JP2004163859A

JP2004163859A - Optical modulator

Info

Publication number: JP2004163859A
Application number: JP2003082029A
Authority: JP
Inventors: Hidenori Honda; 秀紀本田; Satoru Oikawa; 哲及川; Takahisa Fujita; 貴久藤田
Original assignee: Sumitomo Osaka Cement Co Ltd
Current assignee: Sumitomo Osaka Cement Co Ltd
Priority date: 2002-09-17
Filing date: 2003-03-25
Publication date: 2004-06-10
Anticipated expiration: 2023-03-25
Also published as: JP3695717B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an optical modulator capable of solving the problem of impedance inconsistency common to optical modulators having a structure wherein a plurality of signal electrodes branch from one signal electrode, and having excellent optical modulation characteristics such as reduction of driving voltage and enhancement of frequency characteristics. <P>SOLUTION: In the optical modulator which has a substrate 1 consisting of a material having an optoelectronic effect, a plurality of optical waveguide parts 2 formed on the substrate and signal electrodes and a grounded electrode for modulating light passing in the optical waveguide parts and wherein a plurality of signal electrodes (5-1, 5-2) branch from at least the one signal electrode, it is characterized in that impedance concerned in the signal electrode before branch and synthesized impedance concerned in the signal electrodes after branch are made coincident with each other or an impedance consistence line is provided at a branching part. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、光変調器に関わり、特に、信号電極の少なくとも１本が複数に分岐された信号電極を有する光変調器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
近年、高速、大容量光ファイバ通信システムの進歩に伴い、高周波の光パルスを安定的に発生させる光パルス発生装置が求められており、例えば、外部変調器に代表されるように、ニオブ酸リチウムなどの電気光学効果を有する材料を基板に用いた高速動作可能な光パルス発生用光変調器が実用化されている。
しかも、光パルスを伝送媒体である光ファイバにより長距離に渡り伝送するためには、発生した光パルスのチャープ現象を抑制又は調整し、光ファイバの波長分散により伝送中に光波の波形崩れが発生しないように構成することが必要となる。
【０００３】
チャープ現象を制御した光変調器の例としては、図１に示すように、電気光学効果を有する基板１に、２つの分岐導波路２’を有するマッハツェンダー型光導波路２を形成し、２つの分岐導波路２’上に信号電極３，３’を各々形成すると共に、各信号電極を取り囲むように接地電極４，４’、４’’を配置した光変調器、所謂、デュアル電極型光変調器が知られている。
【０００４】
図１のデュアル電極型光変調器を駆動するためには、反転信号生成回路を有するマイクロ波発生器から発生された、位相が１８０度異なる２つのマイクロ波電気信号ａ，ｂを、光変調器の各信号電極３，３’に各々印加する。光導波路２には光学研磨された基板端面から光波が入射され、光導波路２に形成されたＹ分岐により２つの光波に分波され、分岐導波路２’を各々通過する。各光波は再度、別のＹ分岐により合波され、光導波路２の他端から出射される。
そして、光波は、分岐導波路２’を通過中に、各信号電極３，３’に印加された電気信号ａ，ｂによる基板の屈折率変化のため、光波の位相が変化し、合波した後の光波は、この位相変化に対応した光強度を有することとなる。結果として、マイクロ波電気信号の変化に対応した光パルスを発生することが可能となる。
しかも、２つの分岐導波路２’には、２つの信号電極３，３’により均等かつ逆向きの電界が印加されるため、分岐導波路２’を通過する各光は互いに逆方向に同じ大きさの位相差を生じ、合波した際には、光はチャープ量が抑制されたものとなる。
【０００５】
図１に示したデュアル電極型光変調器では、各信号電極３，３’に印加する電気信号ａ，ｂは、位相差を１８０度、電気信号の振幅強度を同じとなるように調整する必要があるため、反転信号生成回路を必要とするだけでなく、マイクロ波発生器から光変調器までのマイクロ波伝送ケーブルの長さや、同軸ケーブルから光変調器内の信号電極への入力損失までも均等になるように調整することが必要となる。
このため、デュアル電極型光変調器を含む光パルス発生システム全体として、構成部材の数が多くなる上、各部材の調整も煩雑化するなど、小型化やコスト低減が難しいという問題を生じていた。
【０００６】
この問題を解消するため、本出願人は、先の出願（特願２００２−２７４５５号）において、図２に示すような、電気光学効果を有する材料からなる基板１と、該基板１上に形成され、入射光を分岐し合波する複数の分岐導波路を配置した光導波路部２と、該光導波路部内を通過する光を変調するための信号電極と接地電極とを有する光変調器において、該信号電極の少なくとも１本を複数に分岐する信号電極分岐部（図２の点Ａ）を有すると共に、分岐した信号電極の一部に遅延制御回路５’を介在させ、該分岐導波路の一部に所定位相の遅延した信号電界が印加されるように構成した光変調器を提案した。
これにより、チャープ量を抑制すると共に、光パルス発生システム全体における小型化及び低コスト化を両立させる光変調器を、提供することが可能となった。
【０００７】
特願２００２−２７４５５号のように、１本の信号電極を複数の信号電極に分岐させるものは、例えば、図３（ａ）のように、３本の光導波路に対して１つの信号電極を分岐して信号電界を印加するものや、図３（ｂ）のように、２つのマッハツェンダー型光導波路の一部に対して１つの信号電極を分岐して信号電界を印加するものなど、多様な形態がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図２の分岐する前の信号電極５と分岐した信号電極５−１，５−２は、通常、各々のインピーダンスが約５０Ωとなるように設定されているため、分岐点の前後で信号電極のインピーダンスが不整合となっていた。このため、信号電極の分岐点において、入力信号であるマイクロ波の反射が発生し、入力信号電圧に対する光変調強度の変化特性を示す半波長電圧Ｖ_πが上昇する原因となる。
【０００９】
また、図４に示すように、一点鎖線Ｃ，Ｄ，Ｅにおける信号電極と接地電極との断面を見ると、図５（ａ）に示すように、信号電極と接地電極がＣＰＷ（コプレーナ・ウェーブガイド）を形成する場合には、通常、その伝播モードの電界分布は信号電極を中心に左右対称である。しかし、一点鎖線Ｄ，Ｅにおいては、接地電極４’’と４’又は４と４’との間において充分な導通が取られていない場合には、図５（ａ）のモード（以下、「主要モード」と言う）の他に、図５（ｂ）のように各接地電極が同電位とならないもう一つの別の伝播モード（以下、「寄生モード」と言う）が発生する。この寄生モードは、信号電極の下に配置される光導波路に、適正な電界（例えば、Ｚカット基板の場合は、基板表面に垂直な方向に電界を印加することが望ましい）を印加することができないモードであり、寄生モードに結合した電気エネルギーは無駄となってしまう。結果的に変調に必要な主要モードのエネルギーを得るためには、より大きな入力信号電圧が必要となり、半波長電圧Ｖ_πが上昇することになる。
そして、このような駆動電圧の上昇に係る問題は、１本の信号電極を複数の信号電極に分岐する構造を持つ光変調器に共通して出現する課題であり、しかも、２０ＧＨｚなどの高周波のマイクロ波を入力信号とする場合に特に顕著となる。
【００１０】
本発明が解決しようとする課題は、上述したような１本の信号電極を複数の信号電極に分岐する構造を持つ光変調器に共通するインピーダンス不整合に係る問題を解消し、駆動電圧の低下、周波数特性の向上など優れた光変調特性を有する光変調器を提供することである。
【００１１】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、請求項１に係る発明は、電気光学効果を有する材料からなる基板と、該基板上に形成された複数の光導波路部と、該光導波路部内を通過する光を変調するための信号電極と接地電極とを有し、該信号電極の少なくとも１本が複数に分岐された信号電極である光変調器において、該分岐前の信号電極に係るインピーダンスと該分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスとを、一致させることを特徴とする。
【００１２】
請求項１に係る発明により、分岐点の前後において信号電極のインピーダンスを一致させているため、分岐前の信号電極側から入力信号であるマイクロ波を入力しても、分岐点におけるマイクロ波の反射を緩和し、効率的に分岐した信号電極に該マイクロ波を伝搬させることが可能となる。
【００１３】
また、請求項２に係る発明では、請求項１に記載の光変調器において、該インピーダンスを一致させるために、該信号電極の厚みを、該分岐の前後で異なるように構成することを特徴とする。
【００１４】
請求項２に係る発明により、信号電極の厚みを変化させることにより、信号電極の抵抗値が変化するため、分岐点の前後において信号電極のインピーダンスを容易に調整することが可能となる。
しかも、厚みの異なる信号電極は、光変調器の製造工程で多用されているフォトリソグラフィー法、エッチング法、蒸着法、又はメッキ法などを利用して形成可能なため、容易に製造できる利点を有する。
【００１５】
また、請求項３に係る発明では、請求項１又は２に記載の光変調器において、該インピーダンスを一致させるために、該信号電極と該接地電極との間隔を、該分岐の前後で異なるように構成することを特徴とする。
【００１６】
請求項３に係る発明により、信号電極と接地電極との間隔を変化させることにより、電極間の静電容量が変化するため、分岐点の前後において信号電極のインピーダンスを容易に調整することが可能となる。
また、電極の間隔を広くすることにより、導体損を低減でき、利用可能な周波数帯域が広くなる。
しかも、信号電極と接地電極との間隔は、フォトリソグラフィーにおける電極形成パターンを変更するだけで、容易に調整できるため、製造工程が複雑化せず、しかも製造コストの増加もない。
【００１７】
また、請求項４に係る発明では、請求項１乃至３のいずれかに記載の光変調器において、該インピーダンスを一致させるために、該分岐の前では信号電極の両側に接地電極を配置し、該分岐の後では信号電極の片側に接地電極を配置することを特徴とする。
【００１８】
請求項４に係る発明により、信号電極に対向する接地電極の数を変化させることにより、インピーダンスを容易に調整することが可能となる。
また、信号電極に対向する接地電極の数が少ないほど、導体損が低減し、利用可能な周波数帯域が広くなる。
しかも、信号電極に対向する接地電極の数は、フォトリソグラフィーにおける電極形成パターンを変更するだけで、容易に調整できるため、製造工程が複雑化せず、しかも製造コストの増加もない。
【００１９】
また、請求項５に係る発明では、請求項１乃至４のいずれかに記載の光変調器において、該インピーダンスを一致させるために、該信号電極の近傍の基板の誘電率を、該分岐の前後で異なるように構成することを特徴とする。
そして、請求項６に係る発明では、該基板の誘電率を、基板の厚みを調整して変化させることを特徴とする。
【００２０】
請求項５に係る発明により、信号電極の近傍にある基板の誘電率は、該信号電極に係るインピーダンスに影響を及ぼすため、該誘電率を変化させることにより、インピーダンスを容易に調整することが可能となる。
なお、誘電率の調整方法としては、基板と異なる誘電率特性を有する物質を、該基板内に拡散する方法や、請求項６に係る発明のように、基板の厚みを変化させることで、誘電率を容易に調整することが可能である。
【００２１】
また、請求項７に係る発明では、電気光学効果を有する材料からなる基板と、該基板上に形成された複数の光導波路部と、該光導波路部内を通過する光を変調するための信号電極と接地電極とを有し、該信号電極の少なくとも１本が複数に分岐された信号電極である光変調器において、
該分岐前の信号電極と該分岐後の複数の信号電極との間に、インピーダンス整合線路を形成することを特徴とする。
【００２２】
請求項７に係る発明により、分岐点の前後で信号電極に係るインピーダンスが不整合となる場合であっても、分岐した信号電極と分岐する前の信号電極との間で、インピーダンス整合線路が形成されているため、分岐する前の信号電極側から入力信号であるマイクロ波を入力しても、インピーダンス整合線路がマイクロ波の反射を緩和し、効率的に分岐した信号電極に該マイクロ波を伝搬させることが可能となる。
しかも、インピーダンス整合線路を設けるため、分岐した信号電極のインピーダンスは、通常利用される５０Ωに限定されず、各種の設計に応じた適切な値が選択可能となる。
【００２３】
また、請求項８に係る発明では、請求項７に記載の光変調器において、該インピーダンス整合線路は、該分岐前の信号電極に係るインピーダンスと該分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスとの間のインピーダンス値を有することを特徴とする。
好ましくは、請求項９に係る発明では、請求項７又は８に記載の光変調器において、該インピーダンス整合線路のインピーダンス値Ｚ_０１は、次式で表示されることを特徴とする。
Ｚ_０１＝（Ｚ_０×Ｚ_Ｂ）^１／２
ただし、Ｚ_０は分岐前の信号電極に係るインピーダンス、Ｚ_Ｂは分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスを表す。
【００２４】
請求項８に係る発明により、インピーダンス整合線路のインピーダンス値を、分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスと分岐前の信号電極に係るインピーダンスとの間のインピーダンス値とすることにより、各信号電極の接続におけるインピーダンスの変化が段階的となり、より円滑な線路の接合を行なうことが可能となる。しかも、請求項９に係る発明により、該インピーダンス整合線路のインピーダンス値を、分岐前の信号電極に係るインピーダンスＺ_０と、分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスＺ_Ｂとの平均的値とすることにより、より一層、入力信号であるマイクロ波の反射の少ない滑らから線路の接合が可能となる。
また更に、インピーダンス整合線路のインピーダンス値を、分岐前の信号電極に係るインピーダンスＺ_０から、分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスＺ_Ｂまで、多段階的又は連続的にインピーダンス値を変化させてもよい。
【００２５】
また、請求項１０に係る発明では、請求項７乃至９のいずれかに記載の光変調器において、該インピーダンス整合線路は、該信号電極に入力するマイクロ波の波長λの４分の１の長さを有することを特徴とする。
【００２６】
請求項１０に係る発明により、分岐する前の信号電極と分岐した信号電極とを結ぶインピーダンス整合線路を、４分の１波長の変成器で構成するため、該分岐する前の信号電極側に反射するマイクロ波を抑制することが可能となる。
【００２７】
また、請求項１１に係る発明では、請求項７乃至１０のいずれかに記載の光変調器において、該インピーダンス整合線路のインピーダンスの設定は、該整合線路の線幅を調整することにより行なうことを特徴とする。
【００２８】
請求項１１に係る発明により、光変調器の製造工程における信号電極の形成時に、インピーダンス整合線路に該当する信号電極部分の線幅を調整するのみで容易にインピーダンス整合線路が形成できるため、従来の光変調器の製造プロセスを変更することなく、容易に製造することが可能となる。
【００２９】
また、請求項１２に係る発明では、請求項１乃至１１のいずれかに記載の光変調器において、該分岐後の信号電極の一部に遅延制御回路を介在させることを特徴とする。
【００３０】
請求項１２に係る発明により、１本の信号電極にマイクロ波を入力した場合でも、該遅延制御回路を介在させることにより、分岐後の複数の信号電極に、所定位相だけ遅延する信号電界を印加することが可能となると共に、上記請求項１乃至１１に記載されていいるようなインピーダンス調整を行うことにより、分岐後の複数の信号電極に、伝播損失の少ないマイクロ波を印加することが可能となり、駆動電圧の低減など光変調特性の優れた光変調器を提供できる。
【００３１】
また、請求項１３に係る発明では、請求項１乃至３、又は５乃至１２のいずれかに記載の光変調器において、該信号電極を挟むように配置された少なくとも１対の接地電極を有し、該信号電極の分岐部において、分岐前の信号電極を挟むと共に分岐後の信号電極を挟む接地電極の一部を構成する接地電極を、該分岐後の信号電極を挟む他の接地電極に接続するための接地電極接続手段を設けたことを特徴とする。
【００３２】
請求項１３に係る発明により、信号電極の分岐部の近傍に設けられた接地電極接続手段により、分岐前の信号電極を挟む接地電極対と同様に、分岐後の信号電極を挟む接地電極対においても、信号電極と接地電極対との間のマイクロ波の電界分布を主要モードとすることが可能となり、入力信号電圧を上昇させること無く効率的な光変調が達成できる。
しかも、請求項１乃至３、又は５乃至１２に記載された発明の特徴である、信号電極の分岐点におけるマイクロ波の反射抑制効果と組み合わされることにより、より一層、効率的な光変調が可能となる。
【００３３】
また、請求項１４に係る発明では、請求項１３に記載の光変調器において、該接地電極接続手段は、ワイヤーボンディングであることを特徴とする。
【００３４】
請求項１４に係る発明により、接地電極接続手段としてワイヤーボンディングを利用しているため、信号電極に短絡させること無く、容易に接地電極間の電気的接続を行なうことが可能となる。
【００３５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を好適例を用いて詳細に説明する。
光変調器を構成する基板としては、電気光学効果を有する材料、例えば、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３；以下、ＬＮという）、タンタル酸リチウム（ＬｉＴａＯ_３）、ＰＬＺＴ（ジルコン酸チタン酸鉛ランタン）、及び石英系の材料から構成され、特に、光導波路デバイスとして構成しやすく、かつ異方性が大きいという理由から、ＬｉＮｂＯ_３結晶、ＬｉＴａＯ_３結晶、又はＬｉＮｂＯ_３及びＬｉＴａＯ_３からなる固溶体結晶を用いることが好ましい。本実施例では、ニオブ酸リチウム（ＬＮ）を用いた例を中心に説明する。
以下では、表面に垂直な方向に電気光学効果により最も効率的に屈折率を変更できる結晶軸の方向を有する基板（いわゆる「Ｚカット基板」）を中心に説明するが、本発明は、Ｚカット基板に限られるものではない。したがって、分岐導波路などの光導波路に対する信号電極及び接地電極などの位置関係も、基板の種類に応じて変更されることは言うまでもない。
【００３６】
光変調器の製造方法としては、ＬＮ基板上にＴｉを熱拡散させて光導波路を形成し、次いで基板の一部又は全体に渡りバッファ層を設けずに、ＬＮ基板上に電極を直接形成する方法や、光導波路中の光の伝搬損失を低減させるために、ＬＮ基板上に誘電体ＳｉＯ_２等のバッファ層を設け、さらにその上にＴｉ・Ａｕの電極パターンの形成及び金メッキ方法などにより数十μｍの高さの信号電極及び接地電極を構成して、間接的に当該電極を形成する方法がある。
また、バッファ層上にＳｉＮやＳｉ等の膜体を設けた多層構造とすることも可能である。
一般に、一枚のＬＮウェハに複数の光変調器を作り込み、最後に個々の光変調器のチップに切り離すことにより、光変調器が製造される。
【００３７】
本発明の前提となる光変調器の特徴は、信号電極の少なくとも１本は複数に分岐している信号電極を有することである。このような信号電極を用いた例として、図２に示すもの以外に、図３に示すものなど、多様な形態が存在する。
以下では、図２に示すように、分岐後の複数の信号電極の一部に遅延制御回路を介在させ、特定の分岐導波路には所定位相に遅延した信号電界が印加されるように構成したものを中心に説明する。
図２においては、信号電極５を２本の信号電極５−１，５−２に分岐し、分岐した信号電極５−２については、更に遅延回路５’に相当する所定長（点Ａから点Ｂまでの区間）の伝送経路を設けている。
該遅延回路５’の長さは、入力信号であるマイクロ波の波長に対して半波長に相当する距離（波長の整数倍に半波長を加算した距離であっても良い。また、長さだけでなく、伝送経路の屈折率を調整する方法も併用できる。）に設定した場合、点Ａと点Ｂでは、入力信号の位相が半周期ずれており、２つの分岐導波路には互いに逆位相の信号電界が印加されることとなる。これは、図１に示したデュアル電極型光変調器と同じ効果を有するにも拘らず、入力信号線は１本で済むため、デュアル電極型光変調器で必要であった、反転信号生成回路や複数本のマイクロ波伝送ケーブルなどを不要とし、優れた効果を有するものである。
【００３８】
図２及び図３のように、１本の信号電極を分岐して複数の信号電極を構成する場合、分岐前の信号電極に係るインピーダンスと、分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンス（各信号電極のインピーダンスの総和）とが不整合となる場合には、入力されたマイクロ波が、信号電極の分岐点で反射し、分岐後の複数の信号電極に十分伝播しないという不具合を生じる。
本発明における第１の目的は、このような問題を解消するため、分岐前後における信号電極のインピーダンス整合を図ることである。
【００３９】
インピーダンスの調整方法としては、信号電極の抵抗値を変更する方法、信号電極と接地電極との間の静電容量を変更する方法、信号電極が形成されている基板の誘電率を変更する方法などがある。
信号電極の抵抗値を変更する方法としては、信号電極の断面積を調整することで、容易に抵抗値を変化させることが可能である。信号電極の断面積を変化させるには、信号電極の横幅又は厚みを変化させる必要があるが、横幅の変更は、信号電極が光導波路に印加する変調電界の強さ・方向に大きな影響を及ぼすため、余り好ましくない。このため、信号電極の厚みを調整することにより、抵抗値を変化させている。
厚みの異なる電極を形成するには、光変調器の製造工程の中で、電極を形成する際に、基板上における電極を厚く構成したい場所以外を、レジスト膜で覆い、蒸着又はメッキ法により所定の高さまで電極材料を堆積させ、その後、該レジスト膜を除去するプロセスを付加するだけで良い。
【００４０】
次に、信号電極と接地電極との間の静電容量を変更する方法について説明する。
信号電極と接地電極との間に発生する静電容量は、各電極間の距離により変化する。このため、インピーダンスを上げるには、逆に静電容量を低下させる必要があるため、各電極間の距離を長くする。
また、光変調器では、信号電極及び接地電極の配置として、信号電極を挟むように２つの接地電極を平面状に配置するコプレーナ・ウェーブ・ガイド（ＣＰＷ）と、信号電極の片側のみに接地電極を平面状に配置するコプレーナ・ストリップライン（ＣＰＳ）が利用されている。ＣＰＷよりＣＰＳの方が、静電容量が低くいため、インピーダンスを高くすることが可能である。具体的には、図２に示す電極の配置から接地電極４’を取り除き、分岐前の信号電極についてはＣＰＷを、そして、分岐後の信号電極についてはＣＰＳを利用することにより、分岐点でのインピーダンス整合を図ることが可能である。
このように、信号電極と接地電極との間の静電容量を低下させることにより、導体損が低減でき、利用可能な周波数帯域を広くすることが可能となる。
【００４１】
信号電極が形成されている基板の誘電率を変更する方法について説明する。
基板の誘電率が変化すると、信号電極が形成する変調電界の多くは基板内を透過しているため、静電容量が変化する。静電容量を低下させるためには変調電界が通過する基板内の材料の誘電率を減少させることが必要である。
基板の誘電率を変更するには、図６に示すように、光導波路２’が形成されている場所より下方又は周辺の基板を、基板材料より低い誘電率のもので置き換えることにより行う。置き換える場所については、図６（ａ）のように基板の下部全体を低誘電率材料とする方法や、図６（ｂ），（ｃ）のように、信号電極が形成する変調電界が通過する領域を中心として、低誘電率材料に置き換える方法などがある。
また、低誘電率材料に置き換える方法としては、ＬＮ基板にＭｇＯなどの誘電率の低い材料をドープする方法や、低誘電率材料に置き換える基板領域をエッチングや機械的研磨（サンドブラス法や切削法など）により、溝などの窪みを形成する方法、また、該窪みに低誘電率材料を充填する方法などがある。
【００４２】
基板の厚みを薄くすることにより、信号電極を伝わる電気信号が、誘電率の低い誘電体を通過するため、該電極を伝わる電気信号の感じる屈折率（マイクロ波実効屈折率）は、低くなる。
ところで、基板として強誘電体を利用する場合には、マイクロ波実効屈折率は、光導波路を導波する光の屈折率よりも高くなることが多い。このため、変調可能な周波数は、この屈折率差のために制限される。
基板を薄くすることで、マイクロ波実効屈折率を下げ、電気信号と光との屈折率差を小さくする。これにより、より広い周波数での変調動作が可能となる。
【００４３】
１本の信号電極を分岐して複数の信号電極を構成する場合では、分岐前の信号電極に係るインピーダンスは、分岐後の複数の信号電極に係る合成インピーダンスより、一般的に高くなる。このため、上述したインピーダンスの調整方法は、分岐後の信号電極に係るインピーダンスを高めるために利用するのが、より効果的である。
また、インピーダンス調整を行う際には、上述した方法を適宜組合わせて実施し、多様な調整方法を実現することもできる。
【００４４】
本発明における第２の目的は、分岐前後で異なるインピーダンスを有する信号電極を、インピーダンス整合線路を介して滑らかに接合することである。
具体的には、図２の分岐する前の信号電極５と分岐した信号電極５−１，５−２と接続する信号電極の分岐部に、図７に示すようなインピーダンス整合線路１０を形成することである。
インピーダンス整合線路のインピーダンス値Ｚ_０１は、分岐する前の信号電極５のインピーダンス値Ｚ_０と、分岐した信号電極５−１及び５−２の合成したインピーダンス値Ｚ_Ｂとの間の値を設定することにより、信号電極の分岐部におけるマイクロ波の反射を抑制している。
好ましくは、式Ｚ_０１＝（Ｚ_０×Ｚ_Ｂ）^１／２で表される値を設定することが望ましい。
【００４５】
しかも、図７に示すようにインピーダンス整合線路１０の長さを入力するマイクロ波の４分の１波長に設定することにより、４分の１波長の変成器が構成でき、分岐する前の信号電極５側へのマイクロ波の反射を抑制することが可能となる。
さらに、インピーダンス整合線路１０のインピーダンス値を所定の値にする設定する方法として、信号電極の線幅の調整により行なうことも可能であり、この場合には、信号電極の形成時のマスクパターンを調整することで、簡単にインピーダンス整合線路１０が形成できる。
また、インピーダンス整合線路の形状としては、図７に示したものに限らず、図８（ａ）に示すような４分の１波長の変成器を多段的に組合せたものや、図８（ｂ）に示すようなテーパ状に連続的に変化するものなど、多様な形状が設定できる。このように多段的又は連続的にインピーダンスを変化させることにより、より効果的にマイクロ波の反射を抑制することが可能となる。
【００４６】
仮に、分岐する前の信号電極５のインピーダンス値Ｚ_０を５０Ω、分岐した信号電極５−１及び５−２の各インピーダンス値を５０Ωとした場合、分岐した信号電極の合成されるインピーダンス値Ｚ_Ｂは、２５Ωとなり、インピーダンス整合線路を有しない場合のマイクロ波のエネルギー反射率は、０．１１程度となる。これに対し、上述したインピーダンス値Ｚ_０１＝（Ｚ_０×Ｚ_Ｂ）^１／２を有する４分の１波長の変成器（２０ＧＨｚ用を想定）を用いた場合には、１７〜２３ＧＨｚのマイクロ波に関するエネルギー反射率は、０．００７以下となり、マイクロ波の反射が効果的に抑制されていることが理解される。
【００４７】
また、インピーダンス整合線路１０を設けることにより、分岐した信号電極５−１及び５−２の各インピーダンス値を、例えば、６０や７０Ωなどのように、５０Ω以上、１００Ω以下の範囲において自由に設定できるため、半波長電圧Ｖ_πを低下させる信号電極の形状が自由に選択できる。しかも、インピーダンス整合線路があるため、広帯域の応答特性の劣化も抑制される。
上述した信号電極に係るインピーダンスの調整と、分岐点におけるインピーダンス整合線路とを、組合わせて用いることも可能である。具体例として、図１０に示すように、分岐する前の信号電極をＣＰＷとし、分岐後の信号電極をＣＰＳとすることにより、分岐後の信号電極に係るインピーダンスを高め、分岐前後におけるインピーダンスの差を少なくすると共に、分岐点におけるインピーダンス整合線路を設けることにより、より滑らかな接続が可能となる。このように、インピーダンス整合を２つの構成で達成するため、インピーダンス調整又はインピーダンス整合線路に係る個々の役割を軽減でき、信号電極の設計自由度が向上する。例えば、５０Ωのインピーダンス値の設定に縛られることなく、信号電極が光導波路に形成する電界の重なり積分値をより大きく、あるいはマイクロ波の伝搬損失をより小さく設定することも可能となり、半波長電圧Ｖ_πの低減化が可能となる。
【００４８】
次に、本発明の他の実施例として、図９に示すように、信号電極の分岐部の近傍を取り囲む接地電極対４と４’及び４’’と４’とを互いにワイヤーボンディング１１などの接地電極接続手段により接続するため、信号電極を挟む接地電極対の電位が常に同じとなり、信号電極と接地電極とにより形成されるマイクロ波の電界分布を、主要モードに維持することが可能となる。
ワイヤーボンディング１１はいずれか一方でも効果を有するが、分岐した信号電極５−１，５−２に対応して、各々に配置するほうがより高い効果が期待できる。
図９に示した構成は、先に述べたインピーダンス整合線路の構成を組合せることで、より一層の半波長電圧Ｖ_πなどの駆動電圧の低減化を図ることが可能となる。
【００４９】
本発明は、上述した内容に限定されるものではなく、当該技術分野で公知の技術を付加したものや、また、分岐後の信号電極の一部に遅延制御回路を有する光変調器についても、先の出願（特願２００２−２７４５５号）で述べたような、各種の改善を施したものを含むことは言うまでもない。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、分岐した信号電極を有する光変調器において、分岐部におけるマイクロ波の反射を抑制し、また、信号電極と接地電極の形成する電界を適正に維持することが可能となるため、高周波の入力信号においても、半波長電圧Ｖ_πなどの駆動電圧の上昇を抑制し、周波数特性も向上させた、優れた光変調器を提供することができる。
また、
【図面の簡単な説明】
【図１】従来のデュアル電極型光変調器の平面図。
【図２】先の出願に示した遅延制御回路を有する光変調器の平面図。
【図３】分岐した信号電極の応用例を示す図
【図４】信号電極の分岐部における従来の構造を示す図。
【図５】信号電極上を伝播するマイクロ波の主要モード（ａ）、寄生モード（ｂ）の電気力線を示す図。
【図６】基板の誘電率を変化させた状態を示す光変調器の断面図であり、（ａ）は基板下部全面を、（ｂ），（ｃ）は基板下部の一部を低誘電率材料で置き換えたものを示す。
【図７】インピーダンス整合線路を設けた信号電極の構造を示す図。
【図８】インピーダンス整合線路として多段λ／４変成器（ａ）、テーパー線路変成器（ｂ）の例を示す図。
【図９】ワイヤーボンディングによる接地電極間の接続構造を示す図。
【図１０】信号電極と接続電極との形状をＣＰＷからＣＰＳへ変更する場合の光変調器の平面図。
【符号の説明】
１基板
２光導波路
２’ 分岐導波路
３信号電極
４接地電極
５信号電極
５−１，５−２分岐した信号電極
５’ 遅延回路
１０インピーダンス整合線路
１１ワイヤーボンディング[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an optical modulator, and more particularly to an optical modulator having at least one signal electrode having a plurality of branched signal electrodes.
[0002]
[Prior art]
In recent years, with the progress of high-speed, large-capacity optical fiber communication systems, optical pulse generators that stably generate high-frequency optical pulses have been demanded. For example, as represented by an external modulator, lithium niobate has been required. An optical modulator for generating an optical pulse, which can operate at high speed, using a material having an electro-optical effect, such as a substrate, has been put to practical use.
In addition, in order to transmit optical pulses over a long distance by using an optical fiber as a transmission medium, the chirp of the generated optical pulses is suppressed or adjusted, and the wavelength dispersion of the optical fiber causes a waveform collapse of the optical wave during transmission. It is necessary to configure so as not to do so.
[0003]
As an example of an optical modulator in which the chirp phenomenon is controlled, as shown in FIG. An optical modulator in which signal electrodes 3 and 3 'are formed on the branch waveguide 2' and ground electrodes 4, 4 'and 4' 'are arranged so as to surround each signal electrode, so-called dual electrode type optical modulation. Vessels are known.
[0004]
In order to drive the dual-electrode optical modulator of FIG. 1, two microwave electric signals a and b having phases different from each other by 180 degrees generated by a microwave generator having an inversion signal generation circuit are used. Are applied to the respective signal electrodes 3, 3 '. A light wave enters the optical waveguide 2 from the optically polished end face of the substrate, is split into two light waves by a Y-branch formed in the optical waveguide 2, and passes through each of the branch waveguides 2 '. Each light wave is multiplexed again by another Y branch and emitted from the other end of the optical waveguide 2.
During the passage through the branch waveguide 2 ′, the light waves change in phase due to a change in the refractive index of the substrate caused by the electric signals a and b applied to the signal electrodes 3 and 3 ′, and are multiplexed. The subsequent light wave will have a light intensity corresponding to this phase change. As a result, it becomes possible to generate an optical pulse corresponding to the change of the microwave electric signal.
In addition, since the two signal electrodes 3 and 3 'apply an equal and opposite electric field to the two branch waveguides 2', the light passing through the branch waveguides 2 'has the same magnitude in the opposite directions. When a phase difference is generated and multiplexed, the light has a suppressed chirp amount.
[0005]
In the dual electrode type optical modulator shown in FIG. 1, it is necessary to adjust the electric signals a and b applied to the signal electrodes 3 and 3 'so that the phase difference is 180 degrees and the amplitude of the electric signals is the same. Not only requires an inverted signal generation circuit, but also the length of the microwave transmission cable from the microwave generator to the optical modulator and the input loss from the coaxial cable to the signal electrode in the optical modulator. It is necessary to make adjustments to make them even.
For this reason, as a whole optical pulse generation system including the dual-electrode type optical modulator, the number of constituent members increases, and adjustment of each member becomes complicated. .
[0006]
In order to solve this problem, the applicant of the present application disclosed in the earlier application (Japanese Patent Application No. 2002-27455) a substrate 1 made of a material having an electro-optical effect as shown in FIG. In the optical modulator having a plurality of branch waveguides for branching and multiplexing the incident light, and a signal electrode and a ground electrode for modulating light passing through the optical waveguide, A signal electrode branch section (point A in FIG. 2) for branching at least one of the signal electrodes into a plurality of parts is provided. We proposed an optical modulator configured to apply a delayed signal electric field of a predetermined phase to the unit.
As a result, it has become possible to provide an optical modulator that suppresses the amount of chirp and achieves both miniaturization and cost reduction of the entire optical pulse generation system.
[0007]
A device in which one signal electrode is branched into a plurality of signal electrodes as disclosed in Japanese Patent Application No. 2002-27455, for example, as shown in FIG. 3A, one signal electrode is provided for three optical waveguides. There are various types such as a type that branches and applies a signal electric field, and a type that branches one signal electrode and applies a signal electric field to a part of two Mach-Zehnder type optical waveguides as shown in FIG. There are various forms.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, since the signal electrode 5 before branching and the signal electrodes 5-1 and 5-2 in FIG. 2 are usually set so that their impedances are about 50Ω, the signal electrodes before and after the branch point are set. The impedance of the electrodes was mismatched. For this reason, at the branch point of the signal electrode, the reflection of the microwave, which is the input signal, occurs, and the half-wavelength voltage V indicating the change characteristic of the light modulation intensity with respect to the input signal voltage_πCause the rise.
[0009]
Also, as shown in FIG. 4, when a cross section of the signal electrode and the ground electrode is taken along dashed lines C, D, and E, as shown in FIG. 5A, the signal electrode and the ground electrode are CPW (coplanar wave). When the guide is formed, the electric field distribution of the propagation mode is usually symmetrical about the signal electrode. However, in the dashed lines D and E, if sufficient conduction is not established between the ground electrodes 4 ″ and 4 ′ or 4 and 4 ′, the mode of FIG. In addition to the main mode), another propagation mode (hereinafter referred to as a “parasitic mode”) in which the ground electrodes do not have the same potential occurs as shown in FIG. 5B. In this parasitic mode, an appropriate electric field (for example, in the case of a Z-cut substrate, it is desirable to apply an electric field in a direction perpendicular to the substrate surface) is applied to the optical waveguide disposed below the signal electrode. This is a mode that cannot be performed, and electric energy coupled to the parasitic mode is wasted. As a result, a larger input signal voltage is required to obtain the main mode energy required for modulation, and the half-wave voltage V_πWill rise.
Such a problem related to an increase in drive voltage is a problem that appears commonly in optical modulators having a structure in which one signal electrode is branched into a plurality of signal electrodes, and has a high frequency of 20 GHz or the like. This is particularly noticeable when microwaves are used as input signals.
[0010]
The problem to be solved by the present invention is to solve the problem relating to impedance mismatching common to optical modulators having a structure in which one signal electrode is branched into a plurality of signal electrodes as described above, and to reduce drive voltage. Another object of the present invention is to provide an optical modulator having excellent optical modulation characteristics such as improved frequency characteristics.
[0011]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 includes a substrate made of a material having an electro-optical effect, a plurality of optical waveguide portions formed on the substrate, and a light passing through the optical waveguide portion. An optical modulator having a signal electrode for modulation and a ground electrode, wherein at least one of the signal electrodes is a signal electrode that is branched into a plurality of signals, wherein the impedance related to the signal electrode before the branch and the impedance after the branch It is characterized in that the combined impedances related to the plurality of signal electrodes are matched.
[0012]
According to the first aspect of the present invention, since the impedance of the signal electrode is matched before and after the branch point, even if a microwave which is an input signal is input from the signal electrode side before the branch, the reflection of the microwave at the branch point And the microwave can be efficiently propagated to the branched signal electrode.
[0013]
According to a second aspect of the present invention, in the optical modulator according to the first aspect, in order to match the impedance, the thickness of the signal electrode is configured to be different before and after the branch. I do.
[0014]
According to the second aspect of the invention, by changing the thickness of the signal electrode, the resistance value of the signal electrode changes, so that it is possible to easily adjust the impedance of the signal electrode before and after the branch point.
Moreover, the signal electrodes having different thicknesses can be easily manufactured because they can be formed by using a photolithography method, an etching method, an evaporation method, a plating method, or the like that are frequently used in the manufacturing process of the optical modulator. .
[0015]
Further, in the invention according to claim 3, in the optical modulator according to claim 1 or 2, the distance between the signal electrode and the ground electrode is different before and after the branch in order to match the impedance. It is characterized by comprising.
[0016]
According to the third aspect of the invention, by changing the distance between the signal electrode and the ground electrode, the capacitance between the electrodes changes, so that the impedance of the signal electrode can be easily adjusted before and after the branch point. It becomes.
In addition, by increasing the distance between the electrodes, the conductor loss can be reduced, and the usable frequency band can be widened.
In addition, the distance between the signal electrode and the ground electrode can be easily adjusted only by changing the electrode forming pattern in photolithography, so that the manufacturing process is not complicated and the manufacturing cost is not increased.
[0017]
In the invention according to claim 4, in the optical modulator according to any one of claims 1 to 3, ground electrodes are arranged on both sides of the signal electrode before the branch in order to match the impedances. After the branch, a ground electrode is arranged on one side of the signal electrode.
[0018]
According to the fourth aspect of the invention, it is possible to easily adjust the impedance by changing the number of ground electrodes facing the signal electrodes.
Also, the smaller the number of ground electrodes facing the signal electrodes, the lower the conductor loss and the wider the usable frequency band.
Moreover, the number of ground electrodes facing the signal electrodes can be easily adjusted only by changing the electrode formation pattern in photolithography, so that the manufacturing process is not complicated and the manufacturing cost does not increase.
[0019]
According to a fifth aspect of the present invention, in the optical modulator according to any one of the first to fourth aspects, the dielectric constant of the substrate near the signal electrode is changed before and after the branch in order to match the impedance. Are characterized by different configurations.
The invention according to claim 6 is characterized in that the dielectric constant of the substrate is changed by adjusting the thickness of the substrate.
[0020]
According to the fifth aspect of the present invention, since the dielectric constant of the substrate near the signal electrode affects the impedance of the signal electrode, the impedance can be easily adjusted by changing the dielectric constant. It becomes.
As a method of adjusting the dielectric constant, a method of diffusing a substance having a dielectric constant characteristic different from that of the substrate into the substrate, or by changing the thickness of the substrate as in the invention according to claim 6, can be used. The rate can be easily adjusted.
[0021]
Further, in the invention according to claim 7, a substrate made of a material having an electro-optical effect, a plurality of optical waveguide portions formed on the substrate, and a signal electrode for modulating light passing through the optical waveguide portion And a ground electrode, wherein at least one of the signal electrodes is a plurality of branched signal electrodes,
An impedance matching line is formed between the signal electrode before the branch and the plurality of signal electrodes after the branch.
[0022]
According to the invention according to claim 7, even when the impedance of the signal electrode is mismatched before and after the branch point, an impedance matching line is formed between the branched signal electrode and the signal electrode before branching. Therefore, even if a microwave, which is an input signal, is input from the signal electrode side before branching, the impedance matching line reduces the reflection of the microwave and propagates the microwave efficiently to the branched signal electrode. It is possible to do.
Moreover, since the impedance matching line is provided, the impedance of the branched signal electrode is not limited to 50Ω which is usually used, and an appropriate value according to various designs can be selected.
[0023]
According to an eighth aspect of the present invention, in the optical modulator according to the seventh aspect, the impedance matching line includes an impedance of the signal electrode before the branch and a combined impedance of the plurality of signal electrodes after the branch. Characterized in that it has an impedance value between
Preferably, in the invention according to claim 9, in the optical modulator according to claim 7 or 8, the impedance value Z of the impedance matching line is set.₀₁Is represented by the following equation.
Z₀₁= (Z₀× Z_B)^1/2
Where Z₀Is the impedance of the signal electrode before branching, Z_BRepresents the combined impedance of the plurality of signal electrodes after branching.
[0024]
According to the invention according to claim 8, each signal electrode is set by setting the impedance value of the impedance matching line to an impedance value between the combined impedance of the plurality of signal electrodes after branching and the impedance of the signal electrode before branching. The change in impedance in the connection becomes stepwise, and it becomes possible to join the lines more smoothly. Further, according to the ninth aspect of the present invention, the impedance value of the impedance matching line is changed to the impedance Z of the signal electrode before branching.₀And a combined impedance Z relating to the plurality of signal electrodes after branching_BWith this average value, it is possible to join lines even more smoothly with less reflection of microwaves as input signals.
Further, the impedance value of the impedance matching line is changed to the impedance Z of the signal electrode before branching.₀, The combined impedance Z relating to the plurality of signal electrodes after branching_BUp to this, the impedance value may be changed in multiple steps or continuously.
[0025]
According to a tenth aspect of the present invention, in the optical modulator according to any one of the seventh to ninth aspects, the impedance matching line has a length of a quarter of a wavelength λ of a microwave input to the signal electrode. It is characterized by having.
[0026]
According to the tenth aspect of the present invention, since the impedance matching line connecting the signal electrode before branching and the branched signal electrode is constituted by a quarter-wave transformer, the signal is reflected to the signal electrode side before branching. This makes it possible to suppress the generation of microwaves.
[0027]
According to an eleventh aspect of the present invention, in the optical modulator according to any one of the seventh to tenth aspects, the setting of the impedance of the impedance matching line is performed by adjusting the line width of the matching line. Features.
[0028]
According to the eleventh aspect of the present invention, the impedance matching line can be easily formed only by adjusting the line width of the signal electrode portion corresponding to the impedance matching line when forming the signal electrode in the manufacturing process of the optical modulator. The optical modulator can be easily manufactured without changing the manufacturing process.
[0029]
According to a twelfth aspect of the present invention, in the optical modulator according to any one of the first to eleventh aspects, a delay control circuit is interposed in a part of the branched signal electrode.
[0030]
According to the twelfth aspect, even when microwaves are input to one signal electrode, a signal electric field delayed by a predetermined phase is applied to the plurality of branched signal electrodes by interposing the delay control circuit. It is possible to apply a microwave having a small propagation loss to a plurality of branched signal electrodes by performing impedance adjustment as described in claims 1 to 11 above. Thus, it is possible to provide an optical modulator having excellent optical modulation characteristics such as a reduction in driving voltage.
[0031]
According to a thirteenth aspect of the present invention, in the optical modulator according to any one of the first to third or fifth to twelfth aspects, the optical modulator has at least one pair of ground electrodes disposed so as to sandwich the signal electrode. In the branch portion of the signal electrode, a ground electrode constituting a part of a ground electrode sandwiching the signal electrode before branching and sandwiching the signal electrode after branching is connected to another ground electrode sandwiching the signal electrode after branching. And a ground electrode connecting means for performing the connection.
[0032]
According to the invention according to claim 13, the ground electrode connecting means provided near the branch portion of the signal electrode, in the same manner as the ground electrode pair sandwiching the signal electrode before branching, in the ground electrode pair sandwiching the signal electrode after branching Also, it is possible to make the electric field distribution of the microwave between the signal electrode and the ground electrode pair the main mode, and achieve efficient light modulation without increasing the input signal voltage.
In addition, by combining with the effect of suppressing the reflection of microwaves at the branch point of the signal electrode, which is a feature of the invention described in claims 1 to 3 or 5 to 12, more efficient light modulation is possible. It becomes.
[0033]
According to a fourteenth aspect of the present invention, in the optical modulator according to the thirteenth aspect, the ground electrode connecting means is wire bonding.
[0034]
According to the fourteenth aspect of the present invention, since the wire bonding is used as the ground electrode connecting means, the electrical connection between the ground electrodes can be easily performed without short-circuiting to the signal electrode.
[0035]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail using preferred examples.
As a substrate constituting the optical modulator, a material having an electro-optical effect, for example, lithium niobate (LiNbO₃LN), lithium tantalate (LiTaO)₃), PLZT (lanthanum lead titanate zirconate), and a quartz-based material. In particular, LiNbO is easy to configure as an optical waveguide device and has large anisotropy.₃Crystal, LiTaO₃Crystal or LiNbO₃And LiTaO₃It is preferable to use a solid solution crystal consisting of In this embodiment, an example using lithium niobate (LN) will be mainly described.
In the following, a description will be given centering on a substrate having a direction of a crystal axis in which a refractive index can be changed most efficiently by an electro-optic effect in a direction perpendicular to the surface (a so-called “Z-cut substrate”). It is not limited to the substrate. Therefore, it goes without saying that the positional relationship between the signal electrode and the ground electrode with respect to the optical waveguide such as the branch waveguide is also changed according to the type of the substrate.
[0036]
As a method of manufacturing an optical modulator, an optical waveguide is formed by thermally diffusing Ti on an LN substrate, and then an electrode is directly formed on the LN substrate without providing a buffer layer over a part or the whole of the substrate. In order to reduce the propagation loss of light in an optical waveguide, a dielectric SiO 2₂A signal layer and a ground electrode having a height of several tens of μm by forming an electrode pattern of Ti / Au and gold plating on the buffer layer, and indirectly forming the electrodes. There is.
It is also possible to adopt a multilayer structure in which a film body such as SiN or Si is provided on the buffer layer.
In general, an optical modulator is manufactured by forming a plurality of optical modulators on one LN wafer and finally cutting the optical modulator into individual optical modulator chips.
[0037]
A feature of the optical modulator on which the present invention is based is that at least one of the signal electrodes has a plurality of branched signal electrodes. As examples using such signal electrodes, there are various forms such as those shown in FIG. 3 in addition to those shown in FIG.
In the following, as shown in FIG. 2, a delay control circuit is interposed in a part of the plurality of branched signal electrodes, and a signal electric field delayed by a predetermined phase is applied to a specific branch waveguide. I will explain mainly the things.
In FIG. 2, the signal electrode 5 is branched into two signal electrodes 5-1 and 5-2, and the branched signal electrode 5-2 further has a predetermined length (point A to point A) corresponding to the delay circuit 5 '. (A section to B).
The length of the delay circuit 5 'may be a distance corresponding to a half wavelength with respect to the wavelength of the microwave which is the input signal (a distance obtained by adding a half wavelength to an integral multiple of the wavelength. However, the method of adjusting the refractive index of the transmission path can also be used together.) When the points A and B are input, the phases of the input signals are shifted by a half cycle, and the two branch waveguides have opposite phases. Is applied. This has the same effect as the dual-electrode type optical modulator shown in FIG. 1, but requires only one input signal line, which is necessary for the dual-electrode type optical modulator. And a plurality of microwave transmission cables and the like are not required, and an excellent effect is obtained.
[0038]
As shown in FIGS. 2 and 3, when one signal electrode is branched to form a plurality of signal electrodes, the impedance of the signal electrode before branching and the combined impedance of the plurality of signal electrodes after branching (each When the input microwave is mismatched with the signal electrode, the input microwave is reflected at the branch point of the signal electrode and does not sufficiently propagate to the plurality of branched signal electrodes.
A first object of the present invention is to achieve impedance matching of signal electrodes before and after branching in order to solve such a problem.
[0039]
As a method of adjusting the impedance, a method of changing a resistance value of a signal electrode, a method of changing a capacitance between a signal electrode and a ground electrode, a method of changing a dielectric constant of a substrate on which a signal electrode is formed, and the like. There is.
As a method of changing the resistance value of the signal electrode, the resistance value can be easily changed by adjusting the cross-sectional area of the signal electrode. To change the cross-sectional area of the signal electrode, it is necessary to change the width or thickness of the signal electrode. However, the change in the width has a large effect on the intensity and direction of the modulation electric field applied to the optical waveguide by the signal electrode. Therefore, it is not very preferable. For this reason, the resistance value is changed by adjusting the thickness of the signal electrode.
In order to form electrodes having different thicknesses, in the process of manufacturing the optical modulator, when forming the electrodes, a portion of the substrate other than where the electrodes are to be thickened is covered with a resist film, and a predetermined method is applied by vapor deposition or plating. It is only necessary to add a process of depositing the electrode material to a height of, and then removing the resist film.
[0040]
Next, a method of changing the capacitance between the signal electrode and the ground electrode will be described.
The capacitance generated between the signal electrode and the ground electrode changes depending on the distance between each electrode. For this reason, in order to increase the impedance, it is necessary to decrease the capacitance, and the distance between the electrodes is increased.
In the optical modulator, a signal electrode and a ground electrode are arranged as a coplanar waveguide (CPW) in which two ground electrodes are arranged in a plane so as to sandwich the signal electrode, and a ground electrode is provided only on one side of the signal electrode. A coplanar stripline (CPS), in which are arranged in a plane, is used. Since the capacitance of the CPS is lower than that of the CPW, the impedance can be increased. Specifically, the ground electrode 4 'is removed from the electrode arrangement shown in FIG. 2, and the CW is used for the signal electrode before branching and the CPS is used for the signal electrode after branching, so that the signal electrode at the branch point is used. Impedance matching can be achieved.
As described above, by reducing the capacitance between the signal electrode and the ground electrode, the conductor loss can be reduced, and the usable frequency band can be widened.
[0041]
A method for changing the dielectric constant of the substrate on which the signal electrode is formed will be described.
When the dielectric constant of the substrate changes, most of the modulation electric field formed by the signal electrode passes through the inside of the substrate, so that the capacitance changes. In order to reduce the capacitance, it is necessary to reduce the dielectric constant of the material in the substrate through which the modulated electric field passes.
To change the dielectric constant of the substrate, as shown in FIG. 6, the substrate below or around the place where the optical waveguide 2 'is formed is replaced with a substrate having a dielectric constant lower than that of the substrate material. As for the place to be replaced, a method in which the entire lower part of the substrate is made of a low dielectric constant material as shown in FIG. 6A, or a modulated electric field formed by the signal electrode passes as shown in FIGS. 6B and 6C. For example, there is a method of replacing the region with a low dielectric constant material.
In addition, as a method of replacing with a low dielectric constant material, a method of doping a material having a low dielectric constant such as MgO into an LN substrate, etching or mechanical polishing (sand blasting or cutting method) of a substrate region to be replaced with a low dielectric constant material is used. ), A method of forming a depression such as a groove, and a method of filling the depression with a low dielectric constant material.
[0042]
By reducing the thickness of the substrate, an electric signal transmitted through the signal electrode passes through a dielectric material having a low dielectric constant, so that the refractive index (microwave effective refractive index) felt by the electric signal transmitted through the electrode is reduced.
By the way, when a ferroelectric substance is used as a substrate, the effective refractive index of a microwave is often higher than the refractive index of light guided through an optical waveguide. For this reason, the modulatable frequency is limited due to this difference in refractive index.
By reducing the thickness of the substrate, the effective refractive index of the microwave is reduced, and the difference in the refractive index between the electric signal and the light is reduced. As a result, a modulation operation at a wider frequency becomes possible.
[0043]
In the case where one signal electrode is branched to form a plurality of signal electrodes, the impedance of the signal electrode before branching is generally higher than the combined impedance of the plurality of signal electrodes after branching. Therefore, it is more effective to use the above-described impedance adjustment method to increase the impedance of the signal electrode after branching.
In addition, when performing impedance adjustment, various methods can be implemented by appropriately combining and implementing the above-described methods.
[0044]
A second object of the present invention is to smoothly join signal electrodes having different impedances before and after branching via an impedance matching line.
Specifically, an impedance matching line 10 as shown in FIG. 7 is formed at a branch portion of the signal electrode 5 before branching and the signal electrode connected to the branched signal electrodes 5-1 and 5-2 in FIG. That is.
The impedance value Z of the impedance matching line₀₁Is the impedance value Z of the signal electrode 5 before branching.₀And the combined impedance value Z of the branched signal electrodes 5-1 and 5-2._BBy setting a value between these values, the reflection of microwaves at the branch portion of the signal electrode is suppressed.
Preferably, the formula Z₀₁= (Z₀× Z_B)^1/2It is desirable to set a value represented by
[0045]
Moreover, as shown in FIG. 7, by setting the length of the impedance matching line 10 to a quarter wavelength of the input microwave, a transformer having a quarter wavelength can be formed, and the signal electrode before branching is formed. It is possible to suppress the reflection of the microwave to the fifth side.
Further, as a method of setting the impedance value of the impedance matching line 10 to a predetermined value, it is also possible to adjust the line width of the signal electrode. In this case, the mask pattern at the time of forming the signal electrode is adjusted. By doing so, the impedance matching line 10 can be easily formed.
Further, the shape of the impedance matching line is not limited to the shape shown in FIG. 7, but may be a multi-stage combination of a quarter-wave transformer as shown in FIG. A variety of shapes can be set, such as those that change continuously in a tapered shape as shown in FIG. By changing the impedance in multiple stages or continuously, it is possible to more effectively suppress the reflection of microwaves.
[0046]
Suppose the impedance value Z of the signal electrode 5 before branching₀Is 50Ω, and the impedance value of each of the branched signal electrodes 5-1 and 5-2 is 50Ω._BIs 25Ω, and the energy reflectivity of microwaves without an impedance matching line is about 0.11. On the other hand, the impedance value Z₀₁= (Z₀× Z_B)^1/2When a quarter-wave transformer (assuming 20 GHz) having the following is used, the energy reflectivity for the microwave of 17 to 23 GHz is 0.007 or less, and the reflection of the microwave is effectively suppressed. It is understood that it is.
[0047]
Further, by providing the impedance matching line 10, each impedance value of the branched signal electrodes 5-1 and 5-2 can be freely set within a range of 50Ω or more and 100Ω or less, such as 60 or 70Ω. Therefore, the half-wave voltage V_πCan be freely selected for the shape of the signal electrode for reducing the noise. In addition, the presence of the impedance matching line also suppresses deterioration of the wide-band response characteristics.
It is also possible to use the above-described adjustment of the impedance related to the signal electrode in combination with the impedance matching line at the branch point. As a specific example, as shown in FIG. 10, the signal electrode before branching is set to CPW, and the signal electrode after branching is set to CPS, so that the impedance of the signal electrode after branching is increased, and the difference in impedance before and after branching is increased. And the provision of the impedance matching line at the branch point enables a smoother connection. As described above, since the impedance matching is achieved by the two configurations, the individual roles related to the impedance adjustment or the impedance matching line can be reduced, and the design flexibility of the signal electrode is improved. For example, without being limited to the setting of the impedance value of 50Ω, it is possible to set a larger integral value of the electric field formed by the signal electrode in the optical waveguide, or to set a smaller propagation loss of the microwave. V_πCan be reduced.
[0048]
Next, as another embodiment of the present invention, as shown in FIG. 9, the ground electrode pairs 4 and 4 ′ and 4 ″ and 4 ′ surrounding the vicinity of the branch portion of the signal electrode are connected to each other by wire bonding 11 or the like. Since the connection is made by the ground electrode connecting means, the potential of the ground electrode pair sandwiching the signal electrode is always the same, and the electric field distribution of the microwave formed by the signal electrode and the ground electrode can be maintained in the main mode. .
Although one of the wire bondings 11 has an effect, a higher effect can be expected by arranging the wire bonding 11 in each of the branched signal electrodes 5-1 and 5-2.
The configuration shown in FIG. 9 combines the above-described configuration of the impedance matching line to further increase the half-wavelength voltage V._πFor example, it is possible to reduce the driving voltage.
[0049]
The present invention is not limited to the contents described above, and those obtained by adding a technique known in the art, and also regarding an optical modulator having a delay control circuit in a part of the signal electrode after branching, It goes without saying that various improvements have been made as described in the earlier application (Japanese Patent Application No. 2002-27455).
[0050]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, in an optical modulator having a branched signal electrode, the reflection of microwaves at the branch portion is suppressed, and the electric field formed by the signal electrode and the ground electrode is appropriately maintained. Therefore, the half-wave voltage V_πThus, it is possible to provide an excellent optical modulator that suppresses a rise in drive voltage and improves the frequency characteristics.
Also,
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a plan view of a conventional dual electrode type optical modulator.
FIG. 2 is a plan view of an optical modulator having the delay control circuit shown in the earlier application.
FIG. 3 is a diagram showing an application example of a branched signal electrode.
FIG. 4 is a diagram showing a conventional structure in a branch portion of a signal electrode.
FIG. 5 is a diagram showing electric flux lines in a main mode (a) and a parasitic mode (b) of a microwave propagating on a signal electrode.
FIGS. 6A and 6B are cross-sectional views of the optical modulator showing a state where the dielectric constant of the substrate is changed, wherein FIG. 6A shows the entire lower surface of the substrate, and FIGS. Shows what was replaced with the material.
FIG. 7 is a diagram showing a structure of a signal electrode provided with an impedance matching line.
FIG. 8 is a diagram showing an example of a multi-stage λ / 4 transformer (a) and a tapered line transformer (b) as impedance matching lines.
FIG. 9 is a diagram showing a connection structure between ground electrodes by wire bonding.
FIG. 10 is a plan view of an optical modulator when the shapes of signal electrodes and connection electrodes are changed from CPW to CPS.
[Explanation of symbols]
1 substrate
2 Optical waveguide
2 'branch waveguide
3 signal electrode
4 Ground electrode
5 signal electrode
5-1 and 5-2 branched signal electrodes
5 'delay circuit
10 Impedance matching line
11 Wire bonding

Claims

A substrate made of a material having an electro-optical effect, a plurality of optical waveguide portions formed on the substrate, a signal electrode for modulating light passing through the optical waveguide portion, and a ground electrode; In an optical modulator in which at least one of the electrodes is a signal electrode branched into a plurality,
An optical modulator, wherein the impedance related to the signal electrode before the branch and the combined impedance related to the plurality of signal electrodes after the branch are matched.

2. The optical modulator according to claim 1, wherein the thickness of the signal electrode is different before and after the branch in order to make the impedances match.

3. The optical modulator according to claim 1, wherein an interval between the signal electrode and the ground electrode is different before and after the branch to match the impedance. vessel.

4. The optical modulator according to claim 1, wherein a ground electrode is arranged on both sides of the signal electrode before the branch, and on one side of the signal electrode after the branch in order to match the impedance. An optical modulator comprising a ground electrode.

5. The optical modulator according to claim 1, wherein a dielectric constant of the substrate near the signal electrode is made different before and after the branch in order to match the impedance. Light modulator.

6. The optical modulator according to claim 5, wherein the permittivity of the substrate is changed by adjusting the thickness of the substrate.

A substrate made of a material having an electro-optical effect, a plurality of optical waveguide portions formed on the substrate, a signal electrode for modulating light passing through the optical waveguide portion, and a ground electrode; In an optical modulator in which at least one of the electrodes is a signal electrode branched into a plurality,
An optical modulator, wherein an impedance matching line is formed between the signal electrode before the branch and the plurality of signal electrodes after the branch.

8. The optical modulator according to claim 7, wherein the impedance matching line has an impedance value between an impedance of the signal electrode before the branch and a combined impedance of a plurality of signal electrodes after the branch. And an optical modulator.

The optical modulator according to claim 7 or 8, the impedance value Z ₀₁ of the impedance matching line, the optical modulator, characterized in that represented by the following equation.
Z ₀₁ = (Z ₀ × Z _B ) ^1/2
However, Z ₀ is the impedance of the signal electrode before branching, the Z _B represents a combined impedance of the plurality of signal electrodes after branching.

10. The optical modulator according to claim 7, wherein the impedance matching line has a length of a quarter of a wavelength λ of a microwave input to the signal electrode. vessel.

11. The optical modulator according to claim 7, wherein the setting of the impedance of the impedance matching line is performed by adjusting a line width of the matching line.

12. The optical modulator according to claim 1, wherein a delay control circuit is interposed in a part of the signal electrode after the branch.

The optical modulator according to claim 1, further comprising at least one pair of ground electrodes arranged so as to sandwich the signal electrode, wherein a branch portion of the signal electrode is provided. Ground electrode connecting means for connecting a ground electrode forming a part of the ground electrode sandwiching the signal electrode after branching and the signal electrode after branching to another ground electrode sandwiching the signal electrode after branching is provided. An optical modulator, comprising:

14. The optical modulator according to claim 13, wherein the ground electrode connecting means is wire bonding.