【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パソコンなどに使用されるスイッチング電源回路、特に、入力許容電圧、例えば、１００Ｖ〜２４０Ｖが広く、世界各国の商用電源に対応できるＡＣアダプタなどのスイッチング電源回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、図２に示す通り、交流電源１２がダイオードブリッジの整流回路１３の交流端子に接続している。整流回路１３の直流端子に１次側平滑のコンデンサ１４が接続している。コンデンサ１４の端子は半導体スイッチ１５を経由してトランス１６に接続している。トランス１６の出力巻線はダイオード９を経由してコンデンサ１８に接続している。コンデンサ１８の端子に負荷１９を接続している。
【０００３】
交流電源１２の電圧を整流回路１３で整流してコンデンサ１４で平滑して、半導体スイッチ１５で高周波数（例えば１００ｋＨｚ）の制御されたパルス幅の交流電圧に変換する。この交流電圧をトランス１６で電圧変換して、ダイオード１７とコンデンサ１８で直流電圧に整流平滑して、負荷１９に出力電圧を供給する。出力電圧を検知して制御回路で半導体スイッチ１５の開閉パルス幅を制御することで、出力電圧は安定した直流電圧を得ることができる。
【０００４】
図２の従来回路では、コンデンサインプット整流方式を採用しているためにコンデンサ１４の電圧が、入力の交流電源１２の尖頭電圧に近い電圧が印加されている。交流電源１２の電圧が上限値の２６４Ｖのときは、コンデンサ１２の電圧は３７０Ｖであり、コンデンサ１４は、４００Ｖ以上の耐圧定格品が必要である。
コンデンサ１４の必要容量は、最大負荷容量と交流電源１２の電圧によって決定される。負荷１９の容量が５０Ｗの場合、交流電源１２の電圧下限値の９０Ｖを考慮して、１００μＦ以上の電解コンデンサを採用する。交流電源１２の電圧上限値が１２０Ｖであれば、コンデンサ１４の最高印加電圧は、１７０Ｖで、２００Ｖ耐圧品で十分である。４００Ｖ１００μＦの電解コンデンサの大きさは、１８φ×３５．５ｍｍ＝９．０３ｃｍ３（立方センチメータ）であるのに対して、２００Ｖ１００μＦの電解コンデンサは、１６φ×２５ｍｍ＝５．０３ｃｍ３で、５６％の体積である。
【０００５】
この対策の従来例として、特開平１−２０６８７２号公報に開示されている。このスイッチング電源回路では、コンデンサの電圧は交流電源の電圧変動に関係なく、出力電圧に比例して安定しているが、「出力電圧のリップル電圧が大きい」と「停電時の出力電圧保持時間が短い」の２つの大きな欠点があった。このため、実際には採用されていない。
この２つの欠点の原因は、電圧保持用コンデンサの電圧より整流回路の直流電圧が低いときは、電圧保持用コンデンサがダイオードを経由して放電するために電圧が低下する。電圧保持用コンデンサの電圧と出力電圧は比例しているために、出力電圧も低下する。この結果、「出力電圧のリップル電圧が大きい」と「停電時の出力電圧保持時間が短い」の２つの欠点があった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図２のコンデンサインプット整流方式は、「１次側平滑コンデンサが大きい」と「突入電流が大きい」と「高調波電流が多い」の３つ欠点があった。
前記に述べた通り、特開平１−２０６８７２号公報は、電圧保持用コンデンサに直列にダイオードを接続することで、この３つの欠点を解決したが、「出力電圧のリップル電圧が大きい」と「停電時の出力電圧保持時間が短い」の２つの欠点があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、図２従来の「１次側平滑コンデンサが大きい」と「突入電流が大きい」と「高調波電流が多い」の３つ欠点を改善したところの、特開平１−２０６８７２号公報の特徴を生かしつつ、半導体スイッチを追加することで、「出力電圧のリップル電圧が大きい」と「停電時の出力電圧保持時間が短い」の２つの欠点を無くすものである。追加する半導体スイッチにより、電圧保持用コンデンサに充電時間と放電時間を分割して、放電時間に電圧保持用コンデンサへの充電電流を停止させることで、このときの充電電流エネルギーも出力に供給することで出力電圧低下を防ぐものである。
【０００８】
電圧保持用コンデンサの電圧より整流回路の直流端子間電圧が高いときは、半導体スイッチを閉することで電圧保持用コンデンサを充電する。電圧保持用コンデンサ電圧より整流回路の直流端子間電圧が低いときは、ダイオードを経由して電力を供給（放電）する。このとき、半導体スイッチを開することで、トランスの電圧は保持用コンデンサの電圧値に左右されないため、出力に十分電力を供給できる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
図１に、本発明のスイッチング電源回路の実施例を示す。
【実施例】
交流電源１はダイオードブリッジの整流回路２の交流端子に接続する。整流回路２の直流端子は半導体スイッチ７を経由してトランス８の入力巻線に接続するとともに、ダイオード３を経由してコンデンサ５に接続する。トランス８の出力巻線はダイオード９を経由してコンデンサ１０に接続する。コンデンサ１０の端子間に負荷１１を接続する。トランス８の充電巻線はダイオード４と半導体スイッチ６を経由してコンデンサ５に接続する。
【００１０】
図１の動作を説明する。
コンデンサ５の電圧と整流回路２の直流端子間電圧を比較して、コンデンサ５電圧が低いときは、半導体スイッチ６を閉にする。コンデンサ５電圧が高いときは、半導体スイッチ６を開にする。負荷１１の電圧を検知して基準電圧と比較して不帰還増幅制御で出力電圧が一定になるように、半導体スイッチ７の開閉時間をパルス幅制御する。
【００１１】
半導体スイッチ７を閉にすると、コンデンサ５電圧と整流回路２の直流端子間電圧のいずれか高い電圧が、トランス８の入力巻線に印加される。トランス８の巻始め（点印）側が正電位であり、出力巻線の電圧はダイオード９で阻止され、充電巻線の電圧もダイオード４で阻止される。このため、トランス８の入力巻線に励磁電流が流れる。その後、半導体スイッチ７を開にすると、トランス８は電流が流れ続けようとするため、巻終り側が正電位になる逆起電力が発生して、ダイオード９を通して、コンデンサ１０を充電し、負荷１１に電力を供給する。
【００１２】
コンデンサ５の電圧より整流回路２の直流端子間電圧が高い場合。
整流回路の直流端子間電圧はダイオード３で阻止されてコンデンサ５を直接充電できない。このため、入力投入時、突入電流が流れることはない。半導体スイッチ７を閉にすると、整流回路２の直流端子間電圧がトランス８の入力巻線に印加される。トランス８の巻始め（点印）側が正電位であり、出力巻線の電圧はダイオード９で阻止され、充電巻線の電圧もダイオード４で阻止される。トランス８の入力巻線に励磁電流が流れる。その後、半導体スイッチ７を開にすると、逆起電力が発生、トランス８の電流は流れ続けようと、出力巻線よりダイオード９を通してコンデンサ１０を充電すると同時に、充電巻線よりダイオード４と半導体スイッチ６を経由してコンデンサ５も充電する。
【００１３】
コンデンサ５の電圧より整流回路２の直流端子間電圧が低い場合。
半導体スイッチ７が閉すると、コンデンサ５の電圧がダイオード３を経由して、トランス８の入力巻線に印加される。トランス８の巻始め（点印）側が正電位であり、出力巻線の電圧はダイオード９で阻止され、充電巻線の電圧もダイオード４で阻止される。このため、トランス８の入力巻線に励磁電流が流れる。その後、半導体スイッチ７を開にすると、逆起電力が発生、トランス８の電流は流れ続けようと、出力巻線よりダイオード９を通してコンデンサ１０を充電する。しかし、このとき、半導体スイッチ６が開しているため、コンデンサ５は充電しない。コンデンサ５の電圧が低くても、コンデンサ５の電圧に左右されずに、コンデンサ１０を充電する。負荷３３の電圧は設定された電圧に安定している。
このとき、コンデンサ５の電圧が低い状態で、半導体スイッチ６が閉していると、トランス８の電流は、ダイオード４と半導体スイッチ６を通して、電圧の低いコンデンサ５に流れるために、コンデンサ１０を充電しない。
【００１４】
図１は、フライバックコンバータの回路構成であるが、他に、図３のフォアードコンバータの回路構成も同様な効果がある。図３について説明する。
交流電源２０はダイオードブリッジの整流回路２１の交流端子に接続する。整流回路２１の直流端子は半導体スイッチ２８を経由してトランス２９の入力巻線に接続するとともに、ダイオード２２を経由してコンデンサ２３にも接続する。トランス２９の出力巻線はダイオード３０とインダクタ２７の出力巻線を経由してコンデンサ３２に接続する。ダイオード３０とインダクタ２７の接続点に転流用のダイオード３１を接続する。コンデンサ３２の端子間に負荷３３を接続する。トランス２９の充電巻線はダイオード２６とインダクタ２７の充電巻線と半導体スイッチ２４を経由してコンデンサ２３に接続する。ダイオード２６とインダクタ２７の接続点に転流用のダイオード２５を接続する。
【００１５】
図３の動作を説明する。
図１と同様に、コンデンサ２３の電圧と整流回路２１の直流端子間電圧を比較して、コンデンサ２３の電圧が低いときは、半導体スイッチ２４を閉にする。コンデンサ２３の電圧が高いときは、半導体スイッチ２４を開にする。負荷３３の電圧を検知して基準電圧と比較して不帰還増幅制御で出力電圧が一定になるように、半導体スイッチ２８の開閉時間をパルス幅で制御する。
【００１６】
半導体スイッチ２８を閉にすると、コンデンサ２３の電圧と整流回路２１の直流端子間電圧のいずれか高い電圧が、トランス２９の入力巻線に印加される。トランス８の巻始め（点印）側が正電位であり、出力巻線の電圧はダイオード３０を経由して、インダクタ２７とコンデンサ３２に分圧印加する。トランス２９の出力巻線電圧とコンデンサ３２の電圧との差電圧がインダクタ２７の出力巻線に印加される。
【００１７】
その後、半導体スイッチ２８を開にすると、トランス２９の出力巻線電圧はダイオード３０で阻止される。トランス２９の充電巻線電圧はダイオード２６で阻止される。インダクタ２７に流れていた電流は減少しながらも流れ続けるため、インダクタ２７の出力巻線の巻始め側（点マーク）が正電位になる逆起電力が発生して、ダイオード３１を通して電流が転流されて、コンデンサ３２を充電し、負荷３３に電力を供給する。
【００１８】
コンデンサ２３の電圧より整流回路２１の直流端子間電圧が高い場合。
整流回路の直流端子間電圧はダイオード２２で阻止されてコンデンサ２３を直接充電することはない。半導体スイッチ２８を閉にすると、整流回路２１の直流端子間電圧がトランス２９の入力巻線に印加される。トランス２９の巻始め（点印）側が正電位であり、出力巻線の電圧はダイオード３０を経由して、インダクタ２７とコンデンサ３２に分圧印加する。トランス２９の充電巻線の電圧はダイオード２６を経由して、半導体スイッチ２４を経由して、インダクタ２７の充電巻線とコンデンサ２３に分圧印加する。
【００１９】
トランス２９の出力巻線電圧とコンデンサ３２の電圧との差電圧がインダクタ２７の出力巻線に印加される。トランス２９の充電巻線電圧とコンデンサ２３の電圧との差電圧がインダクタ２７の充電巻線に印加される。この時間にインダクタ２７の電流は増加する。
その後、半導体スイッチ２８を開にすると、インダクタ２７では電流を流し続けようと逆起電力が発生、インダクタ２７の出力巻線よりダイオード３１を経由してコンデンサ３２を充電するとともに、インダクタ２７の充電巻線よりダイオード２５と半導体スイッチ２４を経由してコンデンサ２３を充電する。
【００２０】
トランス２９の「出力巻線数：充電巻線数」の比率と、インダクタ２７の「出力巻線数：充電巻線数」の比率は近似値であるため、コンデンサ３２とコンデンサ２３の電圧は比例している。つまり、コンデンサ２３の電圧は、交流電源の電圧変動に左右されずに、コンデンサ２３の電圧は、コンデンサ３２の電圧と、「出力巻線数：充電巻線数」の比率に比例して安定している。
コンデンサ２３の電圧より整流回路２１の直流端子間電圧が低い場合。
半導体スイッチ２８を閉にすると、コンデンサ２３の電圧がダイオード２２を経由してトランス２９の入力巻線に印加される。トランス２９の巻始め（点印）側が正電位であり、出力巻線の電圧はダイオード３０を経由して、インダクタ２７とコンデンサ３２に分圧印加する。トランス２９の充電巻線の電圧は、半導体スイッチ２４が開しているためコンデンサ２３には電力を供給しない。
【００２１】
トランス２９の出力巻線電圧とコンデンサ３２の電圧との差電圧がインダクタ２７の出力巻線に印加される。この時間にインダクタ２７の電流は増加する。
その後、半導体スイッチ２８を開にすると、インダクタ２７では電流を流し続けようと逆起電力が発生、インダクタ２７の出力巻線よりダイオード３１を経由してコンデンサ３２を充電する。半導体スイッチ２４が開しているため、コンデンサ２３の電圧に左右されず、インダクタ２７の電流はコンデンサ３２を充電する。インダクタ２７から十分な電力が供給するため、負荷３３の電圧は設定された電圧に安定している。
インダクタ２７の充電巻線に電流が流れているときに、半導体スイッチ２４が開しても、インダクタ２７の充電巻線に流れていた電流エネルギーはインダクタ２７の出力巻線に加わり、ダイオード３１を通して転流する。
【００２２】
図３の場合、フォアードコンバータ回路構成であるため、半導体スイッチ２８の開閉時間率は５０％以下で制御する。半導体スイッチ２８の開閉時間率が５０％以上になるとトランス２９が飽和して過大電流が流れる。
次に、本発明図４の動作を図５で説明する。
図４の回路構成は、交流電源３４はノイズフィルタ回路３５を経由して、整流回路３６の交流端子に接続する。整流回路３６の直流端子は半導体スイッチ４３を経由してトランス４６の入力巻線５１に接続するとともに、ダイオード３８を経由してコンデンサ３９に接続する。
【００２３】
トランス４６の出力巻線５２はダイオード４７を経由してコンデンサ４８に接続する。コンデンサ４８の端子間に負荷５０を接続するとともに、制御回路４９を接続する。トランス４６の充電巻線５３はダイオード４４と半導体スイッチ４２を経由してコンデンサ３９に接続する。制御回路４０は半導体スイッチ４２の開閉を制御できるように接続する。制御回路４１は半導体スイッチ４３の開閉を制御できるように接続する。コンデンサ３７は整流回路３６の直流端子間に接続する。コンデンサ４５は半導体スイッチ４３のドレイン端子（トランス４６の入力巻線５１）とダイオード４４のアノード端子（トランス４６の充電巻線５３）との間に接続する。
制御回路４９の消費電力は出力電圧より供給する。通称シャントレギュレータと呼ばれる集積回路を使用のが一般的である。制御回路４１の消費電力はトランス４６に補助巻線を設けてトランス４６より供給する。制御回路４１と制御回路４９の信号接続には、通称フォトカプラと呼ばれる絶縁機能を備えた部品で制御信号を接続する方法が一般的である。
【００２４】
コンデンサ３９の電圧とコンデンサ３７の電圧を制御回路４０で比較して、コンデンサ３７電圧が高いときは、半導体スイッチ４２を閉にする。コンデンサ３７電圧が低いときは、半導体スイッチ４２を開にする。
図５の波形５４はコンデンサ３７の端子間電圧を示す。図５の波形５５はダイオード３８とコンデンサ３９がない場合の整流回路３６の全波整流電圧を示す。図５の波形５６は半導体スイッチ４２のゲート電圧を示す。図５の波形５７は負荷５０の電圧を示す。図５の波形５８は半導体スイッチ４２がない場合（特開平１−２０６８７２号公報）の負荷５０電圧を示す。図５の時間５９は停電時の出力電圧保持時間を示す。
【００２５】
制御回路４０の比較判別電圧は、それほど正確でなくて良い。コンデンサ３７の電圧が低下して、コンデンサ３９の電圧より低くなる前に、半導体スイッチ４２を開させて、コンデンサ３７の電圧が上昇して、コンデンサ３９の電圧より高くなった後に、半導体スイッチ４２を閉させればよい。例えば、交流電源電圧が１００Ｖで電圧保持用コンデンサ３９の電圧が８０Ｖのとき、整流回路３６の直流端子間電圧は、０Ｖから約１４０Ｖ（１００Ｖの尖頭電圧値）まで変化している。ダイオード３８の端子間電圧は、順方向電圧の約−１Ｖから６０Ｖまで（コンデンサ３７の電圧で７９Ｖ〜１４０Ｖ）変化している。このダイオード３８の端子間電圧を検知する場合、０Ｖから２０Ｖ程度（コンデンサ３７の電圧で８０Ｖ〜１００Ｖ）の任意の電圧で、半導体スイッチ４２の開閉を判別すれば十分機能を満足できる。
【００２６】
トランス４６の入力巻線５１と充電巻線５３の間に接続しているコンデンサ４５は、本発明の機能に直接働いていない。コンデンサ４５を接続した場合、半導体スイッチ４３が閉すると、励磁電流は入力巻線５１に流れるだけでなく、コンデンサ４５を通して充電巻線５３にも分流される。半導体スイッチ４３が開すると、充電電流は充電巻線５３だけでなく、入力巻線５１にもコンデンサ４５を経由して分流されるため、トランス４６の銅損は電流二乗抵抗積（Ｉ＾２＊Ｒ）で損失が発生するため、各巻線の実効電流が少なくなり損失が軽減できる。また、半導体スイッチ４３の開時に印加されるリンギングピーク電圧をクランプできるので、半導体スイッチ４３の負担も軽減できる。
【００２７】
コンデンサ４５の値は、半導体スイッチ４３の動作周波数が、５０ｋＨｚの場合で、０．０１μＦ程度が良い。１０００ｐＦ以下値では、分流による効率改善効果が少ない。０．１μＦ以上では、出力に低周波リップル電圧が増える。
本発明の図１では、半導体スイッチ６がダイオード４と電圧保持用コンデンサ５の間に接続しているが、トランス８の充電巻線と電圧保持用コンデンサ５の間に接続すれば良い。例えば、トランス８の充電巻線の巻始め（点マーク）側に接続しても良い。ダイオード４と半導体スイッチ６の接続順番は逆でも良い。
ダイオード３と電圧保持用コンデンサ５の接続順番も逆でも本発明の機能は満足できる。
整流回路２はダイオードブリッジ構成でなくても、例えば、１つダイオードのみの半波整流でも機能は満足できる。
【００２８】
図６の通り、コンデンサ６０とインダクタ６１を備えることで、充電巻線（図１のトランス８）の代用が可能である。
図４の制御回路４９は出力電圧を一定に制御しているが、この制御応答速度を電源の周期より長い時間に設定すれば、電源周波数の半周期内で、半導体スイッチ４３の開閉時間比（パルス幅）が変化せずに、ほぼ一定になるため、電源電圧に近い電流波形（電源電圧波形に比例した）にできる。これにより、入力部の力率は、さらに改善でき高調波電流を減らせる。ただし、この場合、電源周波数の２倍周波数の低周波リップル電圧が増える。
図４の制御回路４１に、力率改善制御用の集積回路を採用して制御（入力電流を検知して電源電圧の比例値に制御）すれば、さらに、力率を改善でき高調波電流を減らせる。ＰＦＣ（力率改善回路）を追加しなくても、同様の効果を発揮できる。
【００２９】
【発明の効果】
本発明は、整流回路の直流端子にコンデンサを直接接続していないので、入力投入時に突入電流は流れない。本発明回路は電圧保持用コンデンサ電圧値より高い時間に入力電流が流れる方式であり、その電流も制御できるので入力部の力率も良く高調波電流が少ない。力率が改善したことで入力の実効電流が少なくなり、入力部ノイズフィルタ用コモンモートチョークコイルなどの損失が軽減されることで効率も改善できる。
【００３０】
従来方式の力率は、０．５程度であったのに比較して、本発明の試作品は、０．８以上であった。入力実効電流は、従来の６２％、入力部チョークコイルなどの損失は、４０％（６０％軽減）になった。これにより、効率も８２％から２％改善され８４％になった。力率改善制御用の集積回路を採用して入力電流を検知して電源電圧の比例値に制御すれば、力率０．９以上も可能である。
電圧保持用コンデンサの大きさは、容量を２２０μＦに増やしても１００Ｖ品が使用できるため、従来の１８φ×３５．５ｍｍ＝９．０３ｃｍ３（４００Ｖ１００μＦ）に比較して、１００Ｖ２２０μＦの電解コンデンサの大きさは、１２．５φ×２０ｍｍ＝２．４５ｃｍ３で２７％の体積（約１／４）に小型化できる。
半導体スイッチの追加により、特開平１−２０６８７２号公報の２つ欠点はなくなり、「出力電圧のリップル電圧」と「停電時の出力電圧保持時間」も、従来のコンデンサインプット方式に比較して、同様以上の性能で実用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による基本回路図である。
【図２】従来の基本回路図である。
【図３】本発明による回路図である。
【図４】本発明実施例の回路図である。
【図５】本発明の動作説明チャート図である。
【図６】本発明による回路図である。
【符号の説明】
１：交流電源 ２：整流回路
３、４：ダイオード ５：コンデンサ
６、７：半導体スイッチ ８：トランス
９：ダイオード １０：コンデンサ
１１：負荷 １２：交流電源
１３：整流回路 １４：コンデンサ
１５：半導体スイッチ １６：トランス
１７：ダイオード １８：コンデンサ
１９：負荷 ２０：交流電源
２１：整流回路 ２２：ダイオード
２３：コンデンサ ２４：半導体スイッチ
２５，２６：ダイオード ２７：インダクタ
２８：半導体スイッチ ２９：トランス
３０、３１：ダイオード ３２：電解コンデンサ
３３：負荷 ３４：交流電源
３５：フィルタ回路 ３６：整流回路
３７：コンデンサ ３８：ダイオード
３９：コンデンサ ４０、４１：制御回路
４２、４３：半導体スイッチ ４４：ダイオード
４５：コンデンサ ４６：トランス
４７：ダイオード ４８：コンデンサ
４９：制御回路 ５０：負荷
５１：入力巻線 ５２：出力巻線
５３：充電巻線 ５４、５５、５６、５７、５８：波形
５９：時間 ６０：コンデンサ
６１：インダクタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit used for a personal computer and the like, and more particularly to a switching power supply circuit such as an AC adapter which has a wide input allowable voltage, for example, 100 V to 240 V, and is compatible with commercial power supplies around the world.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as shown in FIG. 2, an AC power supply 12 is connected to an AC terminal of a rectifier circuit 13 of a diode bridge. A primary-side smoothing capacitor 14 is connected to a DC terminal of the rectifier circuit 13. The terminal of the capacitor 14 is connected to the transformer 16 via the semiconductor switch 15. The output winding of the transformer 16 is connected to the capacitor 18 via the diode 9. The load 19 is connected to the terminal of the capacitor 18.
[0003]
The voltage of the AC power supply 12 is rectified by the rectifier circuit 13, smoothed by the capacitor 14, and converted to a high frequency (for example, 100 kHz) AC voltage having a controlled pulse width by the semiconductor switch 15. The AC voltage is converted by a transformer 16, rectified and smoothed into a DC voltage by a diode 17 and a capacitor 18, and an output voltage is supplied to a load 19. By detecting the output voltage and controlling the opening and closing pulse width of the semiconductor switch 15 by the control circuit, a stable DC voltage can be obtained as the output voltage.
[0004]
In the conventional circuit of FIG. 2, since the capacitor input rectification method is employed, the voltage of the capacitor 14 is applied near the peak voltage of the input AC power supply 12. When the voltage of the AC power supply 12 is at the upper limit of 264 V, the voltage of the capacitor 12 is 370 V, and the capacitor 14 must be a withstand voltage rated product of 400 V or more.
The required capacity of the capacitor 14 is determined by the maximum load capacity and the voltage of the AC power supply 12. When the capacity of the load 19 is 50 W, an electrolytic capacitor of 100 μF or more is adopted in consideration of the lower limit value of 90 V of the AC power supply 12. If the voltage upper limit of the AC power supply 12 is 120 V, the maximum applied voltage of the capacitor 14 is 170 V, and a product with a withstand voltage of 200 V is sufficient. The size of a 400 V 100 μF electrolytic capacitor is 18φ × 35.5 mm = 9.03 cm 3 (cubic centimeter), whereas the size of a 200 V 100 μF electrolytic capacitor is 16φ × 25 mm = 5.03 cm 3 with a volume of 56%. is there.
[0005]
A conventional example of this countermeasure is disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. Hei 1-2066872. In this switching power supply circuit, the voltage of the capacitor is stable in proportion to the output voltage regardless of the voltage fluctuation of the AC power supply, but the "ripple voltage of the output voltage is large" and the "Short". For this reason, it is not actually employed.
The two drawbacks are that when the DC voltage of the rectifier circuit is lower than the voltage of the voltage holding capacitor, the voltage drops because the voltage holding capacitor discharges via the diode. Since the voltage of the voltage holding capacitor is proportional to the output voltage, the output voltage also decreases. As a result, there are two drawbacks, "a large ripple voltage of the output voltage" and "short output voltage holding time at the time of power failure".
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
The capacitor input rectification method of FIG. 2 has three drawbacks: "large primary side smoothing capacitor", "large inrush current", and "large harmonic current".
As described above, JP-A-1-2066872 solved these three disadvantages by connecting a diode in series to a voltage holding capacitor. However, the "power voltage ripple voltage is large" and "power failure" Output voltage holding time is short ".
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention solves the three disadvantages of FIG. 2 of the prior art, "large primary side smoothing capacitor", "large inrush current", and "high harmonic current". By adding a semiconductor switch while taking advantage of the features, the two drawbacks of "a large ripple voltage of the output voltage" and "short output voltage holding time at the time of power failure" are eliminated. By dividing the charging time and the discharging time into the voltage holding capacitor by the added semiconductor switch and stopping the charging current to the voltage holding capacitor during the discharging time, the charging current energy at this time is also supplied to the output. This prevents the output voltage from dropping.
[0008]
When the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit is higher than the voltage of the voltage holding capacitor, the semiconductor switch is closed to charge the voltage holding capacitor. When the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit is lower than the voltage of the voltage holding capacitor, power is supplied (discharged) via the diode. At this time, by opening the semiconductor switch, the voltage of the transformer is not affected by the voltage value of the holding capacitor, so that sufficient power can be supplied to the output.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows an embodiment of the switching power supply circuit of the present invention.
【Example】
The AC power supply 1 is connected to an AC terminal of a rectifier circuit 2 of a diode bridge. The DC terminal of the rectifier circuit 2 is connected to the input winding of the transformer 8 via the semiconductor switch 7 and to the capacitor 5 via the diode 3. The output winding of the transformer 8 is connected via a diode 9 to a capacitor 10. A load 11 is connected between terminals of the capacitor 10. The charging winding of the transformer 8 is connected to the capacitor 5 via the diode 4 and the semiconductor switch 6.
[0010]
The operation of FIG. 1 will be described.
The voltage of the capacitor 5 is compared with the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 2. When the voltage of the capacitor 5 is low, the semiconductor switch 6 is closed. When the voltage of the capacitor 5 is high, the semiconductor switch 6 is opened. The voltage of the load 11 is detected and compared with a reference voltage, and the opening and closing time of the semiconductor switch 7 is pulse-width controlled so that the output voltage becomes constant by non-feedback amplification control.
[0011]
When the semiconductor switch 7 is closed, the higher one of the voltage of the capacitor 5 and the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 2 is applied to the input winding of the transformer 8. The winding start (dotted) side of the transformer 8 is at a positive potential, the voltage of the output winding is blocked by the diode 9, and the voltage of the charging winding is also blocked by the diode 4. Therefore, an exciting current flows through the input winding of the transformer 8. Thereafter, when the semiconductor switch 7 is opened, the transformer 8 tries to keep the current flowing, so that a back electromotive force at which the winding end side has a positive potential is generated, and the capacitor 10 is charged through the diode 9 to the load 11. Supply power.
[0012]
When the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 2 is higher than the voltage of the capacitor 5.
The voltage between the DC terminals of the rectifier circuit is blocked by the diode 3 and the capacitor 5 cannot be charged directly. Therefore, no rush current flows when the input is turned on. When the semiconductor switch 7 is closed, the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 2 is applied to the input winding of the transformer 8. The winding start (dotted) side of the transformer 8 is at a positive potential, the voltage of the output winding is blocked by the diode 9, and the voltage of the charging winding is also blocked by the diode 4. An exciting current flows through the input winding of the transformer 8. Thereafter, when the semiconductor switch 7 is opened, a back electromotive force is generated, and the capacitor 10 is charged from the output winding through the diode 9 so that the current of the transformer 8 continues to flow. , The capacitor 5 is also charged.
[0013]
When the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 2 is lower than the voltage of the capacitor 5.
When the semiconductor switch 7 is closed, the voltage of the capacitor 5 is applied to the input winding of the transformer 8 via the diode 3. The winding start (dotted) side of the transformer 8 is at a positive potential, the voltage of the output winding is blocked by the diode 9, and the voltage of the charging winding is also blocked by the diode 4. Therefore, an exciting current flows through the input winding of the transformer 8. Thereafter, when the semiconductor switch 7 is opened, a back electromotive force is generated, and the capacitor 10 is charged from the output winding through the diode 9 to keep the current of the transformer 8 flowing. However, at this time, since the semiconductor switch 6 is open, the capacitor 5 is not charged. Even if the voltage of the capacitor 5 is low, the capacitor 10 is charged without being influenced by the voltage of the capacitor 5. The voltage of the load 33 is stable at the set voltage.
At this time, if the semiconductor switch 6 is closed while the voltage of the capacitor 5 is low, the current of the transformer 8 flows through the diode 4 and the semiconductor switch 6 to the low-voltage capacitor 5, so that the capacitor 10 is charged. do not do.
[0014]
FIG. 1 shows the circuit configuration of the flyback converter, but the circuit configuration of the forward converter of FIG. 3 also has the same effect. Referring to FIG.
The AC power supply 20 is connected to an AC terminal of a rectifier circuit 21 of a diode bridge. The DC terminal of the rectifier circuit 21 is connected to an input winding of a transformer 29 via a semiconductor switch 28, and is also connected to a capacitor 23 via a diode 22. The output winding of the transformer 29 is connected to the capacitor 32 via the diode 30 and the output winding of the inductor 27. A diode 31 for commutation is connected to a connection point between the diode 30 and the inductor 27. A load 33 is connected between the terminals of the capacitor 32. The charging winding of the transformer 29 is connected to the capacitor 23 via the diode 26, the charging winding of the inductor 27, and the semiconductor switch 24. A diode 25 for commutation is connected to a connection point between the diode 26 and the inductor 27.
[0015]
The operation of FIG. 3 will be described.
Similar to FIG. 1, the voltage of the capacitor 23 is compared with the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 21. When the voltage of the capacitor 23 is low, the semiconductor switch 24 is closed. When the voltage of the capacitor 23 is high, the semiconductor switch 24 is opened. The voltage of the load 33 is detected and compared with a reference voltage, and the opening and closing time of the semiconductor switch 28 is controlled by a pulse width so that the output voltage becomes constant by the non-feedback amplification control.
[0016]
When the semiconductor switch 28 is closed, the higher of the voltage of the capacitor 23 and the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 21 is applied to the input winding of the transformer 29. The winding start (dotted) side of the transformer 8 is at a positive potential, and the voltage of the output winding is applied through the diode 30 to the inductor 27 and the capacitor 32 as a divided voltage. The difference voltage between the output winding voltage of the transformer 29 and the voltage of the capacitor 32 is applied to the output winding of the inductor 27.
[0017]
Thereafter, when the semiconductor switch 28 is opened, the output winding voltage of the transformer 29 is blocked by the diode 30. The charging winding voltage of the transformer 29 is blocked by the diode 26. Since the current flowing through the inductor 27 continues to flow while decreasing, a back electromotive force occurs in which the winding start side (point mark) of the output winding of the inductor 27 becomes a positive potential, and the current is commutated through the diode 31. Then, the capacitor 32 is charged and power is supplied to the load 33.
[0018]
When the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 21 is higher than the voltage of the capacitor 23.
The voltage between the DC terminals of the rectifier circuit is blocked by the diode 22 and the capacitor 23 is not directly charged. When the semiconductor switch 28 is closed, the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 21 is applied to the input winding of the transformer 29. The winding start (dotted) side of the transformer 29 is at a positive potential, and the voltage of the output winding is applied through the diode 30 to the inductor 27 and the capacitor 32 as a divided voltage. The voltage of the charging winding of the transformer 29 is applied to the charging winding of the inductor 27 and the capacitor 23 through the semiconductor switch 24 via the diode 26.
[0019]
The difference voltage between the output winding voltage of the transformer 29 and the voltage of the capacitor 32 is applied to the output winding of the inductor 27. The difference voltage between the charging winding voltage of the transformer 29 and the voltage of the capacitor 23 is applied to the charging winding of the inductor 27. At this time, the current of the inductor 27 increases.
Thereafter, when the semiconductor switch 28 is opened, a counter electromotive force is generated to keep the current flowing in the inductor 27, and the capacitor 32 is charged from the output winding of the inductor 27 via the diode 31, and the charging winding of the inductor 27 is charged. The capacitor 23 is charged from the line via the diode 25 and the semiconductor switch 24.
[0020]
Since the ratio of “the number of output windings: the number of charged windings” of the transformer 29 and the ratio of “the number of output windings: the number of charged windings” of the inductor 27 are approximate values, the voltages of the capacitors 32 and 23 are proportional. are doing. That is, the voltage of the capacitor 23 does not depend on the fluctuation of the voltage of the AC power supply, and the voltage of the capacitor 23 stabilizes in proportion to the voltage of the capacitor 32 and the ratio of “the number of output windings: the number of charging windings”. ing.
When the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 21 is lower than the voltage of the capacitor 23.
When the semiconductor switch 28 is closed, the voltage of the capacitor 23 is applied to the input winding of the transformer 29 via the diode 22. The winding start (dotted) side of the transformer 29 is at a positive potential, and the voltage of the output winding is applied through the diode 30 to the inductor 27 and the capacitor 32 as a divided voltage. The voltage of the charging winding of the transformer 29 does not supply power to the capacitor 23 because the semiconductor switch 24 is open.
[0021]
The difference voltage between the output winding voltage of the transformer 29 and the voltage of the capacitor 32 is applied to the output winding of the inductor 27. At this time, the current of the inductor 27 increases.
Thereafter, when the semiconductor switch 28 is opened, a counter electromotive force is generated in the inductor 27 to keep the current flowing, and the capacitor 32 is charged from the output winding of the inductor 27 via the diode 31. Since the semiconductor switch 24 is open, the current of the inductor 27 charges the capacitor 32 regardless of the voltage of the capacitor 23. Since sufficient power is supplied from the inductor 27, the voltage of the load 33 is stable at the set voltage.
Even when the semiconductor switch 24 is opened while a current is flowing through the charging winding of the inductor 27, the current energy flowing through the charging winding of the inductor 27 is applied to the output winding of the inductor 27 and is switched through the diode 31. Shed.
[0022]
In the case of FIG. 3, the switching time ratio of the semiconductor switch 28 is controlled to 50% or less because of the forward converter circuit configuration. When the open / close time rate of the semiconductor switch 28 becomes 50% or more, the transformer 29 is saturated and an excessive current flows.
Next, the operation of the present invention shown in FIG. 4 will be described with reference to FIG.
In the circuit configuration of FIG. 4, the AC power supply 34 is connected to the AC terminal of the rectifier circuit 36 via the noise filter circuit 35. The DC terminal of the rectifier circuit 36 is connected to the input winding 51 of the transformer 46 via the semiconductor switch 43 and to the capacitor 39 via the diode 38.
[0023]
The output winding 52 of the transformer 46 is connected to the capacitor 48 via the diode 47. The load 50 is connected between the terminals of the capacitor 48 and the control circuit 49 is connected. The charging winding 53 of the transformer 46 is connected to the capacitor 39 via the diode 44 and the semiconductor switch 42. The control circuit 40 is connected so as to control opening and closing of the semiconductor switch 42. The control circuit 41 is connected so that the opening and closing of the semiconductor switch 43 can be controlled. The capacitor 37 is connected between the DC terminals of the rectifier circuit 36. The capacitor 45 is connected between the drain terminal of the semiconductor switch 43 (the input winding 51 of the transformer 46) and the anode terminal of the diode 44 (the charging winding 53 of the transformer 46).
The power consumption of the control circuit 49 is supplied from the output voltage. It is common to use an integrated circuit commonly called a shunt regulator. The power consumption of the control circuit 41 is supplied from the transformer 46 by providing an auxiliary winding in the transformer 46. For signal connection between the control circuit 41 and the control circuit 49, a method of connecting a control signal using a component having an insulating function commonly called a photocoupler is generally used.
[0024]
The control circuit 40 compares the voltage of the capacitor 39 with the voltage of the capacitor 37. When the voltage of the capacitor 37 is high, the semiconductor switch 42 is closed. When the voltage of the capacitor 37 is low, the semiconductor switch 42 is opened.
A waveform 54 in FIG. 5 indicates a voltage between terminals of the capacitor 37. A waveform 55 in FIG. 5 shows a full-wave rectified voltage of the rectifier circuit 36 when the diode 38 and the capacitor 39 are not provided. A waveform 56 in FIG. 5 indicates the gate voltage of the semiconductor switch 42. The waveform 57 in FIG. 5 shows the voltage of the load 50. A waveform 58 in FIG. 5 shows a voltage of the load 50 when the semiconductor switch 42 is not provided (Japanese Patent Laid-Open No. Hei 1-2066872). A time 59 in FIG. 5 indicates an output voltage holding time at the time of a power failure.
[0025]
The comparison determination voltage of the control circuit 40 does not need to be so accurate. Before the voltage of the capacitor 37 decreases and becomes lower than the voltage of the capacitor 39, the semiconductor switch 42 is opened. After the voltage of the capacitor 37 increases and becomes higher than the voltage of the capacitor 39, the semiconductor switch 42 is opened. You only have to close it. For example, when the AC power supply voltage is 100 V and the voltage of the voltage holding capacitor 39 is 80 V, the voltage between the DC terminals of the rectifier circuit 36 changes from 0 V to about 140 V (a peak voltage value of 100 V). The voltage between the terminals of the diode 38 changes from a forward voltage of about -1 V to 60 V (79 V to 140 V with the voltage of the capacitor 37). When the voltage between the terminals of the diode 38 is detected, the function can be sufficiently satisfied by determining whether the semiconductor switch 42 is opened or closed at an arbitrary voltage of about 0 V to about 20 V (80 V to 100 V as the voltage of the capacitor 37).
[0026]
The capacitor 45 connected between the input winding 51 and the charging winding 53 of the transformer 46 does not directly affect the function of the present invention. When the capacitor 45 is connected, when the semiconductor switch 43 is closed, the exciting current not only flows to the input winding 51 but also flows to the charging winding 53 through the capacitor 45. When the semiconductor switch 43 is opened, the charging current is shunted not only to the charging winding 53 but also to the input winding 51 via the capacitor 45, so that the copper loss of the transformer 46 is the current square resistance product (I （2 *). Since a loss occurs in R), the effective current of each winding is reduced, and the loss can be reduced. Further, since the ringing peak voltage applied when the semiconductor switch 43 is opened can be clamped, the load on the semiconductor switch 43 can be reduced.
[0027]
The value of the capacitor 45 is preferably about 0.01 μF when the operating frequency of the semiconductor switch 43 is 50 kHz. When the value is 1000 pF or less, the efficiency improvement effect by the branch flow is small. Above 0.1 μF, low frequency ripple voltage increases in the output.
Although the semiconductor switch 6 is connected between the diode 4 and the voltage holding capacitor 5 in FIG. 1 of the present invention, it may be connected between the charging winding of the transformer 8 and the voltage holding capacitor 5. For example, it may be connected to the winding start (point mark) side of the charging winding of the transformer 8. The connection order of the diode 4 and the semiconductor switch 6 may be reversed.
The function of the present invention can be satisfied even if the connection order of the diode 3 and the voltage holding capacitor 5 is reversed.
Even if the rectifier circuit 2 does not have a diode bridge configuration, for example, the function can be satisfied by half-wave rectification of only one diode.
[0028]
As shown in FIG. 6, the provision of the capacitor 60 and the inductor 61 makes it possible to substitute for the charging winding (the transformer 8 in FIG. 1).
Although the control circuit 49 of FIG. 4 controls the output voltage to be constant, if this control response speed is set to a time longer than the cycle of the power supply, the open / close time ratio of the semiconductor switch 43 within a half cycle of the power supply frequency ( Since the pulse width does not change and remains almost constant, a current waveform close to the power supply voltage (in proportion to the power supply voltage waveform) can be obtained. Thereby, the power factor of the input section can be further improved, and the harmonic current can be reduced. However, in this case, the low-frequency ripple voltage of twice the power supply frequency increases.
If the control circuit 41 in FIG. 4 employs an integrated circuit for power factor improvement control and performs control (detects an input current and controls it to a proportional value of the power supply voltage), the power factor can be further improved and the harmonic current can be reduced. Can be reduced. The same effect can be achieved without adding a PFC (power factor correction circuit).
[0029]
【The invention's effect】
In the present invention, since no capacitor is directly connected to the DC terminal of the rectifier circuit, no rush current flows when the input is turned on. In the circuit of the present invention, the input current flows at a time higher than the voltage value of the voltage holding capacitor. Since the current can be controlled, the power factor of the input section is good and the harmonic current is small. By improving the power factor, the effective current of the input is reduced, and the loss of the common-mode choke coil for the noise filter at the input section is reduced, so that the efficiency can be improved.
[0030]
The power factor of the conventional method was about 0.5, whereas the prototype of the present invention was 0.8 or more. The input effective current is 62% of the conventional value, and the loss of the input section choke coil and the like is 40% (60% reduction). This also improved the efficiency by 2% from 82% to 84%. If an integrated circuit for power factor improvement control is adopted and the input current is detected and controlled to a proportional value of the power supply voltage, a power factor of 0.9 or more is possible.
As for the size of the voltage holding capacitor, a 100 V product can be used even if the capacitance is increased to 220 μF. 12.5 φ × 20 mm = 2.45 cm 3, and can be downsized to a volume of 27% (about ４).
With the addition of the semiconductor switch, the two drawbacks of JP-A-1-2066872 are eliminated, and the “ripple voltage of the output voltage” and the “holding time of the output voltage during a power failure” are similar to those of the conventional capacitor input method. Practical with the above performance.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a basic circuit diagram according to the present invention.
FIG. 2 is a conventional basic circuit diagram.
FIG. 3 is a circuit diagram according to the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.
FIG. 5 is an operation explanatory chart of the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram according to the present invention.
[Explanation of symbols]
1: AC power supply 2: Rectifier circuit 3, 4: Diode 5: Capacitor 6, 7: Semiconductor switch 8: Transformer 9: Diode 10: Capacitor 11: Load 12: AC power supply 13: Rectifier circuit 14: Capacitor 15: Semiconductor switch 16 : Transformer 17: Diode 18: Capacitor 19: Load 20: AC power supply 21: Rectifier circuit 22: Diode 23: Capacitor 24: Semiconductor switch 25, 26: Diode 27: Inductor 28: Semiconductor switch 29: Transformer 30, 31: Diode 32 : Electrolytic capacitor 33: load 34: AC power supply 35: filter circuit 36: rectifier circuit 37: capacitor 38: diode 39: capacitor 40, 41: control circuits 42, 43: semiconductor switch 44: diode 45: capacitor 46: transformer 47: Daio De 48: capacitor 49: control circuit 50: load 51: input winding 52: output winding 53: charge winding 54,55,56,57,58: Waveform 59: Time 60: capacitor 61: inductor