JP2004201410A

JP2004201410A - Inductive load driving device and method for detecting its malfunction

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Publication number: JP2004201410A
Application number: JP2002366933A
Authority: JP
Inventors: Masahide Kajikawa; 真秀梶川; Shinichi Maeda; 真一前田; Eiji Kato; 栄次加藤
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2002-12-18
Filing date: 2002-12-18
Publication date: 2004-07-15
Anticipated expiration: 2022-12-18
Also published as: JP4114474B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To realize the detection of an on-fault of each switching element even during an energization control in an inductive load driving device having two switching elements provided in series at an energization route. <P>SOLUTION: A transistor T10 for a duty drive is provided at the upstream side of a linear solenoid and a transistor T20 for a fail safe is provided at the downstream side. At an energization zero control time (NO in S140) when target current is zero during a normal control, the duty ratio of the transistor T10 for the duty drive is not set to zero to the energization zero, but the transistor T10 for the duty drive sets to energization zero (S260) by turning off the transistor T20 for the fail safe while the duty drive is continued at an arbitrary duty ratio. Then, if the energization current does not become zero, the transistor T20 for the fail safe is judged to be the on-fault (S300). <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電磁ソレノイド等の誘導性負荷への通電をデューティ制御する誘導性負荷駆動装置、及びその通電経路の異常を検出する方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、例えばリニアソレノイド等の誘導性負荷の駆動装置として、誘導性負荷に実際に流れる電流を検出し、その検出された実電流が、マイクロコンピュータから出力された制御信号（デューティ比が制御された信号）に対応した値（目標電流値）と同じになるように、誘導性負荷への通電電流をフィードバック制御するものが知られている。
【０００３】
この種の誘導性負荷駆動装置としては、例えば図６に示すような、車両に搭載されたディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムにおいて、コモンレール６４内の燃料圧力を制御するために用いられるリニアソレノイドを駆動する駆動装置６０がある。図６のコモンレール式燃料噴射システムでは、燃料タンク６１からコモンレール６４に至る燃料供給経路６３に、主としてポンプ６６及び圧力制御弁（ＰＣＶ）６７からなるサプライポンプ６２が設けられ、このサプライポンプ６２内の圧力制御弁６７の開弁量を、圧力制御弁６７が備えるリニアソレノイド（図示略）にて制御する。これにより、適量の燃料をコモンレール６４側へ吐出してコモンレール６４内の燃料圧力を適正に制御している。そして、コモンレール６４内の高圧燃料は所定のタイミングでインジェクタ（図示略）を介して、ディーゼルエンジンの各気筒内へ噴射される。
【０００４】
駆動装置６０では、コモンレール６４内の燃料圧力やエンジン回転数、燃料噴射量などの、コモンレール６４内の燃料圧力を制御するのに必要な各種信号を取り込み、その取り込んだ各信号に基づいてリニアソレノイドに流すべき目標電流を算出し、リニアソレノイドに流れる電流がこの目標電流と同じになるように制御している。
【０００５】
そしてこの駆動装置６０の具体的構成としては、例えば直流電源からリニアソレノイドへの通電経路上における、リニアソレノイドの上流側（直流電源正極側）と下流側（直流電源負極側）にそれぞれスイッチング用トランジスタを設け、このうち上流側トランジスタを常時オンすると共に下流側トランジスタをデューティ制御し、通電中、通電経路に異常が発生したときは上流側トランジスタをオフしてフェイルセーフをかけるといった通電制御を行う構成のものが知られている。
【０００６】
即ち、リニアソレノイドに流れる実電流を駆動装置６０内のマイクロコンピュータ（以下「マイコン」と略す）にフィードバック入力し、そのマイコンが、下流側トランジスタに対してリニアソレノイドへの通電をオン・オフさせる駆動信号を出力すると共にその駆動信号のデューティ比を上記実電流値と目標電流値との差に応じて設定する通電制御を行い、且つその通電制御が正常に行われている間は上流側トランジスタをオン状態に維持する、といった構成である。
【０００７】
ところで、このように構成された駆動装置６０において、例えば下流側トランジスタが内部ショートしてマイコンからの駆動信号に拘わらず常時オン状態となるオン故障が発生すると、リニアソレノイドを正常に駆動することができなくなる。また例えば、上流側トランジスタにオン故障が生じると、通電経路の異常時にリニアソレノイドへの通電を遮断するフェイルセーフをかけることができなくなる。更に例えば、上記各トランジスタが常時オフ状態となるオフ故障が生じても、当然ながらリニアソレノイドを正常に駆動することができなくなる。
【０００８】
そのため、従来より、各トランジスタのオン故障・オフ故障或いは通電経路の断線や短絡といった通電経路の各種異常に対して、異常発生を検出することが行われている。このような異常検出の具体的方法として、リニアソレノイドへの通電制御時、或いは、車両が備える図示しないイグニションキースイッチ（以下「ＩＧスイッチ」と略す）のオン直後（エンジン非動作時）などリニアソレノイドへの通電制御を行わない非通電時に、通電経路に流れる電流を検出して、その検出結果に基づいて通電経路の異常を検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００９】
【特許文献１】
特公平６−９４８３１号公報（第３頁，第４頁、第３図，第５図）
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のような通電制御、即ち一方（下流側）のトランジスタをデューティ制御し、その間他方（上流側）のトランジスタをオン状態に保持するような通電制御を行うよう構成された駆動装置６０においては、通電制御中は上流側トランジスタが常にオン状態になるよう制御されるため、当然ながら通電制御中にそのオン故障を検出することはできない。
【００１１】
つまり、オン故障は非通電時においてはじめて検出できることになる。具体的には、例えばＩＧスイッチのオン直後、通電制御を開始する前に、下流側トランジスタをオンすると共に上流側トランジスタをオフさせて通電電流を検出する。このとき、上流側トランジスタが正常であれば通電電流はゼロであるが、オン故障が発生している場合は、本来流れるはずのない電流が検出されることにより、上流側トランジスタのオン故障発生が検出されることになる。
【００１２】
そのため、仮に、車両走行中に上流側トランジスタのオン故障が発生しても、走行中（つまり通電制御中）は検出されず、そのまま走行を継続することになる。そして走行停止後、例えば次に再びＩＧスイッチをオンした直後（ただしエンジン始動前）になってはじめて、そのオン故障が検出されることになる。
【００１３】
そしてこのように、上流側トランジスタのオン故障が発生してもそれが検出されないまま通電制御が続いているとき、更に下流側トランジスタがオン故障してしまうと、そのときは既に、上流側トランジスタをオフさせるフェイルセーフをかけることができない状態にあるため、リニアソレノイドに流れる電流が増大し、駆動装置６０が破壊に至るおそれがある。
【００１４】
そのため、リニアソレノイドが通電制御中であっても、下流側トランジスタ及び上流側トランジスタのいずれについてもそのオン故障を検出できるようにすることが求められている。
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、直流電源から誘導性負荷への通電経路上に二つのスイッチング素子を直列に設け、各スイッチング素子のオン・オフを制御して誘導性負荷への通電を制御するよう構成された誘導性負荷駆動装置において、通電制御中であっても各スイッチング素子のオン故障を検出できるようにすることを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段及び発明の効果】
本願発明者は、例えば既述のコモンレール式燃料噴射システム（図６参照）におけるリニアソレノイドへの通電がなされない場合として、ＩＧスイッチのオン直後などの、通電制御を行わない非通電時だけではなく、誘導性負荷への通電制御中であっても、その制御中において一時的に通電電流を０に制御する（換言すれば目標電流を０にする）通電ゼロ制御時があることに着目した。
【００１６】
具体的には、コモンレール６４内の燃料圧力が適正圧力に到達したことにより圧力制御弁６７を閉弁して燃料圧送を停止する場合などが挙げられる。そして本願発明者は、通電制御中はオン状態にされる上流側トランジスタの異常（オン故障）を、この通電ゼロ制御時を利用して検出することを考案した。
【００１７】
即ち、上記課題を解決するためになされた請求項１記載の異常検出方法は、直流電源から誘導性負荷への通電経路上に二つのスイッチング素子が直列に設けられ、該各スイッチング素子の一方が、誘導性負荷へ通電すべき目標電流に対応したデューティ比の駆動信号にてオン・オフ制御されるデューティ駆動用スイッチング素子として構成されると共に、他方が、上記オン・オフ制御中はオン状態であるものの該オン・オフ制御中に通電経路に異常が発生したときはオフして誘導性負荷への通電を遮断するフェイルセーフ用スイッチング素子として構成された誘導性負荷駆動装置において、通電経路の異常を検出する方法である。
【００１８】
そして、本発明（請求項１）では、上記オン・オフ制御中、目標電流が０である通電ゼロ制御時にはデューティ駆動用スイッチング素子を０以外の任意のデューティ比にてデューティ駆動（オン・オフ）させつつ、フェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせることによって誘導性負荷が非通電状態となるように制御する。この通電ゼロ制御時に、誘導性負荷が非通電状態にならない場合は、通電経路に異常が発生したと判定する。
【００１９】
つまり、従来は目標電流に応じた通電制御（オン・オフ制御）をデューティ駆動用スイッチング素子だけで行うようにしていたため、通電ゼロ制御時はこのデューティ駆動用スイッチング素子をオフ（デューティ比を０）にすることにより通電ゼロ制御していたが、本発明では、通電ゼロ制御時であってもデューティ駆動用スイッチング素子は任意のデューティ比にてデューティ駆動するようにし、代わりにフェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせることで、通電電流を０に制御するようにしたのである。
【００２０】
このとき、通電経路が正常であれば、この通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態となるはずであり、逆に、例えばフェイルセーフ用スイッチング素子がオン故障であるといった通電経路の異常が生じているならば、通電ゼロ制御時であっても非通電状態にならず、デューティ駆動用スイッチング素子への駆動信号（任意のデューティ比）に応じた電流が流れてしまうことになる。
【００２１】
そのため、通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態になるか否かをみることにより、例えばフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障などの通電経路の異常を検出できるのである。
ここでいうデューティ比とは、例えばパルス状の駆動信号において１周期におけるパルス幅（Highレベル期間）の割合のみを単に意味するものではなく、スイッチング素子がオン・オフを繰り返す周期におけるオン期間の割合を意味するものである。つまり、例えばデューティ比が０の駆動信号とは、単にパルス幅が０（常時Low レベル）であるものを意味するのではなく、スイッチング素子がオフ状態になるような駆動信号を意味する。
【００２２】
そのため、例えばLow レベルの駆動信号にてオンするようなスイッチング素子を駆動する駆動信号については、駆動信号のパルス幅が大きくなるほどオフ期間が長くなることになり、このような場合は、１周期におけるLow レベル期間の割合がデューティ比ということになって、駆動信号が常時Highレベルの状態がデューティ比０ということになる。
【００２３】
尚、デューティ駆動用スイッチング素子がオン故障した場合の異常検出については、通常の通電制御中に、駆動信号のデューティ比に応じた通電がなされているか否かをみることによって容易に実現できるものであり、従来から既に行われているものである。
【００２４】
また、通電経路上における二つのスイッチング素子の配置は、各スイッチング素子が直列接続された配置となる限り任意に決めることができ、例えば通電経路における誘導性負荷の直流電源正極側に一方のスイッチング素子を設け、他方を誘導性負荷の直流電源負極側に設けることができる。また例えば、二つのスイッチング素子を共に、誘導性負荷の直流電源正極側（或いは直流電源負極側）に配置してもよい。
【００２５】
従って、本発明（請求項１）の異常検出方法によれば、通電制御中における通電ゼロ制御を、デューティ駆動用スイッチング素子は０以外の任意のデューティ比にてデューティ駆動させつつフェイルセーフ用スイッチング素子をオフすることにより実現しており、そのときの誘導性負荷の通電状態に基づいて、通電経路の異常を判定するようにしているため、通電制御中、デューティ駆動用スイッチング素子のオン故障を検出できるのはもちろん、通電ゼロ制御時であればフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障も検出することができる。
【００２６】
次に、請求項２記載の誘導性負荷駆動装置は、請求項１に記載の異常検出方法が実現された装置であって、直流電源から誘導性負荷への通電経路上にデューティ駆動用スイッチング素子とフェイルセーフ用スイッチング素子とが直列接続されており、通電制御手段が、デューティ駆動用スイッチング素子をオン・オフ制御することによって負荷電流を目標電流に制御すると共に、フェイルセーフ用スイッチング素子を、上記オン・オフ制御中はオンするものの該オン・オフ制御中に通電経路の異常が発生したときはオフして誘導性負荷への通電を遮断する。誘導性負荷に流れる負荷電流は電流検出手段が検出し、判定手段が、その検出結果に基づいて、通電経路が正常か否かの判定を行う。
【００２７】
そして、請求項２記載の発明では、通電制御手段が、目標電流が０である通電ゼロ制御時には、０以外の任意のデューティ比の駆動信号を出力してデューティ駆動用スイッチング素子をデューティ駆動させると共にフェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせるための通電オフ信号を出力することにより、誘導性負荷が非通電状態となるよう制御する。そして、判定手段は、通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態にならない場合、通電経路に異常が発生したと判定する。
【００２８】
従って、請求項２に記載の誘導性負荷駆動装置によれば、通電制御中、デューティ駆動用スイッチング素子のオン故障を検出できるのはもちろん、通電ゼロ制御時であればフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障も検出することができ、信頼性の高い誘導性負荷駆動装置の提供が可能となる。
【００２９】
ところで、例えばフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障が発生したことによって、通電ゼロ制御時であっても誘導性負荷への通電が継続されてしまう、つまり誘導性負荷への通電を遮断すべきときに通電が継続されてしまうのは、当然ながら好ましい状態ではない。具体的には、例えば従来技術で述べたディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムにおいて、圧力制御弁６７を構成するリニアソレノイドへの通電を停止（通電ゼロ制御）すべきときに、通電経路の異常（例えば上流側トランジスタのオン故障）により通電が継続されると、コモンレール６４内の燃料圧力が所望の圧力を超えてしまい、適切な燃料噴射が行えなくなるおそれがある。
【００３０】
そこで、通電ゼロ制御時に誘導性負荷が非通電状態にならず、判定手段により異常の発生が判定された場合は、例えば請求項３に記載のように、通電制御手段が、デューティ駆動用スイッチング素子をオフさせる駆動停止信号を出力することにより、通電ゼロ制御を行うようにするとよい。
【００３１】
つまり、通電ゼロ制御を行う際、フェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせるよう通電オフ信号を出力しても非通電状態にならないときは、デューティ駆動用スイッチング素子をオフさせることによって非通電状態にするのである。
従って、請求項３記載の誘導性負荷駆動装置によれば、通電ゼロ制御時に例えばフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障により非通電状態にならない異常が生じても、その代替としてデューティ駆動用スイッチング素子をオフさて通電ゼロ制御を行うことにより、引き続き誘導性負荷を正常に駆動させることが可能となる。
【００３２】
ここで、通電経路の異常としては、上記例示したようなフェイルセーフ用スイッチング素子のオン故障以外に、例えば、デューティ駆動用スイッチング素子がオン故障してしまうことも考えられる。このとき、従来のようにフェイルセーフ用スイッチング素子をオフさせて誘導性負荷への通電を停止することで、最低限のフェイルセーフはかけることができるものの、単にフェイルセーフ用スイッチング素子をオフするだけでは、当然ながら誘導性負荷の駆動は制限又は停止されることになる。
【００３３】
具体的には、例えば既述のコモンレール式燃料噴射システムの場合、コモンレール６４への燃料圧送が制限又は停止し、コモンレール６４内の燃料圧力が低下する。これにより、車両の運転者は車両を所望の速度で走行させることが困難となり、延いては車両の走行を停止せざるを得なくなる。
【００３４】
そこで、例えば請求項４に記載のように、デューティ駆動用スイッチング素子によるオン・オフ制御時に電流検出手段にて検出された電流が所定の通電電流しきい値より大きいことによって判定手段が通電経路に異常が発生したと判定したとき、該判定後、通電制御手段は、上記駆動信号にてフェイルセーフ用スイッチング素子をオン・オフ制御することにより、負荷電流を目標電流に制御するようにしてもよい。
【００３５】
つまり、デューティ駆動用スイッチング素子によるオン・オフ制御が行われているにも拘わらず負荷電流値が通電電流しきい値より大きくなる要因の一つとして、デューティ駆動用スイッチング素子がオン故障している場合が考えられる。このとき、フェイルセーフ用スイッチング素子もオン状態にあり、それ故負荷電流が大きくなってしまうのである。
【００３６】
そのため、上記異常の発生時は、通常の通電制御時はオン状態であるフェイルセーフ用スイッチング素子をデューティ駆動用スイッチング素子の代わりにオン・オフ制御させることにより、負荷電流を目標電流に制御するのである。
従って、請求項４記載の誘導性負荷駆動装置によれば、仮にデューティ駆動用スイッチング素子がオン故障しても、他方のフェイルセーフ用スイッチング素子にて通電制御を行うため、引き続き誘導性負荷を正常に駆動させることが可能となる。
【００３７】
次に、請求項５記載の誘導性負荷駆動装置は、請求項２〜４いずれかに記載の誘導性負荷駆動装置であって、誘導性負荷としてリニアソレノイドを適用したものであり、具体的には、燃料タンクからの燃料を燃料圧縮手段にて昇圧した高圧燃料を蓄圧器に蓄え、該蓄圧器から車両の内燃機関が備える各気筒へ高圧燃料を供給するよう構成された蓄圧式燃料噴射システムにおいて、蓄圧器内の高圧燃料の圧力を制御するために燃料圧縮手段から蓄圧器に至る燃料供給経路に設けられた圧力制御弁の、開閉量を制御するために用いられるものである。
【００３８】
リニアソレノイドは、励磁コイルに通電して可動鉄心を動かすことにより電磁エネルギーを機械的運動に変換するものであって、その機械的運動（例えば直線的移動）の運動量（移動量）を通電電流量に応じて調整する、周知のものである。
【００３９】
上記のような蓄圧式燃料噴射システムにおいて、リニアソレノイドへの通電経路に何らかの異常が生じて負荷電流を目標電流に制御できなくなると、蓄圧器内の燃料圧力が適切に制御できず、車両の走行性能に支障を来すおそれがある。
そこで、請求項２〜４いずれかに記載の発明をこのような蓄圧式燃料噴射システムにおけるリニアソレノイドの駆動装置に適用すれば、例えばリニアソレノイドの通電経路上におけるフェイルセーフ用スイッチング素子がオン故障したとき、車両走行中（通電制御中、但し通電ゼロ制御時）であってもそのオン故障を検出でき、車両の運転者等がその異常により迅速に対処することが可能となる。
【００４０】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本実施形態の誘導性負荷駆動装置全体の概略構成を表す構成図である。図１に示す誘導性負荷駆動装置１０は、図６で説明したコモンレール式燃料噴射システム（本発明の蓄圧式燃料噴射システムに相当）における駆動装置１０として構成されたものであり、圧力制御弁６７動作用のリニアソレノイドＬｏ（本発明の誘導性負荷）への通電を制御して圧力制御弁６７の開閉量（延いてはコモンレール６４内の燃料圧力）を制御するものである。
【００４１】
図１に示す如く、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１０は、主として、リニアソレノイドＬｏに流れる電流（負荷電流）を断続するＰチャネルＭＯＳ型トランジスタ（本発明のデューティ駆動用スイッチング素子に相当；以下「上流側トランジスタ」と略す）Ｔ１０と、リニアソレノイドＬｏへの通電制御中は常時オン状態（但し後述するように負荷電流を０に制御する通電ゼロ制御時はオフ）であるものの図示しない負荷用直流電源（バッテリ電圧＋Ｂ）からリニアソレノイドＬｏへの通電経路に異常が生じた場合はオフしてフェイルセーフをかけるＮチャネルＭＯＳ型トランジスタ（本発明のフェイルセーフ用スイッチング素子に相当；以下「下流側トランジスタ」と略す）Ｔ２０と、リニアソレノイドＬｏの負荷電流、即ち通電経路を流れる電流を検出する電流検出回路２と、この電流検出回路２により検出された負荷電流に対応した電圧を取り込んでＡ／Ｄ変換しマイコン３へ出力するＡ／Ｄ変換器４と、リニアソレノイドＬｏに流すべき電流の目標値（目標電流）に対応したデューティ比を有し、そのリニアソレノイドＬｏの駆動を指示する駆動信号PCVDを出力すると共に、Ａ／Ｄ変換器４からの上記電圧値に基づいて通電経路の異常を判定し、その判定結果や通電制御中の目標電流に応じて下流側トランジスタＴ２０をオン・オフさせるフェイルセーフ信号PCVFを出力するマイコン３と、マイコン３からの上記駆動信号PCVDを受信する受信回路５と、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１とを直列接続してなると共に、電流検出回路２の検出する負荷電流と受信回路５の受信する駆動信号PCVDとに基づいて充放電し、更にその時定数が上記駆動信号PCVDの周期よりも大である偏差積分回路６と、上記駆動信号PCVDと同じ周期で変化する上記コンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、上流側トランジスタＴ１０へ該上流側トランジスタＴ１０をオン・オフさせるスイッチング信号を出力する制御回路７と、リニアソレノイドＬｏへの負荷電流が所定電流値以上の過電流状態となったときに上流側トランジスタＴ１０をオフする電流リミッタ回路８とから構成されている。
【００４２】
上流側トランジスタＴ１０のソースは電流リミッタ回路８の一部をなす過電流検知用の抵抗Ｒ２６を介して直流電源電圧であるバッテリ電圧＋Ｂに接続され、ゲートは制御回路７に接続され、ドレインはリニアソレノイドＬｏの一端（ＰＣＶ＋）に接続されている。よって、上流側トランジスタＴ１０は、制御回路７から当該上流側トランジスタＴ１０のゲートに供給されるスイッチング信号がLow レベル（接地電位）の時にオンして、リニアソレノイドＬｏに電流を流し、上記スイッチング信号がHighレベル（バッテリ電圧＋Ｂ）の時にオフして、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断することとなり、その上流側トランジスタＴ１０のオン・オフにより、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が断続される。
【００４３】
電流リミッタ回路８は、上記抵抗Ｒ２６と、エミッタがバッテリ電圧＋Ｂに接続され、コレクタが上流側トランジスタＴ１０のゲートに接続されたＰＮＰトランジスタＴ３と、そのトランジスタＴ３のベースと上流側トランジスタＴ１０のソースとの間に接続された抵抗Ｒ２７と、トランジスタＴ３のベースとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ２８とから構成されている。
【００４４】
この電流リミッタ回路８では、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が過電流と見なされる値となって、抵抗Ｒ２６での電圧降下が所定値以上になると、トランジスタＴ３がオンして、上流側トランジスタＴ１０のゲートにバッテリ電圧＋Ｂを供給することにより、該上流側トランジスタＴ１０をオフさせようとする。そして、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が減少すると、トランジスタＴ３がオフに戻り、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が再び過大になると、トランジスタＴ３が再度オンする、といった動作が繰り返されることとなる。よって、例えば上流側トランジスタＴ１０のドレイン側が接地電位に短絡して、上流側トランジスタＴ１０に破壊耐量以上の電流が流れてしまうような状況となっても、上流側トランジスタＴ１０が正常である限り、上流側トランジスタＴ１０に流れる電流が制限されて該上流側トランジスタＴ１０を保護することができる。
【００４５】
一方、下流側トランジスタＴ２０のソースは電流検出回路２の一部をなす電流検出用の抵抗Ｒ２に接続され、ゲートが抵抗Ｒ２３を介してトランジスタＴ４のコレクタに接続され、ドレインがリニアソレノイドＬｏの他端（ＰＣＶ−）に、それぞれ接続されている。
【００４６】
トランジスタＴ４のベースにはマイコン３からのフェイルセーフ信号PCVFが供給されるよう構成されている。このフェイルセーフ信号PCVFがLow レベルの時には、トランジスタＴ４がオフであって、下流側トランジスタＴ２０のゲートには抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を介してバッテリ電圧＋Ｂが供給されるため、該下流側トランジスタＴ２０がオン状態となる。よって、この場合には、上流側トランジスタＴ１０のオン・オフに応じてリニアソレノイドＬｏへの負荷電流が断続されることになる。
【００４７】
これに対して、マイコン３からのフェイルセーフ信号PCVFがHighレベルになると、トランジスタＴ４がオンして、下流側トランジスタＴ２０のゲート電圧が接地電位になるため、該下流側トランジスタＴ２０がオフされることとなる。よって、この場合には、リニアソレノイドＬｏの他端（ＰＣＶ−）と抵抗Ｒ２との間の通電経路が強制的に遮断されることとなる。
【００４８】
また、電流検出回路２は、直流電源からリニアソレノイドへの通電経路における下流側トランジスタＴ２０のソースと接地電位（つまり直流電源負極）との間に通電経路の一部として設置された電流検出用の抵抗Ｒ２と、抵抗Ｒ２の接地電位側とは反対側の端部（つまり下流側トランジスタＴ２０のソース）に一端が接続された抵抗Ｒ３と、その抵抗Ｒ３の他端と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ４と、抵抗Ｒ３，Ｒ４同士の接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続されたオペアンプＯＰ１と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子（−端子）と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ５と、オペアンプＯＰ１の反転入力端子と出力端子との間に接続された抵抗Ｒ６と、オペアンプＯＰ１の出力端子と接地電位との間に接続された抵抗Ｒ７と、抵抗Ｒ６，Ｒ７同士とオペアンプＯＰ１の出力端子との接続点に一端が接続され、他端が偏差積分回路６を構成するコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に接続された抵抗Ｒ８とから構成されている。
【００４９】
そして、この電流検出回路２では、リニアソレノイドＬｏに流れる負荷電流と同じ電流が電流検出用の抵抗Ｒ２に流れ、その電流値に比例した電圧Ｖｉが、オペアンプＯＰ１の出力端子から抵抗Ｒ８を介して、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の一端へ出力される。尚、電流検出回路２は本発明の電流検出手段に相当し、マイコン３は本発明の通電制御手段及び判定手段に相当する。
【００５０】
一方、受信回路５は、一定の電源電圧ＶＯＭ（本例では５Ｖ）にエミッタが接続されたＰＮＰトランジスタＴ１と、トランジスタＴ１のエミッタとベースとの間に接続された抵抗Ｒ９と、マイコン３における駆動信号PCVDの出力端子（出力ポート）とトランジスタＴ１のベースとの間に接続された抵抗Ｒ１０と、トランジスタＴ１のコレクタと接地電位との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ１１，Ｒ１２と、エミッタが電源電圧ＶＯＭに接続され、コレクタがトランジスタＴ１のベースに接続されたトランジスタＴ５とから構成されている。そして、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点が、偏差積分回路６を構成する抵抗Ｒ１のコンデンサＣ１とは反対側の端部に接続されている。
【００５１】
この受信回路５では、リニアソレノイドＬｏへの通常の通電制御中は、マイコン３からトランジスタＴ５へHighレベルのＣＰＵフェイルセーフ信号CPUFが出力されると共に、トランジスタＴ１が、マイコン３からの駆動信号PCVDを受けてオン・オフする。つまり、トランジスタＴ１は、駆動信号PCVDがLow レベル（接地電位）の時にオンし、駆動信号PCVDがHighレベル（電源電圧ＶＯＭ）の時にオフする。そして、トランジスタＴ１がオンした時には、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤが、電源電圧ＶＯＭを抵抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した値となり、トランジスタＴ１がオフした時には、上記電圧ＶＤが０Ｖとなる。よって、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤは、マイコン３からの駆動信号PCVDを反転させた波形のパルス信号となり、このような電圧ＶＤが、偏差積分回路６の抵抗Ｒ１の一端に印加される。
【００５２】
尚、ＣＰＵフェイルセーフ信号CPUFは、マイコン３自身が内部に備えるＣＰＵの動作を監視してその状態に基づくレベルの信号が出力されるものであり、ＣＰＵの正常動作中は常時Highレベルの信号となってトランジスタＴ５はオフする。一方、ＣＰＵに異常が生じたときはLow レベルの信号となり、トランジスタＴ５をオンする。これにより、トランジスタＴ１のベースとエミッタがほぼ同電位となって該トランジスタＴ１はオフし、偏差積分回路６への電圧ＶＤは０Ｖとなる。
【００５３】
また、制御回路７は、偏差積分回路６の抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１との接続点に非反転入力端子（＋端子）が接続され、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１とは反対側の端部に反転入力端子（−端子）が接続されたコンパレータＣＭＰ１と、そのコンパレータＣＭＰ１の出力端子と上記電源電圧ＶＯＭとの間に接続されたプルアップ用の抵抗Ｒ１３と、ベースがコンパレータＣＭＰ１の出力端子に接続され、エミッタが接地電位に接続されたＮＰＮトランジスタＴ２と、そのトランジスタＴ２のコレクタとバッテリ電圧＋Ｂとの間に接続された抵抗Ｒ１４と、トランジスタＴ２のコレクタと上流側トランジスタＴ１０のゲートとの間に接続されて、そのトランジスタＴ２のコレクタの電圧を上流側トランジスタＴ１０のゲートへスイッチング信号として供給する抵抗Ｒ１５とから構成されている。
【００５４】
この制御回路７では、偏差積分回路６におけるコンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧（つまりコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側の電圧）が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路２側の電圧（つまりコンパレータＣＭＰ１の反転入力端子側の電圧）よりも高ければ、コンパレータＣＭＰ１の出力がHighレベルとなってトランジスタＴ２がオンし、上流側トランジスタＴ１０への駆動信号が該上流側トランジスタＴ１０をオンさせるLow レベル信号となる。逆に、上記コンデンサＣ１の抵抗Ｒ１側の電圧が、そのコンデンサＣ１の電流検出回路２側の電圧よりも低ければ、コンパレータＣＭＰ１の出力がLow レベルとなってトランジスタＴ２がオフし、上流側トランジスタＴ１０への駆動信号が該上流側トランジスタＴ１０をオフさせるHighレベル信号となる。
【００５５】
一方、上流側トランジスタＴ１０のドレインは、本駆動装置１０の出力端子ＰＣＶ＋を介してリニアソレノイドＬｏの一端と接続されるが、その出力端子ＰＣＶ＋及び上流側トランジスタＴ１０のドレインと接地電位との間には、アノードを接地電位側にして、リニアソレノイドＬｏに生じるフライバックエネルギーを吸収するためのダイオードＤ１が接続されている。
【００５６】
また、本駆動装置１０には、フェイルセーフ時又は通電ゼロ制御時に下流側トランジスタＴ２０をオフさせた際に発生するリニアソレノイドＬｏの逆起電力によるサージ電圧をクランプするための素子として、アノード同士の接続されたツェナーダイオードＺＤ１及びダイオードＤ２が設けられている。そして、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードが、下流側トランジスタＴ２０のドレイン及び出力端子ＰＣＶ−に接続され、ダイオードＤ２のカソードが、下流側トランジスタＴ２０のゲートに接続されている。
【００５７】
更に、電流検出回路２から偏差積分回路６へ出力される、負荷電流値に比例した電圧値Ｖｉは、抵抗Ｒ２１及びコンデンサＣ２からなるフィルタ回路（高調波除去フィルタ）を介してＡ／Ｄ変換器４へ入力され、ここでリニアソレノイドＬｏの負荷電流を表す実電流データに変換されてマイコン３へ出力される。
【００５８】
尚、上流側トランジスタＴ１０のゲートとドレインとの間に接続されたコンデンサＣ３は、ラジオノイズ対策用に設けたものである。また、電流検出回路２からの電圧値Ｖｉが何らかの原因で所定の電圧値以上（本実施形態では５Ｖ以上）に上昇してＡ／Ｄ変換器４に入力されると、Ａ／Ｄ変換器４が正常に動作しなくなる（例えばラッチアップする）おそれがある。そのため、抵抗Ｒ８と抵抗Ｒ２１との接続点をダイオードＤ３を介して電源電圧ＶＯＭ（＋５Ｖ）に接続することにより、Ａ／Ｄ変換器４への入力電圧が所定の電圧値を超えないようにしている。
【００５９】
このような誘導性負荷駆動装置１０では、リニアソレノイドＬｏの目標電流に対応するデューティ比を有したマイコン３からの駆動信号PCVDが受信回路５により受信され、偏差積分回路６が、その受信回路５からのパルス信号（具体的には、上記抵抗Ｒ１１，Ｒ１２同士の接続点の電圧ＶＤ）と、電流検出回路２により検出される検出電流（具体的には、上記オペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ）とに基づいて、充放電動作する。そして、偏差積分回路６のコンデンサＣ１の充電電圧の極性は、駆動信号PCVDと同じ周期で反転すると共に、そのデューティ比は目標電流と検出電流との偏差に対応した値となり、このようなコンデンサＣ１の充電電圧の極性に応じて、制御回路７が上流側トランジスタＴ１０をオン・オフ制御する。これにより、リニアソレノイドＬｏへの通電が断続されると共に、その断続によって流れる電流が、駆動信号PCVDのデューティ比に応じた目標値に制御される。
【００６０】
より具体的に説明すると、リニアソレノイドＬｏに流れる実電流値を示すオペアンプＯＰ１の出力電圧Ｖｉ（以下、電流検出値Ｖｉともいう）が、リニアソレノイドＬｏに流すべき目標電流値を示す上記電圧ＶＤ（以下、目標値ＶＤともいう）より小なら、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、リニアソレノイドＬｏのインダクタンス分と偏差積分回路６の時定数とによる遅延時間後に、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも大きい極性となる。これにより、コンパレータＣＭＰ１の出力がHighレベルとなって、トランジスタＴ２及び上流側トランジスタＴ１０がオンとなり、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が増加して、電流検出値Ｖｉも増大する。
【００６１】
そして、電流検出値Ｖｉが増大して目標値ＶＤよりも大きくなれば、コンデンサＣ１の充電電圧極性は、リニアソレノイドＬｏのインダクタンス分と偏差積分回路６の時定数とによる遅延時間後に、コンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子側が反転入力端子側よりも小さい極性となる。これにより、コンパレータＣＭＰ１の出力がLow レベルとなって、トランジスタＴ２及び上流側トランジスタＴ１０がオフとなり、リニアソレノイドＬｏに流れる電流が減少して電流検出値Ｖｉも減少する。
【００６２】
よって、図３における時刻ｔ４よりも左側に示すように、電流検出値Ｖｉ（オペアンプＯＰ１の出力）は、マイコン３からの駆動信号PCVDに対し所定の遅延時間を伴って目標値ＶＤに追従するように脈動することとなり、上流側トランジスタＴ１０は、リニアソレノイドＬｏに流れる電流がマイコン３からの駆動信号PCVDのデューティ比に応じた目標電流となるようなデューティ比のスイッチング信号により駆動される。
【００６３】
つまり、マイコン３が、ディーゼルエンジンの運転状態を表す各種信号（コモンレール６４内の燃料圧力，エンジン回転数，燃料噴射量など）を取り込むと共に、取り込んだ各種信号に基づいて、受信回路５へ、リニアソレノイドＬｏに流すべき目標電流に対応したデューティ比の駆動信号PCVDを出力する。また、マイコン３は、リニアソレノイドＬｏの通電経路の異常を検出していない通常時においては、前述のフェイルセーフ信号PCVFをLow レベルで出力し、下流側トランジスタＴ２０をオンする。そして、上記の動作が繰り返されることにより、リニアソレノイドＬｏへの通電電流がマイコン３からの駆動信号PCVDのデューティ比に対応した目標電流にフィードバック制御される。
【００６４】
本実施形態においては、駆動信号PCVDのデューティ比を例えば２０〜７０％の範囲で変化させることにより、負荷電流が１〜２Ａの範囲で変化するようにしている。そして、デューティ比を大きくして上限の７０％に近づけるほど、リニアソレノイドＬｏを流れる負荷電流が大きくなって（２Ａに近づいて）圧力制御弁６７の開弁量が増加し、コモンレール６４内の燃圧が増加することになる。
【００６５】
尚、本実施形態では、駆動信号PCVDがLow レベルのときに上流側トランジスタＴ１０がオンする。そのため、本実施形態における駆動信号PCVDのデューティ比とは、パルス状の駆動信号PCVDの１周期におけるLow レベル期間の割合を示すものである。つまり、駆動信号PCVDが常時Low レベルであればデューティ比１００％ということになり、逆に常時Highレベルであればデューティ比０％ということになる。
【００６６】
ところで、既に述べた通り、ディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムにおいては、リニアソレノイドＬｏの通常の通電制御中（つまり駆動信号PCVDによる上流側トランジスタＴ１０のデューティ制御中）に、例えばコモンレール６４内の燃料圧力が適正圧力に達した場合などのように、通電を一旦遮断（通電ゼロ制御）して圧力制御弁６７の開弁量を一時的に制限或いは閉弁する場合がある。
【００６７】
本実施形態では、この通電ゼロ制御を、従来のように駆動信号PCVDのデューティ比を０にして上流側トランジスタＴ１０をオフすることにより行うのではなく、上流側トランジスタＴ１０は任意のデューティ比にてデューティ駆動させつつ、下流側トランジスタＴ２０をオフさせることで実現する。即ち、本実施形態では、下流側トランジスタＴ２０の機能として、通電制御中であって通電経路に異常がない通常時はオン状態にし、通電経路に異常が生じたときはオフしてリニアソレノイドＬｏへの通電を遮断するといった従来のフェイルセーフ機能に加え、通常の通電制御中においても、負荷電流を０にする電流ゼロ制御時には、上流側トランジスタＴ１０の代わりにこの下流側トランジスタＴ２０をオフさせる制御機能も備えているのである。
【００６８】
そして、本実施形態では、電流検出回路２からの電流検出値Ｖｉに基づいて通電経路の異常検出を行っているが、上記のように通電ゼロ制御を下流側トランジスタＴ２０のオフにより実現することで、通電制御中における通電ゼロ制御がなされる間に、その下流側トランジスタＴ２０のオン故障を検出するようにしている。こういった通電経路の異常検出、及びリニアソレノイドＬｏの通電制御はいずれも、マイコン３が実行する。
【００６９】
図２は、マイコン３にて実行されるリニアソレノイド通電制御処理を表すフローチャートである。マイコン３では、ＣＰＵがＲＯＭ（図示略）からリニアソレノイド通電制御処理プログラムを読み出し、このプログラムに従って処理を実行する。このリニアソレノイド通電制御処理は、ＩＧスイッチのオン後、所定周期で継続して行われるものである。
【００７０】
この処理が開始されると、まずステップ（以下「Ｓ」と略す）１１０にて、カウンタ値Ｋ，Ｌを共にリセットし、続くＳ１２０にて目標コモンレール圧の設定を行う。これは、既述の通りマイコン３に入力される各種信号（コモンレール６４内の燃料圧力，エンジン回転数，燃料噴射量など）に基づいてコモンレール６４内にどの程度の圧力で燃料を蓄圧すべきかを設定するものである。
【００７１】
そして、Ｓ１３０にて、Ｓ１２０で設定されたコモンレール圧に対応した目標電流を演算する。つまり、ここでリニアソレノイドＬｏへ通電すべき目標電流が演算されるのである。
Ｓ１４０では、Ｓ１３０で演算された目標電流値が０ｍＡより大きいか否かが判定される。このとき、例えばＩＧスイッチのオン直後でまだエンジンを始動していない状態であったり、或いはエンジン始動後の通常制御中であってもリニアソレノイドＬｏへの通電を遮断する通電ゼロ制御時であるならば、Ｓ１３０では目標電流が０となるため、Ｓ２４０に移行するが、エンジン始動後の通常時（通電制御時）であって目標電流が０でない限り、Ｓ１４０で肯定判定されてＳ１５０に進む。
【００７２】
Ｓ１５０では、上流側トランジスタＴ１０がオン故障しているか否かが判定される。この判定は、後述するＳ２１０にてＯＮ（セット）されるオン故障フラグの有無により行い、オン故障していない正常状態であればＳ１６０へ進む。
このＳ１６０では、リニアソレノイドＬｏへ目標電流通りの負荷電流を流すために、目標電流に対応したデューティ比の駆動信号PCVDを出力して上流側トランジスタＴ１０をデューティ駆動すると共に、下流側トランジスタＴ２０をオン（つまりフェイルセーフ信号PCVFをLow レベル）にして、リニアソレノイドＬｏへの通電を行う。
【００７３】
そして、Ｓ１７０に移行して、電流検出回路２にて検出される実電流が０ｍＡより大きいか否か判定し、大きい場合は更にＳ１８０にて実電流が４Ａより小さいか否かを判定する。このＳ１７０及びＳ１８０の判定は即ち、通電経路が正常であるか否かを判定するもので、いずれも肯定判定された場合は、とりあえず正常であるものとみなされる。
【００７４】
しかしながら、実電流が４Ａ以上であってＳ１８０の判定処理にて否定判定された場合は、Ｓ１９０に進む。即ち、上記の通り本実施形態では、通電ゼロ制御時を除き、リニアソレノイドＬｏへの負荷電流が１〜２Ａとなるように制御している。この場合において実電流が４Ａ以上となる主な原因としては、デューティ駆動する上流側トランジスタＴ１０がオン故障して駆動信号PCVDに拘わらず常時オン状態になっていることが考えられる。
【００７５】
そこで本実施形態では、実電流が４Ａ以上となる状態が所定期間継続した場合は上流側トランジスタＴ１０のオン故障が発生したものと判定するようにしている。具体的には、Ｓ１９０にてカウンタ値Ｋをインクリメントし、続くＳ２００でそのカウンタ値Ｋが予め設定した比較値Ｋａを超えたか否か判定する。比較値Ｋａを超えていないときは、再びＳ１８０に戻り、以後同様の処理が繰り返されることになり、比較値Ｋａを超えたときは、Ｓ２１０に進み、上流側トランジスタＴ１０のオン故障フラグをセットする。これにより、上流側トランジスタＴ１０のオン故障が検出されたことになる。
【００７６】
尚、このようにカウンタを用いて一定期間経過後にオン故障と判定するようにしているのは、サージパルス等の外部要因により瞬間的に負荷電流が上昇した場合に、誤って上流側トランジスタＴ１０のオン故障と判定しないようにするためである。また、Ｓ１８０の判定基準となる電流値である４Ａは、本発明の通電電流しきい値に相当するものである。
【００７７】
このＳ２１０の処理により上流側トランジスタＴ１０のオン故障フラグがセットされると、以後これがＯＦＦ（リセット）されるまでは、Ｓ１５０の判定処理では肯定判定されてＳ２２０に移行し、下流側トランジスタＴ２０によるオープンループデューティ制御が実行されることになる。尚、ここでいうオープンループデューティ制御とは、リニアソレノイドＬｏに実際に流れる電流をフィードバックしない通電制御をいう。
【００７８】
具体的には、トランジスタＴ４へのフェイルセーフ信号PCVFとして、本来受信回路５へ出力されるべき駆動信号PCVDが出力されるのである。尚、この場合のフェイルセーフ信号PCVF（目標電流に対応したデューティ比）が、本発明（請求項４）の駆動信号に相当する。
【００７９】
つまり、上流側トランジスタＴ１０がオン故障したことにより通常の通電制御はできないため、代わりに下流側トランジスタＴ２０をデューティ駆動させることにより、上流側トランジスタＴ１０がオン故障中であってもできるだけ車両走行を継続できるようにしているのである。
【００８０】
また、Ｓ１６０による駆動信号PCVD出力後、リニアソレノイドＬｏへ電流が流れないことにより、Ｓ１７０にて否定判定された場合は、Ｓ２３０に進み、上流側トランジスタＴ１０又は下流側トランジスタＴ２０少なくとも一方がオフ故障したことを示すオフ故障フラグをセットする。つまり、駆動信号PCVDを出力したにも拘わらず実電流が０となる主な原因としては、上記いずれかのトランジスタのオフ故障が考えられる。そのため、Ｓ２３０にてオフ故障フラグをセットするようにしており、これにより両トランジスタの少なくとも一方のオフ故障が検出されたことになる。
【００８１】
一方、例えばＩＧスイッチのオン直後でまだエンジンを始動していない状態であったり、或いはエンジン始動後の通常制御中であってもリニアソレノイドＬｏへの通電を遮断する通電ゼロ制御時であるならば、Ｓ１３０により目標電流が０との演算結果が得られ、その場合、Ｓ１４０では否定判定されてＳ２４０に進むことになる。
【００８２】
Ｓ２４０では、上流側トランジスタＴ１０がオン故障しているか否かが判定され、既述のＳ２１０の処理にてオン故障フラグがセットされているならば、Ｓ３２０に移行して下流側トランジスタＴ２０をオフする。つまり、Highレベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることになる。
【００８３】
上流側トランジスタＴ１０が正常である場合はＳ２４０で否定判定されてＳ２５０に進み、下流側トランジスタＴ２０がオン故障しているか否かが判定される。このとき、後述するＳ３００の処理にて下流側トランジスタＴ２０のオン故障フラグがセットになっているならば肯定判定されてＳ３１０に進み、上流側トランジスタＴ１０をオフする。つまり、Highレベルの駆動信号PCVDが出力されることになる。
【００８４】
つまり、下流側トランジスタＴ２０がオン故障の場合に目標電流が０のときは、下流側トランジスタＴ２０をオフさせて通電を遮断するという通常の制御ができないため、代わりにデューティ比０の駆動信号PCVDを出力して上流側トランジスタＴ１０をオフさせることにより、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断するようにしているのである。この場合のデューティ比０の駆動信号PCVDは、本発明の駆動信停止信号に相当する。
【００８５】
また、下流側トランジスタＴ２０も正常であってＳ２５０で否定判定された場合は、Ｓ２６０に移行し、リニアソレノイドＬｏへの通電を遮断する通電ゼロ制御を実行する。具体的には、上流側トランジスタＴ１０については任意のデューティ比（本実施形態では例えば最小値である２０％）の駆動信号PCVDによりデューティ駆動を継続させると共に、Highレベルのフェイルセーフ信号PCVFを出力して下流側トランジスタＴ２０をオフさせることにより、通電ゼロ制御を実行する。尚、このときのフェイルセーフ信号PCVF（Highレベル信号）が本発明の通電オフ信号に相当する。
【００８６】
つまり、従来のように下流側トランジスタＴ２０をオンに保持したまま上流側トランジスタＴ１０をオフする（デューティ比０でデューティ駆動する）のではなく、本実施形態では、目標電流が０であっても上流側トランジスタＴ１０は任意のデューティ比にてデューティ駆動させて、下流側トランジスタＴ２０をオフさせるのである。
【００８７】
そして、続くＳ２７０にて実電流が０ｍＡより大きいか否かを判定する。このとき、下流側トランジスタＴ２０が正常であれば、該下流側トランジスタＴ２０はオフしてリニアソレノイドＬｏには電流が流れないため、その場合は、下流側トランジスタＴ２０は正常であるものとして、Ｓ２７０では否定判定されることになる。
【００８８】
しかしながら、下流側トランジスタＴ２０がオン故障すると、上記のようにHighレベルのフェイルセーフ信号PCVFを出力して該下流側トランジスタＴ２０のゲート電位を接地電位にしても、ゲート電位に関係なく（つまりフェイルセーフ信号PCVFに関係なく）下流側トランジスタＴ２０はオン状態となるため、実電流は０にはならず、Ｓ２７０で肯定判定されることになる。
【００８９】
その場合は、Ｓ２８０に移行してカウンタ値Ｌをインクリメントし、続くＳ２９０にてカウンタ値Ｌが予め設定した比較値Ｌａより大きいか否かを判定する。そして、比較値Ｌａより小さい間は再びＳ２７０に戻って以後同様の処理が繰り返されることになるが、比較値Ｌａを超えた場合は、Ｓ３００に進んで、下流側トランジスタＴ２０のオン故障フラグをセットする。
【００９０】
尚、Ｓ２８０，Ｓ２９０の処理によって、実電流が０より大きい状態が所定期間継続した場合に下流側トランジスタＴ２０のオン故障を判定するようにしたのは、既述の上流側トランジスタＴ１０のオン故障判定の際におけるＳ１９０，Ｓ２００の処理を行うようにした理由と同じである。
【００９１】
以上説明した本実施形態の誘導性負荷駆動装置１０における、リニアソレノイドＬｏの通電経路に異常が生じた場合の動作例について、図３〜図５に基づいて説明する。
（１）下流側トランジスタＴ２０がオン故障した場合
図３は、下流側トランジスタＴ２０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。図示の如く、目標電流が１Ａに設定されている（つまり図２におけるＳ１３０で１Ａと演算される）ときは、その目標電流１Ａに対応したデューティ比（本例では２０％）の駆動信号PCVDが出力されると共に、Low レベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることにより、上流側トランジスタＴ１０は上記デューティ比に応じてデューティ駆動し、下流側トランジスタＴ２０はオン状態に保持される。
【００９２】
このとき、時刻ｔ１で下流側トランジスタＴ２０のオン故障が発生すると、目標電流が１Ａの間はその異常を検出できないが、時刻ｔ２で目標電流が０の通電ゼロ制御になると、上流側トランジスタＴ１０は引き続き最小デューティ比（ここでは２０％）でデューティ駆動しつつ、フェイルセーフ信号PCVFをHighレベルにすることで、下流側トランジスタＴ２０をオフさせるようにする。
【００９３】
そのため、下流側トランジスタＴ２０が正常であれば、該下流側トランジスタＴ２０は時刻ｔ３にてオフする（Ｔ２０の破線部参照）のだが、本例では時刻ｔ１にてすでに下流側トランジスタＴ２０のオン故障が発生しているため、通電オフ信号としてのHighレベルのフェイルセーフ信号PCVFを出力しても、下流側トランジスタＴ２０はオンしたままの状態となる。そのため、リニアソレノイドＬｏの実電流も、本来なら時刻ｔ３以降は減少して通電停止となるはずであるが、下流側トランジスタＴ２０のオン故障により、時刻ｔ３以降も引き続き通電が継続されてしまう。
【００９４】
そこで本実施形態では、この状態をマイコン３が検知し、時刻ｔ３から所定期間（本例では時刻ｔ４までの間）通電が継続された場合に、下流側トランジスタＴ２０のオン故障を判定する（図２のＳ３００）。そして、下流側トランジスタＴ２０のオン故障が判定された時刻ｔ４にて、上流側トランジスタＴ１０をオフさせる駆動停止信号（Highレベルの駆動信号PCVD）を出力する（図２のＳ３１０）。これにより、時刻ｔ４以降はリニアソレノイドＬｏへの通電が停止することになる。
【００９５】
尚、図２のＳ２７０〜Ｓ２９０の処理によってカウント値Ｌが１からＬａまでインクリメントされるのに要する期間が、図３における時刻ｔ３〜ｔ４までの期間に該当する。
（２）上流側トランジスタＴ１０がオフ故障した場合
図４は、上流側トランジスタＴ１０がオフ故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。図示の如く、目標電流が１Ａに設定されている（つまり図２におけるＳ１３０で１Ａと演算される）ときは、その目標電流１Ａに対応したデューティ比（２０％）の駆動信号PCVDが出力されると共に、Low レベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることにより、上流側トランジスタＴ１０は上記デューティ比に応じてデューティ駆動し、下流側トランジスタＴ２０はオン状態に保持される。
【００９６】
このとき、時刻ｔ１で上流側トランジスタＴ１０のオフ故障が発生すると、その時点でリニアソレノイドＬｏへの通電が遮断されてしまい、それをもってマイコン３は上流側トランジスタＴ１０又は下流側トランジスタＴ２０の少なくとも一方がオフ故障したものと判定する（図２のＳ２３０）。そのため、時刻ｔ１からわずかに遅延した時刻ｔ２にて、本来なら再びＴ１０がオンして実電流が上昇していく（図中破線部参照）はずであるが、上流側トランジスタＴ１０のオフ故障により、該上流側トランジスタＴ１０はオンせず実電流も減少し、通電停止状態となってしまう。
【００９７】
尚、図２では省略したが、本実施形態では、Ｓ２３０によるオフ故障判定がなされた後（図４の時刻ｔ１以後）は、図４に示すように、所定期間経過後に駆動信号PCVD及びフェイルセーフ信号PCVFを共にHighレベルとするフェイルセーフをかけるようにしている。即ち、オフ故障により電流が流れなくなってはいるのだが、念のため、各トランジスタＴ１０，Ｔ１１がオフする方向のフェイルセーフをかけるのである。
【００９８】
（３）上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合
図５は、上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。図示の如く、目標電流が１Ａに設定されているときは、その目標電流１Ａに対応したデューティ比（２０％）の駆動信号PCVDが出力されると共に、Low レベルのフェイルセーフ信号PCVFが出力されることにより、上流側トランジスタＴ１０は上記デューティ比に応じてデューティ駆動し、下流側トランジスタＴ２０はオン状態に保持される。
【００９９】
このとき、時刻ｔ１で上流側トランジスタＴ１０のオン故障が発生すると、駆動信号PCVDに拘わらず上流側トランジスタＴ１０はオン状態となるため、実電流は増加して通電電流しきい値である４Ａを超えてしまう。そして、この状態が所定期間継続して時刻ｔ３になると、マイコン３にて上流側トランジスタＴ１０のオン故障が判定される（図２のＳ２１０）。
【０１００】
そのため、時刻ｔ３以降は、図２のＳ１５０で肯定判定されてＳ２２０の処理、即ち下流側トランジスタＴ２０によるオープンループデューティ制御が開始される。これにより、時刻ｔ３以降は再び実電流が低下して正常な値に復帰することになる。
【０１０１】
尚、この場合も、オン故障した上流側トランジスタＴ１０への駆動信号PCVDは、念のため上流側トランジスタＴ１０をオフさせるためのHighレベルの信号を出力するフェイルセーフを行うようにしている。
従って、本実施形態の誘導性負荷駆動装置１０によれば、通電制御中における通電ゼロ制御を、上流側トランジスタＴ１０は０以外の任意のデューティ比にてデューティ駆動させつつ下流側トランジスタＴ２０をオフすることにより実現しており、そのときのリニアソレノイドＬｏの通電状態に基づいて、通電経路の異常を判定するようにしているため、通電制御中、上流側トランジスタＴ１０のオン故障を検出できるのはもちろん、通電ゼロ制御時であれば下流側トランジスタＴ２０のオン故障も検出することができ、信頼性の高い誘導性負荷駆動装置の提供が可能となると共に、車両の運転者等がその異常により迅速に対処することが可能となる。
【０１０２】
また、本実施形態では、下流側トランジスタＴ２０のオン故障発生後は、その代替として上流側トランジスタＴ１０をオフさせることにより通電ゼロ制御を行うようにしている。逆に、上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合には、その代替として、下流側トランジスタＴ２０によるオープンループデューティ制御を行うようにしている。そのため、下流側トランジスタＴ２０のオン故障又は上流側トランジスタＴ１０のオン故障が発生しても、引き続きリニアソレノイドＬｏを正常に駆動させることが可能となる。
【０１０３】
しかも、本実施形態では、オン故障或いはオフ故障といった異常が発生したトランジスタについては、異常判定後はフェイルセーフのために該トランジスタがオフするような駆動信号PCVD（或いはフェイルセーフ信号PCVF）を出力するようにしているため、異常発生時のフェイルセーフ処理がより確実な駆動装置の提供が可能となる。
【０１０４】
ここで、上記実施形態において、ポンプ６６は本発明の燃料圧縮手段に相当し、コモンレール６４は本発明の蓄圧器に相当する。また、図２のリニアソレノイド通電制御処理において、Ｓ１７０〜Ｓ２１０及びＳ２３０の各処理と、Ｓ２７０〜Ｓ３００の各処理は、いずれも本発明の判定手段が実行する処理に相当し、同じく図２において、Ｓ１６０，Ｓ２２０，Ｓ２６０及びＳ３１０の各処理はいずれも、本発明の通電制御手段が実行する処理に相当する。
【０１０５】
尚、本発明の実施の形態は、上記実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の技術的範囲に属する限り種々の形態を採り得ることはいうまでもない。
例えば、上記実施形態では、直流電源からリニアソレノイドＬｏへの通電経路におけるリニアソレノイドＬｏと直流電源正極側との間に上流側トランジスタＴ１０を設け、リニアソレノイドＬｏと直流電源負極側との間に下流側トランジスタＴ２０を設けた構成としたが、両トランジスタの配置はこれに限定されず、リニアソレノイドＬｏを正常に駆動できる限り種々の配置形態が考えられる。
【０１０６】
具体的には、例えば上流側トランジスタＴ１０と下流側トランジスタＴ２０の機能を相互に入れ替えて、上流側トランジスタＴ１０をフェイルセーフ用スイッチング素子、下流側トランジスタＴ２０をデューティ駆動用スイッチング素子として構成してもいいし、また例えば、デューティ駆動用トランジスタ及びフェイルセーフ用トランジスタを共に、リニアソレノイドＬｏと直流電源正極側との間（或いはリニアソレノイドＬｏと直流電源負極側との間）に直列配置するようにしてもいい。
【０１０７】
また、電流検出用の抵抗Ｒ２についても、図１に示した位置に限らず、リニアソレノイドＬｏへの負荷電流を検出できる限り、通電経路上の任意の位置に配置できる。
また、上記実施形態では、通電ゼロ制御時の上流側トランジスタＴ１０のデューティ比として最小値の２０％を採用したが、これに限らないことはいうまでもなく、下流側トランジスタＴ２０がオン状態のときにデューティ駆動させて実電流を検出し得る限り、任意のデューティ比を設定できる。
【０１０８】
更に、上記実施形態では、上流側トランジスタＴ１０のオン故障時に実行される下流側トランジスタＴ２０によるデューティ制御を、電流検出回路２からの実電流値に基づくフィードバック制御がなされないオープンループデューティ制御としたが、このようなオープンループ制御だと、当然ながら上流側トランジスタＴ１０正常時の正規の電流フィードバック制御に比べると通電制御の精度は低下する可能性がある。そのため、上流側トランジスタＴ１０のオン故障時に、例えばマイコン３がＡ／Ｄ変換器４から電流フィードバック値（Ｖｉ）を取り込んで、その値に基づくフィードバック演算を行って、駆動信号としてのフェイルセーフ信号PCVFを出力して下流側トランジスタＴ２０をデューティ駆動させるようにしてもよい。このようにすれば、通常制御時と遜色のない精度で通電制御を行うことが可能となる。
【０１０９】
更にまた、上記実施形態では、本発明の誘導性負荷駆動装置をディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムに適用した場合について説明したが、これに限らず、例えばインジェクタからガソリンを直接噴射するガソリン直噴システムにおいても適用できるなど、通常の通電制御中に目標電流を０にする通電ゼロ制御が行われるものである限り、種々の応用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施形態の誘導性負荷駆動装置全体の概略構成を表す構成図である。
【図２】誘導性負荷駆動装置内のマイコンが実行するリニアソレノイド通電制御処理を示すフローチャートである。
【図３】下流側トランジスタＴ２０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。
【図４】上流側トランジスタＴ１０がオフ故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。
【図５】上流側トランジスタＴ１０がオン故障した場合の動作例を表すタイムチャートである。
【図６】ディーゼルエンジンのコモンレール式燃料噴射システムの概略構成を表すブロック図である。
【符号の説明】
２…電流検出回路、３…マイコン、４…Ａ／Ｄ変換器、５…受信回路、６…偏差積分回路、７…制御回路、８…電流リミッタ回路、１０…誘導性負荷駆動装置、６０…駆動装置、６１…燃料タンク、６２…サプライポンプ、６３…燃料供給経路、６４…コモンレール、６６…ポンプ、６７…圧力制御弁、Ｃ１〜Ｃ３…コンデンサ、ＣＭＰ１…コンパレータ、Ｄ１〜Ｄ３…ダイオード、Ｌｏ…リニアソレノイド、ＯＰ１…オペアンプ、Ｒ１〜Ｒ１５，Ｒ２１〜Ｒ２３，Ｒ２６〜Ｒ２８…抵抗、Ｔ１，Ｔ３，Ｔ５…ＰＮＰトランジスタ、Ｔ２，Ｔ４…ＮＰＮトランジスタ、Ｔ１０…ＰチャネルＭＯＳトランジスタ（上流側トランジスタ）、Ｔ２０…ＮチャネルＭＯＳトランジスタ（下流側トランジスタ）、ＺＤ１…ツェナーダイオード[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an inductive load driving device that duty-controls energization of an inductive load such as an electromagnetic solenoid, and a method of detecting an abnormality in an energizing path of the inductive load driving device.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, as a drive device of an inductive load such as a linear solenoid, for example, a current actually flowing through an inductive load is detected, and the detected actual current is used as a control signal (duty ratio is controlled by a microcomputer). There is known a device that performs feedback control of a current supplied to an inductive load so as to be equal to a value (a target current value) corresponding to the current signal.
[0003]
As this type of inductive load driving device, for example, as shown in FIG. 6, in a common rail type fuel injection system of a diesel engine mounted on a vehicle, a linear solenoid used for controlling a fuel pressure in a common rail 64 is used. There is a driving device 60 for driving. In the common rail type fuel injection system shown in FIG. 6, a supply pump 62 mainly including a pump 66 and a pressure control valve (PCV) 67 is provided in a fuel supply path 63 from a fuel tank 61 to a common rail 64. The opening amount of the pressure control valve 67 is controlled by a linear solenoid (not shown) of the pressure control valve 67. As a result, an appropriate amount of fuel is discharged to the common rail 64 side to appropriately control the fuel pressure in the common rail 64. Then, the high-pressure fuel in the common rail 64 is injected into each cylinder of the diesel engine via an injector (not shown) at a predetermined timing.
[0004]
The driving device 60 captures various signals necessary for controlling the fuel pressure in the common rail 64, such as the fuel pressure in the common rail 64, the engine speed, and the fuel injection amount, and performs a linear solenoid operation based on the captured signals. The target current to be supplied to the linear solenoid is calculated, and the current flowing through the linear solenoid is controlled to be the same as the target current.
[0005]
As a specific configuration of the driving device 60, for example, on the current supply path from the DC power supply to the linear solenoid, a switching transistor is provided on the upstream side (DC power supply positive side) and downstream side (DC power supply negative side) of the linear solenoid. A configuration in which the upstream transistor is constantly turned on and the downstream transistor is duty-controlled, and during energization, when an abnormality occurs in the energization path, the upstream transistor is turned off and fail-safe operation is performed. Are known.
[0006]
That is, the actual current flowing through the linear solenoid is fed back to a microcomputer (hereinafter abbreviated as “microcomputer”) in the drive device 60, and the microcomputer turns on / off the energization of the linear solenoid to the downstream transistor. A power supply control for outputting a signal and setting the duty ratio of the drive signal according to the difference between the actual current value and the target current value is performed, and while the power supply control is performed normally, the upstream transistor is turned on. The on-state is maintained.
[0007]
By the way, in the driving device 60 configured as described above, for example, when the downstream transistor is internally short-circuited and an on-failure that is always on regardless of the driving signal from the microcomputer occurs, the linear solenoid can be normally driven. become unable. Further, for example, when an ON failure occurs in the upstream transistor, it is not possible to apply a fail-safe function that shuts off the power supply to the linear solenoid when the power supply path is abnormal. Further, for example, even if an off-failure occurs in which each of the transistors is always off, the linear solenoid cannot be normally driven normally.
[0008]
Therefore, conventionally, occurrence of an abnormality has been detected for various abnormalities in the current path such as an ON fault / OFF fault of each transistor or disconnection or short circuit of the current path. As a specific method for detecting such an abnormality, a linear solenoid such as at the time of energization control of a linear solenoid or immediately after an ignition key switch (hereinafter abbreviated as “IG switch”) provided in the vehicle is turned on (when the engine is not operating). There is known a method of detecting a current flowing in a current-carrying path when power is not supplied to the power-supply control and detecting an abnormality in the current-carrying path based on the detection result (for example, see Patent Document 1).
[0009]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Publication No. 6-94831 (pages 3 and 4, Fig. 3 and Fig. 5)
[0010]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the drive device 60 configured to perform the above-described energization control, that is, energization control that performs duty control of one (downstream side) transistor and maintains the other (upstream side) transistor in an ON state. Is controlled such that the upstream transistor is always in the ON state during the energization control, so that the ON failure cannot be detected during the energization control.
[0011]
That is, the ON failure can be detected only when the power is not supplied. Specifically, for example, immediately after the IG switch is turned on and before the energization control is started, the downstream transistor is turned on and the upstream transistor is turned off to detect the energization current. At this time, if the upstream transistor is normal, the energizing current is zero, but if an ON failure has occurred, a current that should not flow is detected, and the ON failure of the upstream transistor occurs. Will be detected.
[0012]
Therefore, even if the ON-side failure of the upstream transistor occurs during traveling of the vehicle, the traveling is not detected during traveling (that is, during energization control), and the traveling is continued as it is. After stopping the traveling, for example, immediately after the IG switch is turned on again (but before the engine is started), the ON failure is detected.
[0013]
As described above, even if the ON failure of the upstream transistor occurs, if the energization control is continued without being detected, and if the downstream transistor further fails, the upstream transistor is already disconnected at that time. Since it is in a state where the fail-safe to turn off cannot be applied, the current flowing through the linear solenoid increases, and the driving device 60 may be broken.
[0014]
For this reason, it is required that the ON failure of both the downstream transistor and the upstream transistor can be detected even when the energization control of the linear solenoid is being performed.
The present invention has been made in view of the above problems, and two switching elements are provided in series on an energizing path from a DC power supply to an inductive load, and the on / off of each switching element is controlled to control the inductive load. In an inductive load drive device configured to control energization, an object is to enable detection of an ON failure of each switching element even during energization control.
[0015]
Means for Solving the Problems and Effects of the Invention
The inventor of the present application considers that the energization of the linear solenoid in the above-described common rail fuel injection system (see FIG. 6) may be performed not only when the energization control is not performed, such as immediately after the IG switch is turned on, but also when the energization is not performed. It has been noted that even during energization control of the inductive load, there is a zero energization control in which the energization current is temporarily controlled to 0 (in other words, the target current is set to 0) during the control.
[0016]
Specifically, there is a case where the fuel pressure in the common rail 64 reaches an appropriate pressure, the pressure control valve 67 is closed to stop fuel pumping, and the like. The inventor of the present application has devised that an abnormality (on failure) of the upstream transistor that is turned on during the energization control is detected using the zero energization control.
[0017]
That is, in the abnormality detection method according to claim 1 which has been made to solve the above-described problem, two switching elements are provided in series on an energization path from a DC power supply to an inductive load, and one of the switching elements is provided. And a switching element for duty driving that is turned on and off by a driving signal having a duty ratio corresponding to a target current to be supplied to the inductive load, and the other is in an on state during the on / off control. However, in the inductive load driving device configured as a fail-safe switching element that turns off the power supply to the inductive load when an abnormality occurs in the power supply path during the on / off control, the power supply path has an abnormality. Is a method of detecting
[0018]
According to the present invention (claim 1), during the on / off control, the duty driving switching element is duty-driven (on / off) at an arbitrary duty ratio other than 0 during the zero-energization control in which the target current is 0. By controlling the fail-safe switching element to be turned off, the control is performed such that the inductive load is turned off. If the inductive load does not enter the non-energized state during the energization zero control, it is determined that an abnormality has occurred in the energized path.
[0019]
That is, conventionally, the energization control (on / off control) according to the target current is performed only by the duty driving switching element. Therefore, the duty driving switching element is turned off (duty ratio is 0) at the time of zero energization control. However, in the present invention, the duty driving switching element is duty-driven at an arbitrary duty ratio even during the zero power control, and the fail-safe switching element is used instead. By turning it off, the conduction current is controlled to zero.
[0020]
At this time, if the energization path is normal, the inductive load should be in a non-energized state during the zero energization control, and conversely, an abnormality in the energization path such as, for example, an on failure of the fail-safe switching element occurs. If it is, the non-energized state does not occur even during the energization zero control, and a current corresponding to the drive signal (arbitrary duty ratio) to the duty driving switching element flows.
[0021]
Therefore, by checking whether or not the inductive load is de-energized during the zero-energization control, it is possible to detect an abnormality in the energization path such as an ON failure of the fail-safe switching element.
Here, the duty ratio does not simply mean, for example, only the ratio of the pulse width (High level period) in one cycle of the pulse-shaped drive signal, but the ratio of the on period in the cycle in which the switching element repeatedly turns on and off. Is meant. That is, for example, a drive signal having a duty ratio of 0 does not simply mean that the pulse width is 0 (always low level), but means a drive signal in which the switching element is turned off.
[0022]
Therefore, for a drive signal that drives a switching element that is turned on by a low-level drive signal, for example, the off period becomes longer as the pulse width of the drive signal becomes larger. The ratio of the low level period is the duty ratio, and the state where the drive signal is always at the high level is the duty ratio 0.
[0023]
It should be noted that the abnormality detection when the duty driving switching element has an ON failure can be easily realized by checking whether or not the energization according to the duty ratio of the drive signal is performed during the normal energization control. Yes, it has already been done.
[0024]
The arrangement of the two switching elements on the energization path can be determined arbitrarily as long as the arrangement of the switching elements is connected in series. And the other is provided on the negative side of the DC power supply of the inductive load. Further, for example, both of the two switching elements may be arranged on the positive side of the DC power supply (or the negative side of the DC power supply) of the inductive load.
[0025]
Therefore, according to the abnormality detection method of the present invention (claim 1), the fail-safe switching element is configured to perform the energizing zero control during the energizing control while the duty driving switching element is duty-driven at an arbitrary duty ratio other than 0. Is turned off, and an abnormality in the energizing path is determined based on the energizing state of the inductive load at that time. Of course, the ON failure of the fail-safe switching element can be detected during the zero-energization control.
[0026]
Next, an inductive load driving device according to a second aspect is a device in which the abnormality detection method according to the first aspect is realized, wherein a duty driving switching element is provided on a current supply path from the DC power supply to the inductive load. And a fail-safe switching element are connected in series.The energization control means controls the load current to a target current by turning on / off the duty-driving switching element, and switches the fail-safe switching element to It turns on during the on / off control, but turns off to cut off the power supply to the inductive load when an abnormality occurs in the energizing path during the on / off control. The current detecting means detects the load current flowing through the inductive load, and the determining means determines whether or not the energization path is normal based on the detection result.
[0027]
According to the second aspect of the present invention, the energization control means outputs a drive signal having an arbitrary duty ratio other than 0 to perform duty driving of the duty driving switching element during the energization zero control in which the target current is 0. By outputting an energization off signal for turning off the fail-safe switching element, the inductive load is controlled to be in a non-energized state. If the inductive load does not enter the non-energized state during the zero-energization control, the determining means determines that an abnormality has occurred in the energized path.
[0028]
Therefore, according to the inductive load driving device according to the second aspect, it is possible to detect the ON failure of the duty driving switching element during energization control, and to turn on the fail-safe switching element during energization zero control. Failure can also be detected, and a highly reliable inductive load driving device can be provided.
[0029]
By the way, for example, when an ON failure of the fail-safe switching element occurs, the energization to the inductive load is continued even during the zero energization control, that is, when the energization to the inductive load should be cut off. It is, of course, not a preferable state that the energization is continued. Specifically, for example, in the common rail fuel injection system of a diesel engine described in the related art, when the energization of the linear solenoid constituting the pressure control valve 67 should be stopped (zero energization control), the abnormality of the energization path ( If energization is continued due to, for example, an ON failure of the upstream transistor, the fuel pressure in the common rail 64 exceeds a desired pressure, and there is a possibility that appropriate fuel injection cannot be performed.
[0030]
Therefore, when the inductive load does not enter the non-energized state during the zero-energization control and the determination unit determines that an abnormality has occurred, the energization control unit may include the duty driving switching element. By outputting a drive stop signal for turning off the power supply, it is preferable to perform the energization zero control.
[0031]
In other words, when the energization zero control is performed, if the energization off signal is output to turn off the fail-safe switching element and the energization off signal is not output, the duty driving switching element is turned off to make the non-energization state. is there.
Therefore, according to the inductive load driving device according to the third aspect, even if an abnormality occurs in which the non-energized state does not occur due to, for example, an ON failure of the fail-safe switching element at the time of zero energization control, the duty driving switching element is used as an alternative. By turning off and performing the energization zero control, it is possible to continuously drive the inductive load normally.
[0032]
Here, as the abnormality of the energization path, in addition to the ON failure of the fail-safe switching element as described above, for example, the duty driving switching element may also fail. At this time, by turning off the fail-safe switching element and stopping energization to the inductive load as in the conventional case, the minimum fail-safe can be applied, but simply turning off the fail-safe switching element Then, of course, the driving of the inductive load is limited or stopped.
[0033]
Specifically, for example, in the case of the above-described common rail fuel injection system, fuel pressure feeding to the common rail 64 is restricted or stopped, and the fuel pressure in the common rail 64 decreases. As a result, it becomes difficult for the driver of the vehicle to drive the vehicle at a desired speed, and the vehicle must be stopped.
[0034]
Therefore, for example, when the current detected by the current detecting means at the time of on / off control by the duty driving switching element is larger than a predetermined energizing current threshold value, the determining means can be connected to the energizing path. When it is determined that an abnormality has occurred, after the determination, the energization control unit may control the load current to the target current by turning on / off the fail-safe switching element with the drive signal. .
[0035]
In other words, one of the factors that causes the load current value to be larger than the conduction current threshold despite the on / off control being performed by the duty driving switching element is that the duty driving switching element has an ON failure. The case is conceivable. At this time, the fail-safe switching element is also in the ON state, and therefore the load current increases.
[0036]
Therefore, when the above-described abnormality occurs, the load current is controlled to the target current by performing on / off control of the fail-safe switching element which is in the on state at the time of normal energization control instead of the duty driving switching element. is there.
Therefore, according to the inductive load driving device of the present invention, even if the switching element for duty driving is turned on, the energization control is performed by the other fail-safe switching element. Can be driven.
[0037]
Next, an inductive load driving device according to claim 5 is the inductive load driving device according to any one of claims 2 to 4, wherein a linear solenoid is applied as the inductive load. Is a pressure-accumulation type fuel injection system configured to accumulate high-pressure fuel obtained by increasing the pressure of fuel from a fuel tank by a fuel compression means, and to supply the high-pressure fuel from the pressure accumulator to each cylinder provided in the internal combustion engine of the vehicle. In order to control the pressure of the high-pressure fuel in the pressure accumulator, the pressure control valve provided in the fuel supply path from the fuel compression means to the pressure accumulator is used to control the opening / closing amount of the pressure control valve.
[0038]
A linear solenoid converts electromagnetic energy into mechanical motion by energizing an excitation coil and moving a movable iron core, and the amount of the mechanical motion (eg, linear motion) is determined by the amount of current flow. It is a well-known one that is adjusted according to
[0039]
In the accumulator type fuel injection system described above, if any abnormality occurs in the energization path to the linear solenoid and the load current cannot be controlled to the target current, the fuel pressure in the accumulator cannot be appropriately controlled, and the vehicle travels. Performance may be affected.
Therefore, if the invention according to any one of claims 2 to 4 is applied to a drive device for a linear solenoid in such a pressure accumulating fuel injection system, for example, a fail-safe switching element on the energizing path of the linear solenoid has an ON failure. At this time, even when the vehicle is running (during energization control, but during energization zero control), the ON failure can be detected, and the driver or the like of the vehicle can quickly cope with the abnormality.
[0040]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a preferred embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a schematic configuration of the entire inductive load driving device according to the present embodiment. The inductive load driving device 10 shown in FIG. 1 is configured as the driving device 10 in the common rail type fuel injection system (corresponding to the accumulator type fuel injection system of the present invention) described in FIG. It controls the energization of the operating linear solenoid Lo (the inductive load of the present invention) to control the opening / closing amount of the pressure control valve 67 (the fuel pressure in the common rail 64).
[0041]
As shown in FIG. 1, an inductive load driving device 10 of the present embodiment mainly includes a P-channel MOS transistor (corresponding to a duty driving switching element of the present invention; a P-channel MOS transistor that interrupts a current (load current) flowing through a linear solenoid Lo; A load (not shown) which is always on during the energization control of the linear solenoid Lo (however, it is off during energization zero control where the load current is controlled to 0 as described later), and T10 and an unillustrated load N-channel MOS transistor that turns off and performs fail-safe when an abnormality occurs in the power supply path from the direct-current power supply (battery voltage + B) to the linear solenoid Lo (corresponding to the fail-safe switching element of the present invention; T20) and the load current of the linear solenoid Lo, that is, the energization path. A current detection circuit 2 for detecting a current to be detected, an A / D converter 4 which takes in a voltage corresponding to the load current detected by the current detection circuit 2, performs A / D conversion, and outputs it to the microcomputer 3, and a linear solenoid Lo. Has a duty ratio corresponding to the target value (target current) of the current to be supplied to the motor, outputs a drive signal PCVD for instructing the drive of the linear solenoid Lo, and outputs the drive signal PCVD based on the voltage value from the A / D converter 4. Microcomputer 3 that outputs a fail-safe signal PCVF for turning on / off the downstream transistor T20 in accordance with the determination result and the target current during energization control, and the drive signal PCVD from the microcomputer 3. , A resistor R1 and a capacitor C1 are connected in series, and the load current detected by the current detection circuit 2 and the drive received by the reception circuit 5 Charge and discharge based on the signal PCVD, and the time constant is larger than the cycle of the drive signal PCVD, and the polarity of the charge voltage of the capacitor C1 that changes at the same cycle as the drive signal PCVD. Accordingly, the control circuit 7 outputs a switching signal to turn on / off the upstream transistor T10 to the upstream transistor T10, and the control circuit 7 outputs a signal when the load current to the linear solenoid Lo becomes an overcurrent state equal to or more than a predetermined current value. And a current limiter circuit 8 for turning off the side transistor T10.
[0042]
The source of the upstream transistor T10 is connected to a battery voltage + B which is a DC power supply voltage via an overcurrent detecting resistor R26 forming a part of the current limiter circuit 8, the gate is connected to the control circuit 7, and the drain is linear. It is connected to one end (PCV +) of the solenoid Lo. Therefore, the upstream transistor T10 is turned on when the switching signal supplied from the control circuit 7 to the gate of the upstream transistor T10 is at a low level (ground potential), causing a current to flow through the linear solenoid Lo. It turns off at the time of the High level (battery voltage + B), thereby cutting off the current supply to the linear solenoid Lo. The current flowing through the linear solenoid Lo is intermittently turned on and off by the upstream-side transistor T10.
[0043]
The current limiter circuit 8 includes a resistor R26, a PNP transistor T3 having an emitter connected to the battery voltage + B, a collector connected to the gate of the upstream transistor T10, a base of the transistor T3 and a source of the upstream transistor T10. And a resistor R28 connected between the base of the transistor T3 and the battery voltage + B.
[0044]
In the current limiter circuit 8, when the current flowing in the upstream transistor T10 becomes a value regarded as an overcurrent and the voltage drop in the resistor R26 becomes a predetermined value or more, the transistor T3 is turned on, and By supplying the battery voltage + B to the gate, an attempt is made to turn off the upstream transistor T10. When the current flowing through the upstream transistor T10 decreases, the transistor T3 returns to OFF, and when the current flowing through the upstream transistor T10 becomes excessive again, the operation of turning on the transistor T3 again is repeated. Therefore, for example, even if the drain side of the upstream side transistor T10 is short-circuited to the ground potential and a current exceeding the breakdown withstand current flows through the upstream side transistor T10, as long as the upstream side transistor T10 is normal, the upstream side is normal. The current flowing through the side transistor T10 is limited, and the upstream transistor T10 can be protected.
[0045]
On the other hand, the source of the downstream transistor T20 is connected to a current detection resistor R2 forming a part of the current detection circuit 2, the gate is connected to the collector of the transistor T4 via a resistor R23, and the drain is connected to the linear solenoid Lo. The terminals (PCV-) are respectively connected.
[0046]
The fail safe signal PCVF from the microcomputer 3 is supplied to the base of the transistor T4. When the fail-safe signal PCVF is at the low level, the transistor T4 is off and the battery voltage + B is supplied to the gate of the downstream transistor T20 via the resistors R22 and R23, so that the downstream transistor T20 is on. State. Therefore, in this case, the load current to the linear solenoid Lo is interrupted in accordance with ON / OFF of the upstream transistor T10.
[0047]
On the other hand, when the fail-safe signal PCVF from the microcomputer 3 becomes High level, the transistor T4 is turned on, and the gate voltage of the downstream transistor T20 becomes the ground potential, so that the downstream transistor T20 is turned off. It becomes. Therefore, in this case, the energization path between the other end (PCV−) of the linear solenoid Lo and the resistor R2 is forcibly cut off.
[0048]
In addition, the current detection circuit 2 is provided between the source of the downstream transistor T20 and the ground potential (that is, the negative electrode of the DC power supply) in the power supply path from the DC power supply to the linear solenoid for current detection. A resistor R2, a resistor R3 having one end connected to an end of the resistor R2 opposite to the ground potential side (that is, a source of the downstream transistor T20), and a connection between the other end of the resistor R3 and the ground potential. The connected resistor R4, an operational amplifier OP1 having a non-inverting input terminal (+ terminal) connected to a connection point between the resistors R3 and R4, and an operational amplifier OP1 connected between the inverting input terminal (-terminal) of the operational amplifier OP1 and the ground potential. A resistor R5 connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier OP1, a resistor R7 connected between the output terminal of the operational amplifier OP1 and the ground potential, and One end is connected to a connection point between R6 and R7 and the output terminal of the operational amplifier OP1, and the other end is connected to a resistor R8 connected to an end opposite to the resistor R1 of the capacitor C1 forming the deviation integration circuit 6. It is configured.
[0049]
In the current detection circuit 2, the same current as the load current flowing through the linear solenoid Lo flows through the current detection resistor R2, and a voltage Vi proportional to the current value is output from the output terminal of the operational amplifier OP1 via the resistor R8. Is output to one end of the capacitor C1 of the deviation integration circuit 6. Note that the current detection circuit 2 corresponds to the current detection means of the present invention, and the microcomputer 3 corresponds to the energization control means and the determination means of the present invention.
[0050]
On the other hand, the receiving circuit 5 includes a PNP transistor T1 having an emitter connected to a constant power supply voltage VOM (5 V in this example), a resistor R9 connected between the emitter and the base of the transistor T1, and a driving circuit of the microcomputer 3. A resistor R10 connected between the output terminal (output port) of the signal PCVD and the base of the transistor T1, two resistors R11 and R12 connected in series between the collector of the transistor T1 and the ground potential, and an emitter. Are connected to the power supply voltage VOM, and the collector is composed of a transistor T5 connected to the base of the transistor T1. The connection point between the resistors R11 and R12 is connected to the end of the resistor R1 constituting the deviation integration circuit 6 on the opposite side to the capacitor C1.
[0051]
In the receiving circuit 5, during the normal energization control of the linear solenoid Lo, the microcomputer 3 outputs a high-level CPU fail-safe signal CPUF to the transistor T5, and the transistor T1 outputs the drive signal PCVD from the microcomputer 3 to the transistor T5. Turn it on and off. That is, the transistor T1 turns on when the drive signal PCVD is at a low level (ground potential), and turns off when the drive signal PCVD is at a high level (power supply voltage VOM). When the transistor T1 is turned on, the voltage VD at the connection point between the resistors R11 and R12 becomes a value obtained by dividing the power supply voltage VOM by the resistors R11 and R12. When the transistor T1 is turned off, the voltage VD becomes 0V. Become. Accordingly, the voltage VD at the connection point between the resistors R11 and R12 becomes a pulse signal having a waveform obtained by inverting the drive signal PCVD from the microcomputer 3, and such a voltage VD is applied to one end of the resistor R1 of the deviation integration circuit 6. Is done.
[0052]
The CPU fail-safe signal CPUF is a signal that outputs a signal of a level based on the state of the CPU provided in the microcomputer 3 by monitoring the operation of the CPU included in the microcomputer 3 itself. As a result, the transistor T5 is turned off. On the other hand, when an abnormality occurs in the CPU, the signal becomes a low level, and the transistor T5 is turned on. As a result, the base and the emitter of the transistor T1 have substantially the same potential, the transistor T1 is turned off, and the voltage VD to the deviation integration circuit 6 becomes 0V.
[0053]
In the control circuit 7, a non-inverting input terminal (+ terminal) is connected to a connection point between the resistor R1 of the deviation integrating circuit 6 and the capacitor C1, and an inverting input terminal is connected to an end of the capacitor C1 opposite to the resistor R1. A comparator CMP1 to which a terminal (-terminal) is connected, a pull-up resistor R13 connected between the output terminal of the comparator CMP1 and the power supply voltage VOM, and a base connected to the output terminal of the comparator CMP1; An NPN transistor T2 having an emitter connected to the ground potential, a resistor R14 connected between the collector of the transistor T2 and the battery voltage + B, and a transistor connected between the collector of the transistor T2 and the gate of the upstream transistor T10. And the switching signal from the collector of the transistor T2 to the gate of the upstream transistor T10. And a supply resistor R15 Metropolitan by.
[0054]
In this control circuit 7, the voltage on the resistor R1 side of the capacitor C1 in the deviation integration circuit 6 (that is, the voltage on the non-inverting input terminal side of the comparator CMP1) is changed to the voltage on the current detection circuit 2 side of the capacitor C1 (that is, the voltage of the comparator CMP1). If it is higher than the voltage on the inverting input terminal side), the output of the comparator CMP1 becomes High level and the transistor T2 turns on, and the drive signal to the upstream transistor T10 becomes a Low level signal for turning on the upstream transistor T10. . Conversely, if the voltage of the capacitor C1 on the resistor R1 side is lower than the voltage of the capacitor C1 on the current detection circuit 2 side, the output of the comparator CMP1 goes low, turning off the transistor T2 and turning on the upstream transistor T10. Is a High level signal for turning off the upstream transistor T10.
[0055]
On the other hand, the drain of the upstream transistor T10 is connected to one end of the linear solenoid Lo via the output terminal PCV + of the driving device 10, and is connected between the output terminal PCV + and the drain of the upstream transistor T10 and the ground potential. Is connected to a diode D1 for absorbing flyback energy generated in the linear solenoid Lo with the anode being on the ground potential side.
[0056]
In addition, the drive device 10 includes an anode-to-anode device as an element for clamping a surge voltage caused by the back electromotive force of the linear solenoid Lo generated when the downstream transistor T20 is turned off at the time of fail-safe or zero-energization control. A connected zener diode ZD1 and diode D2 are provided. The cathode of the Zener diode ZD1 is connected to the drain of the downstream transistor T20 and the output terminal PCV-, and the cathode of the diode D2 is connected to the gate of the downstream transistor T20.
[0057]
Further, the voltage value Vi output from the current detection circuit 2 to the deviation integration circuit 6 in proportion to the load current value is supplied to the A / D converter via a filter circuit (harmonic elimination filter) including the resistor R21 and the capacitor C2. 4 is converted into actual current data representing the load current of the linear solenoid Lo and output to the microcomputer 3.
[0058]
Note that the capacitor C3 connected between the gate and the drain of the upstream transistor T10 is provided for radio noise suppression. When the voltage value Vi from the current detection circuit 2 rises to a predetermined voltage value or more (5 V or more in the present embodiment) for some reason and is input to the A / D converter 4, the A / D converter 4 May not operate normally (for example, latch-up may occur). Therefore, by connecting the connection point between the resistors R8 and R21 to the power supply voltage VOM (+ 5V) via the diode D3, the input voltage to the A / D converter 4 is prevented from exceeding a predetermined voltage value. I have.
[0059]
In such an inductive load driving device 10, the receiving circuit 5 receives a driving signal PCVD from the microcomputer 3 having a duty ratio corresponding to the target current of the linear solenoid Lo, and the deviation integrating circuit 6 (Specifically, the voltage VD at the connection point between the resistors R11 and R12) and the detection current detected by the current detection circuit 2 (specifically, the output voltage Vi of the operational amplifier OP1). Charge / discharge operation based on the The polarity of the charging voltage of the capacitor C1 of the deviation integration circuit 6 is inverted at the same cycle as the drive signal PCVD, and the duty ratio is a value corresponding to the deviation between the target current and the detection current. The control circuit 7 controls ON / OFF of the upstream transistor T10 in accordance with the polarity of the charging voltage of the first transistor. Thus, the energization of the linear solenoid Lo is interrupted, and the current flowing due to the interruption is controlled to a target value corresponding to the duty ratio of the drive signal PCVD.
[0060]
More specifically, the output voltage Vi (hereinafter, also referred to as a current detection value Vi) of the operational amplifier OP1 indicating the actual current value flowing through the linear solenoid Lo is equal to the voltage VD (the current detection value Vi) indicating the target current value to be passed through the linear solenoid Lo. If the charge voltage polarity of the capacitor C1 is smaller than the target value VD, the non-inverting input terminal of the comparator CMP1 receives the inverting input after the delay time due to the inductance of the linear solenoid Lo and the time constant of the deviation integrating circuit 6. The polarity is larger than that of the terminal side. As a result, the output of the comparator CMP1 becomes High level, the transistor T2 and the upstream transistor T10 are turned on, the current flowing through the linear solenoid Lo increases, and the current detection value Vi also increases.
[0061]
If the current detection value Vi increases and becomes larger than the target value VD, the polarity of the charging voltage of the capacitor C1 is changed by the comparator CMP1 after a delay time due to the inductance of the linear solenoid Lo and the time constant of the deviation integration circuit 6. The polarity of the non-inverting input terminal is smaller than that of the inverting input terminal. As a result, the output of the comparator CMP1 becomes Low level, the transistor T2 and the upstream transistor T10 are turned off, the current flowing through the linear solenoid Lo decreases, and the current detection value Vi also decreases.
[0062]
Accordingly, as shown on the left side of time t4 in FIG. 3, the current detection value Vi (the output of the operational amplifier OP1) follows the target value VD with a predetermined delay time with respect to the drive signal PCVD from the microcomputer 3. The upstream transistor T10 is driven by a switching signal having a duty ratio such that the current flowing through the linear solenoid Lo becomes a target current corresponding to the duty ratio of the drive signal PCVD from the microcomputer 3.
[0063]
That is, the microcomputer 3 captures various signals (such as the fuel pressure in the common rail 64, the engine speed, the fuel injection amount, etc.) indicating the operating state of the diesel engine, and sends a linear signal to the receiving circuit 5 based on the captured various signals. A drive signal PCVD having a duty ratio corresponding to a target current to be passed through the solenoid Lo is output. Further, the microcomputer 3 outputs the above-mentioned fail-safe signal PCVF at a low level and turns on the downstream transistor T20 in a normal state where no abnormality is detected in the energization path of the linear solenoid Lo. Then, by repeating the above operation, the current supplied to the linear solenoid Lo is feedback-controlled to the target current corresponding to the duty ratio of the drive signal PCVD from the microcomputer 3.
[0064]
In the present embodiment, the load current is changed in the range of 1 to 2 A by changing the duty ratio of the drive signal PCVD in the range of, for example, 20 to 70%. As the duty ratio increases and approaches 70% of the upper limit, the load current flowing through the linear solenoid Lo increases (approaches 2A), the opening amount of the pressure control valve 67 increases, and the fuel pressure in the common rail 64 increases. Will increase.
[0065]
In this embodiment, when the drive signal PCVD is at the low level, the upstream transistor T10 is turned on. Therefore, the duty ratio of the drive signal PCVD in the present embodiment indicates the ratio of the Low level period in one cycle of the pulse-like drive signal PCVD. That is, if the driving signal PCVD is always at the low level, the duty ratio is 100%, and if it is always at the high level, the duty ratio is 0%.
[0066]
As described above, in the common rail fuel injection system of the diesel engine, during the normal energization control of the linear solenoid Lo (that is, during the duty control of the upstream transistor T10 by the drive signal PCVD), for example, the fuel in the common rail 64 In some cases, such as when the pressure reaches an appropriate pressure, the energization is temporarily cut off (zero energization control) to temporarily limit or close the opening amount of the pressure control valve 67.
[0067]
In the present embodiment, the current supply zero control is not performed by setting the duty ratio of the drive signal PCVD to 0 and turning off the upstream transistor T10 as in the related art, but the upstream transistor T10 is controlled by an arbitrary duty ratio. This is realized by turning off the downstream transistor T20 while performing the duty drive. That is, in the present embodiment, as a function of the downstream side transistor T20, the on state is normally set during energization control and there is no abnormality in the energization path, and turned off when an abnormality occurs in the energization path to the linear solenoid Lo. In addition to the conventional fail-safe function of shutting off the current supply, the control function of turning off the downstream transistor T20 instead of the upstream transistor T10 during the current zero control for reducing the load current to 0 even during the normal energization control. It also has.
[0068]
In the present embodiment, the abnormality of the energization path is detected based on the current detection value Vi from the current detection circuit 2, but the energization zero control is realized by turning off the downstream transistor T20 as described above. While the energization zero control is being performed during the energization control, an ON failure of the downstream transistor T20 is detected. The microcomputer 3 executes both the detection of the abnormality of the energization path and the energization control of the linear solenoid Lo.
[0069]
FIG. 2 is a flowchart showing a linear solenoid energization control process executed by the microcomputer 3. In the microcomputer 3, the CPU reads a linear solenoid energization control processing program from a ROM (not shown), and executes processing according to the program. This linear solenoid energization control process is continuously performed at a predetermined cycle after the IG switch is turned on.
[0070]
When this process is started, first, in step (hereinafter abbreviated as "S") 110, both counter values K and L are reset, and in subsequent S120, the target common rail pressure is set. This is based on various signals (fuel pressure in the common rail 64, engine speed, fuel injection amount, etc.) input to the microcomputer 3 as described above, and determines at what pressure the fuel should be accumulated in the common rail 64. To set.
[0071]
Then, in S130, a target current corresponding to the common rail pressure set in S120 is calculated. That is, the target current to be supplied to the linear solenoid Lo is calculated here.
In S140, it is determined whether or not the target current value calculated in S130 is larger than 0 mA. At this time, for example, if the engine has not yet been started immediately after the IG switch is turned on, or if the current is in the zero-energization control in which the energization to the linear solenoid Lo is interrupted even during the normal control after the engine is started. For example, in S130, the target current becomes 0, so the process proceeds to S240. However, unless the target current is normal (at the time of energization control) after starting the engine and the target current is not 0, the affirmative determination is made in S140 and the process proceeds to S150.
[0072]
In S150, it is determined whether or not the upstream transistor T10 has an ON failure. This determination is made based on the presence / absence of an ON failure flag that is turned ON (set) in S210, which will be described later.
In step S160, in order to supply a load current according to the target current to the linear solenoid Lo, a drive signal PCVD having a duty ratio corresponding to the target current is output to drive the upstream transistor T10 with the duty and turn on the downstream transistor T20. (That is, the fail-safe signal PCVF is set to the low level) to energize the linear solenoid Lo.
[0073]
Then, the process shifts to S170 to determine whether or not the actual current detected by the current detection circuit 2 is larger than 0 mA. If it is larger, it is further determined in S180 whether or not the actual current is smaller than 4A. The determinations in S170 and S180 are to determine whether or not the energization path is normal. If both are determined to be affirmative, it is regarded as normal for the time being.
[0074]
However, when the actual current is 4 A or more and a negative determination is made in the determination process of S180, the process proceeds to S190. That is, as described above, in the present embodiment, the control is performed such that the load current to the linear solenoid Lo becomes 1 to 2 A except during the zero-energization control. In this case, the main reason why the actual current becomes 4 A or more is considered that the duty-driven upstream transistor T10 is on-failed and is always on regardless of the drive signal PCVD.
[0075]
Therefore, in the present embodiment, when the state where the actual current becomes 4 A or more continues for a predetermined period, it is determined that the ON failure of the upstream side transistor T10 has occurred. Specifically, in S190, the counter value K is incremented, and in S200, it is determined whether the counter value K has exceeded a preset comparison value Ka. If the comparison value Ka is not exceeded, the process returns to S180 again, and the same processing is repeated thereafter. If the comparison value Ka is exceeded, the process proceeds to S210, and the ON failure flag of the upstream transistor T10 is set. . This means that the ON failure of the upstream transistor T10 has been detected.
[0076]
It is to be noted that the ON failure is determined after the elapse of a certain period by using the counter as described above because, when the load current instantaneously increases due to an external factor such as a surge pulse, the upstream transistor T10 is erroneously determined. This is so as not to determine that an ON failure has occurred. Further, 4A, which is the current value serving as the criterion in S180, corresponds to the conduction current threshold value of the present invention.
[0077]
When the ON failure flag of the upstream transistor T10 is set by the process of S210, until the flag is turned OFF (reset), the determination process of S150 is affirmative, and the process proceeds to S220 to open by the downstream transistor T20. Loop duty control will be executed. Note that the open loop duty control here refers to energization control that does not feed back the current that actually flows through the linear solenoid Lo.
[0078]
Specifically, the drive signal PCVD that should be output to the receiving circuit 5 is output as the fail-safe signal PCVF to the transistor T4. The fail-safe signal PCVF (duty ratio corresponding to the target current) in this case corresponds to the drive signal of the present invention (claim 4).
[0079]
In other words, normal energization control cannot be performed due to the ON failure of the upstream transistor T10. Therefore, by driving the downstream transistor T20 in duty instead, the vehicle travels as long as possible even when the upstream transistor T10 is in the ON failure. We are doing it.
[0080]
In addition, after the drive signal PCVD is output in S160, the current does not flow to the linear solenoid Lo, and if a negative determination is made in S170, the process proceeds to S230, and at least one of the upstream transistor T10 and the downstream transistor T20 has an off fault. Off-fault flag is set. That is, the main cause of the actual current becoming 0 despite the output of the drive signal PCVD is considered to be an off failure of any of the above transistors. Therefore, the off-failure flag is set in S230, which means that at least one off-failure of both transistors has been detected.
[0081]
On the other hand, for example, immediately after the IG switch is turned on, the engine has not been started yet, or even during the normal control after the engine is started, it is the power-supply zero control in which the power supply to the linear solenoid Lo is cut off. , S130, a calculation result indicating that the target current is 0 is obtained. In this case, a negative determination is made in S140, and the process proceeds to S240.
[0082]
In S240, it is determined whether or not the upstream transistor T10 has an on-failure. If the on-failure flag is set in the above-described processing in S210, the process proceeds to S320 to turn off the downstream-side transistor T20. . That is, the high-level failsafe signal PCVF is output.
[0083]
If the upstream transistor T10 is normal, a negative determination is made in S240 and the process proceeds to S250, where it is determined whether the downstream transistor T20 has an ON failure. At this time, if the on-failure flag of the downstream transistor T20 is set in the processing of S300 described later, an affirmative determination is made, the process proceeds to S310, and the upstream transistor T10 is turned off. That is, the drive signal PCVD of the High level is output.
[0084]
In other words, when the target current is 0 when the downstream transistor T20 has an ON failure, the normal control of turning off the downstream transistor T20 and cutting off the current cannot be performed. By outputting the output and turning off the upstream transistor T10, the power supply to the linear solenoid Lo is cut off. The drive signal PCVD with a duty ratio of 0 in this case corresponds to the drive signal stop signal of the present invention.
[0085]
If the downstream transistor T20 is also normal and a negative determination is made in S250, the flow shifts to S260, and energization zero control for interrupting energization to the linear solenoid Lo is executed. Specifically, for the upstream transistor T10, the duty driving is continued by the driving signal PCVD having an arbitrary duty ratio (for example, 20% which is the minimum value in the present embodiment), and the high-level fail-safe signal PCVF is output. By turning off the downstream-side transistor T20, the energization zero control is executed. Note that the fail-safe signal PCVF (High level signal) at this time corresponds to the energization off signal of the present invention.
[0086]
That is, instead of turning off the upstream transistor T10 while keeping the downstream transistor T20 on as in the related art (duty driving with a duty ratio of 0), in the present embodiment, even if the target current is 0, the upstream transistor T10 is not turned on. The side transistor T10 is duty-driven at an arbitrary duty ratio to turn off the downstream transistor T20.
[0087]
Then, in subsequent S270, it is determined whether or not the actual current is greater than 0 mA. At this time, if the downstream transistor T20 is normal, the downstream transistor T20 is turned off and no current flows through the linear solenoid Lo. In this case, the downstream transistor T20 is assumed to be normal, and in S270 A negative determination will be made.
[0088]
However, when the downstream transistor T20 fails to turn on, the high-level failsafe signal PCVF is output as described above and the gate potential of the downstream transistor T20 is set to the ground potential regardless of the gate potential (that is, the failsafe signal). Since the downstream transistor T20 is in the ON state (regardless of the signal PCVF), the actual current does not become 0, and an affirmative determination is made in S270.
[0089]
In that case, the process proceeds to S280, where the counter value L is incremented, and in S290, it is determined whether the counter value L is larger than a preset comparison value La. While the comparison value La is smaller than the comparison value La, the process returns to S270 again, and the same processing is repeated thereafter. However, when the comparison value La is exceeded, the process proceeds to S300 and the ON failure flag of the downstream transistor T20 is set. I do.
[0090]
Note that the on-failure of the downstream transistor T20 is determined when the state in which the actual current is greater than 0 continues for a predetermined period of time by the processing of S280 and S290, because the on-failure determination of the upstream transistor T10 described above. This is the same as the reason for performing the processing of S190 and S200 at the time.
[0091]
An operation example of the inductive load driving device 10 according to the above-described embodiment when an abnormality occurs in the energization path of the linear solenoid Lo will be described with reference to FIGS.
(1) When the downstream transistor T20 fails on
FIG. 3 is a time chart illustrating an operation example when the downstream transistor T20 has an ON failure. As shown in the drawing, when the target current is set to 1A (that is, 1A is calculated in S130 in FIG. 2), the drive signal PCVD of the duty ratio (20% in this example) corresponding to the target current 1A is generated. When the output is performed and the low-level failsafe signal PCVF is output, the upstream transistor T10 is duty-driven in accordance with the duty ratio, and the downstream transistor T20 is held in the ON state.
[0092]
At this time, if the ON failure of the downstream transistor T20 occurs at time t1, the abnormality cannot be detected while the target current is 1A. However, when the target current becomes zero at time t2, the upstream transistor T10 is turned on. Subsequently, while the duty drive is performed at the minimum duty ratio (here, 20%), the fail-safe signal PCVF is set to the high level so that the downstream transistor T20 is turned off.
[0093]
Therefore, if the downstream transistor T20 is normal, the downstream transistor T20 is turned off at time t3 (see the broken line portion of T20). However, in this example, the on-failure of the downstream transistor T20 has already occurred at time t1. Therefore, even when the high-level failsafe signal PCVF as the power-off signal is output, the downstream transistor T20 remains on. Therefore, although the actual current of the linear solenoid Lo should originally decrease after time t3, the current supply should be stopped. However, due to the ON failure of the downstream transistor T20, the current supply continues after time t3.
[0094]
Thus, in the present embodiment, the microcomputer 3 detects this state, and determines that the ON failure of the downstream transistor T20 has occurred when the energization is continued for a predetermined period from time t3 (until time t4 in this example) (FIG. 2 S300). Then, at time t4 when the ON failure of the downstream transistor T20 is determined, a drive stop signal (high level drive signal PCVD) for turning off the upstream transistor T10 is output (S310 in FIG. 2). Thus, the energization of the linear solenoid Lo is stopped after the time t4.
[0095]
Note that the period required for the count value L to be incremented from 1 to La by the processing of S270 to S290 in FIG. 2 corresponds to the period from time t3 to t4 in FIG.
(2) When the upstream transistor T10 has an off-failure
FIG. 4 is a time chart illustrating an operation example when the upstream transistor T10 has an off-failure. As shown, when the target current is set to 1 A (that is, calculated as 1 A in S130 in FIG. 2), a drive signal PCVD having a duty ratio (20%) corresponding to the target current 1A is output. At the same time, the low-level fail-safe signal PCVF is output, so that the upstream transistor T10 is duty-driven in accordance with the duty ratio, and the downstream transistor T20 is held in the ON state.
[0096]
At this time, if an off failure of the upstream transistor T10 occurs at time t1, the energization to the linear solenoid Lo is cut off at that time, and the microcomputer 3 causes at least one of the upstream transistor T10 and the downstream transistor T20 to operate. It is determined that an off failure has occurred (S230 in FIG. 2). Therefore, at time t2, which is slightly delayed from time t1, T10 is supposed to turn on again and the actual current should rise (see the broken line in the figure). However, due to the off failure of the upstream transistor T10, The upstream transistor T10 does not turn on, the actual current decreases, and the power supply is stopped.
[0097]
Although not shown in FIG. 2, in the present embodiment, after the OFF failure is determined in S230 (after time t1 in FIG. 4), as shown in FIG. 4, the drive signal PCVD and the failsafe Fail safe is applied to set both signals PCVF to High level. That is, although the current does not flow due to the OFF fault, just in case, the fail-safe of turning off the transistors T10 and T11 is applied.
[0098]
(3) When the upstream transistor T10 has an ON failure
FIG. 5 is a time chart illustrating an operation example in the case where the upstream transistor T10 has an ON failure. As shown, when the target current is set to 1 A, a drive signal PCVD having a duty ratio (20%) corresponding to the target current 1 A is output, and a low-level fail-safe signal PCVF is output. Thus, the upstream transistor T10 is duty-driven in accordance with the duty ratio, and the downstream transistor T20 is kept in the ON state.
[0099]
At this time, if an ON failure of the upstream transistor T10 occurs at time t1, the upstream transistor T10 is turned on regardless of the drive signal PCVD, so that the actual current increases to exceed the conduction current threshold value of 4A. Would. Then, when this state continues for a predetermined period and reaches time t3, the microcomputer 3 determines that the ON failure of the upstream transistor T10 has occurred (S210 in FIG. 2).
[0100]
Therefore, after time t3, an affirmative determination is made in S150 of FIG. 2 and the process of S220, that is, the open-loop duty control by the downstream transistor T20 is started. As a result, after the time t3, the actual current decreases again and returns to a normal value.
[0101]
In this case as well, the drive signal PCVD to the upstream-side transistor T10 having the ON failure performs fail-safe for outputting a High-level signal for turning off the upstream-side transistor T10 just in case.
Therefore, according to the inductive load driving device 10 of the present embodiment, in the energization zero control during the energization control, the downstream transistor T20 is turned off while the upstream transistor T10 is duty-driven at an arbitrary duty ratio other than 0. Since the abnormality of the energization path is determined based on the energization state of the linear solenoid Lo at that time, it is of course possible to detect the ON failure of the upstream transistor T10 during energization control. On the other hand, if the energization is zero control, it is also possible to detect the ON failure of the downstream transistor T20, and to provide a highly reliable inductive load drive device, and to prompt the driver of the vehicle due to the abnormality. It is possible to deal with it.
[0102]
Further, in the present embodiment, after the on-failure of the downstream transistor T20 occurs, the energization zero control is performed by turning off the upstream transistor T10 instead. Conversely, if the upstream transistor T10 fails on, as an alternative, open-loop duty control by the downstream transistor T20 is performed. Therefore, even if an ON failure of the downstream transistor T20 or an ON failure of the upstream transistor T10 occurs, the linear solenoid Lo can be continuously driven normally.
[0103]
In addition, in the present embodiment, a drive signal PCVD (or a fail-safe signal PCVF) that turns off the transistor for fail-safe is output for a transistor in which an abnormality such as an ON failure or an OFF failure has occurred after an abnormality determination. As a result, it is possible to provide a drive device that is more reliable in fail-safe processing when an abnormality occurs.
[0104]
Here, in the above embodiment, the pump 66 corresponds to the fuel compression means of the present invention, and the common rail 64 corresponds to the pressure accumulator of the present invention. Further, in the linear solenoid energization control process of FIG. 2, each of the processes of S170 to S210 and S230 and each of the processes of S270 to S300 correspond to the processes executed by the determination unit of the present invention. Each of the processes in S160, S220, S260 and S310 corresponds to the process executed by the energization control unit of the present invention.
[0105]
It should be noted that the embodiments of the present invention are not limited to the above embodiments at all, and it goes without saying that various embodiments can be adopted as long as they belong to the technical scope of the present invention.
For example, in the above embodiment, the upstream transistor T10 is provided between the linear solenoid Lo and the DC power supply positive electrode side in the current supply path from the DC power supply to the linear solenoid Lo, and the downstream transistor T10 is provided between the linear solenoid Lo and the DC power supply negative electrode side. Although the side transistor T20 is provided, the arrangement of both transistors is not limited to this, and various arrangement forms are conceivable as long as the linear solenoid Lo can be driven normally.
[0106]
Specifically, for example, the functions of the upstream transistor T10 and the downstream transistor T20 may be interchanged, and the upstream transistor T10 may be configured as a fail-safe switching element and the downstream transistor T20 may be configured as a duty driving switching element. Alternatively, for example, both the duty driving transistor and the fail-safe transistor may be arranged in series between the linear solenoid Lo and the DC power supply positive electrode side (or between the linear solenoid Lo and the DC power supply negative electrode side). Good.
[0107]
Further, the current detecting resistor R2 is not limited to the position shown in FIG. 1, and may be arranged at any position on the current path as long as the load current to the linear solenoid Lo can be detected.
In the above-described embodiment, the duty ratio of the upstream transistor T10 at the time of the zero-energization control is 20% of the minimum value. However, the present invention is not limited to this, and it is needless to say that the downstream transistor T20 is in the ON state. Any duty ratio can be set as long as the actual current can be detected by performing the duty drive.
[0108]
Further, in the above embodiment, the duty control by the downstream transistor T20 executed when the upstream transistor T10 is turned on for failure is the open loop duty control in which the feedback control based on the actual current value from the current detection circuit 2 is not performed. However, such open-loop control may lower the accuracy of energization control as compared with the normal current feedback control when the upstream transistor T10 is normal. Therefore, when the upstream transistor T10 is turned on, for example, the microcomputer 3 fetches a current feedback value (Vi) from the A / D converter 4 and performs a feedback operation based on the current feedback value to obtain a fail-safe signal PCVF as a drive signal. May be output to drive the downstream transistor T20 in duty. This makes it possible to perform the energization control with an accuracy comparable to that of the normal control.
[0109]
Furthermore, in the above embodiment, the case where the inductive load driving device of the present invention is applied to a common rail type fuel injection system of a diesel engine has been described. However, the present invention is not limited to this, and for example, gasoline direct injection in which gasoline is directly injected from an injector. Various applications are possible as long as the current-supply zero control that sets the target current to 0 during normal power-supply control is performed, such as application to a system.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a schematic configuration of an entire inductive load driving device according to an embodiment.
FIG. 2 is a flowchart illustrating a linear solenoid energization control process executed by a microcomputer in the inductive load driving device.
FIG. 3 is a time chart illustrating an operation example when the downstream transistor T20 has an ON failure.
FIG. 4 is a time chart illustrating an operation example when the upstream transistor T10 has an off-failure;
FIG. 5 is a time chart illustrating an operation example in the case where the upstream transistor T10 has an ON failure.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a schematic configuration of a common rail fuel injection system for a diesel engine.
[Explanation of symbols]
2 current detection circuit, 3 microcomputer, 4 A / D converter, 5 reception circuit, 6 deviation integration circuit, 7 control circuit, 8 current limiter circuit, 10 inductive load driving device, 60 Drive device, 61: fuel tank, 62: supply pump, 63: fuel supply path, 64: common rail, 66: pump, 67: pressure control valve, C1 to C3: capacitor, CMP1, comparator, D1 to D3: diode, Lo ... Linear solenoid, OP1 ... Op amp, R1 to R15, R21 to R23, R26 to R28 ... Resistance, T1, T3, T5 ... PNP transistor, T2, T4 ... NPN transistor, T10 ... P channel MOS transistor (upstream transistor) T20: N-channel MOS transistor (downstream transistor), ZD1: Zener diode

Claims

Two switching elements are provided in series on a current supply path from the DC power supply to the inductive load, and one of the switching elements is driven by a drive signal having a duty ratio corresponding to a target current to be supplied to the inductive load. It is configured as a duty drive switching element that is turned on and off, and the other is turned on during the on / off control, but turned off when an abnormality occurs in the energization path during the on / off control. In the inductive load driving device configured as a fail-safe switching element to cut off the current supply to the inductive load, an abnormality detection method for detecting an abnormality in the current path,
During the on / off control, during the energization zero control in which the target current is 0, the fail-safe switching element is turned off while the duty-driving switching element is duty-driven at an arbitrary duty ratio other than 0. By controlling the inductive load to be in a non-energized state,
If the inductive load does not enter the non-energized state during the zero-energization control, it is determined that an abnormality has occurred in the energizing path.

Two switching elements connected in series on the current path from the DC power supply to the inductive load,
Current detection means for detecting a load current flowing through the inductive load,
Determining means for determining whether the current path is normal based on the load current detected by the current detecting means;
One of the switching elements is used as a duty driving switching element, and a driving signal having a duty ratio corresponding to a target current to be supplied to the inductive load is output to control ON / OFF of the duty driving switching element. The load current is controlled to the target current, and the other is used as a fail-safe switching element, and the fail-safe switching element is turned on during the on / off control. Energizing control means for turning off the fail-safe switching element and interrupting energization to the inductive load when it is determined that an abnormality has occurred;
In the inductive load driving device having
The energization control means outputs the drive signal having an arbitrary duty ratio other than 0 to perform duty driving of the duty driving switching element and the fail-safe switching element during the energization zero control in which the target current is 0. By outputting an energization off signal for turning off, the inductive load is controlled to be in a non-energized state,
The inductive load drive device, wherein the determining unit determines that an abnormality has occurred in the energizing path when the inductive load does not enter the non-energized state during the energization zero control.

When the inductive load does not enter the non-energized state at the time of the energization zero control, if the determination unit determines that an abnormality has occurred, the energization control unit includes a drive stop signal for turning off the duty driving switching element. 3. The inductive load driving device according to claim 2, wherein the power supply zero control is performed by outputting the control signal.

The determining unit determines that an abnormality has occurred in the energizing path when the current detected by the current detecting unit during the on / off control by the duty driving switching element is larger than a predetermined energizing current threshold value. And
4. The method according to claim 3, wherein after the determination, the energization control unit controls the load current to the target current by controlling on / off of the fail-safe switching element by the drive signal. 5. Inductive load drive.

The inductive load is
A pressure-accumulation type fuel injection system configured to accumulate high-pressure fuel obtained by increasing the pressure of fuel from a fuel tank by a fuel compression unit and supply the high-pressure fuel from the pressure accumulator to each cylinder provided in an internal combustion engine of the vehicle. A linear solenoid used to control the opening and closing amount of a pressure control valve provided in a fuel supply path from the fuel compression means to the pressure accumulator to control the pressure of the high pressure fuel in the pressure accumulator. The inductive load driving device according to any one of claims 2 to 4, wherein: