JP2004294177A - Sampling type measuring device - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a sampling type measuring device capable of stable and accurate measurement by clarifying whether fluctuation of a measurement value is caused by fluctuation of a measuring signal or by an influence of aliasing, by having a means for detecting a period generated by the aliasing. <P>SOLUTION: This sampling type measuring device for digitally sampling and measuring a prescribed analog signal is characterized by being provided with a period detector for detecting the period generated by digital sampling of the analog signal. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

ここで、ＲＭＳは信号の実効値，ＡＶＧ（ＤＣ）は信号の単純平均値，ｆ（ｔ）は所定の信号波形，Ｗは電力値，ｖ（ｔ）は電圧波形，ｉ（ｔ）は電流波形，Ｔは波形の周期である。
【０００３】
従来のサンプリング式測定装置では、入力波形のデジタルサンプリングを行い上式に基づいて実効値や平均値など算出している。
サンプリング方式で平均値を演算する場合、次の３つの手法が考えられる。
（ａ）波形の周期を測定し、その期間内のデータを平均する（以下、総和平均という。）。
（ｂ）アナログのローパスフィルタで平均化するのと同様に、デジタルフィルタにて平均する（以下、デジタルローパスフィルタという。）。
（ｃ）波形周期の整数倍のサンプルレートでＦＦＴ（高速フーリエ変換）やＤＦＴ（離散フーリエ変換）を行い周波数成分から平均値を求める。
【０００４】
（ｃ）の手法は、波形周期に同期したサンプルレートを設定しなければならないので、その設定精度と設定時間や演算時間を要するため波形の平均を求める手段としては一般的ではない。したがって、主に（ａ）や（ｂ）の手法が選択される。
【０００５】
（ａ）の手法は、波形周期に応じた演算区間設定が可能であるため応答性が良い。しかし平均化精度は波形の周期検出精度に依存するので精度と安定度にやや欠ける。
【０００６】
これに対して、（ｂ）の手法であるデジタルローパスフィルタは波形に関係なく平均化できるので精度と安定度に優れている。
しかしながら、（ａ）および（ｂ）の双方ともサンプリングによって発生するエリアシングにより、正常に平均化が出来ないことがある。
【０００７】
このため、正常に平均化できない時には平均値が大きく変動するということを利用し、平均値がある範囲を超えた変動があった場合、サンプリング周期を変更しているのが現状である。また、予防として、更新レート毎にサンプリング周期を変更している（例えば、特許文献１。）。
【０００８】
以下にデジタルローパスフィルタで平均値を演算する場合について説明する。
図７はデジタルローパスフィルタの一例を示した構成図である。
図７において、アンプ５１は信号波形を正規化する。Ａ／Ｄコンバータ５２はアナログ波形をサンプリングしてデジタルデータに変換する。ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）５３は、サンプリングした波形データに対し、デジタルローパスフィルタ演算処理を行い、サンプリングデータから平均値を求める。
【０００９】
図８は、デジタルローパスフィルタの信号波形の処理工程を示した図である。
図８において、信号波形（イ）は入力された信号波形である。サンプリングした波形（ロ）は前出のＡ／Ｄコンバータで信号波形がデジタルサンプリングされた波形を示している。デジタルローパスフィルタ演算後波形（ハ）は、前出のＤＳＰで演算処理されたデジタルローパスフィルタ演算後の波形である。サンプリング（ニ）は、前出のＡ／Ｄコンバータによるサンプリングタイミングを示している。
【００１０】
任意に設定された演算時間（演算区間）内のサンプリングデータから実効値および平均値を得る。
実効値および平均値の理論式は以下通りである。
【数２】

ここで、Ｎは、サンプリング個数，ｆ（ｎ）はｎ番目のサンプリング値を示している。
【００１１】
デジタルローパスフィルタでは以下の式により演算処理される。
【数３】

ここで、ｅ（ｎ）は、デジタルフィルタｎ回目の結果，ｓ（ｎ）は、ｎ番目の信号のサンプリング値を示している。
【００１２】
この演算を基本として、複数段（複数次）の演算を行う。
この結果を、
【数４】

とすることにより上記の理論値と同じ結果を得られる。
【００１３】
図９は信号波形とサンプリングのタイミングを示した図である。
信号波形７１は実際に装置に入力された波形である。矢印で示した各点がサンプリングタイミングである。エリアシング波形７２は、信号波形をサンプリングしたことにより得られる波形である。
サンプリングは、信号周期に同期している必要はないがエリアシングにより図９のように、サンプリング値Ｓ（ｎ）を取得する周期が実際の信号波形の周期と異なってしまう結果、演算区間内で平均化に必要となる波数が取れない場合や、サンプリング周期が信号波形の周期の１／２の整数倍で、サンプリング値がある決まった値にしかならない場合には、演算値がふらつくのでサンプリング周期を変えなければならない。
【００１４】
一方、上述のように、従来のサンプリング式測定装置では、デジタルローパスフィルタと同様に応答速度や信号波形が低い周波数での平均化精度に有利な総和平均が多く用いられている。
【００１５】
周期の検出には、周期の検出には信号波形をＡＣ結合した後、ゼロ点通過を周期の１／２と見なすゼロクロス検出器を使用している。このゼロクロス検出器からの情報をもとに波形周期の整数倍の区間の平均値を計算する。
【００１６】
図１０は、総和平均の一例を示した構成図である。
図１０において、アンプ８１は信号波形を正規化する。Ａ／Ｄコンバータ８２はアナログ波形をサンプリングしてデジタルデータに変換する。ゼロクロス検出器８４は、ゼロ点通過を周期の１／２と見なすゼロクロス検出を行う。ＤＳＰ８３は、サンプリングした波形データを用いて、波形周期の整数倍の区間の平均値を計算する。
【００１７】
図１１は、演算タイミングを示したタイミングチャートである。
図１１において、信号波形（ホ）は入力された信号波形である。ゼロクロス検出信号（へ）は前出のゼロクロス検出器で検出された信号波形の周期をもった矩形波でありＤＳＰに入力される。サンプリング（ト）は、前出のＡ／Ｄコンバータによるサンプリングタイミングを示している。図１１では信号波形の周期の３倍に設定された演算期間のサンプリングデータを使用し平均値を得る。
【００１８】
実効値および平均値は次式により算出される。
【数５】

ここで、Ｎはサンプリング数，ｆ（ｎ）は、ｎ番目のサンプリング値である。また、サンプリングは、信号波形の周期に同期している必要はない。
【００１９】
サンプリング方式を使用する場合、サンプリング周波数／２未満の信号波形に対しては一般的に、波形を再現できることが知られている。しかし、サンプリング周波数／２を超える周波数の信号波形ではエリアシングにより波形を再現できないが、波形の平均値を得る場合には正しい値を得ることができる。
【００２０】
図１２にエリアシングが発生した時に得られる波形の一例を示す。
図１２において、矢印で示した各点がサンプリングタイミングである。信号波形１０１と周波数が異なる振幅が等しい波形データから成るエリアシング波形１０２が得られる。
【００２１】
電圧、電流などの２信号を同時にサンプリングした場合は、信号間の位相も振幅同様に正しいので、電圧、電流の位相情報を持つ電力についても正しい値が得られる。これにより、サンプリング周波数を超える信号の測定を可能としている。
【００２２】
ここで、信号波形をサンプリングすることにより得られる周波数ｆａは、信号波形周波数をｆ，サンプリング周波数をｆｓ，係数をｋ（整数）とすると次式のようになる。
ｆａ＝｜ｆ−ｋｆｓ｜
このため、装置が測定対象とする信号の周波数ｆａは信号波形周波数ｆと異なるため入力される信号波形の周期で平均化すると正しい値が得られない場合がある。サンプリング周波数ｆｓと信号波形周波数ｆとが近づくと低い周波数ｆａの信号を測定するのと等価となることがあるため、演算期間内に１周期を認識できないからである。
【００２３】
また、例えば、図１２のＡ点からＺ点までが信号波形１０１の周期の整数倍であるので使用するデータはＡ点からＢ点までとなる。しかし、この場合求めるべき区間はＡ点からＺａ点なので、使用するデータはＡ点からＣ点である必要がある。このように、期待するサンプリング個数を得ることができない。
【００２４】
【特許文献１】
特開平７−９８３３６号公報
【００２５】
【発明が解決しようとする課題】
従来のデジタルローパスフィルタを適用したサンプリング式測定装置では、エリアシングが原因で平均値がふらつく時には、サンプリング周期を変えることで正しい値を得ることが可能となる。
しかし、この方法ではエリアシングの影響により平均値が安定しないのか、信号そのものが安定していないのかが判断できない。
【００２６】
また、判断できないだけなら良いが信号が安定してないために平均値が安定していないのにもかかわらず、エリアシングであると判断してサンプリング周期を変えてしまう。変えたことにより、今度はエリアシングの影響が現れてしまい未だふらつくので、またサンプリング周期を変更する。このような動作を繰り返してしまうという状態が発生する。このため、実際の信号を正確に平均することが出来なくなるという問題があった。
【００２７】
一方、従来の総和平均を適用したサンプリング式測定装置でも、測定値に大きな変動があった場合サンプリング周波数を変え、上記ｆａが十分高い周波数となるような対策が採られている。
【００２８】
しかし、総和平均の場合、前回の測定値と比較してサンプリング周波数を変えているのでエリアシングによって値が変動しているのか、測定信号の振幅が変動しているため値が変動しているのかの判別ができない。
【００２９】
そのため、自らｆａを小さくしてしまうサンプリング周波数に変更してしまい、安定した測定ができなくなる場合がある。
【００３０】
また、ゼロクロス信号で得られる周期は信号波形の周期なので、エリアシングの周期の整数倍の演算期間を設定することができないことがあるという問題があった。
【００３１】
本発明は上述した問題点を解決するためになされたものであり、エリアシングによって発生する周期を検出する手段を有することにより、測定値のふらつきの原因が、測定信号が変動していることによるのか、エリアシングによる影響なのかを明確にすることで、安定した精度のよい測定を可能としたサンプリング式測定装置を提供することを目的とする。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明は次の通りの構成になったサンプリング式測定装置である。
【００３３】
（１） 所定のアナログ信号をデジタルサンプリングして測定するサンプリング式測定装置において、
前記アナログ信号をデジタルサンプリングすることによって発生する周期を検出する周期検出器を設けたことを特徴とするサンプリング式測定装置。
【００３４】
（２） 前記アナログ信号のゼロクロス信号を前記デジタルサンプリングのサンプリング信号でラッチした結果を出力する第１のフリップフロップと、
前記ゼロクロス信号を前記サンプリング信号の反転信号でラッチした結果を出力する第２のフリップフロップと、
前記第１のフリップフロップの出力を前記第２のフリップフロップの出力でラッチした結果を出力する第３のフリップフロップから構成されることを特徴とする（１）に記載のサンプリング式測定装置。
【００３５】
（３） 予め設定されたサンプリング数の限界値と、
前記周期検出器で検出された周期の１周期換算でのサンプリング周波数と、
の比較に基づきサンプリング周波数の変更を行うことを特徴とする（１）または（２）に記載のサンプリング式測定装置。
【００３６】
（４） 前記周期検出器の検出結果が、デジタルローパスフィルタの所定の演算区間に満たない場合には、その演算区間を変更することを特徴とする（１）乃至（３）のいずれかに記載のサンプリング式測定装置。
【００３７】
（５） 前記周期検出器の検出結果が、所定の平均値演算区間に満たない場合には、その平均値演算区間を変更することを特徴とする（１）乃至（３）のいずれかに記載のサンプリング式測定装置。
【００３８】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の一実施例を示した構成図である。
従来あるゼロクロス検出器とＤＳＰの間に周期検出器を入れ、サンプリングにより発生する周期（エリアシングの周期）を検出するものである。
【００３９】
アンプ１は、測定対象の信号波形を正規化する。Ａ／Ｄコンバータ２は、ＤＳＰ３からのサンプリング信号により測定波形をデジタルサンプリングして、そのデータをＤＳＰ３に出力する。ゼロクロス検出器４は、信号波形からゼロクロスを検出し、信号波形の周期Ｔに等しい周期のゼロクロス信号を出力する。周期検出器５は、このゼロクロス信号とサンプリング信号とを取り込み、ゼロクロス信号と共に、エリアシングの周期Ｔａに等しい周期の周期検出信号をＤＳＰ３に出力する。ゼロクロスとはゼロ電位と信号波形とが交差する点である。
【００４０】
図２は、周期検出器の一例を示した構成図である。
Ｄフリップフロップ１１は、Ｄ端子に前出のゼロクロス信号が入力されＣＬＫ端子に遅延回路１６を介してマスタークロックが入力されることにより再構成された周期Ｔの信号ｓｉｇｎａｌをＱ端子から出力する。
Ｄフリップフロップ１２は、Ｄ端子にｓｉｇｎａｌが入力され、ＣＬＫ端子に遅延回路１７を介してサンプリング周期Ｔｓの信号ｓａｍｐｌｅが入力される。
Ｄフリップフロップ１３は、Ｄ端子にｓｉｇｎａｌが入力され、ＣＬＫ端子にインバータ１５を介してｓａｍｐｌｅの反転信号ｓａｍｐｌｅ−が入力される。ここでは、便宜上ｓａｍｐｌｅの反転信号をｓａｍｐｌｅ−と記している。
【００４１】
これにより、このｓｉｇｎａｌは、ｓａｍｐｌｅとその反転信号ｓａｍｐｌｅ−によりサンプルされ、フリップフロップ１２のＱ端子からは信号ｍａｉｎが出力され、Ｄフリップフロップ１３のＱ端子から信号ｓｕｂが出力される。
【００４２】
Ｄフリップフロップ１４は、Ｄ端子にｍａｉｎが入力され、ＣＬＫ端子には、ｓｕｂが入力されｍａｉｎをｓｕｂでラッチすることにより、周期Ｔａの周期検出信号をＱ端子から出力する。
【００４３】
詳細には、ｓａｍｐｌｅの周期Ｔｓとｓｉｇｎａｌの周期Ｔの時間差の整数倍がサンプリング周期以上となった時不連続が発生し、これが周期となり繰り返される。ｍａｉｎとｓｕｂではサンプリング周期／２ずれてｓｉｇｎａｌをラッチしているので、繰り返しの周期が等しく１／２ずれる。これによりエリアシングの周期Ｔａの検出を可能としている。遅延回路１６，１７はフリップフロップなどのゲートＩＣの遅延を補償するためのものである。
【００４４】
尚、Ｄフリップフロップ１１のゼロクロス信号の再構成は、ゼロクロス信号の検出器までの遅れの補償をしたり、サンプルリング信号もマスタークロックから生成されるため周期検出器内での全信号の同期化をしたり、マスタークロックでゼロクロス信号の周期Ｔの調整を行うことによりサンプルリング信号とセロクロス信号との周期の時間差の上限を設定して、検出精度の適正化を図るものである。また、ゼロクロス信号の再構成をしなくても、他に適切な時間調整手段（遅延回路）が介在していれば良くＤフリップフロップ１１は必ずしも必要ではない。
【００４５】
図３は、エリアシングの周期Ｔａを検出する原理を示した説明図である。
図３において、ｔ０はオフセットでありｓｉｇｎａｌの所定の立ち上がり点に対するｓａｍｐｌｅの立ち上がり点の時間のズレを示しており、ｓａｍｐｌｅの周期をＴｓとすると−Ｔｓ＜ｔ０＜Ｔｓの範囲の値となる。
【００４６】
ｔｎ（ｎは整数）はｓｉｇｎａｌの周期Ｔに対するサンプルの位置のズレであり、ｓｉｇｎａｌの変化点（立ち上がりと立下り）を基準にして、その変化点に対するｓａｍｐｌｅの立ち上がりまでの時間差である。この関係を次式に示す。
ｔｎ＝ｍＴ−ｋＴｓ−ｔ０
ここで、ｍは、ｓｉｇｎａｌの繰り返し数を示し、ｋは、そのｓｉｇｎａｌの繰り返し数の起点となるｓｉｇｎａｌの変化点直後のｓａｍｐｌｅの立ち上がりからｍ回繰り返したｓｉｇｎａｌの変化点直後に発生するｓａｍｐｌｅの立ち上がりまでのｓａｍｐｌｅの繰り返し数を示している。
【００４７】
つまり、ｔｎはｓｉｇｎａｌの変化点からその変化点直後のｓａｍｐｌｅの立ち上がりまでの時間差であり、時間の経過と共に増加していく。この差がｓａｍｐｌｅの周期Ｔｓと等しくなったときに１サンプル周期Ｔｓ分つまりｋが１増加し、その分だけｔｎが小さくなる。したがってｔｎは−Ｔｓ＜ｔｎ＜−Ｔｓの範囲で変動し、この変動が繰り返され周期となる。
図３において、Ａ点でのｓｉｇｎａｌのレベルが、時間の経過と共にＬ−Ｈ−Ｌ−Ｈ−Ｈとｔ４で変化（不連続）が発生しているとことがｋの１増加を示している。
【００４８】
一方、Ｔｓ／２ずれたタイミングでサンプルしても同様な動作をし、Ｔｓ／２分の時間ｔｎの変動に差があるため、約Ｔａ／２だけ周期がずれる。前出の信号ｍａｉｎと信号ｓｕｂに相当するこの両者を比較、一方でラッチすることで周期Ｔａを求めることができる。
【００４９】
図４は、周期検出器の動作を説明するタイミングチャートである。
図４において、前出の信号と同じ信号には同じ信号名を付けている。
ｓｉｇｎａｌは、測定波形をゼロクロス検出して形成した矩形波である。ｓａｍｐｌｅは、Ａ／Ｄコンバータのサンプリングタイミングを決定する矩形波である。ｍａｉｎは、ｓｉｇｎａｌをｓａｍｐｌｅの立ち上がりでラッチして形成される矩形波である。ｓｕｂは、ｓｉｇｎａｌをｓａｍｐｌｅの立下りでラッチして形成される矩形波である。周期検出信号は、ｍａｉｎをｓｕｂの立ち上がりでラッチして形成される矩形波である。
【００５０】
図４においてａｂ間およびｃｄ間のｓａｍｐｌｅの繰り返し数に対してｂｃ間およびｄｅ間のｓａｍｐｌｅの繰り返し数が１だけ増加している。これをｍａｉｎとｓｕｂにより検出してサンプリングにより発生した周期に等しい周期の信号を出力している。これがエリアシングの周期検出信号である。
【００５１】
デジタルローパスフィルタで周期検出信号を用いた平均値の演算処理は以下の通りである。
前出の信号Ｔａが存在する場合、Ｔａの周期と現在ある更新レート（演算区間）の評価を行い、演算区間が短い場合、演算区間に対してサンプリング周期を変更する。
【００５２】
それでも、演算区間が不足する場合は更新レートに対するアラームを出す。Ｔａが存在しないがｓｉｇｎａｌの周期Ｔが存在する場合は、サンプリング周期を変更する。その後再評価する。Ｔ，Ｔａとも存在しない場合は、現サンプリング周期の設定にて演算を行う。
【００５３】
サンプリング周期の妥当性については、従来の演算値による評価ではなく、周期検出信号の周期Ｔａや、エリアシングが発生しない場合での信号波形の周期Ｔの１周期換算での有効サンプル数（ＮＷ）によって判定する。目標とする測定精度に応じて設定されるサンプリング周波数の限界値（ＭＩＮＷ）に対してＮＷが満足しない場合は、次の演算区間に対しサンプリング周期を変更する。サンプリング周期の変更は、例えば、コントローラがサンプリング信号を発生させているＩＣに、サンプリング信号の分周比を下げる命令を送ってサンプリング周波数を増加させる。
【００５４】
また、更新レート内で１周期を検出できなければ、その測定は誤りとなるため、その周期に応じた更新レートに変更する。デジタルフィルタの場合は、フィルタのカットオフ周波数が存在するため、これに応じた更新レートの設定を行う。例えば、デジタルローパスフィルタの時定数に対して出力が安定するまでの時間を更新レートに設定する。
【００５５】
以上により、サンプリング式測定装置で平均値を求める際に問題となるエリアシングに対して、サンプリングにより実際に現れる周期を基にサンプリング周期や更新レートを設定するため、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。また、実際の信号を正確に平均することができ、精度の高い平均値が演算可能となる。
【００５６】
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる。
【００５７】
一方、総和平均で周期検出信号を用いた平均値の演算処理は以下の通りである。
周期検出信号が存在する場合、周期Ｔａにて演算を行う。また、周期検出信号が存在しない場合は、ｓｉｇｎａｌの周期Ｔにて演算を行う。Ｔ，Ｔａとも存在しない場合は、全区間にて演算を行う。
【００５８】
サンプリング周波数の妥当性は、従来と異なり、演算値による評価ではなく、エリアシングのようなサンプリングにより実際に現れる周期の１周期換算での有効サンプル数（ＮＷ）によって判定する。目標とする測定精度に応じて設定されるサンプリング周波数の限界値（ＭＩＮＷ）に対してＮＷが満足しない場合は、次の平均値区間からサンプリング周期を変更する。
【００５９】
サンプリング周期の変更は、例えば、コントローラがサンプリング信号を発生させているＩＣに、サンプリング信号の分周比を下げる命令を送ってサンプリング周波数を増加させる。
また、平均区間内で１周期を検出できなければ、その測定は誤りとなるため、その周期に応じた更新レートに変更する。例えば、周期検出器が検出した周期に対して少なくとも１波取れるような更新レートに設定する。
【００６０】
図５および図６は、総和平均方式における処理工程を示したフローチャートである。
このフローチャートの処理手順に従って説明する。
【００６１】
Ｓ１ 測定を開始する。
Ｓ２ 信号波形をサンプリングしてｎ番目のサンプリングデータＤｎを取得する。
Ｓ３ サンプリングデータを積算する。
【００６２】
Ｓ４ ゼロクロス信号のエッジの有無を判断する。エッジが有れば工程Ｓ５の処理を行い、エッジが無い場合は工程Ｓ１９の処理をする。
Ｓ５ ゼロクロス信号のエッジの方向が予め設定された方向Ｚｓと同じか判断する。方向が異なる場合は工程Ｓ１１の処理を行い、方向が同じ場合は工程Ｓ１２の処理を行う。
Ｓ６ 周期検出信号のエッジの方向が予め設定された方向Ｚａと同じか判断する。方向が同じなら工程Ｓ７の処理を行い、方向が異なる場合は工程Ｓ１３の処理を行う。
【００６３】
Ｓ７ サンプリングデータの加算値Ｓｎを周期検出信号の同期加算値Ｓａとする。加算に用いたサンプリング数ｎを周期検出信号間のサンプリング数Ｎａとする。
Ｓ８ 周期検出信号のエッジ数Ｃａが０ではないかを判断する。
判断結果がＮＯ（Ｃａ＝０）であれば工程Ｓ９の処理を行い、ＹＥＳであれば工程Ｓ１０の処理を行う。
Ｓ９ 周期検出信号の同期加算値Ｓａの値を、周期検出信号の最初のエッジまでの加算値Ｓａ０とする。
周期検出信号のエッジ区間でのサンプル数Ｎａを、周期検出信号の最初のエッジまでのサンプル数Ｎａ０とする。
【００６４】
Ｓ１０ Ｃａに１を加算して工程Ｓ２の処理に戻る。
Ｓ１１ ゼロクロス信号のエッジ数ＣｚがＣｚ＝０かを判定する。判定結果がＹＥＳの場合は工程Ｓ１２の処理を行い、ＮＯの場合は工程Ｓ１９の処理を行う。
Ｓ１２ 工程Ｓ５で検出したエッジ方向にＺｓを設定し直して工程Ｓ６の処理を行う。
【００６５】
Ｓ１３ Ｃａ＝０かを判定する。判定結果がＹＥＳの場合は工程Ｓ１４の処理を行い、ＮＯであれば工程Ｓ１５の処理を行う。
Ｓ１４ 工程Ｓ６で検出したエッジ方向にＺａを設定し直す。
Ｓ１５ Ｓｎをゼロクロス同期加算値Ｓｓとする。サンプリング数ｎをゼロクロス信号のエッジ区間でのサンプル数Ｎｓとする。
【００６６】
Ｓ１６ Ｃｚが０でないことを判断する。
判断結果がＮＯ（Ｃｚ＝０）であれば工程Ｓ１７の処理を行い、ＹＥＳであれば工程Ｓ１８の処理を行いう。
Ｓ１７ Ｓｓの値をゼロクロス信号の最初のエッジまでの加算値Ｓｓ０とする。ゼロクロス信号のエッジ区間でのサンプル数Ｎｓをゼロクロス信号の最初のエッジまでのサンプル数Ｎｓ０とする。
Ｓ１８ Ｃｚに１を加算して工程Ｓ２の処理に戻る。
【００６７】
Ｓ１９ 測定を終了するか判断する。終了しない場合は、工程Ｓ２に戻り、終了する場合は、工程Ｓ２０の処理を行う。
Ｓ２０ Ｃａが２以上か判断する。判断結果がＮＯの場合は、工程Ｓ２１の処理を行い、ＹＥＳの場合は、工程Ｓ２２の処理を行う。
Ｓ２１ Ｃｚが２以上か判断する。判断結果がＹＥＳの場合は工程Ｓ２３の処理を行い、ＮＯの場合は工程Ｓ２４の処理を行う。
【００６８】
Ｓ２２ Ｎａ−Ｎａ０を演算し有効サンプル数Ｎを求める。Ｎ／Ｃａを演算し周期検出信号の１周期に対するサンプル数ＮＷを求める。Ｓａ−Ｓａ０を演算し有効加算値Ｓを求める。次に工程Ｓ２５の処理を行う。
Ｓ２３ Ｎｓ−Ｎｓ０を演算して有効サンプル数Ｎを求める。Ｎ／Ｃｚを演算してゼロクロス信号の１周期に対するサンプル数ＮＷを求める。Ｓｓ−Ｓｓ０を演算し有効加算値Ｓを求める。次に工程Ｓ２５の処理を行う。
Ｓ２４ Ｎｓを有効サンプル数Ｎとする。周期検出信号の１周期に対するサンプル数ＮＷを０とする。Ｓｓを有効加算値Ｓとする。次に工程Ｓ２５の処理を行う。
【００６９】
Ｓ２５ ＮＷが予め設定された最低ＮＷ（限界値）以上かを判断する。判断結果がＮＯであれば工程Ｓ２６の処理を行い、ＹＥＳであれば工程Ｓ２７の処理を行う。
Ｓ２６ サンプリング周波数を変更する。
Ｓ２７ ＡＶＧ＝Ｓ／Ｎを演算し単純平均ＡＶＧを求める。
【００７０】
実効値ＲＭＳを測定する場合は、の工程Ｓ２と工程Ｓ２７において以下のように変更すればよい。
Ｓ２ 信号波形をサンプリングしてｎ番目のサンプリングデータＤｎを取得し、Ｄｎ×Ｄｎを演算する。
Ｓ２７ ＲＭＳ＝（Ｓ／Ｎ）^１／２を演算し実効値ＲＭＳを求める。
【００７１】
平均値整流実行値換算値ＭＥＡＮを測定する場合は、工程Ｓ２と工程Ｓ２７を以下ように変更すればよい。
Ｓ２ 信号波形をサンプリングしてｎ番目のサンプリングデータＤｎを取得し、Ｄｎの絶対値｜Ｄｎ｜を求める。
Ｓ２７ ＭＥＡＮ＝（π／２）×（Ｓ／Ｎ）を演算し平均値整流実行値換算値ＭＥＡＮを求める。
【００７２】
以上により、平均値などを求める際に、重要である平均値区間を実際に現れる周期をもとに決定することができるため、精度の高い平均値が演算可能となり、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。
【００７３】
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる。
【００７４】
【発明の効果】
本発明によれば、以下のような効果がある。
【００７５】
請求項１に記載の発明によれば、信号波形をサンプリングしたことにより生ずるエリアシングの周期を検出する周期検出器を有することにより、測定値のふらつきの原因が、測定信号が変動していることによるのか、エリアシングによる影響なのかを明確にすることで、安定した精度のよい測定を可能とした。
【００７６】
請求項２に記載の発明によれば、周期検出器をフリップフロップなどのゲートＩＣで構成しているため簡単な付加回路で周期検出を実現できる。
【００７７】
請求項３に記載の発明によれば、サンプリング周期の妥当性を容易に判断することができる。
【００７８】
請求項４に記載の発明によれば、デジタルローパスフィルタで平均値を求める際に問題となるエリアシングに対して、周期検出器で検出した実際に現れる周期を基にサンプリング周期や更新レートを設定するため、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。また、実際の信号を正確に平均することができ、精度の高い平均値が演算可能となる。
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる。
【００７９】
請求項５に記載の発明によれば、総和平均により平均値などを求める際に、重要である平均値区間を周期検出器で検出した実際に現れる周期をもとに決定することができるため、精度の高い平均値が演算可能となり、エリアシングと入力変動の混同による値の変動や誤動作をなくすことができる。
さらに、ノイズが多い環境においても、そのノイズが発生する周期を、サンプリング周期から求めることができるためノイズ除去率が高くなり、高Ｓ／Ｎ比を得ることができる
【００８０】
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示した構成図である。
【図２】周期検出器の一例を示した構成図である。
【図３】エリアシングの周期Ｔａを検出する原理を示した説明図である。
【図４】周期検出器の動作を説明するタイミングチャートである。
【図５】総和平均方式における処理工程を示したフローチャートである。
【図６】総和平均方式における処理工程を示したフローチャートである。
【図７】デジタルローパスフィルタの一例を示した構成図である。
【図８】デジタルローパスフィルタの信号波形の処理工程を示した図である。
【図９】信号波形とサンプリングのタイミングを示した図である。
【図１０】総和平均の一例を示した構成図である。
【図１１】演算タイミングを示したタイミングチャートである。
【図１２】エリアシングが発生した時に得られる波形の一例を示した図である。
【符号の説明】
１ アンプ
２ Ａ／Ｄコンバータ
３ ＤＳＰ
４ ゼロクロス検出器
５ 周期検出器
１１、１２、１３、１４ Ｄフリッププロップ
１５ インバータ
１７、１８ 遅延回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a sampling type measuring device, and more particularly to an average value calculation for obtaining a voltage, a current, and a power.
[0002]
[Prior art]
The effective value, average value, and active power value of an AC waveform having a certain period can be obtained by the following equations.
(Equation 1)

Here, RMS is an effective value of the signal, AVG (DC) is a simple average value of the signal, f (t) is a predetermined signal waveform, W is a power value, v (t) is a voltage waveform, and i (t) is a current. The waveform, T, is the period of the waveform.
[0003]
In a conventional sampling type measuring apparatus, an input waveform is digitally sampled, and an effective value, an average value, and the like are calculated based on the above equation.
When the average value is calculated by the sampling method, the following three methods can be considered.
(A) The cycle of the waveform is measured, and the data within the period is averaged (hereinafter, referred to as a sum average).
(B) Similar to averaging with an analog low-pass filter, averaging with a digital filter (hereinafter referred to as digital low-pass filter).
(C) FFT (Fast Fourier Transform) or DFT (Discrete Fourier Transform) is performed at a sample rate that is an integral multiple of the waveform period, and an average value is obtained from frequency components.
[0004]
The method (c) requires setting a sample rate synchronized with the waveform period, and thus requires a setting accuracy, a setting time, and a calculation time. Therefore, it is not a general means for obtaining an average of waveforms. Therefore, the methods (a) and (b) are mainly selected.
[0005]
The method (a) has good responsiveness because the calculation section can be set according to the waveform cycle. However, since the averaging accuracy depends on the accuracy of detecting the period of the waveform, the accuracy and stability are somewhat lacking.
[0006]
On the other hand, the digital low-pass filter, which is the method (b), can perform averaging irrespective of the waveform, and thus has excellent accuracy and stability.
However, in both cases (a) and (b), averaging cannot be performed normally due to aliasing caused by sampling.
[0007]
For this reason, taking advantage of the fact that the average value fluctuates greatly when averaging cannot be performed normally, and if the average value fluctuates beyond a certain range, the sampling period is currently changed. As a precaution, the sampling period is changed for each update rate (for example, Patent Document 1).
[0008]
Hereinafter, a case where an average value is calculated by a digital low-pass filter will be described.
FIG. 7 is a configuration diagram showing an example of a digital low-pass filter.
In FIG. 7, an amplifier 51 normalizes a signal waveform. The A / D converter 52 samples an analog waveform and converts it into digital data. A DSP (Digital Signal Processor) 53 performs a digital low-pass filter operation on the sampled waveform data, and obtains an average value from the sampled data.
[0009]
FIG. 8 is a diagram showing a process of processing a signal waveform of a digital low-pass filter.
In FIG. 8, a signal waveform (a) is an input signal waveform. The sampled waveform (b) indicates a waveform obtained by digitally sampling the signal waveform by the A / D converter described above. The waveform after the digital low-pass filter operation (c) is a waveform after the digital low-pass filter operation that has been processed by the DSP. Sampling (d) indicates the sampling timing by the A / D converter described above.
[0010]
An effective value and an average value are obtained from sampling data within an arbitrarily set operation time (operation section).
The theoretical formulas of the effective value and the average value are as follows.
(Equation 2)

Here, N indicates the number of samples, and f (n) indicates the n-th sampled value.
[0011]
In the digital low-pass filter, arithmetic processing is performed by the following equation.
[Equation 3]

Here, e (n) indicates the result of the nth digital filter, and s (n) indicates the sampling value of the nth signal.
[0012]
Based on this calculation, a plurality of stages (multiple orders) are performed.
This result
(Equation 4)

As a result, the same result as the above theoretical value can be obtained.
[0013]
FIG. 9 is a diagram showing a signal waveform and sampling timing.
The signal waveform 71 is a waveform actually input to the device. Each point indicated by an arrow is a sampling timing. The aliasing waveform 72 is a waveform obtained by sampling a signal waveform.
The sampling does not need to be synchronized with the signal period, but as shown in FIG. 9, the period for acquiring the sampling value S (n) differs from the period of the actual signal waveform due to aliasing. If the wave number required for averaging cannot be obtained, or if the sampling period is an integral multiple of half the period of the signal waveform and the sampling value is only a certain value, the calculated value will fluctuate. Must be changed.
[0014]
On the other hand, as described above, in the conventional sampling type measuring apparatus, a sum average which is advantageous in averaging accuracy at a low response speed and a low frequency of the signal waveform is often used similarly to the digital low-pass filter.
[0015]
For the detection of the period, a zero-crossing detector is used which detects the passage of the zero point as の of the period after AC-coupling the signal waveform. Based on the information from the zero-cross detector, an average value of a section that is an integral multiple of the waveform period is calculated.
[0016]
FIG. 10 is a configuration diagram showing an example of the sum total average.
In FIG. 10, an amplifier 81 normalizes a signal waveform. The A / D converter 82 samples an analog waveform and converts it into digital data. The zero-cross detector 84 performs zero-cross detection that regards passing a zero point as 点 of the cycle. The DSP 83 uses the sampled waveform data to calculate an average value in a section that is an integral multiple of the waveform cycle.
[0017]
FIG. 11 is a timing chart showing the operation timing.
In FIG. 11, a signal waveform (e) is an input signal waveform. The zero-cross detection signal (H) is a rectangular wave having the cycle of the signal waveform detected by the above-described zero-cross detector, and is input to the DSP. Sampling (g) indicates the sampling timing by the A / D converter described above. In FIG. 11, the average value is obtained by using the sampling data of the calculation period set to three times the cycle of the signal waveform.
[0018]
The effective value and the average value are calculated by the following equations.
(Equation 5)

Here, N is the sampling number, and f (n) is the n-th sampling value. Further, the sampling need not be synchronized with the period of the signal waveform.
[0019]
When the sampling method is used, it is generally known that a waveform can be reproduced for a signal waveform of less than sampling frequency / 2. However, although a signal waveform having a frequency exceeding the sampling frequency / 2 cannot be reproduced by aliasing, a correct value can be obtained when an average value of the waveform is obtained.
[0020]
FIG. 12 shows an example of a waveform obtained when aliasing occurs.
In FIG. 12, each point indicated by an arrow is a sampling timing. An aliasing waveform 102 composed of waveform data different in frequency and equal in amplitude from the signal waveform 101 is obtained.
[0021]
When two signals such as voltage and current are sampled at the same time, the phase between the signals is correct as well as the amplitude, so that a correct value can be obtained for the power having the phase information of the voltage and current. This enables measurement of signals exceeding the sampling frequency.
[0022]
Here, the frequency fa obtained by sampling the signal waveform is given by the following equation, where f is the signal waveform frequency, fs is the sampling frequency, and k is an integer (integer).
fa = | f−kfs |
For this reason, since the frequency fa of the signal to be measured by the device is different from the signal waveform frequency f, a correct value may not be obtained if the signal fa is averaged with the period of the input signal waveform. This is because if the sampling frequency fs and the signal waveform frequency f are close to each other, it may be equivalent to measuring a signal with a low frequency fa, and one cycle cannot be recognized within the calculation period.
[0023]
Further, for example, the data used from point A to point B in FIG. However, in this case, since the section to be obtained is the point A to the point Za, the data to be used needs to be the point A to the point C. Thus, the expected number of samples cannot be obtained.
[0024]
[Patent Document 1]
JP-A-7-98336
[0025]
[Problems to be solved by the invention]
In a sampling type measuring apparatus to which a conventional digital low-pass filter is applied, when an average value fluctuates due to aliasing, a correct value can be obtained by changing a sampling period.
However, in this method, it cannot be determined whether the average value is unstable due to the influence of aliasing or the signal itself is not stable.
[0026]
In addition, if it is not possible to judge, the signal is not stable and the average value is not stable. However, it is determined that aliasing has occurred, and the sampling cycle is changed. This change causes the influence of aliasing to appear and still fluctuates, so the sampling cycle is changed again. A state occurs in which such an operation is repeated. For this reason, there has been a problem that it is impossible to accurately average the actual signal.
[0027]
On the other hand, even in a conventional sampling type measuring apparatus to which the sum average is applied, a measure is taken to change the sampling frequency when the measured value fluctuates greatly, so that the fa becomes a sufficiently high frequency.
[0028]
However, in the case of sum average, whether the value fluctuates due to aliasing because the sampling frequency is changed compared to the previous measurement value, or whether the value fluctuates because the amplitude of the measurement signal fluctuates. Cannot be determined.
[0029]
Therefore, the sampling frequency may be changed to a value that reduces fa by itself, and stable measurement may not be performed.
[0030]
In addition, since the cycle obtained by the zero-cross signal is the cycle of the signal waveform, there is a problem that an arithmetic period that is an integral multiple of the aliasing cycle may not be set.
[0031]
The present invention has been made in order to solve the above-described problem, and has a means for detecting a cycle generated by aliasing, so that the fluctuation of the measurement value is caused by the fluctuation of the measurement signal. An object of the present invention is to provide a sampling-type measuring device capable of performing stable and accurate measurement by clarifying whether the influence is caused by aliasing.
[0032]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is a sampling type measuring device having the following configuration.
[0033]
(1) In a sampling type measuring device for digitally sampling and measuring a predetermined analog signal,
A sampling type measuring device comprising a period detector for detecting a period generated by digitally sampling the analog signal.
[0034]
(2) a first flip-flop that outputs a result obtained by latching a zero-cross signal of the analog signal with a sampling signal of the digital sampling;
A second flip-flop that outputs a result of latching the zero-cross signal with an inverted signal of the sampling signal;
The sampling type measuring apparatus according to (1), further comprising a third flip-flop that outputs a result obtained by latching an output of the first flip-flop with an output of the second flip-flop.
[0035]
(3) a preset limit value of the sampling number;
A sampling frequency in one cycle conversion of the cycle detected by the cycle detector;
The sampling type measuring apparatus according to (1) or (2), wherein the sampling frequency is changed based on the comparison of (1).
[0036]
(4) In the case where the detection result of the period detector is less than a predetermined calculation section of the digital low-pass filter, the calculation section is changed, any one of (1) to (3). Sampling type measuring device.
[0037]
(5) The method according to any one of (1) to (3), wherein when the detection result of the period detector is less than a predetermined average value calculation section, the average value calculation section is changed. Sampling type measuring device.
[0038]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of the present invention.
A period detector is inserted between a conventional zero-cross detector and a DSP to detect a period (aliasing period) generated by sampling.
[0039]
The amplifier 1 normalizes the signal waveform to be measured. The A / D converter 2 digitally samples the measured waveform based on the sampling signal from the DSP 3 and outputs the data to the DSP 3. The zero-cross detector 4 detects a zero-cross from the signal waveform and outputs a zero-cross signal having a period equal to the period T of the signal waveform. The cycle detector 5 captures the zero-cross signal and the sampling signal, and outputs a cycle detection signal having a cycle equal to the aliasing cycle Ta to the DSP 3 together with the zero-cross signal. Zero crossing is a point where a zero potential and a signal waveform cross.
[0040]
FIG. 2 is a configuration diagram illustrating an example of the cycle detector.
The D flip-flop 11 outputs, from the Q terminal, a signal signal having a period T reconfigured by inputting the aforementioned zero-cross signal to the D terminal and inputting the master clock to the CLK terminal via the delay circuit 16.
In the D flip-flop 12, a signal is input to a D terminal, and a signal sample of a sampling period Ts is input to a CLK terminal via a delay circuit 17.
In the D flip-flop 13, signal is input to a D terminal, and an inverted signal sample− of the sample is input to a CLK terminal via an inverter 15. Here, the inverted signal of sample is described as sample- for convenience.
[0041]
As a result, the signal is sampled by the sample and its inverted signal sample-, the signal main is output from the Q terminal of the flip-flop 12, and the signal sub is output from the Q terminal of the D flip-flop 13.
[0042]
The D flip-flop 14 outputs a cycle detection signal of the cycle Ta from the Q terminal by inputting “main” to the D terminal and inputting “sub” to the CLK terminal and latching “main” by “sub”.
[0043]
More specifically, when an integer multiple of the time difference between the sample period Ts and the signal period T is equal to or longer than the sampling period, discontinuity occurs, and this is a period and is repeated. Since the signal is latched between main and sub at a sampling period / 2 offset, the repetition period is equally shifted by 1/2. This makes it possible to detect the aliasing cycle Ta. The delay circuits 16 and 17 are for compensating a delay of a gate IC such as a flip-flop.
[0044]
The reconstruction of the zero-cross signal of the D flip-flop 11 compensates for the delay of the zero-cross signal up to the detector and synchronizes all signals in the period detector because the sampling signal is also generated from the master clock. Or by adjusting the period T of the zero-cross signal with the master clock, thereby setting the upper limit of the time difference between the periods of the sampling signal and the cell-cross signal to optimize the detection accuracy. Further, even if the zero-cross signal is not reconstructed, the D flip-flop 11 is not necessarily required as long as another appropriate time adjusting means (delay circuit) is interposed.
[0045]
FIG. 3 is an explanatory diagram showing the principle of detecting the aliasing cycle Ta.
In FIG. 3, t0 is an offset, which indicates a time lag between a rising point of the sample and a predetermined rising point of the signal. If the period of the sample is Ts, the value is in a range of −Ts <t0 <Ts.
[0046]
tn (n is an integer) is a deviation of the position of the sample with respect to the cycle T of the signal, and is a time difference from the change point (rise and fall) of the signal to the rise of the sample with respect to the change point. This relationship is shown in the following equation.
tn = mT-kTs-t0
Here, m indicates the number of repetitions of the signal, and k indicates the rise of the sample generated immediately after the change point of the signal repeated m times from the rise of the sample immediately after the change point of the signal which is the starting point of the number of repetitions of the signal. Up to the number of repetitions of sample.
[0047]
In other words, tn is a time difference from the signal change point to the rise of the sample immediately after the signal change point, and increases with time. When this difference becomes equal to the sample period Ts, one sample period Ts, that is, k increases by 1, and tn decreases by that amount. Therefore, tn fluctuates in the range of -Ts <tn <-Ts, and this fluctuation is repeated to form a cycle.
In FIG. 3, the fact that the signal level at point A changes (discontinuous) at LHLHH and t4 with the passage of time indicates that k increases by 1. .
[0048]
On the other hand, even if sampling is performed at a timing shifted by Ts / 2, the same operation is performed, and there is a difference in the variation of the time tn of Ts / 2, so that the period is shifted by about Ta / 2. The period Ta can be obtained by comparing the above-mentioned signal main and the signal sub corresponding to each other and latching one of them.
[0049]
FIG. 4 is a timing chart for explaining the operation of the cycle detector.
In FIG. 4, the same signals as those described above are given the same signal names.
The signal is a rectangular wave formed by detecting a zero-crossing of the measured waveform. “sample” is a rectangular wave that determines the sampling timing of the A / D converter. main is a rectangular wave formed by latching signal at the rising edge of sample. The sub is a rectangular wave formed by latching the signal at the falling edge of the sample. The period detection signal is a rectangular wave formed by latching main at the rising edge of sub.
[0050]
In FIG. 4, the number of sample repetitions between bc and de is increased by 1 with respect to the number of sample repetitions between ab and cd. This is detected by main and sub, and a signal having a period equal to the period generated by sampling is output. This is the aliasing cycle detection signal.
[0051]
The arithmetic processing of the average value using the period detection signal in the digital low-pass filter is as follows.
When the signal Ta described above is present, the cycle of Ta and the current update rate (calculation section) are evaluated. If the calculation section is short, the sampling cycle is changed for the calculation section.
[0052]
If the calculation section is still insufficient, an alarm for the update rate is issued. If Ta does not exist but the signal cycle T exists, the sampling cycle is changed. Then re-evaluate. If neither T nor Ta exists, the calculation is performed with the current sampling period set.
[0053]
The validity of the sampling period is not evaluated by conventional calculation values, but is the number Ta of effective samples (NW) in terms of the period Ta of the period detection signal and the period T of the signal waveform when aliasing does not occur. Determined by If the NW does not satisfy the sampling frequency limit value (MINW) set according to the target measurement accuracy, the sampling period is changed for the next calculation section. To change the sampling period, for example, the controller sends an instruction to lower the frequency division ratio of the sampling signal to an IC that is generating the sampling signal to increase the sampling frequency.
[0054]
Also, if one cycle cannot be detected within the update rate, the measurement is erroneous, so the update rate is changed to the cycle. In the case of a digital filter, the update rate is set according to the cutoff frequency of the filter. For example, the time until the output stabilizes with respect to the time constant of the digital low-pass filter is set as the update rate.
[0055]
As described above, since the sampling period and the update rate are set based on the period actually appearing by sampling for the aliasing which is a problem when the average value is obtained by the sampling type measurement device, the aliasing is confused with the input fluctuation. Fluctuations in values and malfunctions can be eliminated. In addition, an actual signal can be accurately averaged, and a highly accurate average value can be calculated.
[0056]
Further, even in an environment with a lot of noise, the cycle in which the noise occurs can be obtained from the sampling cycle, so that the noise removal rate is high and a high S / N ratio can be obtained.
[0057]
On the other hand, the arithmetic processing of the average value using the period detection signal in the sum average is as follows.
When the period detection signal exists, the calculation is performed in the period Ta. If there is no cycle detection signal, the calculation is performed at the signal cycle T. If neither T nor Ta exists, the calculation is performed in all sections.
[0058]
The validity of the sampling frequency is determined based on the number of effective samples (NW) in terms of one cycle of a cycle actually appearing by sampling such as aliasing, not evaluation based on a calculation value, unlike the related art. If the NW does not satisfy the sampling frequency limit value (MINW) set according to the target measurement accuracy, the sampling period is changed from the next average value section.
[0059]
To change the sampling period, for example, the controller sends an instruction to lower the frequency division ratio of the sampling signal to an IC that is generating the sampling signal to increase the sampling frequency.
Further, if one cycle cannot be detected in the average section, the measurement becomes erroneous, so that the update rate is changed to an update rate corresponding to the cycle. For example, the update rate is set so that at least one wave can be obtained for the cycle detected by the cycle detector.
[0060]
FIG. 5 and FIG. 6 are flowcharts showing processing steps in the sum total averaging method.
A description will be given according to the processing procedure of this flowchart.
[0061]
S1 Start measurement.
S2 The signal waveform is sampled to obtain the n-th sampling data Dn.
S3 Integrate the sampling data.
[0062]
S4 It is determined whether there is an edge of the zero cross signal. If there is an edge, the process of step S5 is performed, and if there is no edge, the process of step S19 is performed.
S5 It is determined whether or not the edge direction of the zero cross signal is the same as the preset direction Zs. If the directions are different, the process of step S11 is performed, and if the directions are the same, the process of step S12 is performed.
S6: It is determined whether the edge direction of the cycle detection signal is the same as the direction Za set in advance. If the directions are the same, the process of step S7 is performed, and if the directions are different, the process of step S13 is performed.
[0063]
S7 The added value Sn of the sampling data is set as the synchronous added value Sa of the cycle detection signal. The sampling number n used for the addition is set as the sampling number Na between the period detection signals.
S8: It is determined whether the number of edges Ca of the cycle detection signal is not zero.
If the determination result is NO (Ca = 0), the process of step S9 is performed, and if it is YES, the process of step S10 is performed.
S9 The value of the synchronous addition value Sa of the cycle detection signal is set to the addition value Sa0 up to the first edge of the cycle detection signal.
The number of samples Na in the edge section of the cycle detection signal is set to the number of samples Na0 up to the first edge of the cycle detection signal.
[0064]
S1 is added to Ca, and the process returns to step S2.
S11 It is determined whether the number of edges Cz of the zero cross signal is Cz = 0. When the result of the determination is YES, the process of step S12 is performed, and when the result of the determination is NO, the process of step S19 is performed.
S12 The process of step S6 is performed by resetting Zs in the edge direction detected in step S5.
[0065]
S13 Determine whether Ca = 0. If the result of the determination is YES, the process of step S14 is performed, and if NO, the process of step S15 is performed.
S14 Za is reset in the edge direction detected in step S6.
S15 Let Sn be the zero-cross synchronous addition value Ss. The number of samples n is set to the number of samples Ns in the edge section of the zero cross signal.
[0066]
It is determined that S16 Cz is not 0.
If the determination result is NO (Cz = 0), the process of step S17 is performed, and if it is YES, the process of step S18 is performed.
S17 The value of Ss is defined as an added value Ss0 up to the first edge of the zero cross signal. The number of samples Ns in the edge section of the zero-cross signal is defined as the number of samples Ns0 up to the first edge of the zero-cross signal.
S1 is added to Cz, and the process returns to step S2.
[0067]
S19: It is determined whether to end the measurement. If not, the process returns to step S2, and if completed, the process of step S20 is performed.
S20 Determine whether Ca is 2 or more. If the determination result is NO, the process of step S21 is performed, and if the determination result is YES, the process of step S22 is performed.
It is determined whether S21 Cz is 2 or more. When the result of the determination is YES, the process of step S23 is performed, and when the result is NO, the process of step S24 is performed.
[0068]
In step S22, Na-Na0 is calculated to determine the effective sample number N. By calculating N / Ca, the number of samples NW for one cycle of the cycle detection signal is obtained. Sa-Sa0 is calculated to obtain an effective addition value S. Next, the process of step S25 is performed.
S23 Ns-Ns0 is calculated to determine the effective sample number N. By calculating N / Cz, the number of samples NW for one cycle of the zero-cross signal is obtained. Ss-Ss0 is calculated to obtain an effective addition value S. Next, the process of step S25 is performed.
S24 Let Ns be the number N of valid samples. The number of samples NW for one cycle of the cycle detection signal is set to 0. Let Ss be the effective addition value S. Next, the process of step S25 is performed.
[0069]
S25 It is determined whether the NW is equal to or more than a preset minimum NW (limit value). If the determination result is NO, the process of step S26 is performed, and if it is YES, the process of step S27 is performed.
S26: Change the sampling frequency.
S27 AVG = S / N is calculated to obtain a simple average AVG.
[0070]
When measuring the effective value RMS, the following changes may be made in steps S2 and S27.
S2 The signal waveform is sampled to obtain the n-th sampling data Dn, and Dn × Dn is calculated.
S27 RMS = (S / N) ^1/2 Is calculated to obtain an effective value RMS.
[0071]
When the average value rectification execution value conversion value MEAN is measured, steps S2 and S27 may be changed as follows.
S2 The signal waveform is sampled to obtain the n-th sampled data Dn, and the absolute value | Dn | of Dn is obtained.
S27 MEAN = (π / 2) × (S / N) is calculated to obtain an average value rectification execution value conversion value MEAN.
[0072]
As described above, when calculating the average value and the like, the important average value section can be determined based on the period that actually appears, so that a highly accurate average value can be calculated, and confusion between aliasing and input fluctuation can be achieved. Can be prevented from fluctuating values and malfunctions.
[0073]
Further, even in an environment with a lot of noise, the cycle in which the noise occurs can be obtained from the sampling cycle, so that the noise removal rate is high and a high S / N ratio can be obtained.
[0074]
【The invention's effect】
According to the present invention, the following effects can be obtained.
[0075]
According to the first aspect of the present invention, by having a period detector that detects a period of aliasing caused by sampling a signal waveform, the cause of the fluctuation of the measured value is that the measured signal fluctuates. By clarifying whether this is due to the influence of aliasing, stable and accurate measurement was made possible.
[0076]
According to the second aspect of the present invention, since the cycle detector is constituted by a gate IC such as a flip-flop, the cycle detection can be realized by a simple additional circuit.
[0077]
According to the third aspect of the present invention, the validity of the sampling period can be easily determined.
[0078]
According to the fourth aspect of the present invention, the sampling cycle and the update rate are set based on the actually appearing cycle detected by the cycle detector for the aliasing which is a problem when the average value is obtained by the digital low-pass filter. Therefore, value fluctuation and malfunction due to confusion between aliasing and input fluctuation can be eliminated. In addition, an actual signal can be accurately averaged, and a highly accurate average value can be calculated.
Further, even in an environment with a lot of noise, the cycle in which the noise occurs can be obtained from the sampling cycle, so that the noise removal rate is high and a high S / N ratio can be obtained.
[0079]
According to the invention described in claim 5, when the average value or the like is obtained by the sum average, the important average value section can be determined based on the actually appearing cycle detected by the cycle detector. A highly accurate average value can be calculated, and value fluctuation and malfunction due to confusion between aliasing and input fluctuation can be eliminated.
Furthermore, even in an environment where there is a lot of noise, the cycle in which the noise occurs can be obtained from the sampling cycle, so that the noise removal rate is high and a high S / N ratio can be obtained.
[0080]
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram illustrating an example of a cycle detector.
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a principle of detecting an aliasing cycle Ta.
FIG. 4 is a timing chart illustrating the operation of the cycle detector.
FIG. 5 is a flowchart illustrating processing steps in a sum average method.
FIG. 6 is a flowchart showing processing steps in a sum average method.
FIG. 7 is a configuration diagram illustrating an example of a digital low-pass filter.
FIG. 8 is a diagram showing a process of processing a signal waveform of a digital low-pass filter.
FIG. 9 is a diagram showing signal waveforms and sampling timings.
FIG. 10 is a configuration diagram showing an example of a sum average.
FIG. 11 is a timing chart showing calculation timing.
FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a waveform obtained when aliasing occurs.
[Explanation of symbols]
1 amplifier
2 A / D converter
3 DSP
4 Zero cross detector
5 Period detector
11,12,13,14 D flip prop
15 Inverter
17, 18 delay circuit

Claims (5)

In a sampling type measuring device that digitally samples and measures a predetermined analog signal,
A sampling type measuring device comprising a period detector for detecting a period generated by digitally sampling the analog signal. The period detector,
A first flip-flop that outputs a result of latching the zero-cross signal of the analog signal with a sampling signal of the digital sampling;
A second flip-flop that outputs a result of latching the zero-cross signal with an inverted signal of the sampling signal;
The sampling type measuring apparatus according to claim 1, further comprising a third flip-flop that outputs a result obtained by latching an output of the first flip-flop with an output of the second flip-flop. A preset limit on the number of samples,
A sampling frequency in one cycle conversion of the cycle detected by the cycle detector;
The sampling type measuring apparatus according to claim 1 or 2, wherein the sampling frequency is changed based on the comparison of (1). 4. The sampling method according to claim 1, wherein when the detection result of the period detector is less than a predetermined calculation section of the digital low-pass filter, the calculation section is changed. measuring device. 4. The sampling method according to claim 1, wherein when the detection result of the period detector is less than a predetermined average value calculation section, the average value calculation section is changed. measuring device.

Images