＣｓは図１２に示すように、リード線がついているタイプ（ａ）とＢＯＸタイプで出力電極がついているタイプ（ｂ）があるが、両者とも一般にフィルムコンデンサであるため無極性である。またスナバコンデンサＣｓはサージ電圧抑制効果を大きくするために、インバータモジュールＩＮの出力電極Ｏｐ，Ｏｎに直接接続するのが普通である。そのため、タイプ（ｂ）はそのまま金属螺子による固定となるが、タイプ（ａ）の場合はリード線に圧着端子Ｔ１，Ｔ２をつけての固定と言うことなる。
【０００６】
インバータモジュールＩＮやダイオード整流器モジュールＲＥと、電解コンデンサ間の配線は図１３（ａ），（ｂ）に示すように（インバータモジュールと電解コンデンサ間のみを図示、スナバコンデンサは接続しない例として示している）、絶縁被覆された銅ケーブルＫ１，Ｋ２による配線（電解コンデンサやインバータモジュールとの接続は圧着端子と螺子を用いる）や、平板状のブスバーＢ１，Ｂ２により配線されるのが一般的である。
【０００７】
図１４に図１３（ｂ）に示すブスバーの代表的な形状例を示す。
ここでは、厚さ１〜５ｍｍ，１０〜３０ｍｍ×１００ｍｍ程度の平板状に形成され、両端に電解コンデンサとインバータモジュールとの結合のために螺子穴が設けられており、通常は低抵抗材料である銅が用いられる。また、実際の電極形状については電解コンデンサ，インバータモジュール，整流器モジュールの配置やその他の物理的な構造によってＬ字型など多種多様であるが、基本は図１４に示す形状となる。なお、ノイズを低減するための電力変換装置の配線構造，電極構造については例えば特許文献１，２に示すものがある。
【０００８】
【特許文献１】
特開平０９−１３５５６５号公報（第４頁、図１−図２）
【特許文献２】
特開平０６−０６１９０４号公報（第２頁、図３）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
通常、電力変換装置を製品化する場合、ＣＩＳＰＲ規格として規定されている雑音電界強度（放射ノイズ）を、或る規格値内に抑える必要がある。その規格範囲は、３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚである。
図８のＩＧＢＴ（ＳＷ）やＦＷＤ（Ｄ）は、通常高ｄｖ／ｄｔによるスイッチングが行なわれる。その際、図１０に示すＩＧＢＴやＦＷＤの浮遊容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３はＵ電位が変動するため充放電現象が起こり、それにより電流が流れる。その電流経路は多々存在するが、代表的な経路は図１５に示す電流経路Ｌ１とＬ２である。
【００１０】
電流経路Ｌ１は各配線を介して出力容量Ｃ１，Ｃ２とスナバコンデンサＣｓ間（スナバコンデンサを接続しない場合は、出力容量Ｃ１，Ｃ２と電解コンデンサＣｄ間となる）、電流経路Ｌ２は各配線を介して対地間浮遊容量Ｃ３，ダイオード整流器モジュールＲＥ，接地コンデンサＣｅおよび放熱器ＥＲ間となる。このとき経路Ｌ１とＬ２に流れる電流の波形は、その経路の抵抗値と配線インダクタンス値およびそれぞれの浮遊容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３によって決まり、その電流波形のスペクトルは浮遊容量値（Ｃ）と配線インダクタンス値（Ｌ）とで決まる共振周波数（ｆｒ＝１／２π√（Ｌ・Ｃ））でピークとなる。この電流が放射ノイズ源となり、空間に電磁波が放射される。
【００１１】
このときの或る空間距離地点での電界の最大値は、次の（１）式により求められる。
Ｅｐｅａｋ＝１．３２×１０−１４・Ｓ・Ｅｄ／（π２・Ｔ・ｔｒ・Ｒ）…（１）
Ｅｐｅａｋ：電界のピーク値
Ｓ ：電流経路Ｌ１またはＬ２の空間的な面積
Ｅｄ ：電解コンデンサの電圧
Ｔ ：ＩＧＢＴのスイッチング周期
ｔｒ ：ＩＧＢＴまたはＦＷＤのスイッチング時の立ち上がり時間
Ｒ ：電流経路Ｌ１またはＬ２の抵抗分
ｒ ：空間距離
【００１２】
一般にインバータの場合、主回路構造および適用するインバータモジュールの関係で、電流経路Ｌ１またはＬ２の共振周波数ｆｒは３０ＭＨｚ付近になることが多く、そのため上記規格値をオーバするケースが多い。また、その周波数での電界強度も一般機器に比べて高いため、インバータの周辺機器が誤動作するという問題が発生する場合がある。その場合、上記（１）式に示すｔｒを大きくする、すなわちＩＧＢＴまたはＦＷＤのスイッチング時のｄｖ／ｄｔを緩やかにする対策がとられるが、そのトレードオフとしてスイッチング損失が増加するため、放熱器の大型化や素子定格をアップさせるなどの対策が必要となり、装置が大型化しコストアップするという問題がある。
【００１３】
以上は、電力変換装置の主回路配線と電極の場合であったが、上記と全く同様の問題が電力変換装置を構成する、図１６のようなスイッチングモジュール内部にも発生する。この点について以下に説明する。なお、図１６（ａ）のＯｐは直流の正側出力電極（Ｐ）、Ｏｎは負側出力電極（Ｎ）、Ｏｕは負極側に接続される出力電極（Ｕ）、Ｔｇ１，Ｔｅ１，Ｔｇ２，Ｔｅ２は上アーム側および下アーム側ＩＧＢＴのゲート端子およびエミッタ端子である。また、モジュールの下部ＢＥ（ヒートシンクとの接続面）は銅の基板（銅ベース）で構成している。そのため、ヒートシンクと銅ベースは電気的には同電位（アース電位）となる。
【００１４】
また、図１６（ｂ）において、Ｉは絶縁材、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は各電位（Ｐ，Ｕ，Ｎ）の銅パターン、ＣＨ１，ＣＨ２は上アーム側ＩＧＢＴチップ，下アーム側ＩＧＢＴチップ（ＦＷＤは図示を省略）、Ｗ１，Ｗ２はＩＧＢＴチップのエミッタ電位と銅パターンＰ２，Ｐ３を結線するためのワイヤで、通常アルミニウムや金が使われる。ＣＥ１は銅パターンＰ１（上アームＩＧＢＴのコレクタ電位）と正側出力電極Ｏｐを結線する銅電極、ＣＥ２は銅パターンＰ３（下アームＩＧＢＴのエミッタ電位）と負側出力電極Ｏｎを結線する銅電極、ＣＥ３は銅パターンＰ２（下アームＩＧＢＴのコレクタ電位）と出力電極Ｏｕを結線する銅電極である。
【００１５】
銅電極ＣＥ１，ＣＥ２，ＣＥ３は厚さ１ｍｍ程度の平板状のものを部分的な切削で折り曲げた形状となっている。また、電極の錆防止のためニッケルめっきする場合もあるが、めっき厚は錆防止が目的のため数μｍ程度（その材料の表皮深さより薄い）である。図１７にその形状例を示す（三角法で示し、（ａ）は正面図、（ｂ）は右側から見た右側方図、（ｃ）は下面図である）。図の点線部が出力電極となる。
また、図１８（ａ）にインバータモジュール内で放射ノイズに影響を及ぼす浮遊容量（１相分）Ｃ４，Ｃ５を示す。この浮遊容量Ｃ４，Ｃ５によりＵ電位が変動すると充放電現象が生じ、それによる電流が図１８（ｂ）にＬ３で示すような経路で流れることになる。
したがって、この発明の課題は、スイッチング損失を増加させたり放熱器の大型化や素子定格をＵＰさせることなく、放射ノイズを低減し規格に容易に適合できるようにすることにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、請求項１の発明は、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、前記電力変換回路を構成する配線またはブスバーを含む電極の電流を流す部分の少なくとも一部を、抵抗率が銅よりも大きい材料により構成することを特徴とする。
請求項２の発明は、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、前記電力変換回路を構成する銅製の配線またはブスバーを含む電極の表面に、鉄など銅の表皮深さより小さい材料により、かつその材料の放射ノイズ規格の最低周波数での表皮深さを目安とする厚さでめっきを施すことを特徴とする。
請求項３の発明は、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、前記電力変換回路を構成し銅製の配線またはブスバーを含む電極の表面に、抵抗性塗料またはフェライトなどの磁性物質を混合した材料を塗装するか、その材料の膜を形成したことを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極を、鉄，アルミニウムなどの抵抗率が銅よりも大きい材料で構成することを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部は鉄などの抵抗率がアルミニウムよりも大きい材料で構成することを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極の表面に、鉄など銅の表皮深さより小さい材料により、放射ノイズ規格の最低周波数での表皮深さを目安とする厚さでめっきを施すことを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極の表面に、抵抗性塗料またはフェライトなどの磁性物質を混合した材料を塗布するか、その材料の膜を形成したことを特徴とする。
【００２１】
請求項１の発明は、上記（１）式においてＲを大きくすると、Ｅｐｅａｋが小さくなることに着目している。つまり、図３（ａ），（ｂ）および図４の太線１，２および太線３で示す配線部の抵抗分Ｒを大きくするものである。請求項４，５の発明は同様の原理を、例えば図７のように電力用半導体素子モジュール内の配線Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３に適用するものである。ただし、ワイヤ配線部は通常アルミニウムや金が用いられることから、配線のうちでワイヤ配線部とそれ以外とを請求項４，５として分けている。
【００２２】
請求項２（または６）の発明は、一般に電線または電極に流れる電流は、高周波になるほど表面しか流れない現象（表皮効果）を利用するもので、配線または電極の表面部分のみに吸収損失の大きい材料をめっきし、その箇所から発生する電磁波エネルギを吸収する。これにより、請求項１（または４，５）の発明に対して、放射ノイズが問題とならない低周波（直流も含む）では銅部分に電流が流れるため、低周波電流による損失の増加は発生しない。ただし、めっきの場合はめっき材質特有の表皮深さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）があるため、高周波エネルギを効果的に吸収しようとすると、この表皮深さを目安としためっき厚にする必要がある。
【００２３】
一般に、めっき厚と吸収損失Ａの関係は、次の（２）式のように表わされる。
Ａ＝８．６８６・ｔ／δ（ｄＢ） …（２）
ｔ：めっき厚さ、δ：表皮深さ
また、表皮深さδは、次の（３）式のように表わされる。
δ＝［１／（２π）］・√［１０９・ρ／（ｆμｒ）］（ｃｍ） …（３）
ρ：抵抗率（Ωｃｍ）、μｒ：透磁率、ｆ：周波数
したがって、表皮深さδが小さいほど、またはめっき厚ｔが大きいほどその吸収効果は大きくなる。一般にδが小さい物質はμｒが大きい物質で、鉄や磁性体などが挙げられる。
【００２４】
請求項３（または７）の発明は、請求項２（または６）の発明と同様に、表面部分に高周波エネルギの消費、または吸収を行なう抵抗性の塗料や磁性体を混合した塗料を塗布し、同様の効果を期待するものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は第１の実施形態を説明する説明図である。
図１（ａ）は、図１４に示す従来の銅製のブスバーに対し、抵抗率が銅より大きい物質で構成したブスバー１を示している。また、図１（ｂ），（ｃ）は、スナバコンデンサまたは接地コンデンサにおいて、抵抗率が銅より大きい物質で構成したリード部または圧着端子部２１，２２、または端子部３１，３２を示している。さらに、図１（ｄ），（ｅ）は、スナバコンデンサまたは接地コンデンサにおいて、リード部または端子部に抵抗率が銅より大きい物質からなるリード４１，４２、もしくは電極５１，５２を直列に接続した例を示す。なお、上記の例で抵抗率が銅より大きい物質としてはアルミニウムや鉄などが挙げられる。
【００２６】
銅の体積抵抗率は２．２３Ωｍ、アルミニウムは３．５５Ωｍ、純鉄は１４．７Ωｍであることから、理論上は先の（１）式より、図３や図４の太線部分を全てアルミニウムとした場合、２．２３／３．５５＝０．６３よりノイズは３７％低減（ｄＢ換算で約−４ｄＢ）する。また、純鉄を適用した場合は、２．２３／１４．７＝０．１５よりノイズは８５％低減（ｄＢ換算で約−１６ｄＢ）することになる。
【００２７】
図２はこの発明の第２の実施形態を説明する説明図である。同図（ａ）は外観図、同（ｂ）は断面図を示す。
これは、図１４に示す従来の銅製のブスバーに対し、ブスバー表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装したブスバー１０を示す例である。めっき材料としては、表皮深さが小さい鉄などが有効な材料として挙げられる。また、そのめっき厚は、めっき材料の放射ノイズ規格の最低周波数である３０ＭＨｚの表皮深さを目安とすれば効果的である。また、抵抗性塗料としてはカーボンペースト材やグラファイトペースト材などが挙げられる。
【００２８】
一例として鉄めっきの場合、３０ＭＨｚでの表皮深さδは先の（３）式より、δ＝１．２μｍとなるため、鉄めっき厚を１．２μｍとすれば、（２）式より約８．７ｄＢの吸収損失となる。すなわち、めっきを施していない銅ブスバーに対し、約８．７ｄＢのノイズ低減効果が上げられる結果となる。ただし、めっき厚を表皮深さの値と等しくするのは目安であり、実際は（２）式に基づき必要とするノイズ低減量によって、めっき厚を決定すれば良い。
また、抵抗性塗料や磁性体混合塗料についても、その塗料特有の塗料厚と吸収損失の関係があるため、上記と同様に必要とするノイズ低減量に応じてその厚さを決定すれば良い。
【００２９】
以上は、電力変換装置の主回路配線と電極の場合を説明したが、この発明は電力変換装置を構成するスイッチングモジュール内部の配線と電極に対しても、上記と全く同様にして適用することができる。
図５は図１７に示す従来の電極において、銅以外の材料で形成した電極１１を示している（三角法にて表示）。銅以外の材料として具体的には、銅より抵抗率が大きいアルミニウムや鉄などが挙げられる。また、図示はしていないが、図１６（ｂ）の銅パターンＰ１，Ｐ２，Ｐ３も同様に、銅以外の抵抗率が大きい材料で形成する。
【００３０】
この場合も図１と同じく、銅の体積抵抗率は２．２３Ωｍ、アルミニウムは３．５５Ωｍ、純鉄は１４．７Ωｍであることから、理論上は先の（１）式より、図７に示す太線部分Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を全てアルミニウムとしたとすると、２．２３／３．５５＝０．６３よりノイズは３７％低減（ｄＢ換算で約−４ｄＢ）する。また、純鉄を適用した場合は、２．２３／１４．７＝０．１５よりノイズは８５％低減（ｄＢ換算で約−１６ｄＢ）することになる。
【００３１】
図６は図１７に示す従来の銅製の電極において、表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装した電極１２の例を示す。めっき材料としては、表皮深さが小さい鉄などが有効な材料として挙げられること、また、そのめっき厚の決め方等については、図２と全く同様なのでこれ以上の説明は省略する。
【００３２】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、主回路配線または電極の抵抗成分を増やすことで、（１）式に基づきＩＧＢＴやＦＷＤのスイッチングが起因となるノイズスペクトルのピーク値を低減することができる。その結果、外部機器への動作障害が減少するとともに、雑音電界強度規格に容易に適合することも可能となり、ノイズ対策費用を軽減することが可能となる。また、請求項２，３の発明によれば、請求項１の発明に対して放射ノイズが問題となる高周波成分のみエネルギ吸収を行なうため、装置の効率低下や発熱の問題は極めて少なくなる。
【００３３】
請求項４，５の発明は、電力用半導体モジュール内部の配線および電極に対して、請求項１の発明と同様の考え方を適用したもので、したがって請求項１の発明と同様の効果を期待することができる。
さらに、請求項６，７の発明も、電力用半導体モジュール内部の配線および電極について、請求項２，３の発明の考え方を適用したもので、これにより請求項２，３の発明と同様の効果をそれぞれ期待することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を説明する説明図
【図２】この発明の第２の実施の形態を説明する説明図
【図３】図１の発明が適用される第１の具体的回路図
【図４】図１の発明が適用される第２の具体的回路図
【図５】この発明の第３の実施の形態を説明する説明図
【図６】この発明の第４の実施の形態を説明する説明図
【図７】図５の発明が適用される第１の具体的回路図
【図８】一般的なインバータ主回路図
【図９】インバータモジュールの一例を示す外観図
【図１０】インバータモジュール内の浮遊容量説明図
【図１１】電解コンデンサの一例を示す外観図
【図１２】スナバコンデンサの例を示す外観図
【図１３】ケーブルおよびブスバーによる配線例の説明図
【図１４】ブスバー電極の外観図
【図１５】インバータの浮遊容量による充放電電流経路説明図
【図１６】インバータモジュールの別の例の説明図
【図１７】モジュールの内部電極構造図
【図１８】インバータモジュールの浮遊容量による充放電電流経路説明図
【符号の説明】
１…抵抗率が銅より大きい物質で構成したブスバー、１０…表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装したブスバー、１１…抵抗率が銅より大きい物質で構成した電極、１２…表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装した電極、２１，２２…抵抗率が銅より大きい物質で構成したリード部または圧着端子部、３１，３２…抵抗率が銅より大きい物質で構成した端子部、４１，４２…抵抗率が銅より大きい物質からなるリード、５１，５２…抵抗率が銅より大きい物質からなる電極。
【発明の属する技術分野】
この発明は、放射ノイズを低減するために配線および電極構造に工夫を凝らした電力変換回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図８に、電力変換回路の代表的な装置であるインバータの主回路図を示す。
Ｓは商用の交流電源、ＲＥは交流から直流に変換するダイオード整流器モジュール、Ｃｄは大容量の電解コンデンサ、Ｍはモータなどの負荷、ＩＮは電力用スイッチングデバイスからなり直流から交流に変換するインバータモジュール、Ｃｓは上記スイッチングデバイスのスイッチング時に発生するサージ電圧を抑制するスナバコンデンサ、ＥＲはダイオード整流器モジュールＲＥとインバータモジュールＩＮを冷却する放熱器、Ｃｅはインバータから発生する伝導性ノイズを低減する接地コンデンサで、入力３相電源と接地間に接続されている。
【０００３】
また、インバータモジュールＩＮはＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等のスイッチング素子ＳＷと、逆並列に接続されているフライホイールダイオード（ＦＷＤ）Ｄとの６回路で構成されており、通常はインバータを構成するため６回路入りのモジュールを１台、または２回路入りのモジュールを３台使用する。また、スナバコンデンサＣｓはインバータモジュールＩＮと、電解コンデンサＣｄ間のインダクタンス値によっては接続しない場合もある。
【０００４】
図９に６回路入りのインバータモジュールＩＮの一般的な外観図を示す。Ｏｐが直流の正側電源電位出力電極（Ｐ出力電極）、Ｏｎが負側電源電位出力電極（Ｎ出力電極）、Ｏｕ，Ｏｖ，Ｏｗが負荷側に接続される出力電極（Ｕ，Ｖ，Ｗ出力電極）である。また、ダイオード整流器モジュールＲＥについては同様の形状であるため、説明は省略する。
また、図１０にインバータモジュールＩＮ内の浮遊容量の１相分を示す。Ｃ１，Ｃ２はコレクタ・エミッタ間（アノード・カソード間）の出力容量、Ｃ３は出力電位Ｕと対地間の浮遊容量で、チップ面積や絶縁材の誘電率などが関係している。
【０００５】
また、図１１，図１２に一般的な電解コンデンサＣｄおよびスナバコンデンサＣｓの外観図をそれぞれ示す。電解コンデンサＣｄは図１１に示すように、正側電極Ｅｄ１と負側電極Ｅｄ２を有する。スナバコンデンサＣｓは図１２に示すように、リード線がついているタイプ（ａ）とＢＯＸタイプで出力電極がついているタイプ（ｂ）があるが、両者とも一般にフィルムコンデンサであるため無極性である。またスナバコンデンサＣｓはサージ電圧抑制効果を大きくするために、インバータモジュールＩＮの出力電極Ｏｐ，Ｏｎに直接接続するのが普通である。そのため、タイプ（ｂ）はそのまま金属螺子による固定となるが、タイプ（ａ）の場合はリード線に圧着端子Ｔ１，Ｔ２をつけての固定と言うことなる。
【０００６】
インバータモジュールＩＮやダイオード整流器モジュールＲＥと、電解コンデンサ間の配線は図１３（ａ），（ｂ）に示すように（インバータモジュールと電解コンデンサ間のみを図示、スナバコンデンサは接続しない例として示している）、絶縁被覆された銅ケーブルＫ１，Ｋ２による配線（電解コンデンサやインバータモジュールとの接続は圧着端子と螺子を用いる）や、平板状のブスバーＢ１，Ｂ２により配線されるのが一般的である。
【０００７】
図１４に図１３（ｂ）に示すブスバーの代表的な形状例を示す。
ここでは、厚さ１〜５ｍｍ，１０〜３０ｍｍ×１００ｍｍ程度の平板状に形成され、両端に電解コンデンサとインバータモジュールとの結合のために螺子穴が設けられており、通常は低抵抗材料である銅が用いられる。また、実際の電極形状については電解コンデンサ，インバータモジュール，整流器モジュールの配置やその他の物理的な構造によってＬ字型など多種多様であるが、基本は図１４に示す形状となる。なお、ノイズを低減するための電力変換装置の配線構造，電極構造については例えば特許文献１，２に示すものがある。
【０００８】
【特許文献１】
特開平０９−１３５５６５号公報（第４頁、図１−図２）
【特許文献２】
特開平０６−０６１９０４号公報（第２頁、図３）
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
通常、電力変換装置を製品化する場合、ＣＩＳＰＲ規格として規定されている雑音電界強度（放射ノイズ）を、或る規格値内に抑える必要がある。その規格範囲は、３０ＭＨｚ〜１ＧＨｚである。
図８のＩＧＢＴ（ＳＷ）やＦＷＤ（Ｄ）は、通常高ｄｖ／ｄｔによるスイッチングが行なわれる。その際、図１０に示すＩＧＢＴやＦＷＤの浮遊容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３はＵ電位が変動するため充放電現象が起こり、それにより電流が流れる。その電流経路は多々存在するが、代表的な経路は図１５に示す電流経路Ｌ１とＬ２である。
【００１０】
電流経路Ｌ１は各配線を介して出力容量Ｃ１，Ｃ２とスナバコンデンサＣｓ間（スナバコンデンサを接続しない場合は、出力容量Ｃ１，Ｃ２と電解コンデンサＣｄ間となる）、電流経路Ｌ２は各配線を介して対地間浮遊容量Ｃ３，ダイオード整流器モジュールＲＥ，接地コンデンサＣｅおよび放熱器ＥＲ間となる。このとき経路Ｌ１とＬ２に流れる電流の波形は、その経路の抵抗値と配線インダクタンス値およびそれぞれの浮遊容量Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３によって決まり、その電流波形のスペクトルは浮遊容量値（Ｃ）と配線インダクタンス値（Ｌ）とで決まる共振周波数（ｆｒ＝１／２π√（Ｌ・Ｃ））でピークとなる。この電流が放射ノイズ源となり、空間に電磁波が放射される。
【００１１】
このときの或る空間距離地点での電界の最大値は、次の（１）式により求められる。
Ｅｐｅａｋ＝１．３２×１０−１４・Ｓ・Ｅｄ／（π２・Ｔ・ｔｒ・Ｒ）…（１）
Ｅｐｅａｋ：電界のピーク値
Ｓ ：電流経路Ｌ１またはＬ２の空間的な面積
Ｅｄ ：電解コンデンサの電圧
Ｔ ：ＩＧＢＴのスイッチング周期
ｔｒ ：ＩＧＢＴまたはＦＷＤのスイッチング時の立ち上がり時間
Ｒ ：電流経路Ｌ１またはＬ２の抵抗分
ｒ ：空間距離
【００１２】
一般にインバータの場合、主回路構造および適用するインバータモジュールの関係で、電流経路Ｌ１またはＬ２の共振周波数ｆｒは３０ＭＨｚ付近になることが多く、そのため上記規格値をオーバするケースが多い。また、その周波数での電界強度も一般機器に比べて高いため、インバータの周辺機器が誤動作するという問題が発生する場合がある。その場合、上記（１）式に示すｔｒを大きくする、すなわちＩＧＢＴまたはＦＷＤのスイッチング時のｄｖ／ｄｔを緩やかにする対策がとられるが、そのトレードオフとしてスイッチング損失が増加するため、放熱器の大型化や素子定格をアップさせるなどの対策が必要となり、装置が大型化しコストアップするという問題がある。
【００１３】
以上は、電力変換装置の主回路配線と電極の場合であったが、上記と全く同様の問題が電力変換装置を構成する、図１６のようなスイッチングモジュール内部にも発生する。この点について以下に説明する。なお、図１６（ａ）のＯｐは直流の正側出力電極（Ｐ）、Ｏｎは負側出力電極（Ｎ）、Ｏｕは負極側に接続される出力電極（Ｕ）、Ｔｇ１，Ｔｅ１，Ｔｇ２，Ｔｅ２は上アーム側および下アーム側ＩＧＢＴのゲート端子およびエミッタ端子である。また、モジュールの下部ＢＥ（ヒートシンクとの接続面）は銅の基板（銅ベース）で構成している。そのため、ヒートシンクと銅ベースは電気的には同電位（アース電位）となる。
【００１４】
また、図１６（ｂ）において、Ｉは絶縁材、Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３は各電位（Ｐ，Ｕ，Ｎ）の銅パターン、ＣＨ１，ＣＨ２は上アーム側ＩＧＢＴチップ，下アーム側ＩＧＢＴチップ（ＦＷＤは図示を省略）、Ｗ１，Ｗ２はＩＧＢＴチップのエミッタ電位と銅パターンＰ２，Ｐ３を結線するためのワイヤで、通常アルミニウムや金が使われる。ＣＥ１は銅パターンＰ１（上アームＩＧＢＴのコレクタ電位）と正側出力電極Ｏｐを結線する銅電極、ＣＥ２は銅パターンＰ３（下アームＩＧＢＴのエミッタ電位）と負側出力電極Ｏｎを結線する銅電極、ＣＥ３は銅パターンＰ２（下アームＩＧＢＴのコレクタ電位）と出力電極Ｏｕを結線する銅電極である。
【００１５】
銅電極ＣＥ１，ＣＥ２，ＣＥ３は厚さ１ｍｍ程度の平板状のものを部分的な切削で折り曲げた形状となっている。また、電極の錆防止のためニッケルめっきする場合もあるが、めっき厚は錆防止が目的のため数μｍ程度（その材料の表皮深さより薄い）である。図１７にその形状例を示す（三角法で示し、（ａ）は正面図、（ｂ）は右側から見た右側方図、（ｃ）は下面図である）。図の点線部が出力電極となる。
また、図１８（ａ）にインバータモジュール内で放射ノイズに影響を及ぼす浮遊容量（１相分）Ｃ４，Ｃ５を示す。この浮遊容量Ｃ４，Ｃ５によりＵ電位が変動すると充放電現象が生じ、それによる電流が図１８（ｂ）にＬ３で示すような経路で流れることになる。
したがって、この発明の課題は、スイッチング損失を増加させたり放熱器の大型化や素子定格をＵＰさせることなく、放射ノイズを低減し規格に容易に適合できるようにすることにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、請求項１の発明は、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、前記電力変換回路を構成する配線またはブスバーを含む電極の電流を流す部分の少なくとも一部を、抵抗率が銅よりも大きい材料により構成することを特徴とする。
請求項２の発明は、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、前記電力変換回路を構成する銅製の配線またはブスバーを含む電極の表面に、鉄など銅の表皮深さより小さい材料により、かつその材料の放射ノイズ規格の最低周波数での表皮深さを目安とする厚さでめっきを施すことを特徴とする。
請求項３の発明は、直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、前記電力変換回路を構成し銅製の配線またはブスバーを含む電極の表面に、抵抗性塗料またはフェライトなどの磁性物質を混合した材料を塗装するか、その材料の膜を形成したことを特徴とする。
【００１７】
請求項４の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極を、鉄，アルミニウムなどの抵抗率が銅よりも大きい材料で構成することを特徴とする。
【００１８】
請求項５の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部は鉄などの抵抗率がアルミニウムよりも大きい材料で構成することを特徴とする。
【００１９】
請求項６の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極の表面に、鉄など銅の表皮深さより小さい材料により、放射ノイズ規格の最低周波数での表皮深さを目安とする厚さでめっきを施すことを特徴とする。
【００２０】
請求項７の発明は、電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極の表面に、抵抗性塗料またはフェライトなどの磁性物質を混合した材料を塗布するか、その材料の膜を形成したことを特徴とする。
【００２１】
請求項１の発明は、上記（１）式においてＲを大きくすると、Ｅｐｅａｋが小さくなることに着目している。つまり、図３（ａ），（ｂ）および図４の太線１，２および太線３で示す配線部の抵抗分Ｒを大きくするものである。請求項４，５の発明は同様の原理を、例えば図７のように電力用半導体素子モジュール内の配線Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３に適用するものである。ただし、ワイヤ配線部は通常アルミニウムや金が用いられることから、配線のうちでワイヤ配線部とそれ以外とを請求項４，５として分けている。
【００２２】
請求項２（または６）の発明は、一般に電線または電極に流れる電流は、高周波になるほど表面しか流れない現象（表皮効果）を利用するもので、配線または電極の表面部分のみに吸収損失の大きい材料をめっきし、その箇所から発生する電磁波エネルギを吸収する。これにより、請求項１（または４，５）の発明に対して、放射ノイズが問題とならない低周波（直流も含む）では銅部分に電流が流れるため、低周波電流による損失の増加は発生しない。ただし、めっきの場合はめっき材質特有の表皮深さ（ｓｋｉｎ ｄｅｐｔｈ）があるため、高周波エネルギを効果的に吸収しようとすると、この表皮深さを目安としためっき厚にする必要がある。
【００２３】
一般に、めっき厚と吸収損失Ａの関係は、次の（２）式のように表わされる。
Ａ＝８．６８６・ｔ／δ（ｄＢ） …（２）
ｔ：めっき厚さ、δ：表皮深さ
また、表皮深さδは、次の（３）式のように表わされる。
δ＝［１／（２π）］・√［１０９・ρ／（ｆμｒ）］（ｃｍ） …（３）
ρ：抵抗率（Ωｃｍ）、μｒ：透磁率、ｆ：周波数
したがって、表皮深さδが小さいほど、またはめっき厚ｔが大きいほどその吸収効果は大きくなる。一般にδが小さい物質はμｒが大きい物質で、鉄や磁性体などが挙げられる。
【００２４】
請求項３（または７）の発明は、請求項２（または６）の発明と同様に、表面部分に高周波エネルギの消費、または吸収を行なう抵抗性の塗料や磁性体を混合した塗料を塗布し、同様の効果を期待するものである。
【００２５】
【発明の実施の形態】
図１は第１の実施形態を説明する説明図である。
図１（ａ）は、図１４に示す従来の銅製のブスバーに対し、抵抗率が銅より大きい物質で構成したブスバー１を示している。また、図１（ｂ），（ｃ）は、スナバコンデンサまたは接地コンデンサにおいて、抵抗率が銅より大きい物質で構成したリード部または圧着端子部２１，２２、または端子部３１，３２を示している。さらに、図１（ｄ），（ｅ）は、スナバコンデンサまたは接地コンデンサにおいて、リード部または端子部に抵抗率が銅より大きい物質からなるリード４１，４２、もしくは電極５１，５２を直列に接続した例を示す。なお、上記の例で抵抗率が銅より大きい物質としてはアルミニウムや鉄などが挙げられる。
【００２６】
銅の体積抵抗率は２．２３Ωｍ、アルミニウムは３．５５Ωｍ、純鉄は１４．７Ωｍであることから、理論上は先の（１）式より、図３や図４の太線部分を全てアルミニウムとした場合、２．２３／３．５５＝０．６３よりノイズは３７％低減（ｄＢ換算で約−４ｄＢ）する。また、純鉄を適用した場合は、２．２３／１４．７＝０．１５よりノイズは８５％低減（ｄＢ換算で約−１６ｄＢ）することになる。
【００２７】
図２はこの発明の第２の実施形態を説明する説明図である。同図（ａ）は外観図、同（ｂ）は断面図を示す。
これは、図１４に示す従来の銅製のブスバーに対し、ブスバー表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装したブスバー１０を示す例である。めっき材料としては、表皮深さが小さい鉄などが有効な材料として挙げられる。また、そのめっき厚は、めっき材料の放射ノイズ規格の最低周波数である３０ＭＨｚの表皮深さを目安とすれば効果的である。また、抵抗性塗料としてはカーボンペースト材やグラファイトペースト材などが挙げられる。
【００２８】
一例として鉄めっきの場合、３０ＭＨｚでの表皮深さδは先の（３）式より、δ＝１．２μｍとなるため、鉄めっき厚を１．２μｍとすれば、（２）式より約８．７ｄＢの吸収損失となる。すなわち、めっきを施していない銅ブスバーに対し、約８．７ｄＢのノイズ低減効果が上げられる結果となる。ただし、めっき厚を表皮深さの値と等しくするのは目安であり、実際は（２）式に基づき必要とするノイズ低減量によって、めっき厚を決定すれば良い。
また、抵抗性塗料や磁性体混合塗料についても、その塗料特有の塗料厚と吸収損失の関係があるため、上記と同様に必要とするノイズ低減量に応じてその厚さを決定すれば良い。
【００２９】
以上は、電力変換装置の主回路配線と電極の場合を説明したが、この発明は電力変換装置を構成するスイッチングモジュール内部の配線と電極に対しても、上記と全く同様にして適用することができる。
図５は図１７に示す従来の電極において、銅以外の材料で形成した電極１１を示している（三角法にて表示）。銅以外の材料として具体的には、銅より抵抗率が大きいアルミニウムや鉄などが挙げられる。また、図示はしていないが、図１６（ｂ）の銅パターンＰ１，Ｐ２，Ｐ３も同様に、銅以外の抵抗率が大きい材料で形成する。
【００３０】
この場合も図１と同じく、銅の体積抵抗率は２．２３Ωｍ、アルミニウムは３．５５Ωｍ、純鉄は１４．７Ωｍであることから、理論上は先の（１）式より、図７に示す太線部分Ｈ１，Ｈ２，Ｈ３を全てアルミニウムとしたとすると、２．２３／３．５５＝０．６３よりノイズは３７％低減（ｄＢ換算で約−４ｄＢ）する。また、純鉄を適用した場合は、２．２３／１４．７＝０．１５よりノイズは８５％低減（ｄＢ換算で約−１６ｄＢ）することになる。
【００３１】
図６は図１７に示す従来の銅製の電極において、表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装した電極１２の例を示す。めっき材料としては、表皮深さが小さい鉄などが有効な材料として挙げられること、また、そのめっき厚の決め方等については、図２と全く同様なのでこれ以上の説明は省略する。
【００３２】
【発明の効果】
請求項１の発明によれば、主回路配線または電極の抵抗成分を増やすことで、（１）式に基づきＩＧＢＴやＦＷＤのスイッチングが起因となるノイズスペクトルのピーク値を低減することができる。その結果、外部機器への動作障害が減少するとともに、雑音電界強度規格に容易に適合することも可能となり、ノイズ対策費用を軽減することが可能となる。また、請求項２，３の発明によれば、請求項１の発明に対して放射ノイズが問題となる高周波成分のみエネルギ吸収を行なうため、装置の効率低下や発熱の問題は極めて少なくなる。
【００３３】
請求項４，５の発明は、電力用半導体モジュール内部の配線および電極に対して、請求項１の発明と同様の考え方を適用したもので、したがって請求項１の発明と同様の効果を期待することができる。
さらに、請求項６，７の発明も、電力用半導体モジュール内部の配線および電極について、請求項２，３の発明の考え方を適用したもので、これにより請求項２，３の発明と同様の効果をそれぞれ期待することができるものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施の形態を説明する説明図
【図２】この発明の第２の実施の形態を説明する説明図
【図３】図１の発明が適用される第１の具体的回路図
【図４】図１の発明が適用される第２の具体的回路図
【図５】この発明の第３の実施の形態を説明する説明図
【図６】この発明の第４の実施の形態を説明する説明図
【図７】図５の発明が適用される第１の具体的回路図
【図８】一般的なインバータ主回路図
【図９】インバータモジュールの一例を示す外観図
【図１０】インバータモジュール内の浮遊容量説明図
【図１１】電解コンデンサの一例を示す外観図
【図１２】スナバコンデンサの例を示す外観図
【図１３】ケーブルおよびブスバーによる配線例の説明図
【図１４】ブスバー電極の外観図
【図１５】インバータの浮遊容量による充放電電流経路説明図
【図１６】インバータモジュールの別の例の説明図
【図１７】モジュールの内部電極構造図
【図１８】インバータモジュールの浮遊容量による充放電電流経路説明図
【符号の説明】
１…抵抗率が銅より大きい物質で構成したブスバー、１０…表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装したブスバー、１１…抵抗率が銅より大きい物質で構成した電極、１２…表面にめっきまたは抵抗性塗料や磁性体混合塗料を塗装した電極、２１，２２…抵抗率が銅より大きい物質で構成したリード部または圧着端子部、３１，３２…抵抗率が銅より大きい物質で構成した端子部、４１，４２…抵抗率が銅より大きい物質からなるリード、５１，５２…抵抗率が銅より大きい物質からなる電極。
Claims (7)
- 直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
前記電力変換回路を構成する配線またはブスバーを含む電極の電流を流す部分の少なくとも一部を、抵抗率が銅よりも大きい材料により構成することを特徴とする電力変換回路。 - 直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
前記電力変換回路を構成する銅製の配線またはブスバーを含む電極の表面に、鉄など銅の表皮深さより小さい材料により、かつその材料の放射ノイズ規格の最低周波数での表皮深さを目安とする厚さでめっきを施すことを特徴とする電力変換回路。 - 直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
前記電力変換回路を構成し銅製の配線またはブスバーを含む電極の表面に、抵抗性塗料またはフェライトなどの磁性物質を混合した材料を塗装するか、その材料の膜を形成したことを特徴とする電力変換回路。 - 電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極を、鉄，アルミニウムなどの抵抗率が銅よりも大きい材料で構成することを特徴とする電力変換回路。 - 電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部は鉄などの抵抗率がアルミニウムよりも大きい材料で構成することを特徴とする電力変換回路。 - 電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極の表面に、鉄など銅の表皮深さより小さい材料により、放射ノイズ規格の最低周波数での表皮深さを目安とする厚さでめっきを施すことを特徴とする電力変換回路。 - 電力用半導体素子モジュールを用いて直流から交流または交流から直流に変換する電力変換回路において、
直流の正側出力電極と上アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間，または直流の負側出力電極と下アーム側電力用半導体素子のエミッタ部間、または上アーム側電力用半導体素子のエミッタ部と下アーム側電力用半導体素子のコレクタ部間のうち、ワイヤ配線部を除く少なくとも１つの配線または１つの電極の表面に、抵抗性塗料またはフェライトなどの磁性物質を混合した材料を塗布するか、その材料の膜を形成したことを特徴とする電力変換回路。
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