JP2004516453A - リニア・ラムダセンサの内部抵抗を測定するための装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、内燃機関のリニア・ラムダセンサＳの内部抵抗Ｒｉｓを測定するための装置に関する。前記装置には、内部抵抗（Ｒｉｓ）で降下する交流電圧Ｖ_ＯＳＺを増幅するための電圧増幅器Ｖ６が設けられている。前記交流電圧Ｖ_ＯＳＺは第１センサ端子Ｖｓ＋に供給された交流電圧によって引き起こされる。前記装置はまた、前記電圧増幅器Ｖ６によって増幅された交流電圧Ｖ_ＥＩＮを整流しフィルタリングするための同期復調器Ｖ７を有しており、前記同期復調器Ｖ７の増幅係数は、交流電圧Ｖ_ＯＳＺの周波数によって切り替えることができる。

Description

【０００１】
本発明は、請求項１の上位概念による、内燃機関のリニア・ラムダセンサの内部抵抗を測定するための装置に関する。
【０００２】
内燃機関の排ガス系統には、内燃機関に供給された燃料空気混合気を検出するためにリニア・ラムダセンサが配置されており、このリニア・ラムダセンサの拡散バリアのダイナミックな抵抗は温度依存性を有している。このことは変換比の誤差、つまり測定結果の誤差の原因になる。このことは、センサ温度を測定し、ラムダセンサ内に取り付けられた加熱素子によってセンサ温度を一定の値に制御することによって対処されている。この場合、コスト上の理由から、温度測定のための別個の熱電素子は省略される。その代わり、ラムダセンサの、強い温度依存性を示す内部抵抗Ｒｉｓが測定される。
【０００３】
内部抵抗Ｒｉｓを検出するための従来の測定方法は、センサに、矩形発振器によって得られた交流を印加する方法である。こうして、内部抵抗Ｒｉｓから交流電圧が取り出される。この交流電圧は増幅されて整流され、マイクロプロセッサへ温度制御のために供給することができる。
【０００４】
このような測定方法では、矩形信号が屋根形に傾斜する際に（たとえば結合コンデンサが小さすぎるか、またはセンサ制御ループからのフィードバックが小さすぎるので）出力信号に誤差が生じ、ＥＭＣ障害に対して感度が大きくなってしまう。このことは、整流器が素早く応答することに起因する。
【０００５】
本発明の課題は、リニア・ラムダセンサの内部抵抗をより正確に測定することができる装置を提供し、この装置において、交流電圧信号を整流する際に生じる測定誤差と、電磁障害パルスに対する感度を低減することである。
【０００６】
この課題は、本発明において請求項１の構成によって解決される。本発明による重要な構成は、センサ出力信号を整流するのに同期復調器を使用することである。
【０００７】
以下に、本発明の実施例を概略的な図面に基づいて、より詳細に説明する。
【０００８】
図面
図１ 温度に対するセンサ内部抵抗Ｒｉｓの依存性についてのグラフである。
【０００９】
図２ 内部抵抗Ｒｉｓの等価回路図である。
【００１０】
図３ ピーク値整流器の基本回路図を示している。
【００１１】
図４ ピーク値整流器の入力信号および出力信号を示している。
【００１２】
図５ センサ内部抵抗Ｒｉｓを検出するための、ピーク値整流器を備えた公知の回路の基本回路図である。
【００１３】
図６ フィルタリング部が組み込まれた同期復調器の入力信号および出力信号を示している。
【００１４】
図７ フィルタリング部が組み込まれた同期復調器の実施例を示している。
【００１５】
図８ａ ラムダセンサの等価回路図である。
【００１６】
図８ｂ センサ内部抵抗Ｒｉｓを検出するための、同期復調器を備えた、本発明による回路の基本回路図である。
【００１７】
図９ 公知の回路の障害感度および本発明による回路の障害感度を比較した図である。
【００１８】
ラムダセンサのセンサ内部抵抗Ｒｉｓの等価回路図は、第１のコンデンサＣａに並列接続されている第１の抵抗Ｒａと、第２のコンデンサＣｂに並列接続されている第２の抵抗Ｒｂと、第３の抵抗Ｒｃとの直列回路から成る複合リアクタンスとして示すことができる（図２を参照のこと）。このセンサ内部抵抗Ｒｉｓの温度依存性は図１に示されている。
【００１９】
図２内の記号は次のようになっている。
【００２０】
Ｒａ／Ｃａ：電極とセラミック材料との間の接触抵抗である（時定数τａ＝Ｒａ＊Ｃａは、典型的には約１０ｍｓである）。
【００２１】
Ｒｂ／Ｃｂ：セラミック粒子の粒界間の接触抵抗である（時定数τｂ＝Ｒｂ＊Ｃｂは、典型的には約１００μｓである）。
【００２２】
Ｒｃ：焼結材料の固有抵抗である。
【００２３】
抵抗Ｒａは経年劣化に大きく依存する。つまり、抵抗Ｒａを温度測定に使用することはできない。Ｒｂ／ＣｂとＲａとの直列回路は、測定周波数が３ｋＨｚの場合に約１００Ωの抵抗値を有する。この値は、測定すべきセンサ内部抵抗Ｒｉｓである。
【００２４】
すでに言及した、センサ内部抵抗Ｒｉｓを検出するための従来の測定方法では、センサにたとえば５００μＡｓｓ（ピーク・トゥ・ピーク）の交流電流が印加される。その際、内部抵抗Ｒｉｓには５００μＡｓｓ＊１００Ω＝５０ｍＶｓｓの交流電圧が生じる。この交流電圧は増幅されて整流され、マイクロプロセッサへ温度制御のために供給される。
【００２５】
交流電流はたとえば、Ｖｃｃ＝５Ｖの電圧が供給される３ｋＨｚ矩形発振器によって形成される。高インピーダンスの抵抗（１０ｋΩ）およびデカップリングコンデンサを介して、この信号はセンサへ供給される。図５は、交流電流を形成しセンサに供給するための、公知であり典型的な回路構成を示している。これについては後で説明する。
【００２６】
公知の回路ではピーク値整流器が、交流電圧信号を直流電圧に変換するのに使用される。この公知の回路の基本回路図は図３に示されている。
【００２７】
たとえば入力端ＥＩＮに直流電圧Ｖｍ＝２．５Ｖが印加されると、比較器Ｖ１は電圧フォロワーとして作用するので、出力端ＡＵＳにおける電圧もまた２．５Ｖである。このことが可能であるのは、コンデンサＣ１が抵抗Ｒ１を介して緩慢に充電されるからである。出力端ＡＵＳにおける電圧が入力端ＥＩＮにおける電圧よりも小さければ、比較器Ｖ１の出力トランジスタは非導通状態のままである。
【００２８】
出力電圧が入力電圧を超えるとこのトランジスタはスイッチオンされ、抵抗Ｒ２を介してコンデンサＣ１を放電させ、出力電圧が再び入力電圧を下回る。すると、トランジスタは再び非導通状態になり、Ｒ１からの充電電流によってドライブされて出力電圧は再び緩慢に上昇する。
【００２９】
この場合、Ｖ_ＡＵＳ＝Ｖｍを中心として発振が生じる。ここで重要なのは、コンデンサＣ１の充電のための時定数（τ_ｌａｄｅ＝Ｒ１＊Ｃ１）および放電のための時定数（τ_{ｅｎｔｌａｄｅ}＝Ｒ２＊Ｃ１）が大きく異なるということである。実際の回路では、τ_ｌａｄｅ／τ_{ｅｎｔｌａｄｅ}の比は約１００／１に選択される。
【００３０】
ここで図４を参照されたい。たとえば５００ｍＶｓｓの矩形交流電圧Ｖ_ＥＩＮが直流電圧Ｖｍ＝２．５Ｖに重畳されており、入力端ＥＩＮに、温度依存性の内部抵抗Ｒｉｓに依存する矩形交流電圧Ｖ_ＥＩＮが印加される場合、出力信号Ｖ_ＡＵＳは非常に迅速に入力信号Ｖ_ＥＩＮの下方のピーク値に追従し、徐々に再び上昇する。このように出力端_ＡＵＳには、太線で示された（のこぎりの歯形の）直流電圧Ｖ_ＡＵＳが生じ、入力電圧Ｖｍ＋Ｖ_ＥＩＮの下方のピーク値に追従する。
【００３１】
整流器は交流電圧信号Ｖ_ＥＩＮ＝５００ｍＶｓｓ＝±２５０ｍＶを直流電圧信号、すなわちＶ_ＡＵＳ＝−２５０ｍＶに変換する。ゼロ位はＶｍ＝２．５Ｖである。従って出力信号は、平均であるＶｍ−０．２５０Ｖ＝２．２５０Ｖである。
【００３２】
図５には、センサ内部抵抗をピーク値整流器によって検出するための、公知の典型的な回路構成が示されている。
【００３３】
演算増幅器Ｖ２、Ｖ３およびＶ４は給電電圧Ｖｃｃ＝５Ｖから給電される。このことは図面には示されていない。演算増幅器Ｖ２は抵抗Ｒ１０〜Ｒ１４およびコンデンサＣ１０とともに、約３ｋＨｚの出力周波数を有する矩形発振器を形成している。
【００３４】
ラムダセンサＳ（この等価回路図は図８ａに示されている）内には測定すべき内部抵抗Ｒｉｓが存在し、このラムダセンサＳは破線のボックスとして図示されている。この内部抵抗Ｒｉｓは中間電圧Ｖｍ＝２．５Ｖに接続されている。この中間電圧Ｖｍは、センサの基準電位、および約１０の増幅係数を有する後続の交流電圧反転増幅器の基準電位であり、この交流電圧反転増幅器は、演算増幅器Ｖ３、抵抗Ｒ１６〜Ｒ１８およびコンデンサＣ１２から構成されている。
【００３５】
演算増幅器Ｖ２の出力端で発生する発振器信号は約５００μＡｓｓを有する交流電流であり、抵抗Ｒ１５およびコンデンサＣ１１を介してセンサ内に入力される。それに応じて内部抵抗Ｒｉｓから交流電圧が得られ、増幅器Ｖ３で増幅され、後続のピーク値整流器で整流される。図３、図４およびそれに所属する説明も参照のこと。
【００３６】
この回路の欠点は、すでに冒頭で述べたように、矩形信号が屋根形に傾斜する際に出力値に誤差が生じ、ＥＭＣ障害パルス（図９）に対して感度が大きいことである。このことは、整流器が敏速に応答することに起因する。
【００３７】
本発明では整流のために、フィルタリング部が組み込まれた同期復調器を使用することによって、この問題を満足いくように解決する。
【００３８】
測定信号（発振器信号）の位相と周波数は既知であるので、整流を発振器信号によって制御して実行することができる。これはたとえば、増幅率を＋１から−１の間で切り替えることができる増幅器によって行われる。この切り替えが発振器信号の正負の振幅の変化と同期に実行される場合、この切り替えの作用として（発振器と同期の）入力信号Ｖ_ＥＩＮの整流が、中間電圧Ｖｍを基準にして実行される。この場合、発振器信号と入力信号との間の位相のずれは無視できる。続いて、さらにこの入力信号Ｖ_ＥＩＮがフィルタリングされると直流電圧が得られる。この直流電圧は、入力交流電圧の正の振幅の平均値に相応する。
【００３９】
図７は、演算増幅器Ｖ５と、抵抗Ｒ３０〜Ｒ３３とコンデンサＣ３０とから成る、それ自体に公知の同期復調器の実施例を示している。演算増幅器Ｖ５の非反転入力端と基準電位（０Ｖ）との間にはスイッチが配置されており、このスイッチは発振器信号Ｖ_ＯＳＣによって操作される。スイッチＳ１が開放されている場合は、演算増幅器Ｖ５は増幅係数「＋１」を有し、スイッチＳ１が閉成されている場合は増幅係数「−１」を有する。この回路の出力端ＡＵＳにおける出力信号Ｖ_ＡＵＳは、抵抗Ｒ３３およびコンデンサＣ３０から構成されたフィルタのフィルタ時定数τ＝Ｒ３３＊Ｃ３０（たとえば３０ｍｓ）を有する増幅器Ｖ５の出力信号に追従する。
【００４０】
図８ｂは、フィルタリング部が組み込まれた同期復調器によってセンサ内部抵抗Ｒｉｓを検出するための、本発明による回路の基本回路図を示している。
【００４１】
より理解しやすくするため、図８ａにラムダセンサＳの等価回路図が示されている。このラムダセンサＳは、次のものから構成されている：
１）測定室と空気との間にある電極からなる、いわゆる基準室。これは図面には、この電極間で測定されるネルンスト電圧Ｖｓと、電極間の拡散バリアの内部抵抗Ｒｉｓとによって示されている。
【００４２】
２）測定室と排ガスとの間にある電極からなる、いわゆるポンプ室。これは、これらの電極間で降下するポンプ電圧Ｖｐと、これらの電極間の（基準）抵抗Ｒｉｐとによって図示されている。
【００４３】
３）センサコネクタ内の較正抵抗Ｒｃ。
【００４４】
ラムダセンサＳからは、第１〜第４の端子Ｖｓ＋、Ｖｐ−／Ｖｓ−、Ｖｐ＋およびＲｃが引き出されている。
【００４５】
図８ｂでは、演算増幅器Ｖ６およびＶ７は給電電圧Ｖｃｃ＝５Ｖから給電される。この様子は図示されていない。矩形発振器ＯＳＺはボックスとして示されており、これは、図５に示された、演算増幅器Ｖ２の周囲に構成された回路（出力周波数は約３ｋＨｚ）と同様の原理で構成することができる。
【００４６】
ラムダセンサＳ（図８ａ）内には、端子ＶｓとＶｐ−／Ｖｓ−（端子Ｖｐ−／Ｖｓ−には中間直流電圧Ｖｍ＝＋２．５Ｖが印加される）との間に、測定すべき内部抵抗Ｒｉｓが設けられている。このラムダセンサＳは破線のボックスとして図示されている。
【００４７】
矩形発振器ＯＳＺの出力端に形成される発振器信号は、抵抗Ｒ４０およびコンデンサＣ４０を介して、約５００μＡｓｓの交流としてセンサ内へ供給され、同時にスイッチＳ１へ供給される。それに相応して、温度依存性の内部抵抗Ｒｉｓにおいて交流電圧が降下する。この交流電圧は、抵抗Ｒ４１〜Ｒ４３およびコンデンサＣ４１に接続されている後続の交流電圧増幅器Ｖ６において、約１０の増幅係数をもって増幅され（たとえば図４のように、Ｖ_ＥＩＮ＝５００ｍＶｓｓ＝±２５０ｍＶとなる）、交流電圧増幅器Ｖ６に後続する同期復調器Ｖ７において整流される（中間電圧Ｖｍを基準とする）。この同期復調器Ｖ７は、演算増幅器Ｖ７、抵抗Ｒ４４〜Ｒ４７およびコンデンサから成る（図７を参照のこと）。続いて、同期復調器において整流された交流電圧は、抵抗Ｒ４７およびコンデンサＣ４２から成るフィルタによってフィルタリングされる。
【００４８】
図６は、同期復調器Ｖ５（図７）またはＶ７（図８ｂ）の入力端ＥＩＮに印加される温度依存性の矩形信号Ｖ_ＥＩＮ（たとえば５００ｍＶｓｓ＝±２５０ｍＶ）を示している。この矩形信号は約１０％の屋根形の傾斜を有しており、中間電圧Ｖｍに重畳されている。同期復調器Ｖ５ないしはＶ７によって、この矩形信号は増幅の切り替えと同期して整流される。つまり、Ｖｍを下回る信号成分がラインＶｍで反転、すなわち上方へ折り返される（破線で示された屋根形の傾斜）。続いて、演算増幅器Ｖ５ないしはＶ７の出力信号（連続した屋根形の傾斜）はフィルタリングされ、中間電圧Ｖｍとの和で出力信号Ｖ_ＡＵＳを形成する。この出力信号Ｖ_ＡＵＳは入力電圧の上方のピーク値に追従しており、図６に太い実線で示されている。
【００４９】
本発明による回路は、次のような大きな利点を有する。
【００５０】
・標準の構成部材によって、簡単かつ低コストで構成できること。
【００５１】
・入力信号の屋根形の傾斜に対して頑強であること。
【００５２】
・格段に正確に変換できること。
【００５３】
・ＥＭＣ障害パルスに対して格段に改善された頑強性を有すること（図９を参照のこと）。
【００５４】
・集積回路への集積化に適していること。
【００５５】
本発明による、ラムダセンサの内部抵抗Ｒｉｓを測定するための装置の、ＥＭＣ障害パルスに対する時間特性が、従来の装置と比較して図９に示されている。グラフには、横軸方向に時間ｔ、縦軸方向に電圧Ｕがプロットされており、中間（直流）電圧Ｖｍ＝＋２．５Ｖが破線の直線として示されている。この中間電圧Ｖｍには、温度依存性の入力電圧Ｖ_ＥＩＮ（たとえば、図４および６によれば、５００ｍＶｓｓ＝±２５０Ｖ）が重畳される。この場合、約２ｍｓの時間にわたって中間電圧Ｖｍを中心として約±２ＶのＥＭＣ障害電圧が生じるとした場合の、従来の装置および本発明による装置がこのＥＭＣ障害電圧に対して動作する様子が示されている。
【００５６】
図３〜図５および所属の説明によれば、ピーク値整流器Ｖ１ないしはＶ４の出力端には（のこぎりの歯形の）直流電圧Ｖ_ＡＵＳが形成される。この直流電圧は、入力電圧Ｖｍ＋Ｖ_ＥＩＮの下方のピーク値に従う。この電圧Ｖ_ＡＵＳの経過は図９には、太い実線の電圧Ｖ_ＡＵＳａ示されている。ピーク値整流器の充電時定数と放電時定数との比が１００：１なので、この信号もまた、生じるＥＭＣ障害電圧の下方のピーク値に迅速に追従する。このことによって、突然の温度上昇が起こったように見え、この信号はＥＭＣ障害電圧が終わっても徐々にしか回復しない。そのことによって、比較的長時間にわたってエラー信号、すなわち誤ったセンサ温度が測定され、それに対してセンサ加熱器が誤って応答してしまう。
【００５７】
本発明による装置の出力信号は、太い実線の電圧Ｖ_ＡＵＳｂとして図示されている。このグラフから、突然ＥＭＣ障害電圧が生じても同期復調器は誤作動を起こすことなく、総じて、存在するセンサ温度をより良好に表す出力信号Ｖ_ＡＵＳを形成することが理解できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】
温度に対するセンサ内部抵抗Ｒｉｓの依存性についてのグラフである。
【図２】
内部抵抗Ｒｉｓの等価回路図である。
【図３】
ピーク値整流器の基本回路図を示している。
【図４】
ピーク値整流器の入力信号および出力信号を示している。
【図５】
センサ内部抵抗Ｒｉｓを検出するための、ピーク値整流器を備えた公知の回路の基本回路図である。
【図６】
フィルタリング部が組み込まれた同期復調器の入力信号および出力信号を示している。
【図７】
フィルタリング部が組み込まれた同期復調器の実施例を示している。
【図８】
ａはラムダセンサの等価回路図であり、ｂは、センサ内部抵抗Ｒｉｓを検出するための、同期復調器を備えた、本発明による回路の基本回路図である。
【図９】
公知の回路の障害感度および本発明による回路の障害感度を比較した図である。

Claims (3)

1. 内燃機関のリニア・ラムダセンサ（Ｓ）の内部抵抗（Ｒｉｓ）を測定するための装置であって、
   内部抵抗（Ｒｉｓ）で降下する交流電圧（Ｖ_ＯＳＺ）を増幅するための電圧増幅器（Ｖ６）が設けられており、
   前記交流電圧（Ｖ_ＯＳＺ）は第１のセンサ端子（Ｖｓ＋）に給電された交流電流によって引き起こされ、
   前記電圧増幅器（Ｖ６）によって増幅された交流電圧（Ｖ_ＥＩＮ）を整流するための整流器が設けられている形式のものにおいて、
   前記整流器は同期復調器（Ｖ７）であり、
   前記同期復調器（Ｖ７）の電圧増幅は、内部抵抗（Ｒｉｓ）で降下する交流電圧（Ｖ_ＯＳＺ）の周波数によって、２つの所定の値の間で切り替え可能であり、
   前記同期復調器（Ｖ７）の出力信号（Ｖ_ＡＵＳ）はフィルタ（Ｒ４７、Ｃ４２）によってフィルタリングされることを特徴とする装置。
2. 前記同期復調器（Ｖ７）の非反転入力端と第２のセンサ端子（Ｖｐ−／Ｖｓ−）との間には、内部抵抗（Ｒｉｓ）で降下する交流電圧（Ｖ_ＯＳＺ）の周波数によって切り替えられるスイッチ（Ｓ１）が配置されている、請求項１記載の装置。
3. 前記同期復調器（Ｖ７）の電圧増幅の所定の値は、値「＋１」および「−１」である、請求項１記載の装置。