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JP2004336742A - Antenna device for radio and radio communication device using the same - Google Patents

Antenna device for radio and radio communication device using the same Download PDF

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JP2004336742A
JP2004336742A JP2004121867A JP2004121867A JP2004336742A JP 2004336742 A JP2004336742 A JP 2004336742A JP 2004121867 A JP2004121867 A JP 2004121867A JP 2004121867 A JP2004121867 A JP 2004121867A JP 2004336742 A JP2004336742 A JP 2004336742A
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JP
Japan
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wireless communication
communication device
antenna
load impedance
value
Prior art date
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Pending
Application number
JP2004121867A
Other languages
Japanese (ja)
Inventor
Shotaro Nishimura
章太郎 西村
Atsushi Yamamoto
山本  温
Koichi Ogawa
晃一 小川
Hiroshi Iwai
岩井  浩
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Panasonic Holdings Corp
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
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Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority to JP2004121867A priority Critical patent/JP2004336742A/en
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an antenna having a simple structure and reducing SAR and to provide a radio communication device using the antenna. <P>SOLUTION: In the radio communication device having a whip antenna 12 connected to a radio communication circuit 15 for receiving/transmitting a radio signal, a load impedance element 14 is connected between a passive element 13 being a conductive board and the ground of a case 11 of the radio communication device including the radio communication circuit 15. Additionally, when the radio communication device performs transmission, the element value of the load impedance element 14 is set or controlled so that the value of current flowing in the case 11 becomes a specific value or smaller, thus setting or controlling a ratio absorption rate (SAR) to a specific value or smaller. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、無線用アンテナ装置、及びそれを用いた、携帯電話機や自動車電話機などの無線通信装置に関する。   The present invention relates to a wireless antenna device and a wireless communication device using the same, such as a mobile phone or a car phone.

近年、携帯電話機や自動車電話機等の無線通信装置が急速に普及している。これらの無線通信装置は年々小型化が進んでいる。その小型化によりアンテナからの電波の放射以外にも、無線通信装置の無線通信装置筐体からも電波が放射される。すなわち、無線通信装置全体で電磁波が放射される。   2. Description of the Related Art In recent years, wireless communication devices such as mobile phones and automobile phones have rapidly become widespread. These wireless communication devices have been miniaturized year by year. Due to the miniaturization, radio waves are also radiated from the radio communication device housing of the radio communication device in addition to the radio wave radiation from the antenna. That is, electromagnetic waves are radiated by the entire wireless communication device.

アンテナ及び無線通信装置から放射された電磁波の一部は人体に吸収される。放出された電波のうち、人体が電磁波を吸収する電力量の比率を比吸収率(以下、SAR(Specific Absorption rate)という。)で表す。ここ数年間、SARの値を抑制するガイドラインも作成され、SAR値を所定の規定値以下にすることが義務付けられている(例えば、非特許文献1参照)。例えば、携帯電話機は通話時に頭部に近接して用いられるために頭部の電波の吸収が大きい。特に、その筐体は、人間の耳又は頬と接するために、SARが最も大きくなる恐れがある。   Some of the electromagnetic waves radiated from the antenna and the wireless communication device are absorbed by the human body. The ratio of the amount of electric power at which the human body absorbs the electromagnetic wave in the emitted radio waves is represented by a specific absorption rate (SAR). For the past several years, guidelines for suppressing the SAR value have been created, and it is obliged that the SAR value be reduced to a specified value or less (for example, see Non-Patent Document 1). For example, a mobile phone is used close to the head during a call, and therefore absorbs radio waves at the head. In particular, the SAR may be the largest because the housing contacts the human ear or cheek.

図45は従来技術に係る無線用アンテナを備えた無線通信装置を人体の頭部に支持したときの正面図であり、図46は図45の無線通信装置の外観を示す斜視図である。   FIG. 45 is a front view when a wireless communication device having a wireless antenna according to the related art is supported on the head of a human body, and FIG. 46 is a perspective view illustrating an appearance of the wireless communication device in FIG.

図45及び図46に図示した無線通信装置は、直方体形状の筐体1111の上部から上方方向にホイップアンテナ1112が延在するように設けられ、ホイップアンテナ1112側の裏面とは反対の前面(ユーザの顔面に対向する面)に対して平行となるように、筐体1111に接続された導体板1113が設けられている。上記筐体1111に導体板1113を接続することにより、当該無線通信装置からの矢印1113Aや1113Bで示される放射方向の電磁波のうち、人体方向への電磁波を遮蔽することができ、当該電波によるSARを軽減している(例えば、特許文献1参照)。   The wireless communication device shown in FIGS. 45 and 46 is provided so that the whip antenna 1112 extends upward from the upper part of the rectangular parallelepiped housing 1111, and the front surface opposite to the back surface on the whip antenna 1112 side (user A conductor plate 1113 connected to the housing 1111 is provided so as to be parallel to the face facing the face of the user. By connecting the conductor plate 1113 to the housing 1111, of the electromagnetic waves in the radiation direction indicated by arrows 1113 A and 1113 B from the wireless communication device, the electromagnetic waves in the direction of the human body can be shielded. (For example, see Patent Document 1).

特開2001−308622号公報。JP-A-2001-308622. Niels Kuster et al., "Energy Absorption Mechanism by Biological Bodies in the Near Field of Dipole Antennas Above 300MHz", IEEE Transactions on Vehicular technology, Vol. 41, No.1, pp.17-23, February 1992。Niels Kuster et al., "Energy Absorption Mechanism by Biological Bodies in the Near Field of Dipole Antennas Above 300MHz", IEEE Transactions on Vehicular technology, Vol. 41, No. 1, pp. 17-23, February 1992. 社団法人電波産業会(Association of Radio Industries and Business in Japan)発行,「携帯型無線端末の比吸収率測定法の標準規格」,ARIB STB-T56 Ver.2.0,2002年1月24日改定発行。Published by Association of Radio Industries and Business in Japan, "Standard for Specific Absorption Rate Measurement Method for Portable Wireless Terminals", ARIB STB-T56 Ver.2.0, revised and published on January 24, 2002.

しかしながら、従来技術に係る導体板1113はその形状に制限があり、無線通信装置から放射されるすべての電波を遮蔽することはできなかった。従って、一部の電波を遮蔽するだけでは、SAR低減の効果は十分とは言えない。   However, the shape of the conductor plate 1113 according to the related art is limited, and it has not been possible to shield all radio waves radiated from the wireless communication device. Therefore, the effect of reducing the SAR cannot be said to be sufficient simply by blocking some radio waves.

本発明の目的は以上の問題点を解決し、きわめて簡単な構造で、無線通信装置から放射される電波を、従来技術に比較して実質的にほとんどの電波を人体に対して遮蔽することができ、SARを大幅に低減できる無線用アンテナ装置及びそれを用いた無線通信装置を提供することにある。   SUMMARY OF THE INVENTION The object of the present invention is to solve the problems described above, and to shield a radio wave radiated from a wireless communication device from a human body with a radio wave radiated from a wireless communication device, with a very simple structure. An object of the present invention is to provide a wireless antenna device capable of greatly reducing SAR and a wireless communication device using the same.

第1の発明に係る無線用アンテナ装置は、無線信号を送受信する無線通信回路に接続されたアンテナを備えた無線用アンテナ装置において、
無給電素子と、
上記無給電素子と、上記無線通信回路を含む無線通信装置の筐体の接地との間に接続された負荷インピーダンス素子と、
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することにより、比吸収率(SAR)を所定値以下となるように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
A wireless antenna device according to a first invention is a wireless antenna device including an antenna connected to a wireless communication circuit that transmits and receives a wireless signal,
A parasitic element,
The parasitic element, a load impedance element connected between the ground of the housing of the wireless communication device including the wireless communication circuit,
By controlling the element value of the load impedance element so that the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value, the specific absorption rate (SAR) is equal to or less than the predetermined value. And control means for controlling.

第2の発明に係る無線用アンテナ装置は、第1と第2のアンテナを備えた無線用アンテナ装置において、
上記第1のアンテナが、無線通信装置に設けられ無線信号を送受信する無線通信回路に接続されるとき、上記第2のアンテナを上記負荷インピーダンス素子を介して、上記無線通信回路を含む無線通信装置の筐体の接地に接続する一方、上記第2のアンテナが無線信号を送受信する無線通信回路に接続されるとき、上記第1のアンテナを上記負荷インピーダンス素子を介して上記筐体の接地に接続するように切り換える切り換え手段と、
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することにより、比吸収率(SAR)を所定値以下となるように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする。
A wireless antenna device according to a second invention is a wireless antenna device provided with first and second antennas,
When the first antenna is connected to a wireless communication circuit provided in the wireless communication device for transmitting and receiving a wireless signal, the second antenna is connected to the wireless communication device including the wireless communication circuit via the load impedance element. When the second antenna is connected to a wireless communication circuit that transmits and receives wireless signals while the second antenna is connected to the ground of the housing, the first antenna is connected to the ground of the housing via the load impedance element. Switching means for switching to perform
By controlling the element value of the load impedance element so that the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value, the specific absorption rate (SAR) is equal to or less than the predetermined value. And control means for controlling.

上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となる、上記負荷インピーダンス素子の素子値をテーブルとして記憶する記憶手段をさらに備え、上記制御手段は、上記記憶手段に記憶されたテーブルを参照して上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。とって代わって、上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となる、上記負荷インピーダンス素子の素子値を、周波数毎にテーブルとして記憶する記憶手段をさらに備え、上記制御手段は、上記無線通信装置の通信周波数に基づいて、上記記憶手段に記憶されたテーブルを参照して上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。もしくは、上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を測定する測定手段をさらに備え、上記制御手段は、上記測定された電流値に基づいて、上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。   The wireless antenna device further includes a storage unit configured to store, as a table, an element value of the load impedance element, wherein a current value flowing through the housing during transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value. Is characterized in that the element value of the load impedance element is controlled with reference to a table stored in the storage means. Instead, in the wireless antenna device, the element value of the load impedance element that causes the current value flowing through the housing to be equal to or less than a predetermined value at the time of transmission of the wireless communication device is stored as a table for each frequency. A storage unit is further provided, wherein the control unit controls an element value of the load impedance element based on a communication frequency of the wireless communication device with reference to a table stored in the storage unit. Alternatively, in the wireless antenna device, the wireless antenna device further includes a measuring unit that measures a value of a current flowing through the housing when the wireless communication device transmits, and the control unit controls the housing based on the measured current value. The value of the load impedance element is controlled so that the value of the current flowing through the body is equal to or less than a predetermined value.

また、上記無線用アンテナ装置において、上記負荷インピーダンス素子は、互いに異なる素子値を有する複数のインピーダンス素子と、上記複数のインピーダンス素子のうちの1つを選択的に切り換えることにより上記負荷インピーダンス素子の素子値を変化させるスイッチ手段とを備えたことを特徴とする。とって代わって、上記無線用アンテナ装置において、上記負荷インピーダンス素子は、素子値を変化することが可能なインピーダンス素子を備え、上記素子値を変化することが可能なインピーダンス素子の素子値を変化させることにより上記負荷インピーダンス素子の素子値を変化させることを特徴とする。もしくは、上記無線用アンテナ装置において、上記負荷インピーダンス素子は、可変容量ダイオードを含むインピーダンス回路を備え、上記可変容量ダイオードに印加する逆バイアス電圧を変化させて上記インピーダンス回路のインピーダンス値を変化させることにより上記負荷インピーダンス素子の素子値を変化させることを特徴とする。   Further, in the wireless antenna device, the load impedance element may include a plurality of impedance elements having element values different from each other and an element of the load impedance element by selectively switching one of the plurality of impedance elements. Switch means for changing the value. Instead, in the wireless antenna device, the load impedance element includes an impedance element that can change an element value, and changes an element value of the impedance element that can change the element value. Thus, the element value of the load impedance element is changed. Alternatively, in the wireless antenna device, the load impedance element includes an impedance circuit including a variable capacitance diode, and changes an impedance value of the impedance circuit by changing a reverse bias voltage applied to the variable capacitance diode. The element value of the load impedance element is changed.

さらに、上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサをさらに備え、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。とって代わって、上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサと、上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの体温を測定する温度センサとをさらに備え、上記温度センサにより測定された体温が所定値以上であり、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。もしくは、上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサと、上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの応力を測定するタッチセンサとをさらに備え、上記タッチセンサにより測定された応力が所定値以上であり、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。さらにとって代わって、上記無線用アンテナ装置において、上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサと、上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの応力を測定するタッチセンサと、上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの体温を測定する温度センサとをさらに備え、上記温度センサにより測定された体温が所定値以上であり、上記タッチセンサにより測定された応力が所定値以上であり、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする。   Furthermore, the wireless antenna device further includes a human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device, and that the human body has approached the wireless communication device by the human body proximity sensor. An element value of the load impedance element is controlled such that a value of a current flowing through the casing during detection and transmission by the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value. Instead, in the wireless antenna device, a human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device, and a body temperature when the human body comes into contact with the housing of the wireless communication device. A temperature sensor for measuring, wherein the body temperature measured by the temperature sensor is equal to or higher than a predetermined value, the human body proximity sensor detects that the human body has approached the wireless communication device, and transmits the wireless communication device. At this time, the element value of the load impedance element is controlled so that a current value flowing through the housing becomes a predetermined value or less. Alternatively, in the wireless antenna device, a human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device, and a touch that measures stress when the human body comes into contact with the housing of the wireless communication device. Further comprising a sensor, wherein the stress measured by the touch sensor is equal to or greater than a predetermined value, the human body proximity detection sensor detects that a human body has approached the wireless communication device, and the wireless communication device transmits when The element value of the load impedance element is controlled so that the value of the current flowing through the housing is equal to or less than a predetermined value. Further instead, in the wireless antenna device, a human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device, and a stress generated when the human body contacts the housing of the wireless communication device. A touch sensor for measuring, further comprising a temperature sensor for measuring a body temperature when a human body comes into contact with the housing of the wireless communication device, wherein the body temperature measured by the temperature sensor is a predetermined value or more, and the touch sensor The measured stress is equal to or greater than a predetermined value, the human body proximity sensor detects that the human body has approached the wireless communication device, and the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value. The element value of the load impedance element is controlled so that

またさらに、上記無線用アンテナ装置において、上記アンテナはモノポールアンテナ又はヘリカルアンテナであり、上記無給電素子は導体板であることを特徴とする。もしくは、上記無線用アンテナ装置において、上記第1のアンテナはモノポールアンテナ又はヘリカルアンテナであり、上記第2のアンテナは平面アンテナ又は逆F型アンテナであることを特徴とする。   Still further, in the wireless antenna device, the antenna is a monopole antenna or a helical antenna, and the parasitic element is a conductor plate. Alternatively, in the wireless antenna device, the first antenna is a monopole antenna or a helical antenna, and the second antenna is a planar antenna or an inverted-F antenna.

第3の発明に係る無線通信装置は、上記無線用アンテナ装置と、上記アンテナ、もしくは上記第1のアンテナ又は上記第2のアンテナに接続され、無線信号を送受信する無線通信回路とを備えたことを特徴とする。ここで、上記無線通信装置は携帯無線通信装置であることを特徴とする。   A wireless communication device according to a third aspect of the present invention includes the wireless antenna device and a wireless communication circuit connected to the antenna or the first antenna or the second antenna for transmitting and receiving a wireless signal. It is characterized by. Here, the wireless communication device is a portable wireless communication device.

従って、本発明に係る無線用アンテナ装置及びそれを用いた無線通信装置によれば、きわめて簡単な構造で、無線通信装置から放射される電波を、従来技術に比較して実質的にほとんどの電波を人体に対して遮蔽することができ、SARを大幅に低減できる。   Therefore, according to the wireless antenna device and the wireless communication device using the same according to the present invention, the radio wave radiated from the wireless communication device can be substantially reduced in almost all radio waves as compared with the related art. Can be shielded from the human body, and SAR can be greatly reduced.

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、同様の構成要素については同一の符号を付している。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. Note that the same components are denoted by the same reference numerals.

第1の実施形態.
図1は本発明に係る第1の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。
First embodiment.
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a first embodiment of the present invention.

図1において、無線通信装置の筐体11内に設けられる無線通信回路15は、無線送信機回路17と、無線受信機回路18と、1つの(1/4)波長ホイップアンテナ12を2つの回路17,18で共用するためのサーキュレータ16とを備えて構成される。ここで、無線送信機回路17は、入力される音声信号やデータ信号に対して変調、高域周波数変換、電力増幅などの処理を実行して、無線送信信号を発生し、当該無線送信信号は、サーキュレータ16、給電ケーブル25及び給電点Qを介してホイップアンテナ12に出力され、当該無線送信信号の電波がホイップアンテナ12から放射される。また、ホイップアンテナ12で受信された無線受信信号は給電点Q、給電ケーブル25及びサーキュレータ16を介して無線受信機回路18に入力されて、低雑音増幅、低域周波数変換、復調などの処理がなされる。   In FIG. 1, a wireless communication circuit 15 provided in a housing 11 of a wireless communication device includes a wireless transmitter circuit 17, a wireless receiver circuit 18, and one (1/4) wavelength whip antenna 12 as two circuits. A circulator 16 is provided for common use by the devices 17 and 18. Here, the wireless transmitter circuit 17 performs processing such as modulation, high frequency conversion, and power amplification on the input voice signal and data signal to generate a wireless transmission signal, and the wireless transmission signal is , The circulator 16, the power supply cable 25, and the power supply point Q, are output to the whip antenna 12, and the radio wave of the wireless transmission signal is radiated from the whip antenna 12. The wireless reception signal received by the whip antenna 12 is input to the wireless receiver circuit 18 via the feeding point Q, the feeding cable 25 and the circulator 16, and the processing such as low-noise amplification, low-frequency conversion, and demodulation is performed. Done.

一方、当該筐体11内において、無給電素子13及び負荷インピーダンス素子14が設けられる。ここで、無給電素子13は例えば矩形の平板導体板であって、筐体11の前面(ユーザである人間の頭部に対応する面)に対して例えば平行であって筐体11と電磁的に結合するように近接して設けられる。当該無給電素子13は、負荷インピーダンス素子14に接続されるとともに、当該負荷インピーダンス素子14を介して筐体11に接続されて接地される。   On the other hand, a parasitic element 13 and a load impedance element 14 are provided in the housing 11. Here, the parasitic element 13 is, for example, a rectangular flat conductive plate, and is, for example, parallel to a front surface of the housing 11 (a surface corresponding to the head of a human being, a user) and is electromagnetically connected to the housing 11. Are provided adjacent to each other. The parasitic element 13 is connected to the load impedance element 14 and connected to the housing 11 via the load impedance element 14 to be grounded.

図2は実験測定アンテナである半波長ダイポールアンテナ20から放射される電波の近傍電磁界において半波長ダイポールアンテナ20の長手方向の位置に対する、正規化された磁界の二乗値と、正規化された比吸収率(SAR)の関係を示したグラフである。図2において、無線送信機回路17からの送信信号は、2本のアンテナ素子21,22からなる半波長ダイポールアンテナ20に給電され、そのときの近傍磁界を磁界プローブを用いて検出するとともに、近傍電界を電界プローブを用いて公知の電界プローブ法(例えば、非特許文献2参照)を用いて測定し、次式を用いて計算することにより測定したものである。   FIG. 2 shows the squared value of the normalized magnetic field and the normalized ratio with respect to the position in the longitudinal direction of the half-wavelength dipole antenna 20 in the electromagnetic field near the radio wave radiated from the half-wavelength dipole antenna 20 as the experimental measurement antenna. It is the graph which showed the relationship of the absorption rate (SAR). In FIG. 2, a transmission signal from a radio transmitter circuit 17 is fed to a half-wavelength dipole antenna 20 composed of two antenna elements 21 and 22, and a nearby magnetic field at that time is detected using a magnetic field probe. The electric field is measured by using a known electric field probe method (for example, see Non-Patent Document 2) using an electric field probe, and calculating by using the following equation.

[数1]
SAR=(σ・E)/ρ (1)
[Equation 1]
SAR = (σ · E 2 ) / ρ (1)

ここで、SARの単位はW/kgであり、σは人体組織(誘電体)の導電率であり、Eは人体への電界強度であり、ρは人体組織(誘電体)の比重である。   Here, the unit of the SAR is W / kg, σ is the conductivity of the human body tissue (dielectric), E is the electric field strength to the human body, and ρ is the specific gravity of the human body tissue (dielectric).

図2から明らかなように、近傍磁界の二乗値HとSARは、ほぼ同一の分布になることが分かる。これより、近傍磁界の二乗値HとSARは互いに比例することが分かる。また、近傍磁界Hは公知の通りアンテナ電流に比例するので、電流の二乗値はSARに比例する。すなわち、電流の分布を変化させることにより、SARを変化させることが可能になる。 As apparent from FIG. 2, the square value H 2 and SAR of near magnetic field is found to be substantially the same distribution. Than this, the square value H 2 and SAR of near magnetic field is proportional to each other. Further, since the near magnetic field H is proportional to the antenna current as is known, the square value of the current is proportional to SAR. That is, the SAR can be changed by changing the current distribution.

ところで、ホイップアンテナ12から電波を放射している場合、当該無線通信装置の筐体11には例えば、図3に示すように、筐体11の上部の給電点Qに向かって筐体電流が流れている。そこで、本発明者らは、無線通信装置の筐体11に流れる電流を下げ、あるいは、電流分布を分散させ、局所的な最大値を下げることによりSARを下げることを以下の方法で行うことを発明した。無線通信装置の筐体11に流れる電流を変化させるために、図1に示すように、無線通信装置に無給電素子13を設けている。無給電素子13は、負荷インピーダンス素子14を介して筐体11に接続されて接地されており、この負荷インピーダンス素子14のインピーダンス値を変化させることにより、筐体11を流れる電流値を変化させる。これにより、筐体11に流れる電流分布が局所的に大きくなることを抑え、SARを低減させることができる。   By the way, when a radio wave is radiated from the whip antenna 12, a case current flows in the case 11 of the wireless communication device toward a feeding point Q on an upper portion of the case 11, for example, as shown in FIG. ing. Therefore, the present inventors have proposed a method of lowering the SAR by lowering the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device or dispersing the current distribution and lowering the local maximum value by the following method. Invented. In order to change the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device, a parasitic element 13 is provided in the wireless communication device as shown in FIG. The parasitic element 13 is connected to the housing 11 via the load impedance element 14 and is grounded. By changing the impedance value of the load impedance element 14, the value of the current flowing through the housing 11 is changed. Thereby, it is possible to suppress the current distribution flowing through the housing 11 from being locally increased, and to reduce the SAR.

図3は第1の実施形態に係る送信周波数f=900MHzの無線通信装置モデルの斜視図であり、図4は図3の無線通信装置モデルの給電点Q付近において発生する電流を示す断面図である。   FIG. 3 is a perspective view of a wireless communication device model having a transmission frequency f = 900 MHz according to the first embodiment, and FIG. 4 is a cross-sectional view showing a current generated near a feeding point Q of the wireless communication device model of FIG. is there.

図3において、ホイップアンテナ12は、筐体11の上面の手前角部(裏面に近接した側)から上方に延在するように設けられ、当該角部において給電点Qを有する。また、遮蔽用の矩形導体板である無給電素子13は、筐体11の前面の上部に対して対向しかつ近接して設けられ、当該無給電素子13の上辺の一点から負荷インピーダンス素子14を介して筐体11の前面上部に接続されるとともに、当該無給電素子13の上辺の別の一点から短絡線19を介して筐体11の前面上部に接続されて接地されている。   In FIG. 3, the whip antenna 12 is provided so as to extend upward from a front corner (the side close to the back surface) of the upper surface of the housing 11, and has a feeding point Q at the corner. The parasitic element 13, which is a rectangular conductive plate for shielding, is provided so as to be opposed to and close to the upper part of the front surface of the housing 11, and the load impedance element 14 is disposed at a point on the upper side of the parasitic element 13. In addition to being connected to the upper part of the front of the housing 11 via a wire, another point on the upper side of the parasitic element 13 is connected to the upper part of the front of the housing 11 via the short-circuit line 19 and grounded.

図3の無線通信装置モデルの実施例において、ホイップアンテナ12はモノポールアンテナであって、全長83mmの金属線により構成されている。また、無給電素子13は35mm×60mmの金属平板にてなり、短絡線19により筐体11に短絡されて接地されている。この実施例は、900MHz用の携帯電話機のためのモデルである。SARは、放射源との距離が遠くなると急激に小さくなる。逆に人体と接するところでは、大きくなり、電流密度が最大とならない場合でもSARが最大となることもある。ここで、この実施例では、通話時に人体の頬に接する点をA点(図3参照)についても電流値を調べる。なお、給電点Qにおける筐体電流及び給電電流は図4に示すように流れる。   In the embodiment of the wireless communication device model shown in FIG. 3, the whip antenna 12 is a monopole antenna, and is made of a metal wire having a total length of 83 mm. The parasitic element 13 is formed of a 35 mm × 60 mm flat metal plate, is short-circuited to the housing 11 by a short-circuit wire 19, and is grounded. This embodiment is a model for a 900 MHz mobile phone. The SAR rapidly decreases as the distance from the radiation source increases. Conversely, the SAR may become large at the part in contact with the human body, and the SAR may become maximum even when the current density does not become maximum. Here, in this embodiment, the current value is also checked at point A (see FIG. 3) at the point in contact with the cheek of the human body during a call. The case current and the power supply current at the power supply point Q flow as shown in FIG.

図5は送信周波数f=850,900,950MHzの送信信号の送信時において、図3の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子14のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11に流れる最大電流値を示すグラフである。図5、図6、図14及び図15のグラフにおいては、一例としてモノポールアンテナに給電し、逆F型板状アンテナに負荷インピーダンス素子を接続した場合に、モノポールアンテナに1Wの電力を加えた場合の電流値を示す。   FIG. 5 shows a case of the wireless communication apparatus when the reactance value X of the load impedance element 14 connected to the parasitic element 13 in FIG. 3 is changed when transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 850, 900, and 950 MHz. 4 is a graph showing a maximum current value flowing through a body 11. In the graphs of FIGS. 5, 6, 14, and 15, as an example, when power is supplied to the monopole antenna and a load impedance element is connected to the inverted-F plate antenna, 1 W of power is applied to the monopole antenna. Shows the current value when

図5において、周波数f=900MHzにおいては、リアクタンス値Xを−200〜200Ωまで変化させた場合、図5から明らかなように、リアクタンス値Xが0Ωで最大電流値は最大となり、0Ωから離れるにつれ、電流最大値は低下していく。このとき、最大電流値を10mA以下にするにはリアクタンス値XがX<−25Ω、又はX>20Ωにすればよいことがわかる。また、周波数fを変化することより、電流が最大となる負荷インピーダンスが変化していることが分かる。しかしながら、負荷インピーダンスの絶対値が大きくなると電流が下がることが分かる。すなわち、|Z|>100[Ω]のときにすべての周波数で8mA以下を実現できる。   In FIG. 5, when the reactance value X is changed from −200 to 200Ω at the frequency f = 900 MHz, as is clear from FIG. 5, the reactance value X is 0Ω, the maximum current value becomes maximum, and as the distance from 0Ω is increased. , The current maximum value decreases. At this time, it can be seen that the reactance value X should be set to X <−25Ω or X> 20Ω to make the maximum current value 10 mA or less. Further, it can be seen from the change in the frequency f that the load impedance at which the current becomes maximum changes. However, it can be seen that the current decreases as the absolute value of the load impedance increases. That is, when | Z |> 100 [Ω], 8 mA or less can be realized at all frequencies.

図6は送信周波数f=850,900,950MHzの送信信号の送信時において、図3の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子14のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11上のA点で流れる電流値を示すグラフである。図6のグラフでは、図3における通話時に頬に接する筐体11上のA点での電流の変化を示しており、このとき、周波数f=900MHzにおいて、A点の電流値を例えば2mA(しきい値)以下にするようにするためには、リアクタンス値Xを5Ω<X<50Ωにするようにすればよい。図5及び図6から明らかなように、リアクタンス値Xを20〜50Ωにすれば、最大電流値と、図3のA点における局所的な電流が小さくなり、SARを全体的に小さく抑えて所定値以下にすることができる。また、周波数fを変化することにより、電流が最小となる負荷インピーダンスが変化していることが分かる。しかしながら、負荷インピーダンスの絶対値が大きくなると電流が下がることが分かる。すなわち、Z>−j50[Ω]のときにすべての周波数で1mA以下を実現できます。さらに、図5及び図6から、Z>j100[Ω]のときに最大電流8mA以下、A点に置いて1mA以下を実現できる。   FIG. 6 shows a case of the wireless communication apparatus when the reactance value X of the load impedance element 14 connected to the parasitic element 13 in FIG. 3 is changed at the time of transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 850, 900, and 950 MHz. 4 is a graph showing a current value flowing at a point A on a body 11. The graph of FIG. 6 shows a change in current at point A on the housing 11 that is in contact with the cheek during a call in FIG. 3. At this time, at a frequency f = 900 MHz, the current value at point A is 2 mA (for example, 2 mA). In order to make the value smaller than the threshold value, the reactance value X may be set to 5Ω <X <50Ω. As apparent from FIGS. 5 and 6, when the reactance value X is set to 20 to 50Ω, the maximum current value and the local current at the point A in FIG. It can be less than or equal to the value. It can also be seen that by changing the frequency f, the load impedance that minimizes the current changes. However, it can be seen that the current decreases as the absolute value of the load impedance increases. In other words, 1 mA or less can be realized at all frequencies when Z> -j50 [Ω]. Further, from FIGS. 5 and 6, when Z> j100 [Ω], the maximum current is 8 mA or less, and at the point A, 1 mA or less can be realized.

本実施形態においては、図5に基づいて、各周波数毎に、筐体11上に流れる最大電流値を所定のしきい値以下となるような負荷インピーダンス素子のリアクタンス値を図11のテーブルメモリ61に予め記憶しておき、使用する周波数に応じてリアクタンス値を調整することが好ましい。また、図6に基づいて、各周波数毎に、筐体11上のA点(人体に最も近接する位置の点の一例)に流れる最大電流値を所定のしきい値以下となるような負荷インピーダンス素子のリアクタンス値を図11のテーブルメモリ61に予め記憶しておき、使用する周波数に応じてリアクタンス値を調整することが好ましい。これらの変形例としては、後述電流検出方法を用いて、筐体11の所定の点(例えばA点)を流れる電流を実測し、測定された電流値に基づいて、当該電流値が所定のしきい値以下となるように負荷インピーダンス素子のリアクタンス値を制御してもよい。   In the present embodiment, based on FIG. 5, the reactance value of the load impedance element such that the maximum current value flowing on the housing 11 becomes equal to or less than a predetermined threshold value for each frequency is stored in the table memory 61 of FIG. Preferably, the reactance value is adjusted according to the frequency used. Further, based on FIG. 6, a load impedance is set such that the maximum current value flowing at point A (an example of a point closest to the human body) on the housing 11 is equal to or less than a predetermined threshold value for each frequency. It is preferable that the reactance value of the element is stored in the table memory 61 in FIG. 11 in advance, and the reactance value is adjusted according to the frequency used. In these modifications, a current flowing through a predetermined point (for example, point A) of the housing 11 is actually measured by using a current detection method described later, and the current value is determined based on the measured current value. The reactance value of the load impedance element may be controlled to be equal to or less than the threshold value.

以上の実施形態においては、矩形形状の平板導体にてなる無給電素子13を用いたが、本発明はこれに限らず、無給電素子として、線状導体や、矩形形状の平板導体に対してスリットを形成してなる導体板などを用いてもよく、これにより、上記の無給電素子13と同様の作用効果を得ることができる。   In the above embodiments, the parasitic element 13 made of a rectangular flat conductor is used. However, the present invention is not limited to this, and as a parasitic element, a linear conductor or a rectangular flat conductor may be used. A conductor plate formed with a slit or the like may be used, whereby the same operation and effect as those of the parasitic element 13 can be obtained.

図7(a)は図1の負荷インピーダンス素子14の第1の実施例である負荷インピーダンス素子14aの構成を示す回路図であり、図7(b)は図1の負荷インピーダンス素子14の第2の実施例である負荷インピーダンス素子14bの構成を示す回路図であり、図7(c)は図1の負荷インピーダンス素子14の第3の実施例である負荷インピーダンス素子14cの構成を示す回路図であり、図7(d)は図1の負荷インピーダンス素子14の第4の実施例である負荷インピーダンス素子14dの構成を示す回路図である。すなわち、図1又は図3の負荷インピーダンス素子14は、図7(a)乃至図7(d)に示す負荷インピーダンス素子14a,14b,14c,14dであってもよい。   FIG. 7A is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 14a as a first embodiment of the load impedance element 14 of FIG. 1, and FIG. 7B is a circuit diagram showing a second example of the load impedance element 14 of FIG. FIG. 7C is a circuit diagram illustrating the configuration of a load impedance element 14b according to a third embodiment of the load impedance element 14 of FIG. 1. FIG. 7D is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 14d according to a fourth embodiment of the load impedance element 14 of FIG. That is, the load impedance element 14 of FIG. 1 or FIG. 3 may be the load impedance elements 14a, 14b, 14c, and 14d shown in FIGS. 7A to 7D.

ここで、リアクタンス値Xを正に設定するときは、図6(a)に示すように、図1の無給電素子13に接続される端子T1と、筐体接地との間に、接地に対して直列接続されたインダクタL1により負荷インピーダンス素子14aを構成して挿入する。また、リアクタンス値Xを負に設定するときは、図6(b)に示すように、図1の無給電素子13に接続される端子T1と、筐体接地との間に、接地に対して直列接続されたキャパシタC1により負荷インピーダンス素子14bを構成して挿入する。さらに、図6(c)に示すように、図1の無給電素子13に接続される端子T1と、筐体接地との間に、キャパシタC2とインダクタL2の直列回路により負荷インピーダンス素子14cを構成して挿入する。またさらに、図6(d)に示すように、図1の無給電素子13に接続される端子T1と、筐体接地との間に、キャパシタC3とインダクタL3の並列回路により負荷インピーダンス素子14dを構成して挿入する。ここで、これらのインダクタL1,L2,L3は、例えばチップインダクタ、もしくは例えばメアンダ形状の導体線などで構成することができる。また、これらのキャパシタC1,C2,C3はチップキャパシタ、もしくは平行平板キャパシタやMIMキャパシタなどで構成することができる。前者のチップインダクタやチップキャパシタを用いることにより、無線通信装置を大幅に小型化できる。   Here, when the reactance value X is set to be positive, as shown in FIG. 6 (a), the ground between the terminal T1 connected to the parasitic element 13 of FIG. The load impedance element 14a is configured and inserted by the inductor L1 connected in series. When the reactance value X is set to a negative value, as shown in FIG. 6B, between the terminal T1 connected to the parasitic element 13 of FIG. The load impedance element 14b is configured and inserted by the capacitor C1 connected in series. Further, as shown in FIG. 6C, a load impedance element 14c is formed by a series circuit of a capacitor C2 and an inductor L2 between the terminal T1 connected to the parasitic element 13 of FIG. 1 and the housing ground. And insert. Further, as shown in FIG. 6D, a load impedance element 14d is connected between a terminal T1 connected to the parasitic element 13 of FIG. 1 and the housing ground by a parallel circuit of a capacitor C3 and an inductor L3. Configure and insert. Here, these inductors L1, L2, L3 can be constituted by, for example, chip inductors or, for example, meander-shaped conductor wires. Further, these capacitors C1, C2, C3 can be constituted by chip capacitors, parallel plate capacitors, MIM capacitors, or the like. By using the former chip inductor or chip capacitor, the wireless communication device can be significantly reduced in size.

また、負荷インピーダンス素子14として、接地側の一端が短絡又は開放である分布定数線路である、例えば同軸線路の分布定数線路を用いることもできる。このときもその終端条件や線路長に依存してインピーダンスを変更して設定することができ、図7(a)乃至(d)の各負荷インピーダンス素子14a乃至14dと同様にリアクタンス値Xを変更するなどの同様な効果を得ることができる。さらに、分布定数線路として、同軸線路の代わりにマイクロストリップ線路を用いてもよい。この場合、携帯電話機などの無線通信装置の基板上に形成することができる。このように構成することにより、無線通信装置の部品数の削減と、小型薄型化を実現できるという特有の効果がある。   Further, as the load impedance element 14, a distributed constant line in which one end on the ground side is short-circuited or open, for example, a distributed constant line of a coaxial line can be used. Also at this time, the impedance can be changed and set depending on the termination condition and the line length, and the reactance value X is changed in the same manner as the load impedance elements 14a to 14d in FIGS. 7A to 7D. And similar effects can be obtained. Further, a microstrip line may be used instead of the coaxial line as the distributed constant line. In this case, it can be formed on a substrate of a wireless communication device such as a mobile phone. With such a configuration, there is a specific effect that the number of parts of the wireless communication device can be reduced and the size and thickness can be reduced.

第2の実施形態.
図8は本発明に係る第2の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。図8に示すように、第2の実施形態に係る無線通信装置は、筐体11の上部から上方に延在するホイップアンテナ12と、筐体11内に設けられた平面アンテナ23とを備え、これら2つのアンテナ12,23は空間ダイバーシチを構成している。
Second embodiment.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 8, the wireless communication device according to the second embodiment includes a whip antenna 12 extending upward from an upper portion of a housing 11, and a planar antenna 23 provided in the housing 11, These two antennas 12, 23 form a space diversity.

図8において、筐体11内において、平面アンテナ23及び2個の負荷インピーダンス素子31,41が設けられる。ここで、平面アンテナ23は例えば矩形の平板導体板であって、筐体11の前面(ユーザである人間の頭部に対応する面)に対して例えば平行であって筐体11と電磁的に結合するように近接して設けられる。   8, a planar antenna 23 and two load impedance elements 31 and 41 are provided in a housing 11. Here, the planar antenna 23 is, for example, a rectangular flat conductor plate, and is, for example, parallel to the front surface of the housing 11 (a surface corresponding to the head of a human being, a user) and is electromagnetically connected to the housing 11. They are provided close together so as to be connected.

図8の無線通信装置において、スイッチ30が接点a側に切り換えられたとき、無線通信装置の筐体11内に設けられる無線通信回路15からの無線送信信号は、スイッチ30の接点a側、給電ケーブル25及び給電点Qを介して(1/4)波長ホイップアンテナ12に出力された後、無線送信信号の電波がホイップアンテナ12から放射される。ここで、給電点Qはスイッチ32及び負荷インピーダンス素子31を介して筐体11に対して接地される。また、スイッチ30が接点b側に切り換えられたとき、無線通信回路15からの無線送信信号は、スイッチ30の接点b側を介して平面アンテナ23に出力された後、無線送信信号の電波が当該平面アンテナ23から放射される。ここで、平面アンテナ23はスイッチ42及び負荷インピーダンス素子41を介して筐体11に対して接地される。   In the wireless communication device of FIG. 8, when the switch 30 is switched to the contact a side, the wireless transmission signal from the wireless communication circuit 15 provided in the housing 11 of the wireless communication device is transmitted to the contact a side of the switch 30 by the power supply. After being output to the (1 /) wavelength whip antenna 12 via the cable 25 and the feeding point Q, the radio wave of the wireless transmission signal is radiated from the whip antenna 12. Here, the feeding point Q is grounded to the housing 11 via the switch 32 and the load impedance element 31. When the switch 30 is switched to the contact b side, the wireless transmission signal from the wireless communication circuit 15 is output to the planar antenna 23 via the contact b side of the switch 30 and then the radio wave of the wireless transmission signal is output. Radiated from the planar antenna 23. Here, the planar antenna 23 is grounded to the housing 11 via the switch 42 and the load impedance element 41.

以上のように構成された無線通信装置において、例えばホイップアンテナ12で受信された受信信号の強度が平面アンテナ23で受信された受信信号の強度よりも大きい場合は、スイッチ30は接点a側に切り換えられて、ホイップアンテナ12を用いて無線信号を送受信する。このとき、スイッチ32をオフとし、スイッチ42をオンとすることにより、平面アンテナ23は無線通信回路15から電気的に切り離されるとともに、スイッチ42及び負荷インピーダンス素子41を介して接地される。この場合において、平面アンテナ23は第1の実施形態に係る無給電素子13と同様に動作し、負荷インピーダンス素子41のリアクタンス値Xを、第1の実施形態と同様に、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくし、当該筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。ここで、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を実質的に最小値になるように設定して、SARを最小値に設定することが好ましい。   In the wireless communication device configured as described above, for example, when the intensity of the received signal received by the whip antenna 12 is larger than the intensity of the received signal received by the planar antenna 23, the switch 30 is switched to the contact a side. The wireless signal is transmitted and received using the whip antenna 12. At this time, when the switch 32 is turned off and the switch 42 is turned on, the planar antenna 23 is electrically disconnected from the wireless communication circuit 15 and is grounded via the switch 42 and the load impedance element 41. In this case, the planar antenna 23 operates in the same manner as the parasitic element 13 according to the first embodiment, and changes the reactance value X of the load impedance element 41 in the same manner as in the first embodiment. The SAR can be significantly reduced by setting the current flowing through the body 11 to be small and the near magnetic field on the front surface of the housing 11 to be small. Here, it is preferable that the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device is set to be substantially the minimum value, and the SAR is set to the minimum value.

一方、例えば平面アンテナ23で受信された受信信号の強度がホイップアンテナ12で受信された受信信号の強度よりも大きい場合は、スイッチ30は接点b側に切り換えられて、平面アンテナ23を用いて無線信号を送受信する。このとき、スイッチ32をオンとし、スイッチ42をオフとすることにより、ホイップアンテナ12は無線通信回路15から電気的に切り離されるとともに、スイッチ32及び負荷インピーダンス素子31を介して接地される。この場合において、ホイップアンテナ12は第1の実施形態に係る無給電素子13と同様に動作し、負荷インピーダンス素子31のリアクタンス値Xを、第1の実施形態と同様に、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくし、当該筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。   On the other hand, for example, when the intensity of the received signal received by the planar antenna 23 is larger than the intensity of the received signal received by the whip antenna 12, the switch 30 is switched to the contact b side, and the wireless communication using the planar antenna 23 is performed. Send and receive signals. At this time, by turning on the switch 32 and turning off the switch 42, the whip antenna 12 is electrically disconnected from the wireless communication circuit 15 and grounded via the switch 32 and the load impedance element 31. In this case, the whip antenna 12 operates in the same manner as the parasitic element 13 according to the first embodiment, and changes the reactance value X of the load impedance element 31 in the same manner as in the first embodiment. The SAR can be significantly reduced by setting the current flowing through the body 11 to be small and the near magnetic field on the front surface of the housing 11 to be small.

以上の第2の実施形態において、各負荷インピーダンス素子31,41として、例えば、図7(a)乃至(d)に示す負荷インピーダンス素子14a乃至14dを用いてもよい。また、負荷インピーダンス素子31,41として、接地側の一端が短絡又は開放である分布定数線路である、例えば同軸線路の分布定数線路を用いることもできる。このときもその終端条件や線路長に依存してインピーダンスを変更して設定することができ、図7(a)乃至(d)の各負荷インピーダンス素子14a乃至14dと同様にリアクタンス値Xを変更するなどの同様な効果を得ることができる。さらに、分布定数線路として、同軸線路の代わりにマイクロストリップ線路を用いてもよい。この場合、携帯電話機などの無線通信装置の基板上に形成することができる。このように構成することにより、無線通信装置の部品数の削減と、小型薄型化を実現できるという特有の効果がある。   In the above-described second embodiment, as the load impedance elements 31 and 41, for example, the load impedance elements 14a to 14d illustrated in FIGS. 7A to 7D may be used. Further, as the load impedance elements 31 and 41, for example, a distributed constant line in which one end on the ground side is short-circuited or open, for example, a coaxial line may be used. Also at this time, the impedance can be changed and set depending on the termination condition and the line length, and the reactance value X is changed in the same manner as the load impedance elements 14a to 14d in FIGS. 7A to 7D. And similar effects can be obtained. Further, a microstrip line may be used instead of the coaxial line as the distributed constant line. In this case, it can be formed on a substrate of a wireless communication device such as a mobile phone. With such a configuration, there is a specific effect that the number of parts of the wireless communication device can be reduced and the size and thickness can be reduced.

以上のように構成された第2の実施形態に係る無線通信装置においては、2つのアンテナ12,23を用いて、空間ダイバーシチ方式で無線信号を送受信することができるとともに、第1の実施形態に係る無線通信装置と同様の作用効果を有する。   The wireless communication apparatus according to the second embodiment configured as described above can transmit and receive a wireless signal in a space diversity system using two antennas 12 and 23, and can transmit and receive a wireless signal according to the first embodiment. It has the same effect as the wireless communication device.

以上の実施形態においては、ホイップアンテナ12と平面アンテナ23とを備えているが、本発明はこれに限らず、平面アンテナ23はその代わりにホイップアンテナや逆F型アンテナなどで構成してもよく、ホイップアンテナ12はその代わりに平面アンテナ又は逆F型アンテナなどで構成してもよい。   In the above embodiment, the whip antenna 12 and the planar antenna 23 are provided. However, the present invention is not limited to this, and the planar antenna 23 may be constituted by a whip antenna, an inverted-F antenna, or the like instead. Alternatively, the whip antenna 12 may be constituted by a planar antenna or an inverted-F antenna instead.

第3の実施形態.
図9は本発明に係る第3の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。図9に示すように、第2の実施形態に係る無線通信装置は、筐体11の上部から上方に延在するホイップアンテナ12と、筐体11内に設けられた平面アンテナ23とを備え、これら2つのアンテナ12,23は空間ダイバーシチを構成するとともに、図8の第2の実施形態に係る2個の負荷インピーダンス素子31,41及び2個のスイッチ32,42に代えて、リアクタンス値Xを変化することができる1個の負荷インピーダンス素子51及び1個の切り換えスイッチ52で構成したことを特徴としている。
Third embodiment.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 9, the wireless communication device according to the second embodiment includes a whip antenna 12 extending upward from an upper portion of a housing 11, and a planar antenna 23 provided in the housing 11, These two antennas 12 and 23 form a space diversity, and instead of the two load impedance elements 31 and 41 and the two switches 32 and 42 according to the second embodiment of FIG. It is characterized by comprising one load impedance element 51 that can change and one changeover switch 52.

図9において、筐体11内において、平面アンテナ23及び1個の負荷インピーダンス素子51が設けられる。ここで、平面アンテナ23は例えば矩形の平板導体板であって、筐体11の前面(ユーザである人間の頭部に対応する面)に対して例えば平行であって筐体11と電磁的に結合するように近接して設けられる。   In FIG. 9, a planar antenna 23 and one load impedance element 51 are provided in a housing 11. Here, the planar antenna 23 is, for example, a rectangular flat conductor plate, and is, for example, parallel to the front surface of the housing 11 (a surface corresponding to the head of a human being, a user) and is electromagnetically connected to the housing 11. They are provided close together so as to be connected.

図9の無線通信装置において、例えばホイップアンテナ12で受信された受信信号の強度が平面アンテナ23で受信された受信信号の強度よりも大きい場合は、スイッチ30が接点a側に切り換えられ、これに伴って連動して切り換えスイッチ52が接点b側に切り替えられる。このとき、無線通信装置の筐体11内に設けられる無線通信回路15からの無線送信信号は、スイッチ30の接点a側、給電ケーブル25及び給電点Qを介して(1/4)波長ホイップアンテナ12に出力された後、無線送信信号の電波がホイップアンテナ12から放射される。また、平面アンテナ23は切り換えスイッチ52の接点b側及び負荷インピーダンス素子51を介して接地される。この場合において、平面アンテナ23は第1の実施形態に係る無給電素子13と同様に動作し、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを、第1の実施形態と同様に、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくし、当該筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。   In the wireless communication apparatus of FIG. 9, for example, when the intensity of the received signal received by the whip antenna 12 is larger than the intensity of the received signal received by the planar antenna 23, the switch 30 is switched to the contact a side, and In conjunction with this, the changeover switch 52 is switched to the contact b side in conjunction therewith. At this time, the wireless transmission signal from the wireless communication circuit 15 provided in the housing 11 of the wireless communication device is transmitted to the (1/4) wavelength whip antenna via the contact a of the switch 30, the power supply cable 25 and the power supply point Q. After being output to the whip antenna 12, the radio wave of the wireless transmission signal is radiated from the whip antenna 12. The planar antenna 23 is grounded via the contact b of the changeover switch 52 and the load impedance element 51. In this case, the planar antenna 23 operates in the same manner as the parasitic element 13 according to the first embodiment, and changes the reactance value X of the load impedance element 51 in the same manner as in the first embodiment. The SAR can be significantly reduced by setting the current flowing through the body 11 to be small and the near magnetic field on the front surface of the housing 11 to be small.

一方、例えば平面アンテナ23で受信された受信信号の強度がホイップアンテナ12で受信された受信信号の強度よりも大きい場合は、スイッチ30が接点b側に切り換えられ、これに伴って連動して切り換えスイッチ52が接点a側に切り替えられる。このとき、無線通信装置の筐体11内に設けられる無線通信回路15からの無線送信信号は、スイッチ30の接点b側を介して平面アンテナ23に出力された後、無線送信信号の電波が平面アンテナ23から放射される。また、ホイップアンテナ12は切り換えスイッチ52の接点a側及び負荷インピーダンス素子51を介して接地される。この場合において、ホイップアンテナ12は第1の実施形態に係る無給電素子13と同様に動作し、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを、第1の実施形態と同様に、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくし、当該筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。   On the other hand, for example, when the intensity of the received signal received by the planar antenna 23 is greater than the intensity of the received signal received by the whip antenna 12, the switch 30 is switched to the contact b side, and accordingly, the switch is switched. The switch 52 is switched to the contact a side. At this time, the wireless transmission signal from the wireless communication circuit 15 provided in the housing 11 of the wireless communication device is output to the planar antenna 23 via the contact b side of the switch 30, and then the radio wave of the wireless transmission signal is Radiated from the antenna 23. The whip antenna 12 is grounded via the contact a of the switch 52 and the load impedance element 51. In this case, the whip antenna 12 operates in the same manner as the parasitic element 13 according to the first embodiment, and changes the reactance value X of the load impedance element 51 in the same manner as in the first embodiment. The SAR can be significantly reduced by reducing the current flowing through the body 11 and reducing the near magnetic field on the front surface of the housing 11.

図10(a)は図9の負荷インピーダンス素子51の第1の実施例である負荷インピーダンス素子51aの構成を示す回路図であり、図10(b)は図9の負荷インピーダンス素子51の第2の実施例である負荷インピーダンス素子51bの構成を示す回路図であり、図10(c)は図9の負荷インピーダンス素子51の第3の実施例である負荷インピーダンス素子51cの構成を示す回路図であり、図10(d)は図9の負荷インピーダンス素子51の第4の実施例である負荷インピーダンス素子51dの構成を示す回路図である。すなわち、図9の負荷インピーダンス素子51は、図10(a)乃至図10(d)に示す負荷インピーダンス素子51a,51b,51c,51dであってもよい。   FIG. 10A is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 51a which is a first embodiment of the load impedance element 51 of FIG. 9, and FIG. 10B is a circuit diagram showing a second example of the load impedance element 51 of FIG. FIG. 10C is a circuit diagram illustrating a configuration of a load impedance element 51c according to a third embodiment of the load impedance element 51 of FIG. 9. FIG. 10D is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 51d which is a fourth embodiment of the load impedance element 51 of FIG. That is, the load impedance element 51 of FIG. 9 may be the load impedance elements 51a, 51b, 51c, 51d shown in FIGS. 10 (a) to 10 (d).

ここで、図10(a)に示すように、図9の切り換えスイッチ52の共通端子に接続される端子T2と、筐体接地との間に、インダクタL11及び可変容量ダイオードD1の直列回路により負荷インピーダンス素子51aを構成して挿入する。また、図10(b)に示すように、図9の切り換えスイッチ52の共通端子に接続される端子T2と、筐体接地との間に、インダクタL12及び可変容量ダイオードD2の並列回路により負荷インピーダンス素子51bを構成して挿入する。さらに、図10(c)に示すように、図9の切り換えスイッチ52の共通端子に接続される端子T2と、筐体接地との間に、キャパシタC11及び可変容量ダイオードD3の並列回路により負荷インピーダンス素子51cを構成して挿入する。またさらに、図10(d)に示すように、図9の切り換えスイッチ52の共通端子に接続される端子T2と、筐体接地との間に、キャパシタC12及び可変容量ダイオードD4の直列回路により負荷インピーダンス素子51dを構成して挿入する。   Here, as shown in FIG. 10 (a), a series circuit of an inductor L11 and a variable capacitance diode D1 connects a load between a terminal T2 connected to a common terminal of the changeover switch 52 of FIG. The impedance element 51a is configured and inserted. Further, as shown in FIG. 10B, a load impedance is provided between the terminal T2 connected to the common terminal of the changeover switch 52 of FIG. 9 and the housing ground by a parallel circuit of the inductor L12 and the variable capacitance diode D2. The element 51b is formed and inserted. Further, as shown in FIG. 10C, a load impedance is established between the terminal T2 connected to the common terminal of the changeover switch 52 of FIG. 9 and the housing ground by a parallel circuit of the capacitor C11 and the variable capacitance diode D3. The element 51c is formed and inserted. Further, as shown in FIG. 10 (d), a series circuit of a capacitor C12 and a variable capacitance diode D4 connects a load between a terminal T2 connected to the common terminal of the changeover switch 52 of FIG. The impedance element 51d is formed and inserted.

図10(a)乃至図10(d)の各実施例において、各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4に対して印加する逆バイアス電圧を変化させることにより、各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4の容量値を変化させることができる。これらの変化制御は、例えば、後述する図11のコントローラ60により実行することができる。コントローラ60に接続されたテーブルメモリ61には、周波数毎に、SARを所定のしきい値以下に低減できる負荷インピーダンス素子のリアクタンス値が予め格納されており、コントローラ60は、テーブルメモリ60内のデータを参照して、使用周波数に応じて各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4の容量値を変化させて、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを、第1の実施形態と同様に、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくし、当該筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。   In each of the embodiments shown in FIGS. 10A to 10D, by changing the reverse bias voltage applied to each variable capacitance diode D1, D2, D3, D4, each variable capacitance diode D1, D2, The capacitance values of D3 and D4 can be changed. These change controls can be executed by, for example, a controller 60 in FIG. 11 described later. The table memory 61 connected to the controller 60 previously stores, for each frequency, the reactance value of the load impedance element that can reduce the SAR below a predetermined threshold value. , The capacitance value of each of the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4 is changed in accordance with the operating frequency, and the reactance value X of the load impedance element 51 is changed in the same manner as in the first embodiment. The SAR can be significantly reduced by reducing the current flowing through the housing 11 of the communication device and setting the magnetic field near the front surface of the housing 11 to be small.

ここで、各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4に対して印加する逆バイアス電圧の変化幅を大きくすることにより、各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4の容量値の変化幅を大きくすることができ、負荷インピーダンス素子51a乃至51dのリアクタンス値Xの変化幅も大きくすることができる。一方、各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4に対して印加する逆バイアス電圧の変化幅を小さくすることにより、各可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4の容量値の変化幅を小さくすることができ、負荷インピーダンス素子51a乃至51dのリアクタンス値Xの変化幅も小さくすることができる。   Here, by increasing the change width of the reverse bias voltage applied to each of the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4, the change width of the capacitance value of each of the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4 is increased. And the change width of the reactance value X of the load impedance elements 51a to 51d can be increased. On the other hand, by reducing the change width of the reverse bias voltage applied to each of the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4, the change width of the capacitance value of each of the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4 is reduced. Therefore, the change width of the reactance value X of the load impedance elements 51a to 51d can be reduced.

また、負荷インピーダンス素子51として、接地側の一端が短絡又は開放である分布定数線路である、例えば同軸線路の分布定数線路を用いることもできる。このときもその終端条件や線路長に依存してインピーダンスを変更して設定することができ、図10(a)乃至図10(d)の各負荷インピーダンス素子51a乃至51dと同様にリアクタンス値Xを変更するなどの同様な効果を得ることができる。さらに、分布定数線路として、同軸線路の代わりにマイクロストリップ線路を用いてもよい。この場合、携帯電話機などの無線通信装置の基板上に形成することができる。このように構成することにより、無線通信装置の部品数の削減と、小型薄型化を実現できるという特有の効果がある。   Further, as the load impedance element 51, a distributed constant line in which one end on the ground side is short-circuited or open, for example, a distributed constant line of a coaxial line can be used. Also at this time, the impedance can be changed and set depending on the termination condition and the line length, and the reactance value X can be set in the same manner as each of the load impedance elements 51a to 51d in FIGS. 10 (a) to 10 (d). Similar effects such as changing can be obtained. Further, a microstrip line may be used instead of the coaxial line as the distributed constant line. In this case, it can be formed on a substrate of a wireless communication device such as a mobile phone. With such a configuration, there is a specific effect that the number of parts of the wireless communication device can be reduced and the size and thickness can be reduced.

以上のように構成された第3の実施形態に係る無線通信装置においては、2つのアンテナ12,23を用いて、空間ダイバーシチ方式で無線信号を送受信することができるとともに、第1の実施形態に係る無線通信装置と同様の作用効果を有する。   The wireless communication apparatus according to the third embodiment configured as described above can transmit and receive a wireless signal in a space diversity system using two antennas 12 and 23, and can transmit and receive a wireless signal according to the first embodiment. It has the same effect as the wireless communication device.

以上の実施形態においては、可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4を用いているが、本発明はこれに限らず、可変キャパシタ、可変インダクタなど、素子値を変化することが可能なインピーダンス素子を用いてもよい。   In the above embodiments, the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4 are used. However, the present invention is not limited to this, and an impedance element whose element value can be changed, such as a variable capacitor or a variable inductor, is used. May be used.

第4の実施形態.
図11は本発明に係る第4の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。この第4の実施形態に係る無線通信装置は、図1の第1の実施形態に係る無線通信装置に比較して、以下の点が異なる。
(1)負荷インピーダンス素子14に代えて、リアクタンス値Xを変化することができる図9の負荷インピーダンス素子51を備えたこと。
(2)上記負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xをコントローラ60により制御すること。
Fourth embodiment.
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a fourth embodiment of the present invention. The wireless communication device according to the fourth embodiment differs from the wireless communication device according to the first embodiment in FIG. 1 in the following points.
(1) Instead of the load impedance element 14, the load impedance element 51 of FIG. 9 capable of changing the reactance value X is provided.
(2) The reactance value X of the load impedance element 51 is controlled by the controller 60.

ここで、負荷インピーダンス素子51は、例えば、図10に示すように、可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4を含むインピーダンス素子であって、そのリアクタンス値Xはコントローラ60によって制御される。コントローラ60は、可変容量ダイオードD1,D2,D3,D4に印加する逆バイアス電圧(すなわち、その容量値)を、第1の実施形態と同様に、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくなるように調整して設定することにより、筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。   Here, the load impedance element 51 is, for example, an impedance element including variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4 as shown in FIG. The controller 60 changes the reverse bias voltage (that is, the capacitance value) applied to the variable capacitance diodes D1, D2, D3, and D4 to the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device in the same manner as in the first embodiment. The SAR can be significantly reduced by setting the near magnetic field on the front surface of the housing 11 to be small by adjusting and setting to be small.

図12は本発明に係る第4の実施形態の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図であり、その他の構成(筐体11、ホイップアンテナ12及び無線通信回路15)は図11と同様である。当該変形例は、図11の第4の実施形態に比較して、以下の点が異なる。
(1)負荷インピーダンス素子51に代えて、それぞれ互いに異なる固定のインピーダンス値Z1,Z2,Z3,Z4を有する4個の負荷インピーダンス素子71,72,73,74及び切り換えスイッチ62を備えたこと。
(2)コントローラ60に代えてテーブルメモリ61が接続されたコントローラ60aを備えたこと。
FIG. 12 is a block diagram showing a partial configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a modification of the fourth embodiment according to the present invention. The wireless communication circuit 15) is the same as in FIG. This modification is different from the fourth embodiment in FIG. 11 in the following point.
(1) In place of the load impedance element 51, four load impedance elements 71, 72, 73, 74 having fixed impedance values Z1, Z2, Z3, and Z4 different from each other and a changeover switch 62 are provided.
(2) A controller 60a to which a table memory 61 is connected is provided instead of the controller 60.

図12において、切り換えスイッチ62は4個の接点a,b,c,d及び共通端子を有し、コントローラ60aにより制御されて、その共通端子を4個の接点a,b,c,dのいずれか1つの接点に接続する。ここで、スイッチ62の接点aは負荷インピーダンス素子71を介して接地され、スイッチ62の接点bは負荷インピーダンス素子72を介して接地されスイッチ62の接点cは負荷インピーダンス素子73を介して接地されスイッチ62の接点dは負荷インピーダンス素子74を介して接地される。   12, the changeover switch 62 has four contacts a, b, c, d and a common terminal, and is controlled by the controller 60a to change the common terminal to any one of the four contacts a, b, c, d. Or one of the contacts. Here, the contact a of the switch 62 is grounded via the load impedance element 71, the contact b of the switch 62 is grounded via the load impedance element 72, and the contact c of the switch 62 is grounded via the load impedance element 73. The contact d 62 is grounded via a load impedance element 74.

以上のように構成された無線通信装置の回路において、切り換えスイッチ62を接点aに切り換えたとき、平面アンテナ23は切り換えスイッチ62の接点a及び負荷インピーダンス素子71を介して接地される。また、切り換えスイッチ62を接点bに切り換えたとき、平面アンテナ23は切り換えスイッチ62の接点b及び負荷インピーダンス素子72を介して接地される。さらに、切り換えスイッチ62を接点cに切り換えたとき、平面アンテナ23は切り換えスイッチ62の接点c及び負荷インピーダンス素子73を介して接地される。またさらに、切り換えスイッチ62を接点dに切り換えたとき、平面アンテナ23は切り換えスイッチ62の接点d及び負荷インピーダンス素子74を介して接地される。これらの負荷インピーダンス素子71乃至74の切り換え制御は、コントローラ60aにより、第1の実施形態と同様に、テーブルメモリ61内のテーブルを参照して、当該無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくなるような1個の負荷インピーダンス素子(71乃至74のうちの1つ;実質的に最小の電流値となることが好ましい。)を選択的に切り換えることにより、筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。   In the circuit of the wireless communication apparatus configured as described above, when the changeover switch 62 is switched to the contact a, the planar antenna 23 is grounded via the contact a of the changeover switch 62 and the load impedance element 71. When the changeover switch 62 is switched to the contact b, the planar antenna 23 is grounded via the contact b of the changeover switch 62 and the load impedance element 72. Further, when the changeover switch 62 is switched to the contact c, the planar antenna 23 is grounded via the contact c of the changeover switch 62 and the load impedance element 73. Further, when the changeover switch 62 is switched to the contact d, the planar antenna 23 is grounded via the contact d of the changeover switch 62 and the load impedance element 74. The switching of these load impedance elements 71 to 74 is controlled by the controller 60a to reduce the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device by referring to the table in the table memory 61, as in the first embodiment. By selectively switching one such load impedance element (one of 71 to 74; preferably having a substantially minimum current value), the near magnetic field on the front surface of the housing 11 is reduced. The SAR can be significantly reduced by setting to be small.

図12の変形例に係る無線通信装置の回路においては、4個の負荷インピーダンス素子71乃至74を備えているが、本発明はこれに限らず、複数個の負荷インピーダンス素子を備えてもよい。   Although the circuit of the wireless communication apparatus according to the modification of FIG. 12 includes four load impedance elements 71 to 74, the present invention is not limited to this, and may include a plurality of load impedance elements.

図13は第4の実施形態に係る送信周波数f=1.5GHzの無線通信装置モデルの斜視図である。この無線通信装置モデルにおいて、ホイップアンテナ12は、図3の無線通信装置モデルと同様に、筐体11の上面の手前角部(裏面に近接した側)から上方に延在するように設けられ、当該角部において給電点Qを有する。また、遮蔽用の矩形導体板である無給電素子13は、筐体11の前面の上部に対して対向しかつ近接して設けられ、当該無給電素子13の上辺の一点から負荷インピーダンス素子51を介して筐体11の前面上部に接続されるとともに、当該無給電素子13の上辺の別の一点から短絡線19を介して筐体11の前面上部に接続されて接地されている。ここで、モノポールアンテナであるホイップアンテナ12は50mmの金属線により構成され、無給電素子13は35mm×60mmの金属平板を用いた。   FIG. 13 is a perspective view of a wireless communication device model having a transmission frequency f = 1.5 GHz according to the fourth embodiment. In this wireless communication device model, the whip antenna 12 is provided so as to extend upward from the front corner (the side close to the back surface) of the upper surface of the housing 11, similarly to the wireless communication device model in FIG. A feed point Q is provided at the corner. The parasitic element 13, which is a rectangular conductive plate for shielding, is provided so as to be opposed to and close to the upper portion of the front surface of the housing 11, and the load impedance element 51 is located at one point on the upper side of the parasitic element 13. In addition to being connected to the upper part of the front of the housing 11 via a wire, another point on the upper side of the parasitic element 13 is connected to the upper part of the front of the housing 11 via the short-circuit line 19 and grounded. Here, the whip antenna 12 as a monopole antenna was formed of a 50 mm metal wire, and the parasitic element 13 was a 35 mm × 60 mm metal flat plate.

図14は送信周波数f=900MHz及び1.5GHzの送信信号の送信時において、図11又は図13の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11に流れる最大電流値を示すグラフである。図14から明らかなように、送信周波数f=900MHzの送信信号の送信時においては、最大電流値はリアクタンス値X=約−20Ωで最大となり、リアクタンス値Xが+100Ω以上又は−100Ω以下で約5mA以下となっている。一方、送信周波数f=1.5GHzの送信信号の送信時においては、最大電流値はリアクタンス値Xが変化しても−230〜200Ωの範囲で変化量が比較的小さく、しかも6mA以下となっており、リアクタンス値Xの設定値は−230〜200Ωのどの値でも良いことがわかる。   FIG. 14 shows wireless communication when the reactance value X of the load impedance element 51 connected to the parasitic element 13 in FIG. 11 or 13 changes at the time of transmission of a transmission signal having a transmission frequency f = 900 MHz and 1.5 GHz. 6 is a graph showing a maximum current value flowing through a housing 11 of the device. As is clear from FIG. 14, when transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 900 MHz, the maximum current value is maximum when the reactance value X is about −20Ω, and is about 5 mA when the reactance value X is equal to or more than + 100Ω or equal to or less than −100Ω. It is as follows. On the other hand, when a transmission signal having a transmission frequency f = 1.5 GHz is transmitted, the maximum current value is relatively small within the range of -230 to 200Ω even when the reactance value X changes, and is 6 mA or less. This indicates that the set value of the reactance value X may be any value from -230 to 200 Ω.

図15は送信周波数f=900MHz及び1.5GHzの送信信号の送信時において、図11又は図13の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子14のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11上のA点で流れる電流値を示すグラフである。図15から明らかなように、送信周波数f=1.5GHzの送信信号の送信時においては、A点の電流値を最小にするリアクタンス値Xは−180Ωとなっている。一方、送信周波数f=900MHzの送信信号の送信時においては、A点の電流値はリアクタンス値Xは、リアクタンス値Xが−30Ωで最大となり、リアクタンス値Xが+20Ωで最小となっている。このことから、送信周波数fが変化すると、無線通信装置の筐体11に流れる電流が最小となるリアクタンス値Xも変化することが分かる。なお、無給電素子13は、無線通信装置の筐体11の内側又は外側に設けられ、より好ましくは、人体の影響を少なくするために、図15及び図18に示すように、人体と接する面とは反対の側の筐体の面の近傍に設けられる。   FIG. 15 shows wireless communication when the reactance value X of the load impedance element 14 connected to the parasitic element 13 of FIG. 11 or 13 changes when transmitting a transmission signal of a transmission frequency f = 900 MHz and 1.5 GHz. 4 is a graph showing a current value flowing at a point A on a housing 11 of the device. As is clear from FIG. 15, when transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 1.5 GHz, the reactance value X that minimizes the current value at point A is −180Ω. On the other hand, at the time of transmission of the transmission signal having the transmission frequency f = 900 MHz, the current value at the point A is maximum when the reactance value X is −30Ω and the reactance value X is minimum when + 20Ω. From this, it can be seen that, when the transmission frequency f changes, the reactance value X at which the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device becomes minimum also changes. The parasitic element 13 is provided inside or outside the housing 11 of the wireless communication device, and more preferably, in order to reduce the influence of the human body, as shown in FIG. 15 and FIG. It is provided in the vicinity of the surface of the housing on the opposite side.

従って、多数の周波数で動作する無線通信装置において、図11又は図12に示す回路構成にすれば、送信周波数が変化したときに、コントローラ60,60aにより負荷インピーダンス素子51を制御し、そのリアクタンス値Xを当該無線通信装置の筺体11に流れる電流値を小さくするように、より好ましくは実質的に最小値となるように設定することができる。従って、筐体11の前面における近傍磁界を小さくするように設定することにより、SARを大幅に低減することができる。具体的には、例えば、動作周波数に応じてA点の電流値が最小となるリアクタンス値Xを予め実験により求めておいてテーブルメモリ61に格納し、コントローラ60,60aは、当該無線通信装置全体を制御するコントローラ(図示せず。)からの動作周波数情報に基づいて、当該テーブルメモリ61を参照して負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xが実質的にA点の最小電流値となるように制御してSARを低減するように構成する。   Therefore, in the wireless communication device operating at a large number of frequencies, if the circuit configuration shown in FIG. 11 or FIG. 12 is used, when the transmission frequency changes, the controller 60, 60a controls the load impedance element 51, X can be set so as to reduce the value of the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device, and more preferably to substantially reduce it to the minimum value. Therefore, the SAR can be significantly reduced by setting the near magnetic field on the front surface of the housing 11 to be small. Specifically, for example, a reactance value X at which the current value at the point A becomes minimum in accordance with the operating frequency is determined in advance by an experiment and stored in the table memory 61, and the controller 60, 60a controls the entire wireless communication apparatus. Is controlled such that the reactance value X of the load impedance element 51 substantially becomes the minimum current value at the point A with reference to the table memory 61 based on operating frequency information from a controller (not shown) for controlling To reduce the SAR.

第5の実施形態.
図16は本発明に係る第5の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。この第5の実施形態に係る無線通信装置は、図11の第4の実施形態に係る無線通信装置に比較して以下の点が異なる。
(1)コントローラ60に代えて、テーブルメモリ61が接続されたコントローラ70を備えた。
(2)コントローラ70に人体近接感知センサ71sを接続した。
Fifth embodiment.
FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a fifth embodiment of the present invention. The wireless communication device according to the fifth embodiment differs from the wireless communication device according to the fourth embodiment in FIG. 11 in the following points.
(1) Instead of the controller 60, a controller 70 to which a table memory 61 is connected is provided.
(2) The human body proximity sensor 71s is connected to the controller 70.

図16において、人体近接感知センサ71sは、例えば赤外線を用いて人体が近接したか否かを検出するものであり、当該センサ71sから人体に向けて赤外線を放射し、その反射波を検出することにより人体までの距離や反射波の強度に基づいて人体の近接を検出する。人体が無線通信装置の筐体11に例えば約10mm以下の距離で近接するとき、人体近接感知センサ71sはその人体の近接を検出し、その検出信号をコントローラ70に出力する。コントローラ70は当該検出信号に応答して、負荷インピーダンス素子51の制御処理を開始し、テーブルメモリ61内の制御データを参照して、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを当該無線通信装置の筺体11のA点に流れる電流値を小さくし、SARを低減するように制御する。   In FIG. 16, a human body proximity sensor 71s detects whether or not a human body has approached using, for example, infrared rays. The sensor 71s emits infrared rays toward the human body and detects reflected waves thereof. Detects the proximity of the human body based on the distance to the human body and the intensity of the reflected wave. When the human body approaches the housing 11 of the wireless communication device at a distance of, for example, about 10 mm or less, the human body proximity sensor 71 s detects the proximity of the human body and outputs a detection signal to the controller 70. The controller 70 starts the control process of the load impedance element 51 in response to the detection signal, and refers to the control data in the table memory 61 to determine the reactance value X of the load impedance element 51 in the housing 11 of the wireless communication device. Is controlled so as to reduce the value of the current flowing to the point A of the above, and to reduce the SAR.

図17は本発明に係る第5の実施形態の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。この変形例は、図16の人体近接感知センサ71sを図12の無線通信装置に適用したものである。図17において、コントローラ70aは、人体近接感知センサ71sからの検出信号に応答して、負荷インピーダンス素子71乃至74を選択的に切り換えるスイッチ62の制御処理を開始し、テーブルメモリ61内の制御データを参照して当該無線通信装置の筺体11のA点に流れる電流値を小さくなるような1個の負荷インピーダンス素子(71乃至74のうちの1個)を選択し、これにより、当該無線通信装置の筺体11のA点に流れる電流値を小さくし、好ましくは実質的に最小値となるようにしてSARを大幅に低減する。   FIG. 17 is a block diagram illustrating a configuration of a part of a wireless communication device including a wireless antenna according to a modification of the fifth embodiment of the present invention. In this modification, the human body proximity sensor 71s in FIG. 16 is applied to the wireless communication device in FIG. 17, in response to a detection signal from the human body proximity sensor 71s, the controller 70a starts control processing of the switch 62 for selectively switching the load impedance elements 71 to 74, and transmits control data in the table memory 61. One load impedance element (one of 71 to 74) that reduces the value of the current flowing to the point A of the housing 11 of the wireless communication device is selected with reference to the load impedance element. The SAR is greatly reduced by reducing the value of the current flowing to the point A of the housing 11, preferably to a substantially minimum value.

図18は図16の無線通信装置からの放射パターンを測定したときの無線通信装置に対して設けたXYZ座標系の方向を示す斜視図であり、図18において、当該無線通信装置の前面(キーボード、マイクロホン、スピーカ用音孔部がある前面)に対して垂直な方向であって人体に向かう方向をX方向とし、当該前面の横方法又は水平方向をY方向とし、ホイップアンテナ12の長手方向であって上方に向かう方向をZ方向としている。   FIG. 18 is a perspective view showing the direction of the XYZ coordinate system provided for the wireless communication device when the radiation pattern from the wireless communication device of FIG. 16 is measured. In FIG. , A direction perpendicular to the front surface with the microphone and speaker sound holes) and the direction toward the human body is defined as the X direction, and the lateral or horizontal direction of the front surface is defined as the Y direction. The upward direction is defined as the Z direction.

図19は図16の無線通信装置において図16の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを変化したときの水平面(図16のXY平面)の平均化利得を示すグラフである。ここで、平均化利得とは、全方位角での平均利得をいう。図19から明らかなように、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xが変化すると、放射平均化利得も変化していることが分かる。当該放射平均化利得が1dBiよりも大きくなるリアクタンス値XはX>40Ω又はX<−100のときである。一方、図5の最大電流値と図6の局所的なA点の電流において、リアクタンス値Xを20〜50Ωにしたときに、最大電流値と局所電流値が小さくなる。このリアクタンス値の範囲で図19の平均化利得が1dBiよりも大きくなるのは、リアクタンス値Xが50Ωのときであることが分かる。   19 is a graph showing the averaging gain in the horizontal plane (XY plane in FIG. 16) when the reactance value X of the load impedance element 51 connected to the parasitic element 13 in FIG. 16 is changed in the wireless communication apparatus in FIG. It is. Here, the averaging gain refers to an average gain at all azimuth angles. As is apparent from FIG. 19, when the reactance value X of the load impedance element 51 changes, the radiation averaging gain also changes. The reactance value X at which the radiation averaging gain is greater than 1 dBi is when X> 40Ω or X <−100. On the other hand, when the reactance value X is set to 20 to 50Ω in the maximum current value shown in FIG. 5 and the current at the local point A in FIG. 6, the maximum current value and the local current value become small. It can be seen that the average gain in FIG. 19 becomes larger than 1 dBi in this reactance value range when the reactance value X is 50Ω.

図20(a)は図16の無線通信装置からの放射パターンを測定したときの実験結果であってXY平面の放射パターンを示す平面図であり、図20(b)は当該実験結果であってYZ平面の放射パターンを示す平面図であり、図20(c)は当該実験結果であってZX平面の放射パターンを示す平面図である。図20の各図において、Pθはアンテナの長手方向からの角度θに係る放射相対利得(半波長ダイポールアンテナを基準とした)のθ成分を示し、Pφはアンテナの長手方向を含む平面上での方位角の角度φに係る放射相対利得(半波長ダイポールアンテナを基準とした)のφ成分を示している。   FIG. 20A is a plan view showing a radiation pattern on the XY plane when the radiation pattern from the wireless communication device of FIG. 16 is measured, and FIG. 20B is a graph showing the experiment result. FIG. 20C is a plan view showing a radiation pattern on the YZ plane, and FIG. 20C is a plan view showing the experimental result and showing a radiation pattern on the ZX plane. 20, Pθ indicates a θ component of a radiation relative gain (based on a half-wavelength dipole antenna) with respect to an angle θ from the longitudinal direction of the antenna, and Pφ indicates a value on a plane including the longitudinal direction of the antenna. 9 shows the φ component of the radiation relative gain (based on a half-wave dipole antenna) according to the azimuth angle φ.

図20の放射パターンの測定時において、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xは50Ωである。このとき、放射平均化利得は1.42dBiとなり、筐体11の電流値は5.7mAとなり、A点での電流値は2.0mAとなる。従って、リアクタンス値Xが50Ωのときに、本実施形態に係るアンテナは比較的大きな放射利得で強く放射し、SAR値が比較的低くなるので、最適値であるといえる。   When measuring the radiation pattern of FIG. 20, the reactance value X of the load impedance element 51 is 50Ω. At this time, the radiation averaging gain is 1.42 dBi, the current value of the housing 11 is 5.7 mA, and the current value at the point A is 2.0 mA. Therefore, when the reactance value X is 50Ω, the antenna according to the present embodiment radiates strongly with a relatively large radiation gain and the SAR value is relatively low, so it can be said that this is an optimum value.

また、図16又は図17の実施形態において、人体が近接していないときは負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを放射利得が大きくなるリアクタンス値Xにする一方、人体が近接しているときは、無線通信装置の筐体11に流れる電流を小さくするリアクタンス値Xにすることも可能である。例えば、人体が近接していないときは、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを100Ω〜200Ωにする一方、人体が近接したときは、負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを50Ωにする。このように制御することで、SARの低減と放射利得の向上が可能となる。   Further, in the embodiment of FIG. 16 or FIG. 17, when the human body is not close, the reactance value X of the load impedance element 51 is set to the reactance value X at which the radiation gain increases, while when the human body is close, It is also possible to set the reactance value X to reduce the current flowing through the housing 11 of the wireless communication device. For example, when the human body is not close, the reactance value X of the load impedance element 51 is set to 100Ω to 200Ω, while when the human body is close, the reactance value X of the load impedance element 51 is set to 50Ω. By performing such control, the SAR can be reduced and the radiation gain can be improved.

以上の実施形態において、当該無線通信装置全体を制御するコントローラ(図示せず。)からの通話中であることを示す通話中信号を受信しているときのみ、人体近接感知センサ71sからの検出信号を受信して、それを考慮した負荷インピーダンス素子51の制御を行うようにしてもよい。   In the above embodiment, the detection signal from the human body proximity sensor 71s only when receiving a busy signal from a controller (not shown) that controls the entire wireless communication device. May be received and the load impedance element 51 is controlled in consideration of the received signal.

他の変形例.
図21は本発明に係る第1の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。以上の実施形態で用いたホイップアンテナ12に代えて、図21のヘリカルアンテナ81を用いてもよい。
Another modified example.
FIG. 21 is a block diagram illustrating a partial configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a first modification of the present invention. A helical antenna 81 shown in FIG. 21 may be used instead of the whip antenna 12 used in the above embodiment.

図22は本発明に係る第2の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。以上の実施形態で用いたホイップアンテナ12に代えて、図22のアンテナ装置90を用いてもよい。アンテナ装置90は、ヘリカルアンテナ91と(1/4)波長ホイップアンテナ92とを電気的絶縁部93である誘電体部を介して、互いに長手方向が実質的に同一直線上で延在するように連結して構成される。無線通信回路15は給電ケーブル25を介してホイップアンテナ92との接点95に接続され、当該接点95とホイップアンテナ92との接続部が給電点Qとなる。アンテナ装置90を伸長しているとき、図22のごとく、ホイップアンテナ92が無線通信回路15に接続されて動作状態となる一方、アンテナ装置90のうちのホイップアンテナ92が筐体11内に収納部されているとき、接点95はヘリカルアンテナ91の下側一端と接続され、ヘリカルアンテナ91が無線通信回路15に接続されて動作状態となる。   FIG. 22 is a block diagram illustrating a configuration of a part of a wireless communication device including a wireless antenna according to a second modification of the present invention. Instead of the whip antenna 12 used in the above embodiment, an antenna device 90 of FIG. 22 may be used. The antenna device 90 includes a helical antenna 91 and a (1/4) wavelength whip antenna 92 via a dielectric portion serving as an electrical insulating portion 93 such that the longitudinal directions thereof extend substantially on the same straight line. It is composed by connecting. The wireless communication circuit 15 is connected to a contact 95 with the whip antenna 92 via the power supply cable 25, and a connection between the contact 95 and the whip antenna 92 serves as a power supply point Q. When the antenna device 90 is extended, as shown in FIG. 22, the whip antenna 92 is connected to the wireless communication circuit 15 to be in an operating state, while the whip antenna 92 of the antenna device 90 is stored in the housing 11 in the housing 11. In this case, the contact 95 is connected to the lower end of the helical antenna 91, and the helical antenna 91 is connected to the wireless communication circuit 15 to be in an operating state.

図1の実施形態においては、送信信号と受信信号の分離のために、サーキュレータ16を用いているが、本発明はこれに限らず、共用器フィルタや送受信切り換えスイッチなどを用いてもよい。   In the embodiment of FIG. 1, the circulator 16 is used to separate the transmission signal and the reception signal. However, the present invention is not limited to this, and a duplexer filter or a transmission / reception switch may be used.

センサとその実装位置.
以上の実施形態においては、人体近接感知センサ71sを用いているが、本発明はこれに限らず、人体近接感知センサ71sのみの誤検出を防止するために、温度センサ又はタッチセンサ、温度センサとタッチセンサの組み合わせをさらに併用することが好ましい。すなわち、温度センサにより所定のしきい値以上の体温(無線通信装置の筐体11に人体が接触したとき)を検出しかつ人体近接感知センサ71sからの検出信号を受信したときのみ負荷インピーダンス素子51の制御を行ってもよい。また、タッチセンサにより所定のしきい値以上の応力を検出しかつ人体近接感知センサ71sからの検出信号を受信したときのみ負荷インピーダンス素子51の制御を行ってもよい。さらに、温度センサにより所定のしきい値以上の体温を検出し、タッチセンサにより所定のしきい値以上の応力を検出しかつ人体近接感知センサ71sからの検出信号を受信したときのみ負荷インピーダンス素子51の制御を行ってもよい。
Sensor and its mounting position.
In the above embodiment, the human body proximity sensor 71s is used. However, the present invention is not limited to this. In order to prevent erroneous detection of only the human body proximity sensor 71s, a temperature sensor or a touch sensor, a temperature sensor It is preferable to further use a combination of touch sensors. That is, the load impedance element 51 is detected only when a temperature above a predetermined threshold is detected by the temperature sensor (when a human body comes into contact with the housing 11 of the wireless communication device) and a detection signal from the human body proximity sensor 71s is received. May be controlled. Alternatively, the load impedance element 51 may be controlled only when a stress equal to or greater than a predetermined threshold is detected by the touch sensor and a detection signal from the human body proximity sensor 71s is received. Further, the load impedance element 51 is detected only when the temperature sensor detects a body temperature equal to or higher than a predetermined threshold, the touch sensor detects stress equal to or higher than the predetermined threshold, and receives a detection signal from the human body proximity sensor 71s. May be controlled.

すなわち、実施形態においては、人体近接感知センサ71sと、温度センサと、タッチセンサとのうちの少なくとも1つ(以下、総称してセンサ111又は113という。)を実装すればよく、センサ111は、携帯無線通信装置において、人体に接する側である
(A)人体の耳に接触するスピーカ用音孔部又はその近傍と、
(B)人体の頬に接触するマイクロホン又はその近傍と、
(C)折り畳み型携帯無線通信装置の場合においては、人体の頬に接触するヒンジ部(当該ヒンジ部の出っ張った形状により人体に接触する可能性がある。)とのうちの少なくとも1つに実装することが好ましい。
That is, in the embodiment, at least one of the human body proximity sensor 71s, the temperature sensor, and the touch sensor (hereinafter, generically referred to as the sensor 111 or 113) may be mounted. In the portable wireless communication device, (A) a sound hole for a speaker which is in contact with an ear of a human body, which is a side in contact with a human body, or the vicinity thereof;
(B) a microphone contacting the cheek of the human body or its vicinity,
(C) In the case of a foldable portable wireless communication device, the portable wireless communication device is mounted on at least one of a hinge portion that comes into contact with the cheek of the human body (there is a possibility that the projecting shape of the hinge portion comes into contact with the human body). Is preferred.

なお、複数個のセンサが実装されるときは、異なる位置に実装することにより、SARを抑圧する必要となる位置でのSARの低減制御が可能になる。例えば、上記(A)と(B)の両方にある場合は、上記(A)で検出された場合、音孔部付近でのSARが小さくなるように負荷インピーダンスを切り替え、上記(B)で検出された場合、マイクロホン付近でのSARを小さくなるように負荷インピーダンスを切り替える。これにより、効果的にSARを低減することが可能になる。また、負荷による電流制御は、通話時又はデータ通信時においてのみ動作することが好ましい。これにより、不要な制御を行わないために消費電力の軽減を図り、電池を長持ちさせることができる。以下においては、センサ111,113の具体的な実装例の図を参照して説明する。   When a plurality of sensors are mounted, mounting at different positions enables SAR reduction control at a position where SAR suppression is required. For example, when both the above (A) and (B) are present, when the detection is made in the above (A), the load impedance is switched so that the SAR near the sound hole becomes small, and the detection is made in the above (B). In this case, the load impedance is switched so as to reduce the SAR near the microphone. This makes it possible to effectively reduce SAR. Further, it is preferable that the current control by the load operates only at the time of a call or data communication. As a result, unnecessary control is not performed, so that power consumption can be reduced and the battery can last longer. Hereinafter, a description will be given with reference to the drawings of specific implementation examples of the sensors 111 and 113.

図23は本発明に係る第1の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の上側筐体102にセンサ111を実装したときの正面図である。図24は図23の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。以下の図においても、同様の構成要素は同一の符号を付している。   FIG. 23 is a front view of a first embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on an upper housing 102 of a foldable portable wireless communication device. FIG. 24 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. In the following drawings, the same components are denoted by the same reference numerals.

図23及び図24において、折り畳み型携帯無線通信装置は、上側筐体102と、下側筐体103とがヒンジ部104を介して折り畳み可能に構成される。ここで、上側筐体102は、内側の上側第1筐体部102aと、外側の上側第2筐体部102bとから構成され、上側第1筐体部102aの中央部に配置された液晶ディスプレイ105の下側であって左右端部近傍においてネジ108,109を用いて上側第2筐体部102bのネジ受け部102bにネジ止めすることにより、これら上側第1筐体部102aと上側第2筐体部102bとは貼り付けて固定される。液晶ディスプレイ105の上側には、スピーカ用音孔部106が設けられ、当該音孔部106と液晶ディスプレイ115との間の位置に矩形形状のセンサ111が実装されている。なお、下側筐体103の内側面の中央部にはキーパッド115が配置され、その下側にマイクロホン107が実装される。   23 and 24, the foldable portable wireless communication device is configured such that an upper housing 102 and a lower housing 103 are foldable via a hinge portion 104. Here, the upper housing 102 includes an inner upper first housing portion 102a and an outer upper second housing portion 102b, and a liquid crystal display arranged in the center of the upper first housing portion 102a. The upper first housing portion 102a and the upper second housing portion 102a are screwed to the screw receiving portion 102b of the upper second housing portion 102b using screws 108 and 109 near the left and right end portions below the 105. It is attached and fixed to the housing 102b. A speaker sound hole 106 is provided above the liquid crystal display 105, and a rectangular sensor 111 is mounted at a position between the sound hole 106 and the liquid crystal display 115. Note that a keypad 115 is disposed at the center of the inner surface of the lower housing 103, and a microphone 107 is mounted below the keypad 115.

図25は本発明に係る第2の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の下側筐体103にセンサ111を実装したときの正面図である。図26は図25の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。図25及び図26において、下側筐体103の内側面において、キーパッド115とマイクロホン107との間に、センサ111が実装される。   FIG. 25 is a front view of a second embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on a lower housing 103 of a foldable portable wireless communication device. FIG. 26 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 25 and 26, a sensor 111 is mounted between the keypad 115 and the microphone 107 on the inner surface of the lower housing 103.

図27は本発明に係る第3の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置のヒンジ部104にセンサ111を実装したときの正面図である。図28は図27の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。図27及び図28において、ヒンジ部104の内側中央部においてセンサ111が実装される。   FIG. 27 is a front view of a third embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on a hinge 104 of a foldable portable wireless communication device. FIG. 28 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 27 and 28, a sensor 111 is mounted at a central portion inside the hinge portion 104.

図29は本発明に係る第4の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112にセンサ111を実装したときの正面図である。図30は図29のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。図29及び図30において、内側面112a及び外側面112bを有する筐体112の内側面112aにおいてその上側に液晶ディスプレイ105を設けるとともに、その下側にキーパッド115を設ける。液晶ディスプレイ105と筐体112の上側端部との間に、スピーカ用音孔部106を設け、音孔部106と液晶ディスプレイ105との間にセンサ111が実装される。また、キーパッド115と下側端部との間にマイクロホン107が設けられる。   FIG. 29 is a front view of a fourth embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. FIG. 30 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 29 and 30, a liquid crystal display 105 is provided above the inner surface 112a of a housing 112 having an inner surface 112a and an outer surface 112b, and a keypad 115 is provided below the same. A speaker sound hole 106 is provided between the liquid crystal display 105 and the upper end of the housing 112, and a sensor 111 is mounted between the sound hole 106 and the liquid crystal display 105. Further, a microphone 107 is provided between the keypad 115 and the lower end.

図31は本発明に係る第5の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112にセンサ111を実装したときの正面図である。図32は図31のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。図31及び図32において、キーパッド115とマイクロホン107との間に、センサ111が実装される。   FIG. 31 is a front view of a fifth embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. FIG. 32 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 31 and 32, a sensor 111 is mounted between the keypad 115 and the microphone 107.

図33は本発明に係る第6の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の上側筐体102の音孔部106の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。図34は図33の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。図33及び図34において、上側筐体102の音孔部106の周囲に、概略楕円形状のセンサ113が実装される。   FIG. 33 is a front view of a sixth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a sound hole 106 of an upper housing 102 of a foldable portable wireless communication device. . FIG. 34 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 33 and 34, a sensor 113 having a substantially elliptical shape is mounted around the sound hole 106 of the upper housing 102.

図35は本発明に係る第7の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の下側筐体103のマイクロホン107の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。図36は図35の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。図35及び図36において、マイクロホン113の周囲に、センサ113が実装される。   FIG. 35 is a front view of a seventh embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a microphone 107 of a lower housing 103 of a foldable portable wireless communication device. FIG. 36 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 35 and 36, a sensor 113 is mounted around the microphone 113.

図37は本発明に係る第8の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置のヒンジ部104に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。図38は図37の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。図37及び図38において、ヒンジ部104の内側面に、センサ113が実装される。   FIG. 37 shows an eighth embodiment according to the present invention, and is a front view when a substantially elliptical sensor 113 is mounted on a hinge portion 104 of a foldable portable wireless communication device. FIG. 38 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 37 and 38, a sensor 113 is mounted on the inner surface of the hinge portion 104.

図39は本発明に係る第9の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112の音孔部106の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。図40は図39のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。図39及び図40において、筐体112の音孔部106の周囲に、センサ113が実装される。   FIG. 39 is a front view of a ninth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a sound hole 106 of a casing 112 of a straight-type portable wireless communication device. FIG. 40 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 39 and 40, a sensor 113 is mounted around the sound hole 106 of the housing 112.

図41は本発明に係る第10の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112のマイクロホン107の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。図42は図41のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。図41及び図42において、筐体112の内側面のマイクロホン107の周囲に、センサ113が実装される。   FIG. 41 is a front view of a tenth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a microphone 107 of a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. FIG. 42 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 41 and 42, a sensor 113 is mounted around the microphone 107 on the inner surface of the housing 112.

筐体に流れる電流を検出するための方法.
さらに、携帯無線通信装置の筐体に流れる電流を検出するための方法について、図43及び図44を参照して以下に説明する。
A method for detecting the current flowing in the housing.
Further, a method for detecting a current flowing through the housing of the portable wireless communication device will be described below with reference to FIGS. 43 and 44.

図43は、磁界検出用プローブ201を用いて上側筐体102に流れる電流Iを検出する方法を説明するための断面図である。図43において、磁界検出用プローブ201は、一辺の長さがdである正方形状を有する微小ループにてなるプルーブであり、携帯無線通信装置の上側筐体102上に近接してかつ微小ループの軸が上側筐体102の面と実質的に平行となるように載置される。ここで、当該磁界検出用プローブ201の端子における起電力をVとし、当該端子において磁界検出用プローブ201を見たときの入力インピーダンスをZとする。このとき、電流Iが流れたときの磁界検出用プローブ201の軸中心の磁界Hは、アンペールの法則より次式で表される。   FIG. 43 is a cross-sectional view for describing a method of detecting a current I flowing through the upper housing 102 using the magnetic field detection probe 201. In FIG. 43, the magnetic field detection probe 201 is a probe formed of a minute loop having a square shape with one side length d, and is close to the upper casing 102 of the portable wireless communication device and has a small loop length. It is mounted so that the axis is substantially parallel to the surface of the upper housing 102. Here, the electromotive force at the terminal of the magnetic field detecting probe 201 is V, and the input impedance when the magnetic field detecting probe 201 is viewed at the terminal is Z. At this time, the magnetic field H at the center of the axis of the magnetic field detecting probe 201 when the current I flows is expressed by the following equation according to Ampere's law.

[数2]
H=I/(2πh) (2)
また、
[数3]
B=μ・H (3)
であり、ここで、μは真空の透磁率である。
[Equation 2]
H = I / (2πh) (2)
Also,
[Equation 3]
B = μ 0 · H (3)
Where μ 0 is the vacuum permeability.

また、ファラデーの電磁誘導の法則より、起電力Vは次式で表される。   Further, according to Faraday's law of electromagnetic induction, the electromotive force V is expressed by the following equation.

[数4]
V=−(dΦ/dt) (4)
[Equation 4]
V = − (dΦ / dt) (4)

ここで、Φは磁束であり、その面積をS=d×d(間隔dの中で最大幅)とすると、次式で表される。   Here, Φ is a magnetic flux, and if its area is S = d × d (the maximum width in the interval d), it is expressed by the following equation.

[数5]
Φ
=B・S
=μ・H・d
=μ・I/(2πh)・d (5)
[Equation 5]
Φ
= B ・ S
= Μ 0 · H · d 2
= Μ 0 · I / (2πh) · d 2 (5)

従って、式(5)に式(4)を代入することにより、次式を得る。 Therefore, the following equation is obtained by substituting equation (4) into equation (5).

[数6]
V=−μ/(2πh)・d(dI/dt) (6)
[Equation 6]
V = −μ 0 / (2πh) · d 2 (dI / dt) (6)

ここで、
[数7]
(dI/dt)=jωI (7)
より、次式を得る。
here,
[Equation 7]
(DI / dt) = jωI (7)
Thus, the following equation is obtained.

[数8]
V=−jω・μ・I/(2πh)・d (8)
[Equation 8]
V = −jω · μ 0 · I / (2πh) · d 2 (8)

磁界検出用プローブ201の入力インピーダンスをZとすると、受信電力Prは次式で表される。   Assuming that the input impedance of the magnetic field detection probe 201 is Z, the received power Pr is represented by the following equation.

[数9]
Pr
=V/Z
=(ω・μ・I・d/(2πh))/Z (9)
[Equation 9]
Pr
= V 2 / Z
= (Ω · μ 0 · I 0 · d 2 / (2πh)) 2 / Z (9)

ここで、
[数10]
ω=2π/λ (10)
より次式を得る。
here,
[Equation 10]
ω = 2π / λ (10)
The following equation is obtained from:

[数11]
Pr=(μ・I・d/(h・λ))/Z (11)
[Equation 11]
Pr = (μ 0 · I 0 · d 2 / (h · λ)) 2 / Z (11)

従って、受信電力Prを測定することにより、上記式を用いて電流Iを算出することができる。 Thus, by measuring the received power Pr, it is possible to calculate the current I 0 using the above equation.

図44は磁界検出用微小ダイポール202を用いて上側筐体102に流れる電流Iを検出する方法を説明するための断面図である。図44において、磁界検出用プローブ202は、微小長さd(d≪λ;ここで、ω=2πf,λ=c/f,cは光速)を有する微小ダイポールにてなるプルーブであり、携帯無線通信装置の上側筐体102上に距離hで近接してかつ微小ダイポールの長手方向が上側筐体102の面と実質的に平行となるように載置される。ここで、当該磁界検出用微小ダイポール202の端子における起電力をVとし、当該端子において磁界検出用微小ダイポール202を見たときの入力インピーダンスをZとする。また、磁界検出用微小ダイポール102の場合において、距離hの最大値は以下に示すように受信電力Prで決定される。電流Iから距離hだけ離れたところの微小ダイポール202での電界をEとすると、起電力Vは次式で表される。   FIG. 44 is a cross-sectional view for explaining a method of detecting the current I flowing through the upper housing 102 using the small dipole 202 for magnetic field detection. In FIG. 44, the magnetic field detection probe 202 is a probe composed of a minute dipole having a minute length d (d≪λ; where ω = 2πf, λ = c / f, where c is the speed of light), and is a portable radio. The small dipole is placed close to the upper housing 102 of the communication device at a distance h so that the longitudinal direction of the small dipole is substantially parallel to the surface of the upper housing 102. Here, the electromotive force at the terminal of the magnetic field detecting minute dipole 202 is V, and the input impedance when the magnetic field detecting minute dipole 202 is viewed at the terminal is Z. In the case of the small dipole 102 for magnetic field detection, the maximum value of the distance h is determined by the received power Pr as described below. Assuming that the electric field at the minute dipole 202 at a distance h from the current I is E, the electromotive force V is represented by the following equation.

[数12]
V=E・d (12)
[Equation 12]
V = E · d (12)

ここで、電界と磁界の比をηとすると、次式で表される。   Here, assuming that the ratio between the electric field and the magnetic field is η, it is expressed by the following equation.

[数13]
E=η・H (13)
[Equation 13]
E = η · H (13)

従って、式(13)に式(12)を代入することにより、次式を得る。   Therefore, the following equation is obtained by substituting equation (12) into equation (13).

[数14]
E=η・I/(2πh) (14)
[Equation 14]
E = η · I 0 / (2πh) (14)

従って、起電力V及び受信電力Prは次式で表される。   Therefore, the electromotive force V and the received power Pr are represented by the following equations.

[数15]

=E・d
=η・I・d/(2πh) (15)
[Equation 15]
V
= E · d
= Η · I 0 · d / (2πh) (15)

[数16]
Pr
=V/Z
=(η・I・d/(2πh))/Z (16)
[Equation 16]
Pr
= V 2 / Z
= (Η · I 0 · d / (2πh)) 2 / Z (16)

式(16)から明らかなように、受信電力Prを測定することにより、電流Iを検出することができる。 As is clear from the equation (16), the current I 0 can be detected by measuring the reception power Pr.

本発明に係る第1の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。1 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a first embodiment of the present invention. 半波長ダイポールアンテナ20から放射される電波の近傍電磁界において半波長ダイポールアンテナ20の長手方向の位置に対する、正規化された磁界の二乗値と、正規化された比吸収率(SAR)の関係を示したグラフである。The relationship between the squared value of the normalized magnetic field and the normalized specific absorption rate (SAR) with respect to the longitudinal position of the half-wavelength dipole antenna 20 in the electromagnetic field near the radio wave radiated from the half-wavelength dipole antenna 20 It is the graph shown. 第1の実施形態に係る送信周波数f=900MHzの無線通信装置モデルの斜視図である。FIG. 2 is a perspective view of a wireless communication device model having a transmission frequency f = 900 MHz according to the first embodiment. 図3の無線通信装置モデルの給電点Q付近において発生する電流を示す断面図である。FIG. 4 is a cross-sectional view illustrating a current generated near a feeding point Q in the wireless communication device model of FIG. 3. 送信周波数f=900MHzの送信信号の送信時において、図3の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子14のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11に流れる最大電流値を示すグラフである。Maximum value of the current flowing through the housing 11 of the wireless communication apparatus when the reactance value X of the load impedance element 14 connected to the parasitic element 13 in FIG. 3 changes when transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 900 MHz. FIG. 送信周波数f=900MHzの送信信号の送信時において、図3の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子14のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11上のA点で流れる電流値を示すグラフである。At the time of transmission of a transmission signal having a transmission frequency f = 900 MHz, the point A on the housing 11 of the wireless communication apparatus when the reactance value X of the load impedance element 14 connected to the parasitic element 13 in FIG. 6 is a graph showing a flowing current value. (a)は図1の負荷インピーダンス素子14の第1の実施例である負荷インピーダンス素子14aの構成を示す回路図であり、(b)は図1の負荷インピーダンス素子14の第2の実施例である負荷インピーダンス素子14bの構成を示す回路図であり、(c)は図1の負荷インピーダンス素子14の第3の実施例である負荷インピーダンス素子14cの構成を示す回路図であり、(d)は図1の負荷インピーダンス素子14の第4の実施例である負荷インピーダンス素子14dの構成を示す回路図である。1A is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 14a which is a first embodiment of the load impedance element 14 of FIG. 1, and FIG. 2B is a circuit diagram of a second embodiment of the load impedance element 14 of FIG. It is a circuit diagram showing the configuration of a certain load impedance element 14b, (c) is a circuit diagram showing the configuration of a load impedance element 14c which is a third embodiment of the load impedance element 14 of FIG. 1, (d) is FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 14d which is a fourth embodiment of the load impedance element 14 of FIG. 本発明に係る第2の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram showing the composition of the radio communication equipment provided with the radio antenna which is a 2nd embodiment concerning the present invention. 本発明に係る第3の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a third embodiment of the present invention. (a)は図9の負荷インピーダンス素子51の第1の実施例である負荷インピーダンス素子51aの構成を示す回路図であり、(b)は図9の負荷インピーダンス素子51の第2の実施例である負荷インピーダンス素子51bの構成を示す回路図であり、(c)は図9の負荷インピーダンス素子51の第3の実施例である負荷インピーダンス素子51cの構成を示す回路図であり、(d)は図9の負荷インピーダンス素子51の第4の実施例である負荷インピーダンス素子51dの構成を示す回路図である。(A) is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 51a which is a first embodiment of the load impedance element 51 of FIG. 9, and (b) is a second embodiment of the load impedance element 51 of FIG. FIG. 10C is a circuit diagram showing a configuration of a certain load impedance element 51b, FIG. 10C is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 51c which is a third embodiment of the load impedance element 51 of FIG. 9, and FIG. FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a load impedance element 51d which is a fourth embodiment of the load impedance element 51 of FIG. 本発明に係る第4の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。FIG. 14 is a block diagram illustrating a configuration of a wireless communication device including a wireless antenna according to a fourth embodiment of the present invention. 本発明に係る第4の実施形態の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of a part of a wireless communication device including a wireless antenna according to a modification of the fourth embodiment according to the invention. 第4の実施形態に係る送信周波数f=1.5GHzの無線通信装置モデルの斜視図である。FIG. 14 is a perspective view of a wireless communication device model with a transmission frequency f = 1.5 GHz according to a fourth embodiment. 送信周波数f=900MHz及び1.5GHzの送信信号の送信時において、図11又は図13の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11に流れる最大電流値を示すグラフである。When transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 900 MHz and 1.5 GHz, the case of the wireless communication apparatus when the reactance value X of the load impedance element 51 connected to the parasitic element 13 in FIG. 11 or 13 changes. 4 is a graph showing a maximum current value flowing through a body 11. 送信周波数f=900MHz及び1.5GHzの送信信号の送信時において、図11又は図13の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子14のリアクタンス値Xを変化したときの無線通信装置の筐体11上のA点で流れる電流値を示すグラフである。When transmitting a transmission signal having a transmission frequency f = 900 MHz and 1.5 GHz, the case of the wireless communication apparatus when the reactance value X of the load impedance element 14 connected to the parasitic element 13 in FIG. 11 or 13 changes. 4 is a graph showing a current value flowing at a point A on a body 11. 本発明に係る第5の実施形態である無線用アンテナを備えた無線通信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram showing the composition of the radio communication equipment provided with the radio antenna which is a 5th embodiment concerning the present invention. 本発明に係る第5の実施形態の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of a part of a wireless communication device including a wireless antenna according to a modification of the fifth embodiment of the present invention. 図16の無線通信装置からの放射パターンを測定したときの無線通信装置に対して設けたXYZ座標系の方向を示す斜視図である。FIG. 17 is a perspective view illustrating a direction of an XYZ coordinate system provided for the wireless communication device when a radiation pattern from the wireless communication device in FIG. 16 is measured. 図16の無線通信装置において図16の無給電素子13に接続されている負荷インピーダンス素子51のリアクタンス値Xを変化したときの水平面の平均化利得を示すグラフである。17 is a graph illustrating an average gain on a horizontal plane when a reactance value X of a load impedance element 51 connected to the parasitic element 13 of FIG. 16 is changed in the wireless communication device of FIG. 16. (a)は図16の無線通信装置からの放射パターンを測定したときの実験結果であってXY平面の放射パターンを示す平面図であり、(b)は当該実験結果であってYZ平面の放射パターンを示す平面図であり、(c)は当該実験結果であってZX平面の放射パターンを示す平面図である。16A is a plan view showing an experimental result when measuring a radiation pattern from the wireless communication apparatus in FIG. 16 and showing a radiation pattern on the XY plane, and FIG. 16B is a view showing the experimental result and showing a radiation pattern on the YZ plane. It is a top view which shows a pattern, (c) is a top view which is the said experimental result and shows the radiation pattern of a ZX plane. 本発明に係る第1の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a part of a wireless communication device including a wireless antenna according to a first modification of the present invention. 本発明に係る第2の変形例である無線用アンテナを備えた無線通信装置の一部の構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a part of a wireless communication device including a wireless antenna according to a second modification of the present invention. 本発明に係る第1の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の上側筐体102にセンサ111を実装したときの正面図である。FIG. 4 is a front view of the first embodiment according to the present invention when a sensor 111 is mounted on an upper housing 102 of the foldable portable wireless communication device. 図23の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 24 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 23. 本発明に係る第2の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の下側筐体103にセンサ111を実装したときの正面図である。FIG. 9 is a front view of the second embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on a lower housing 103 of a foldable portable wireless communication device. 図25の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 26 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 25. 本発明に係る第3の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置のヒンジ部104にセンサ111を実装したときの正面図である。FIG. 13 is a front view of a third embodiment according to the present invention, in which a sensor 111 is mounted on a hinge section 104 of a foldable portable wireless communication device. 図27の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 28 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 27. 本発明に係る第4の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112にセンサ111を実装したときの正面図である。FIG. 14 is a front view of the fourth embodiment according to the present invention, when a sensor 111 is mounted on a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. 図29のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 30 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 29. 本発明に係る第5の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112にセンサ111を実装したときの正面図である。FIG. 13 is a front view of a fifth embodiment according to the present invention, when a sensor 111 is mounted on a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. 図31のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 32 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 31. 本発明に係る第6の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の上側筐体102の音孔部106の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。FIG. 14 is a front view of a sixth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a sound hole 106 of an upper housing 102 of a foldable portable wireless communication device. 図33の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 34 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 33. 本発明に係る第7の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置の下側筐体103のマイクロホン107の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。FIG. 17 is a front view of the seventh embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a microphone 107 of a lower housing 103 of a foldable portable wireless communication device. 図35の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 36 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 35. 本発明に係る第8の実施例であって、折り畳み型携帯無線通信装置のヒンジ部104に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。FIG. 18 is a front view of an eighth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted on a hinge portion 104 of a foldable portable wireless communication device. 図37の折り畳み型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 38 is a side view of the foldable portable wireless communication device of FIG. 37. 本発明に係る第9の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112の音孔部106の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。FIG. 19 is a front view of a ninth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a sound hole 106 of a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. 図39のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 40 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 39. 本発明に係る第10の実施例であって、ストレート型携帯無線通信装置の筐体112のマイクロホン107の周囲に概略楕円形のセンサ113を実装したときの正面図である。FIG. 16 is a front view of a tenth embodiment according to the present invention, in which a substantially elliptical sensor 113 is mounted around a microphone 107 of a housing 112 of a straight-type portable wireless communication device. 図41のストレート型携帯無線通信装置の側面図である。FIG. 42 is a side view of the straight-type portable wireless communication device of FIG. 41. 磁界検出用プローブ201を用いて上側筐体102に流れる電流Iを検出する方法を説明するための断面図である。FIG. 4 is a cross-sectional view for describing a method of detecting a current I flowing through an upper housing 102 using a magnetic field detection probe 201. 磁界検出用微小ダイポール202を用いて上側筐体102に流れる電流Iを検出する方法を説明するための断面図である。FIG. 4 is a cross-sectional view for explaining a method of detecting a current I flowing through an upper housing 102 using a magnetic field detecting minute dipole 202. 従来技術に係る無線用アンテナを備えた無線通信装置を人体の頭部に支持したときの正面図である。It is a front view when the radio | wireless communication apparatus provided with the radio | wireless antenna which concerns on a prior art is supported by the head of a human body. 図45の無線通信装置の外観を示す斜視図である。FIG. 46 is a perspective view illustrating an appearance of the wireless communication device in FIG. 45.

符号の説明Explanation of reference numerals

11…筐体、
12…ホイップアンテナ、
13…無給電素子、
14,14a,14b,14c,14d,31,41,51,51a,51b,51c,51d,71,72,73,74…負荷インピーダンス素子、
15…無線通信回路、
16…サーキュレータ、
17…無線送信機回路、
18…無線受信機回路、
19…短絡線、
20…半波長ダイポールアンテナ、
21,22…アンテナ素子、
23…平面アンテナ、
25…給電ケーブル、
30,32,42…スイッチ、
52,62…切り換えスイッチ、
60,60a,70,70a…コントローラ、
61…テーブルメモリ、
71s…人体近接感知センサ、
81,91…ヘリカルアンテナ、
90…アンテナ装置、
92…ホイップアンテナ、
93…電気絶縁部、
95…接点、
102…上側筐体、
102a…上側第1筐体部、
102b…上側第2筐体部、
103…下側筐体、
104…ヒンジ部、
105…液晶ディスプレイ、
106…音孔部、
107…マイクロホン、
108,109…ネジ、
110…ネジ受け部、
111,113…センサ、
112…筐体、
112a…おもて面、
112b…裏面、
115…キーパッド、
201…磁界検出用プローブ、
202…磁界検出用微小ダイポール、
C1,C2,C3,C11,C12…キャパシタ、
D1,D2,D3,D4…可変容量ダイオード、
L1,L2,L3,L11,L12…インダクタ、
Q…給電点、
T1,T2…端子。
11 ... housing,
12 ... Whip antenna,
13 ... parasitic element,
14, 14a, 14b, 14c, 14d, 31, 41, 51, 51a, 51b, 51c, 51d, 71, 72, 73, 74 ... load impedance elements,
15 ... wireless communication circuit,
16 ... Circulator,
17 ... wireless transmitter circuit,
18 ... Wireless receiver circuit,
19 ... short-circuit line,
20: half-wave dipole antenna,
21, 22, ... antenna elements,
23 ... Planar antenna,
25 ... power supply cable,
30, 32, 42 ... switch,
52, 62 ... changeover switch,
60, 60a, 70, 70a ... controller,
61 ... Table memory,
71s ... human body proximity sensor,
81, 91 ... helical antenna,
90 ... antenna device,
92 ... whip antenna,
93 ... electrical insulation part,
95 ... contact point,
102 ... upper case,
102a ... upper first housing part,
102b ... upper second housing part,
103 ... lower housing,
104: hinge part,
105 ... Liquid crystal display,
106 ... Sound hole,
107 ... microphone,
108, 109 ... screws,
110 ... screw receiving part,
111, 113 ... sensors,
112 ... housing,
112a ... front side,
112b ... back side,
115 ... keypad,
201: magnetic field detection probe,
202: Small dipole for magnetic field detection,
C1, C2, C3, C11, C12 ... capacitors,
D1, D2, D3, D4 ... variable capacitance diode,
L1, L2, L3, L11, L12 ... inductor,
Q: Feeding point,
T1, T2 ... terminals.

Claims (18)

無線信号を送受信する無線通信回路に接続されたアンテナを備えた無線用アンテナ装置において、
無給電素子と、
上記無給電素子と、上記無線通信回路を含む無線通信装置の筐体の接地との間に接続された負荷インピーダンス素子と、
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することにより、比吸収率(SAR)を所定値以下となるように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする無線用アンテナ装置。
In a wireless antenna device having an antenna connected to a wireless communication circuit that transmits and receives wireless signals,
A parasitic element,
The parasitic element, a load impedance element connected between the ground of the housing of the wireless communication device including the wireless communication circuit,
By controlling the element value of the load impedance element so that the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value, the specific absorption rate (SAR) is equal to or less than the predetermined value. A wireless antenna device, comprising: control means for controlling.
第1と第2のアンテナを備えた無線用アンテナ装置において、
上記第1のアンテナが、無線通信装置に設けられ無線信号を送受信する無線通信回路に接続されるとき、上記第2のアンテナを上記負荷インピーダンス素子を介して、上記無線通信回路を含む無線通信装置の筐体の接地に接続する一方、上記第2のアンテナが無線信号を送受信する無線通信回路に接続されるとき、上記第1のアンテナを上記負荷インピーダンス素子を介して上記筐体の接地に接続するように切り換える切り換え手段と、
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することにより、比吸収率(SAR)を所定値以下となるように制御する制御手段とを備えたことを特徴とする無線用アンテナ装置。
In a wireless antenna device having first and second antennas,
When the first antenna is connected to a wireless communication circuit provided in the wireless communication device for transmitting and receiving a wireless signal, the second antenna is connected to the wireless communication device including the wireless communication circuit via the load impedance element. When the second antenna is connected to a wireless communication circuit that transmits and receives wireless signals while the second antenna is connected to the ground of the housing, the first antenna is connected to the ground of the housing via the load impedance element. Switching means for switching to perform
By controlling the element value of the load impedance element so that the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value, the specific absorption rate (SAR) is equal to or less than the predetermined value. A wireless antenna device, comprising: control means for controlling.
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となる、上記負荷インピーダンス素子の素子値をテーブルとして記憶する記憶手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記記憶手段に記憶されたテーブルを参照して上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1又は2記載の無線用アンテナ装置。
When the wireless communication device transmits, the current value flowing through the casing is equal to or less than a predetermined value, and further includes a storage unit that stores an element value of the load impedance element as a table,
3. The wireless antenna device according to claim 1, wherein the control unit controls an element value of the load impedance element with reference to a table stored in the storage unit.
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となる、上記負荷インピーダンス素子の素子値を、周波数毎にテーブルとして記憶する記憶手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記無線通信装置の通信周波数に基づいて、上記記憶手段に記憶されたテーブルを参照して上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1又は2記載の無線用アンテナ装置。
When the wireless communication device transmits, the current value flowing through the housing is equal to or less than a predetermined value, further comprising a storage unit that stores the element value of the load impedance element as a table for each frequency,
3. The device according to claim 1, wherein the control unit controls an element value of the load impedance element based on a communication frequency of the wireless communication device with reference to a table stored in the storage unit. Wireless antenna device.
上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を測定する測定手段をさらに備え、
上記制御手段は、上記測定された電流値に基づいて、上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1又は2記載の無線用アンテナ装置。
Measuring means for measuring a current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device,
3. The device according to claim 1, wherein the control unit controls an element value of the load impedance element based on the measured current value such that a current value flowing through the housing becomes a predetermined value or less. The wireless antenna device according to the above.
上記負荷インピーダンス素子は、互いに異なる素子値を有する複数のインピーダンス素子と、上記複数のインピーダンス素子のうちの1つを選択的に切り換えることにより上記負荷インピーダンス素子の素子値を変化させるスイッチ手段とを備えたことを特徴とする請求項1乃至5のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。   The load impedance element includes a plurality of impedance elements having different element values from each other, and switch means for changing an element value of the load impedance element by selectively switching one of the plurality of impedance elements. The wireless antenna device according to any one of claims 1 to 5, wherein: 上記負荷インピーダンス素子は、素子値を変化することが可能なインピーダンス素子を備え、上記素子値を変化することが可能なインピーダンス素子の素子値を変化させることにより上記負荷インピーダンス素子の素子値を変化させることを特徴とする請求項1乃至5のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。   The load impedance element includes an impedance element that can change an element value, and changes an element value of the load impedance element by changing an element value of the impedance element that can change the element value. The wireless antenna device according to any one of claims 1 to 5, wherein: 上記負荷インピーダンス素子は、可変容量ダイオードを含むインピーダンス回路を備え、上記可変容量ダイオードに印加する逆バイアス電圧を変化させて上記インピーダンス回路のインピーダンス値を変化させることにより上記負荷インピーダンス素子の素子値を変化させることを特徴とする請求項1乃至5のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。   The load impedance element includes an impedance circuit including a variable capacitance diode, and changes the element value of the load impedance element by changing a reverse bias voltage applied to the variable capacitance diode to change the impedance value of the impedance circuit. The wireless antenna device according to any one of claims 1 to 5, wherein: 上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサをさらに備え、
上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1乃至8のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。
The wireless communication device further includes a human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device,
The element value of the load impedance element is detected by the human body proximity sensor to detect that a human body has approached the wireless communication device, and to reduce a current value flowing through the housing to a predetermined value or less when transmitting the wireless communication device. The wireless antenna device according to claim 1, wherein:
上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサと、
上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの体温を測定する温度センサとをさらに備え、
上記温度センサにより測定された体温が所定値以上であり、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1乃至8のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。
A human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device;
A temperature sensor for measuring a body temperature when a human body comes into contact with the housing of the wireless communication device,
The body temperature measured by the temperature sensor is equal to or higher than a predetermined value, the human body proximity detection sensor detects that a human body has approached the wireless communication device, and the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device The wireless antenna device according to any one of claims 1 to 8, wherein an element value of the load impedance element is controlled so that a value of the load impedance element is equal to or less than a predetermined value.
上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサと、
上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの応力を測定するタッチセンサとをさらに備え、
上記タッチセンサにより測定された応力が所定値以上であり、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1乃至8のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。
A human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device;
A touch sensor for measuring a stress when a human body contacts the housing of the wireless communication device,
The stress measured by the touch sensor is equal to or greater than a predetermined value, the human body proximity sensor detects that the human body has approached the wireless communication device, and the current value flowing through the housing at the time of transmission of the wireless communication device The wireless antenna device according to any one of claims 1 to 8, wherein an element value of the load impedance element is controlled so that a value of the load impedance element is equal to or less than a predetermined value.
上記無線通信装置の筐体に人体が近接したことを検出する人体近接感知センサと、
上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの応力を測定するタッチセンサと、
上記無線通信装置の筐体に人体が接触したときの体温を測定する温度センサとをさらに備え、
上記温度センサにより測定された体温が所定値以上であり、上記タッチセンサにより測定された応力が所定値以上であり、上記人体近接感知センサにより人体が上記無線通信装置に近接したことを検出しかつ上記無線通信装置の送信時において上記筐体に流れる電流値を所定値以下となるように上記負荷インピーダンス素子の素子値を制御することを特徴とする請求項1乃至8のうちのいずれか1つに記載の無線用アンテナ装置。
A human body proximity sensor that detects that a human body has approached the housing of the wireless communication device;
A touch sensor that measures stress when a human body contacts the housing of the wireless communication device,
A temperature sensor for measuring a body temperature when a human body comes into contact with the housing of the wireless communication device,
The body temperature measured by the temperature sensor is equal to or higher than a predetermined value, the stress measured by the touch sensor is equal to or higher than a predetermined value, the human body proximity sensor detects that the human body has approached the wireless communication device, and 9. The device according to claim 1, wherein an element value of the load impedance element is controlled such that a value of a current flowing through the housing during transmission of the wireless communication device is equal to or less than a predetermined value. 3. The wireless antenna device according to 1.
上記アンテナはモノポールアンテナ又はヘリカルアンテナであり、上記無給電素子は導体板であることを特徴とする、請求項1又は請求項1に従属する請求項記載の無線用アンテナ装置。   The wireless antenna device according to claim 1, wherein the antenna is a monopole antenna or a helical antenna, and the parasitic element is a conductor plate. 上記第1のアンテナはモノポールアンテナ又はヘリカルアンテナであり、上記第2のアンテナは平面アンテナ又は逆F型アンテナであることを特徴とする、請求項2又は請求項2に従属する請求項記載の無線用アンテナ装置。   3. The antenna according to claim 2, wherein the first antenna is a monopole antenna or a helical antenna, and the second antenna is a planar antenna or an inverted-F antenna. Wireless antenna device. 請求項1又は請求項1に従属する請求項記載の無線用アンテナ装置と、
上記アンテナに接続され、無線信号を送受信する無線通信回路とを備えたことを特徴とする無線通信装置。
A wireless antenna device according to claim 1 or claims dependent on claim 1;
A wireless communication device comprising: a wireless communication circuit connected to the antenna and configured to transmit and receive a wireless signal.
上記無線通信装置は携帯無線通信装置であることを特徴とする請求項15記載の無線通信装置。   The wireless communication device according to claim 15, wherein the wireless communication device is a portable wireless communication device. 請求項2又は請求項2に従属する請求項記載の無線用アンテナ装置と、
上記第1のアンテナ又は上記第2のアンテナに接続され、無線信号を送受信する無線通信回路とを備えたことを特徴とする無線通信装置。
A wireless antenna device according to claim 2 or claim 2 dependent on claim 2;
A wireless communication device, comprising: a wireless communication circuit connected to the first antenna or the second antenna for transmitting and receiving a wireless signal.
上記無線通信装置は携帯無線通信装置であることを特徴とする請求項17記載の無線通信装置。   The wireless communication device according to claim 17, wherein the wireless communication device is a portable wireless communication device.
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