JP2004146919A

JP2004146919A - Microwave / millimeter wave circuit, and millimeter wave band communication system

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Publication number: JP2004146919A
Application number: JP2002306995A
Authority: JP
Inventors: Hirotaka Tanaka; 田中　啓貴
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2002-10-22
Filing date: 2002-10-22
Publication date: 2004-05-20
Anticipated expiration: 2022-10-22
Also published as: JP4237467B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent impedance mismatching caused at connection with a bonding wire or a via hole or the like. <P>SOLUTION: An output circuit 35 is placed at a post-stage of an output matching circuit 34 of a unit circuit 38 including an input matching circuit 32, a transistor 33, and the output matching circuit 34, and is configured with a wire compensation circuit employing short stabs. The output circuit 35 attains supply of an output side DC bias from an output side DC bias supply terminal 40 and prevents reduction in a gain of a power amplifier and a saturation output power caused by impedance mismatching due to a connection means at mounting. Further, an input circuit 31 is located at a pre-stage of the unit circuit 38, configured with the wire compensation circuit, attains supply of an input side DC bias from an input side DC bias supply terminal 39 and realizes a low noise characteristic by attaining a desired signal source impedance with respect to the transistor 33 after mounting. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、マイクロ波・ミリ波回路、および、ミリ波帯無線通信システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば、マイクロ波・ミリ波帯電力増幅器として、入力整合回路とトランジスタと出力整合回路とを有する増幅回路を並列接続して動作させ、各増幅回路からの出力信号を合成して出力する電力増幅器が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
図１５は、非特許文献１に開示された従来の電力増幅器の構成を示すブロック図である。この電力増幅器は、第１増幅回路を、オープンスタブ１を有する入力整合回路と、電界効果トランジスタ２と、一端が容量素子３を介して接地されたショートスタブ４を有する出力整合回路を備えて構成している。また、第２増幅回路を、オープンスタブ１’を有する入力整合回路と、電界効果トランジスタ２’と、一端が容量素子３’を介して接地されたショートスタブ４’を有する出力整合回路を備えて構成している。そして、上記第１増幅回路と第２増幅回路とは並列に接続されている。
【０００４】
入力端子５から入力された高周波信号は２分配され、上記第１増幅回路と第２増幅回路とに入力される。そして、各第１増幅回路と第２増幅回路とによって増幅された高周波信号は２合成されて、出力端子６から出力される。
【０００５】
また、上記電界効果トランジスタ２および電界効果トランジスタ２’のゲート直流バイアス（入力側直流バイアス）は、端子１１から、抵抗７を有して先端が容量素子８を介して接地されたショートスタブ９と抵抗１０とを経由して、２分配位置の前段に供給される。また、電界効果トランジスタ２および電界効果トランジスタ２’のドレイン直流バイアス（出力側直流バイアス）は、端子１２から、電界効果トランジスタ２’の出力側に設けられると共に、容量素子３’を介して先端が接地されたショートスタブ４’を経由して供給される。
【０００６】
また、奇モード発振を抑制するために、２つの電界効果トランジスタ２，２’の間には、抵抗１３と抵抗１４とが挿入されている。尚、上記奇モード発振は、同相分配された信号が夫々増幅回路によって増幅された後に同相合成される構成によってできる閉ループでの発振であり、並列接続された上記第１，第２増幅回路を構成する夫々のトランジスタ２，２’の特性がばらついていたり、各増幅回路を構成する整合回路の特性が異なっている場合に、奇モード電力が発生し、発振に成長して行くものと考えられる。そのために、上記閉ループの対向する位置に発生した奇モード電力を吸収する抵抗を設けることによって、奇モード発振を抑制することができるのである。
【０００７】
【非特許文献１】
１９９９年電子情報通信学会春季全国大会論文集Ｃ‐２‐５８
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の非特許文献１に開示された電力増幅器は、以下のような問題がある。
【０００９】
すなわち、上記電界効果トランジスタ２’の出力側に設けられて２合成位置の前段に位置するショートスタブ４’の接地点から、ショートスタブ４’を介して、電界効果トランジスタ２’と電界効果トランジスタ２とのドレイン直流バイアスを供給する構成においては、電界効果トランジスタ２’には経路Ａによってドレイン直流バイアスが供給される一方、電界効果トランジスタ２には経路Ｂによって２合成位置を経由してドレイン直流バイアスが供給されることになる。したがって、経路Ｂの配線抵抗によって、２つの電界効果トランジスタ２，２’に共通のドレイン直流バイアスを供給することが困難になり、２つの電界効果トランジスタ２，２’を同一動作させることができない。したがって、飽和出力電力や付加電力効率が低下したり、奇モード発振が起こり易くなるという問題がある。
【００１０】
さらに、上記第１，第２増幅回路の安定性を向上させる等の目的で、抵抗素子や抵抗素子と容量素子との並列回路等の抵抗成分を含む回路素子を各増幅回路の電界効果トランジスタ２，２’の後段に設けようとした場合、上記回路素子を経路Ａと経路Ｂとに同様に配置することが必要となり、回路構成の自由度が低下してしまうという問題がある。例えば、ショートスタブ４およびショートスタブ４’の後段に抵抗成分を含む回路を設ける場合には、経路Ｂに抵抗成分を含む回路が２つ配置されることになり、上記抵抗成分によってトランジスタ２’のドレイン直流バイアスのみが低下されしまうという問題がある。
【００１１】
また、上記並列接続された第１，第２増幅回路の一方の出力整合回路を構成するショートスタブ４’の容量素子３’を介して接地された点からドレイン直流バイアスを供給する構成を成しているため、容量素子３’によって接地となる動作帯域の外では、端子１２に接続される外部直流バイアス回路１５の特性が出力整合回路の特性に影響してしまう。そのために、上記動作帯域の外ではショートスタブ４’とショートスタブ４との特性は異なったものとなる。
【００１２】
すなわち、上記動作帯域外では、夫々の増幅回路が有する出力整合回路の特性が異なったものとなってしまい、奇モード発振が起こる原因となる。その場合、発生した奇モード電力を一部消費するための抵抗１３および抵抗１４が設けられてはいるものの、発振を防止するための最適な抵抗値を決定することは困難であり、十分な効果が得られない場合が生ずると共に、これらの抵抗に基づいて不要な消費電力が生じてしまうのである。
【００１３】
さらに、本従来の電力増幅器においては、コプレーナ線路を用いて形成されており、フリップチップ接続による実装を考慮している。しかしながら、フリップチップ接続においては接続部分でのインピーダンス不整合は小さいものの、周波数が高くなるに連れて無視できなくなる。また、上記フリップチップ接続においては、実装時に歩留まりが低下してしまうことがあり、ワイヤボンディング等のより簡易で高歩留まりな接続手段による接続が好ましい。しかしながら、本従来の電力増幅器においては、ワイヤボンディング接続による実装を行うと、ボンディングワイヤの寄生インピーダンスのためにインピーダンス不整合が起り、十分な特性が得られないことがある。
【００１４】
通常、高周波回路の入力端子あるいは出力端子から高周波回路を見たインピーダンスは、Ｚ０（例えば、５０Ω）となるよう設計される。そのため、これらの高周波回路間を接続した場合でも、インピーダンス整合が実現できる。さらに、例えば、電力増幅器では、そのように設計された高周波回路に接続されることを前提として、利得，低雑音特性，飽和出力電力あるいは付加電力効率が向上するような入力整合回路や出力整合回路等の設計が可能になる。
【００１５】
しかしながら、ミリ波帯（３０ＧＨｚ〜３００ＧＨｚ）では、上述のように設計された高周波回路の入出力端子間をボンディングワイヤやビアホール等の接続手段によって接続した場合、これらの接続手段が有するインピーダンスによってインピーダンス不整合が起こり、十分な性能が得られないことになる。例えば、電力増幅器の出力端子と他の高周波回路の入力端子とをワイヤボンディングやビアホール等の接続手段によって接続した場合、これらの接続手段の寄生インピーダンスによるインピーダンス不整合が起こり、電力増幅器の利得が低下したり、雑音特性や飽和出力電力や付加電力効率が劣化してしまうのである。
【００１６】
図１６は、電力増幅器が形成された誘電体基板２１を、高周波回路が形成された誘電体基板２２上に搭載した場合の端子間の接続部分を示している。この端子間の接続においては、上記電力増幅器の出力端子２３と上記高周波回路の入力端子２５とを、ボンディングワイヤ２４によって接続している。また、図１７は図１６に示す接続部分を等価回路で表したものであり、ボンディングワイヤ２４はその主なインピーダンス成分であるインダクタンスとして表現されている。そして、入力端子２５から誘電体基板２２上に形成された高周波回路を見たインピーダンスＺ２は５０Ωになるよう設計されており、図１８に示すスミスチャート上においては中心に位置している。
【００１７】
ここで、上記ボンディングワイヤ２４の主なインピーダンス成分としてインダクタンスを考慮すると、上記電力増幅器の出力端子２３から高周波回路の入力端子２５側を見たインピーダンスはＺ１となり、図１８に示すようにスミスチャートの中心からずれてしまい、インピーダンス不整合が起こることになる。そのために、上記電力増幅器の利得や飽和出力電力が低下してしまうことになる。尚、上述においては、電力増幅器の出力端子２３と高周波回路の入力端子２５とを接続した場合の端子間の接続部分を示したが、上記電力増幅器の入力側、つまり上記電力増幅器の入力端子と高周波回路の出力端子とを接続する場合にも、同様の問題が起こるのである。
【００１８】
ところで、ワイヤボンディング実装においては、接地面が基板裏面となるマイクロストリップ線路で構成することが好ましく、このマイクロストリップ線路を用いてマイクロ波・ミリ波回路を構成する場合には、基板表面の接地パターンはビアホールによって基板裏面の接地面と接続されることになる。ここで、例えば電力増幅器を構成する場合には、トランジスタの接地すべき端子をビアホールによって接地することになる。ところが、その場合には、上記ビアホールの寄生インダクタンスのためにトランジスタの利得が低下してしまい、十分な飽和出力電力が得られない場合がある。また、アイソレーション特性が低下してしまって、奇モード発振が起こり易くなるという問題も生ずる。
【００１９】
そこで、この発明の目的は、ボンディングワイヤやビアホール等の接続手段による接続の際に生じるインピーダンス不整合を防止すると共に、複数の単位回路に共通の直流バイアスを供給することができるマイクロ波・ミリ波回路、及び、このマイクロ波・ミリ波回路を用いたミリ波帯無線通信システムを提供することにある。
【００２０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、この発明のマイクロ波・ミリ波回路は、トランジスタと，上記トランジスタの入力端に接続された入力整合回路および上記トランジスタの出力端に接続された出力整合回路のうちの少なくとも一方と，を有する単位回路と、上記単位回路の入力端に接続されると共に，先端が容量素子を介して接地されたショートスタブを有する入力回路，及び，上記単位回路の出力端に接続されると共に，先端が容量素子を介して接地されたショートスタブを有する出力回路，のうちの少なくとも一方と、上記入力回路のショートスタブを介して上記トランジスタの入力端に直流バイアスを供給するための入力側直流バイアス供給端子，及び，上記出力回路のショートスタブを介して上記トランジスタの出力端に直流バイアスを供給するための出力側直流バイアス供給端子，のうちの少なくとも一方を備えている。
【００２１】
上記構成によれば、上記入力側直流バイアス供給端子から、上記入力回路のショートスタブを利用して、上記トランジスタの入力端に直流バイアスが供給される。あるいは、上記出力側直流バイアス供給端子から、上記出力回路のショートスタブを利用して、上記トランジスタの出力端に直流バイアスが供給される。したがって、上記入力回路側や出力回路側に、別途直流バイアス供給用の回路を設ける必要がなくなる。さらに、上記ショートスタブの長さをλ／４（λ：基本波の波長）未満とすることによって、上記ショートスタブをインピーダンス変換回路（以下、ワイヤ補償回路と言う）の構成要素として利用することが可能になる。
【００２２】
また、この発明のマイクロ波・ミリ波回路は、トランジスタと，上記トランジスタの入力端に接続された入力整合回路および上記トランジスタの出力端に接続された出力整合回路のうちの少なくとも一方とを有すると共に，並列に接続された複数の単位回路と、上記各単位回路の入力端に接続されると共に，入力された信号を上記各単位回路に分配する分配回路，及び，上記各単位回路の出力端に接続されると共に，上記各単位回路から出力された信号を１つの信号に合成する合成回路，のうちの少なくとも一方と、上記分配回路の入力端に接続されると共に，先端が容量素子を介して接地されたショートスタブを有する入力回路，及び，上記合成回路の出力端に接続されると共に，先端が容量素子を介して接地されたショートスタブを有する出力回路，のうちの少なくとも一方と、上記入力回路のショートスタブを介して上記各トランジスタの入力端に直流バイアスを供給するための入力側直流バイアス供給端子，及び，上記出力回路のショートスタブを介して上記各トランジスタの出力端に直流バイアスを供給するための出力側直流バイアス供給端子，のうちの少なくとも一方を備えている。
【００２３】
上記構成によれば、上記入力側直流バイアス供給端子から、上記入力回路のショートスタブを利用して、上記分配回路を介して各トランジスタの入力端に直流バイアスが供給される。または、上記出力側直流バイアス供給端子から、上記出力回路のショートスタブを利用して、上記合成回路を介して各トランジスタの出力端に直流バイアスが供給される。したがって、上記入力回路側あるいは出力回路側に、別途直流バイアス供給用の回路を設ける必要がなくなる。さらに、上記ショートスタブの長さをλ／４未満とすることによって、ワイヤ補償回路の構成要素として利用することが可能になる。こうして、上記入力回路や出力回路のショートスタブは、ワイヤ補償回路の構成要素としてのみならず、直流バイアス供給用のショートスタブとしても利用される。
【００２４】
その際に、上記分配回路あるいは合成回路を介して上記各単位回路のトランジスタに直流バイアスが供給されるために、各トランジスタには、略同じ経路を辿って直流バイアスが供給されることになる。したがって、配線抵抗等の影響がなく、各単位回路における抵抗成分を有する回路を同じ様に配置すれば、各トランジスタに共通の直流バイアスが印加される。
【００２５】
さらに、例えば、上記各単位回路が増幅回路である場合には、一つの増幅回路の出力整合回路におけるショートスタブのみを介して出力側直流バイアスが供給されることがない。したがって、外部のバイアス供給回路の影響がなく、各増幅回路が全周波数帯域において略同一な特性になり、各増幅回路を均一動作させることが容易になる。その結果、奇モード電力の発生が抑止され、閉ループ発振が防止されるという効果も奏される。
【００２６】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記入力回路の入力端および出力回路の出力端を、接続手段によって他の高周波回路に接続された場合における上記接続手段によるインピーダンス不整合を低減するために、ワイヤ補償回路によって構成している。
【００２７】
ここで、上記ワイヤ補償回路は、図１８に示すスミスチャートにおけるインピーダンスＺ１を所望のインピーダンスに変換する回路である。例えば、上記ワイヤ補償回路を有する回路が入力回路であり、後段には略５０Ωの入力インピーダンスを有する単位回路が接続されている場合は、図１８におけるインピーダンスＺ１を略５０Ωに変換する。また、後段にトランジスタが接続されている場合には、このトランジスタが所望する特性になる信号源インピーダンスに変換するのである。
【００２８】
この実施例によれば、上記入力回路の入力端および出力回路の出力端は、ワイヤ補償回路によって構成されている。したがって、上記入力端子および出力端子と他の基板に形成された高周波回路の出力端子あるいは入力端子とがワイヤボンディングやビアホール等の接続手段によって接続された場合に、発生するインピーダンス不整合が低減されるのである。
【００２９】
例えば、上記単位回路が増幅回路であり、本マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、上記インピーダンス不整合による電力増幅器の利得，雑音特性，飽和出力電力および付加電力効率の劣化が防止される。さらに、実装後において、上記入力回路の出力端から本電力増幅器の入力端子側を見たインピーダンス、または、上記出力回路の入力端から本電力増幅器の出力端子側を見たインピーダンスが、夫々略５０Ωに整合される。したがって、各増幅回路の入力整合回路あるいは出力整合回路によって入力インピーダンスまたは出力インピーダンスを略５０Ωに整合させるようにすれば、分配回路あるいは合成回路が存在する場合には、分配回路あるいは合成回路の設計精度が向上するのである。
【００３０】
さらに、上記ワイヤ補償回路は、先端が容量素子を介して接地されたショートスタブを用いて構成することによって、このショートスタブを上述した直流バイヤス供給の際に利用されるショートスタブとすることができる。
【００３１】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記出力回路に設けられたショートスタブを当該出力回路の前段に位置する回路に接続された伝送線路に接続し、上記伝送線路およびショートスタブの合計の長さを略λ／４にしている。
【００３２】
この実施例によれば、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路が上記単位回路が増幅回路である電力増幅器の場合には、上記ショートスタブは当該出力回路の前段に位置する回路に接続された伝送線路に接続されており、上記伝送線路およびショートスタブの合計の長さが略λ／４になっているため、例えば、上記ショートスタブの後段に位置する回路を２倍波に対して高インピーダンスとなるよう設計することによって、当該出力回路の前段に位置する回路の出力端、すなわち上記合成回路の出力端あるいは上記増幅回路の出力端は、２倍波に対してして略短絡となる。したがって、上記トランジスタの出力端において２倍波に対して略短絡あるいは開放とすることが容易になり、本電力増幅器の付加電力効率を向上させることが可能となる。例えば、上記合成回路の出力端から各トランジスタの出力端までの出力整合回路部分における位相変化を略ｎ・λ／４（ｎは整数）とすれば、上記トランジスタの出力端において２倍波に対して略短絡あるいは開放とすることができる。
【００３３】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記出力回路を、当該出力回路の前段に位置する回路に接続された第１の伝送線路と、上記第１の伝送線路に接続されたショートスタブおよび第２の伝送線路と、上記第２の伝送線路に接続されたオープンスタブおよび第３の伝送線路を含んで構成すると共に、上記第３の伝送線路を容量素子を介して出力端子に接続している。
【００３４】
この実施例によれば、上記ショートスタブを用いてワイヤ補償回路を実現することが可能になる。したがって、ボンディングワイヤ等による実装後において、上記第１の伝送線路のショートスタブ接続点から本マイクロ波・ミリ波回路の出力端子側を見たインピーダンスを略５０Ωに整合させることが可能になる。さらに、上記ショートスタブを、上述した出力側直流バイヤス供給の際に利用されるショートスタブとすることができる。
【００３５】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記第２の伝送線路およびオープンスタブの合計の長さを略λ／４にしている。
【００３６】
例えば、本マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、オープンスタブに一端が接続された第３の伝送線路の他端は容量素子を介して本電力増幅器の出力端子に接続され、上記出力端子は他の基板上に形成された高周波回路の入力端子に、主に寄生インピーダンスとしてインダクタンス成分を有するボンディングワイヤ等によって接続される。そして、ミリ波帯で動作する電力増幅器においては、その２倍波は非常に高い周波数となり、上記インダクタンスは高いインピーダンスとなる。そのために、上記オープンスタブ接続点から電力増幅器の出力端子側を見たインピーダンスは、開放に近くなる。
【００３７】
上記構成によれば、上記第２の伝送線路およびオープンスタブの合計の長さを略λ／４にしている。したがって、例えば、上記オープンスタブの長さを略λ／８とすれば、上記オープンスタブ接続点は２倍波に対して略短絡となり、上記第２の伝送線路の長さを略λ／８とすれば、ショートスタブ接続点から電力増幅器の出力側を見たインピーダンスを略開放とすることができる。このようにすれば、例えば、上記第１の伝送線路およびショートスタブの合計の長さを略λ／４とすることによって、合成回路の出力端あるいは増幅回路の出力端を２倍波に対して短絡とすることができる。そのために、ワイヤ補償回路を構成しつつ２倍波処理を行うことが容易になり、実装時におけるインピーダンス不整合の抑制と２倍波処理による高効率動作とが同時に実現される。
【００３８】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記出力回路を、当該出力回路の前段に位置する回路に接続された第１の伝送線路と、上記第１の伝送線路に接続されたショートスタブおよび第２の伝送線路を備えると共に、上記第２の伝送線路は容量素子を介して出力端子に接続させている。
【００３９】
この実施例によれば、上記ショートスタブを用いてワイヤ補償回路を実現することが可能になる。したがって、ワイヤボンディング等による実装後において、上記第１の伝送線路のショートスタブ接続点から本マイクロ波・ミリ波回路の出力端子側を見たインピーダンスを略５０Ωとすることが可能になる。さらに、上記ショートスタブを、上述した出力側直流バイアス供給の際に利用されるショートスタブとすることができる。
【００４０】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記第２の伝送線路の長さを略λ／４としている。
【００４１】
この実施例によれば、上記第２の伝送線路の長さを略λ／４にしている。したがって、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、ワイヤボンディング等による実装後、本電力増幅器の出力端に接続された上記ボンディングワイヤ等が有するインダクタンス成分のインピーダンスは、２倍波に対して高インピーダンスとなる。そのために、２倍波に対しては、上記ショートスタブ接続点から本電力増幅器の出力端子側を見たインピーダンスが略開放となる。したがって、例えば、上記第１の伝送線路およびショートスタブの合計の長さを略λ／４と設定することによって、ワイヤ補償回路を構成しつつ、２倍波処理を容易に行うことが可能になる。
【００４２】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記分配回路および合成回路のうちの少なくとも一方を、ウイルキンソン分配器あるいはウイルキンソン合成器で構成している。
【００４３】
この実施例によれば、例えば、上記出力回路を上記ワイヤ補償回路で構成することによって、実装によるインピーダンス不整合が抑制されて、ウイルキンソン合成器の性能が十分に生かされる。したがって、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路を電力増幅器とした場合には、本電力増幅器の利得と飽和出力電力とが向上される。
【００４４】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記各単位回路におけるトランジスタの接地すべき端子を、複数のビアホールを有する少なくとも２つの接地パターンに接続している。
【００４５】
この実施例によれば、上記トランジスタの接地すべき端子が、トランジスタの両側に配置した複数のビアホールを有する接地パターンに接続して接地されることによって、接地インダクタンスが低減される。したがって、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路を電力増幅器とした場合には、マイクロストリップ線路を用いて本電力増幅器を構成した場合であっても接地インダクタンスを低減することができ、上記トランジスタのアイソレーション特性が向上し、奇モード発振が抑制される。特に、高出力を得るためには利得に余裕の少ない複数のエミッタフィンガあるいはゲートフィンガを備えたトランジスタを用いる必要があるため、上述のごとく接地インダクタンスが低減されることによって、複数のエミッタフィンガあるいはゲートフィンガを備えたトランジスタの利得が向上され、より大きな出力が得られるのである。
【００４６】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、互いに隣接する２つの単位回路が存在する場合には、この２つの単位回路におけるトランジスタの接地すべき端子を、少なくとも１つの共通する接地パターンに接続している。
【００４７】
この実施例によれば、本マイクロ波・ミリ波回路を化合物半導体基板上に形成する場合におけるレイアウト面積が小さくなり、チップコストが低減される。また、共有された接地パターンは、ビアホールを少なくとも２つ有しているため、夫々のトランジスタの近傍に１つずつビアホールが配置されて、優れた接地が可能となる。したがって、本マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合は、上記トランジスタの接地インダクタンスが更に低減されて、電力増幅器の利得と飽和出力電力とが更に向上される。
【００４８】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記各トランジスタを、２つのエミッタフィンガあるいは２つのゲートフィンガを有するようにしている。
【００４９】
この実施例によれば、例えば、２つのエミッタフィンガを有するトランジスタを用いると共に、上記接地パターンをトランジスタの両側に配置することによって、個々のエミッタフィンガとビアホールとの距離が小さくなり、接地インダクタンスの影響が小さくなる。したがって、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、利得と飽和出力電力とが向上される。
【００５０】
また、この発明のマイクロ波・ミリ波は、複数のマイクロ波・ミリ波回路を直列接続して構成された多段のマイクロ波・ミリ波回路であって、初段および最終段のうちの少なくとも何れか一方のマイクロ波・ミリ波回路として、上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いている。
【００５１】
上記構成によれば、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路が多段の増幅器である場合には、初段および最終段のうちの少なくとも何れか一方の増幅器に、ワイヤボンディング等の接続手段によるインピーダンス不整合を防止する入力回路あるいは出力回路を設けることによって、本多段増幅器の利得や飽和出力電力の低下が防止される。さらに、上記初段の増幅器として上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いた場合には、更に雑音特性の劣化が防止される。
【００５２】
また、１実施例のマイクロ波・ミリ波回路では、上記マイクロ波・ミリ波回路を化合物半導体基板上に形成している。
【００５３】
この実施例によれば、上記マイクロ波・ミリ波回路は、化合物半導体基板上に形成されている。したがって、ドライエッチング等の半導体プロセスによって上記トランジスタ近傍にビアホールを形成することができ、上記トランジスタの接地インダクタンスが低減される。そのために、例えば、本マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、利得や飽和出力電力が向上される。
【００５４】
また、この発明のミリ波帯通信システムは、上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いて構成されている。
【００５５】
上記構成によれば、上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いることによって、ミリ波帯においてもワイヤボンディング等の接続手段によるインピーダンス不整合が低減される。したがって、優れた特性を有するミリ波帯通信システムが実現される。また、上記マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、高い利得や飽和出力電力が得られるため、線形性が重要となるミリ波帯通信システムが容易に構成される。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、この発明を図示の実施の形態により詳細に説明する。
【００５７】
・第１実施の形態
図１は、本実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路におけるブロック図である。ここで、本実施の形態におけるマイクロ波・ミリ波回路は、単位回路３８を増幅回路とする電力増幅器であるとして説明する。
【００５８】
本電力増幅器は、入力整合回路３２とトランジスタ３３と出力整合回路３４を含む増幅回路３８の前段に入力回路３１を配置し、出力整合回路３４の後段に出力回路３５を配置して構成されている。そして、入力回路３１に設けられた入力側直流バイアス供給端子３９からトランジスタ３３の入力側直流バイアスが供給される一方、出力回路３５に設けられた出力側直流バイアス供給端子４０からトランジスタ３３の出力側直流バイアスが供給される。尚、３６は入力端子、３７は出力端子である。
【００５９】
ここで、上記入力整合回路３２は、５０Ωからトランジスタ３３の信号源インピーダンスへのインピーダンス変換を行う。一方、出力整合回路３４は、トランジスタ３３の負荷インピーダンスから５０Ωへのインピーダンス変換を行う。また、入力回路３１および出力回路３５は、ワイヤボンディング等による実装時に生じるインピーダンス不整合を緩和するためのワイヤ補償回路によって構成されている。
【００６０】
このように、上記出力回路３５を、ショートスタブを用いたワイヤ補償回路で構成することによって、出力側直流バイアスの供給を行うと共に、実装時における入出力端子間の接続手段によるインピーダンス不整合による本電力増幅器の利得や飽和出力電力の低下を防止することができる。そのため、別途、出力側に直流バイアス供給用の回路を設ける必要がなくなるのである。また、特に、入力回路３１を、上記ショートスタブを用いたワイヤ補償回路によって構成することによって、実装時における入出力端子間の接続手段によるインピーダンス不整合を低減することができると共に、トランジスタ３３に対する所望の信号源インピーダンスを得ることが可能になり、低雑音特性を実現することができるのである。
【００６１】
尚、本実施の形態においては、上記単位回路３８を増幅回路であるとしているが、増幅回路のみならず、周波数マルチプライア、発振器や周波数ミキサなどのマイクロ波・ミリ波回路、等であっても差し支えない。
【００６２】
・第２実施の形態
図２は、本実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路におけるブロック図である。ここで、本実施の形態におけるマイクロ波・ミリ波回路は、単位回路５０および単位回路５０’を増幅回路とする電力増幅器であるとして説明する。
【００６３】
本電力増幅器は、入力整合回路４３とトランジスタ４４と出力整合回路４５を含む増幅回路５０と、入力整合回路４３’とトランジスタ４４’と出力整合回路４５’を含む増幅回路５０’とを、分配回路４２と合成回路４６とに並列接続している。さらに、分配回路４２の前段には入力回路４１を配置し、合成回路４６の後段には出力回路４７を配置して構成されている。そして、入力回路４１に設けられた入力側直流バイアス供給端子５１から各増幅回路５０，５０’のトランジスタ４４，４４’の入力側直流バイアスが供給される一方、出力回路４７に設けられた出力側直流バイアス供給端子５２から各増幅回路５０，５０’のトランジスタ４４，４４’の出力側直流バイアスが供給される。尚、４８は入力端子であり、４９は出力端子である。
【００６４】
その場合、上記入力された入力側直流バイアスは、分配回路４２を介して夫々の増幅回路５０，５０’を構成している各トランジスタ４４，４４’に供給される。一方、上記入力された出力側直流バイアスは、合成回路４６を介して夫々のトランジスタ４４，４４’に供給される。そのために、増幅回路５０と増幅回路５０’とを同様な構成にすることができ、夫々のトランジスタ４４，４４’へのバイアス供給経路を等しくして均一動作させることができる。したがって、増幅回路部分の設計自由度が向上すると共に、奇モード発振を防止する効果を奏することができるのである。
【００６５】
さらに、上記入力回路４１および出力回路４７を、ワイヤボンディング等による実装時に生ずるインピーダンス不整合を緩和するために、以下のようなワイヤ補償回路によって構成している。
【００６６】
図３は、上記出力回路４７におけるワイヤ補償回路の一つの構成例を示す。このワイヤ補償回路においては、合成回路４６の出力端に第１伝送線路６１の一端が接続されている。そして、第１伝送線路６１の他端にはλ／４未満の長さを有するショートスタブ６２が接続され、ショートスタブ６２の先端は容量素子６３を介して接地されている。さらに、第１伝送線路６１の他端には第２伝送線路６４の一端が接続され、第２伝送線路６４の他端にはオープンスタブ６５と第３伝送線路６６の一端とが接続されている。さらに、第３伝送線路６６の他端は、容量素子６７を介して本電力増幅器の出力端子４９に接続されている。
【００６７】
そして、他の基板上に形成された高周波回路６８の入力端子６９と、例えばボンディングワイヤによって接続される。ここでは、上記ボンディングワイヤを、その主なインピーダンス成分であるインダクタンス７０によって示している。
【００６８】
ここで、上記入力端子６９から高周波回路６８を見たインピーダンスＺ２は、例えば５０Ωになるよう設計されており、図４に示すスミスチャート上においては中心に位置している。ここで、ボンディングワイヤが有するインダクタンス７０を考慮すると、本電力増幅器の出力端子４９から高周波回路６８側を見たインピーダンスはＺ１となり、図４におけるスミスチャートの中心からずれてしまってインピーダンス不整合が起こることになる。
【００６９】
しかしながら、本ワイヤ補償回路においては、上記出力端子４９に、容量素子６７および第３伝送線路６６が接続され（第３伝送線路６６はごく短いものとして無視する）、さらにオープンスタブ６５が接続されることによって、オープンスタブ６５の接続点から高周波回路６８側を見込んだインピーダンスは、図４に示すように、スミスチャート上においてＺ１からＺＡに移動する。次に、オープンスタブ６５の接続点に第２伝送線路６４が接続されることによって、第２伝送線路６４の先端から第２伝送線路６４を含んで高周波回路６８側を見込んだインピーダンスは、図４に示すように、スミスチャート上においてＺＡからＺＢに移動する。さらに、第２伝送線路６４にショートスタブ６２を接続することによって、ショートスタブ６２の接続点から高周波回路６８側を見込んだインピーダンスは、図４に示すように、スミスチャート上においてＺＢからＺＣ（＝Ｚ２）に移動する。その結果、出力回路４７を、上記構成を有するワイヤ補償回路とすることによって、ボンディングワイヤ接続によるインピーダンス不整合を低減することができるのである。
【００７０】
ここで、本電力増幅器を、例えば６０ＧＨｚ帯電力増幅器とした場合における図３に示す出力回路４７のワイヤ補償回路の具体的構成は、上記ボンディングワイヤのインダクタンス７０を０．２ｎＨ程度とし、厚さが７０μｍのＧａＡｓ基板上にマイクロストリップ線路によって構成すると、次のようになる。
【００７１】
上記第１伝送線路６１を、線路幅略５０μｍ，線路長略２９０μｍで形成する。また、上記ショートスタブ６２を、線路幅略３０μｍ，線路長略１５０μｍで形成する。そして、上記第１伝送線路６１とショートスタブ６２との合計の長さを略λ／４とする。さらに、第２伝送線路６４を、線路幅略５０μｍ，線路長略２００μｍで形成する。また、オープンスタブ６５を、線路幅略３０μｍ，線路長略２２０μｍで形成する。そして、第２伝送線路６４およびオープンスタブ６５の夫々の長さを略λ／８の長さとする。また、第３伝送線路６６を、線路幅略５０μｍ，線路長３０μｍで形成する。
【００７２】
尚、この場合における出力回路４７の反射係数Ｓ１１特性及び透過係数Ｓ２１特性を図５に示す。また、反射係数Ｓ１１の位相特性を図６に示す。図５から分るように、動作周波数である６０ＧＨｚ帯ではリターンロス（Ｓ１１）が２０ｄＢ以上となって、ボンディングワイヤによるインピーダンス不整合を防止することができる。それと同時に、２倍波である１２０ＧＨｚ帯ではリターンロス（Ｓ１１）が１ｄＢ以下となり、その反射位相角は略１８０度となる。したがって、出力回路４７の入力端（合成回路４６の出力端）で２倍波に対して略短絡状態にすることができるのである。
【００７３】
尚、上記動作周波数である６０ＧＨｚ帯でのリターンロス（Ｓ１１）は２０ｄＢ以上となったが、１０ｄＢ以上であればよい。
【００７４】
図７は、本実施の形態における上記出力回路４７の、図３とは異なるワイヤ補償回路の構成例を示す。このワイヤ補償回路においては、合成回路４６の出力端に第１伝送線路７１の一端が接続されている。そして、第１伝送線路７１の他端にはショートスタブ７２が接続され、ショートスタブ７２の先端は容量素子７３を介して接地されている。さらに、第１伝送線路７１の他端には第２伝送線路７４の一端が接続され、第２伝送線路７４の他端には容量素子７５を介して本電力増幅器の出力端子４９が接続されている。
【００７５】
そして、図３に示すワイヤ補償回路の場合と同様に、他の基板上に形成された高周波回路６８の入力端子６９と、例えばボンディングワイヤ（インダクタンス７０によって示す）によって接続されている。
【００７６】
上記ワイヤボンディング等の接続手段によるインピーダンス不整合によって、本電力増幅器の出力端子４９から高周波回路６８側を見たインピーダンスはＺ１となり、図８に示すスミスチャートの中心（Ｚ２）からずれてしまう。そこで、直流阻止のための容量素子７５を介して上記第２伝送線路７４を接続することによって、インピーダンスをＺＢまで移動させる。次に、ショートスタブ７２を接続することによって、ショートスタブ７２の接続点から高周波回路６８側を見たインピーダンスを、ＺＢからＺＣ（＝Ｚ２）に移動させて、ボンディングワイヤ接続によるインピーダンス不整合を低減するのである。
【００７７】
以上のように、本実施の形態においては、上記出力回路４７を、ショートスタブ６２，７２を用いたワイヤ補償回路よって構成している。したがって、実装時における入出力端子間の接続手段によるインピーダンス不整合に起因する本電力増幅器の利得や飽和出力電力の低下を防止することができる。それと同時に、上述したように、出力側直流バイアスの供給を、ショートスタブ６２，７２を経由して出力回路４７から合成回路４６を介して増幅回路５０のトランジスタ４４と増幅回路５０’のトランジスタ４４’とに行うことができる。そのために、増幅回路５０と増幅回路５０’とを同様な構成にして、夫々のトランジスタ４４，４４’へのバイアス供給経路を等しくすることができ、奇モード発振を防止することができるのである。
【００７８】
さらに、上記第１伝送線路６１，７１とショートスタブ６２，７２との合計の長さを略λ／４にすることによって、合成回路４６の出力端を２倍波に対して略短絡状態とすることができる。したがって、各トランジスタ４４，４４’の出力整合回路４５，４５’および合成回路４６を調整することによって、本電力増幅器の付加電力効率の向上を容易に図ることができるのである。
【００７９】
また、図７に示すワイヤ補償回路においては、動作周波数がミリ波帯である場合に、本電力増幅器の出力端子４９から高周波回路６８側を見たインピーダンスＺ１は、インダクタンス７０によって２倍波に対して高インピーダンスとなる。そのために、第２伝送線路７４の長さを略λ／４にすることによって、第２伝送線路７４の先端から第２伝送線路７４を含んで高周波回路６８側を見たインピーダンスＺＢを、２倍波に対して略開放状態にすることができる。
【００８０】
尚、本実施の形態においては、本電力増幅器の出力回路４７についてのみ説明したが、上記説明における出力端子４９を入力端子４８に置き換え、高周波回路６８の入力端子６９を高周波回路６８の出力端子に置き換えれば、入力回路４１についても同様にワイヤ補償回路を構成することができる。特に、入力回路４１においては、ワイヤ補償回路を構成することによって、実装時における入出力端子間の接続手段によるインピーダンス不整合を低減することができると共に、トランジスタ４４，４４’に対する所望の信号源インピーダンスを得ることが可能になり、雑音特性の劣化を防止することができるのである。
【００８１】
また、本実施の形態においては、上記単位回路５０と単位回路５０’とを増幅回路としている。しかしながら、上記増幅回路のみならず、周波数マルチプライア、発振器や周波数ミキサ等のマイクロ波・ミリ波回路、であっても一向に構わない。
【００８２】
・第３実施の形態
図９は、本実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路における具体的な構成図である。ここで、本実施の形態におけるマイクロ波・ミリ波回路は、単位回路９０および単位回路９０’を増幅回路とする電力増幅器であるとして説明する。
【００８３】
本電力増幅器は、他の高周波回路（増幅器等）の入力側と一体に化合物半導体基板上に形成する場合を考慮したものであり、出力回路のみをワイヤ補償回路で構成している。
【００８４】
本電力増幅器は、上記第２実施の形態における電力増幅器の場合と同様に、入力回路８１と、分配回路８２と、分配回路８２に並列接続された増幅回路９０，９０’と、前段に増幅回路９０，９０’を並列接続する合成回路８６と、出力回路８７と、入力端子８８と、出力端子８９、を含んで構成されている。そして、増幅回路９０，９０’は、入力整合回路８３，８３’とトランジスタ８４，８４’と出力整合回路８５，８５’を含んで構成されている。
【００８５】
上記入力回路８１は、伝送線路９１、先端が容量素子９３によって交流的に接地されている略λ／４の長さを有するショートスタブ９２、伝送線路９４、を含んで構成されている。そして、入力側直流バイアス供給回路としても機能する。また、分配回路８２は、伝送線路９５と、伝送線路９５に並列接続された伝送線路９６および伝送線路９６’、を含んで構成されている。
【００８６】
また、上記入力整合回路８３，８３’は、伝送線路９７，９７’、オープンスタブ９８，９８’、伝送線路９９，９９’、を含んで構成されている。また、出力整合回路８５，８５’は、伝送線路１００，１００’、先端が容量素子１０２，１０２’を介して接地されたショートスタブ１０１，１０１’、伝送線路１０３，１０３’、を含んで構成されている。
【００８７】
また、上記合成回路８６は、出力整合回路８５の伝送線路１０３に接続された伝送線路１０４、出力整合回路８５’の伝送線路１０３’に接続された伝送線路１０４’、伝送線路１０５、を含んで構成されている。また、出力回路８７は、伝送線路１０６、先端が容量素子１０８を介して接地されているショートスタブ１０７、伝送線路１０９、オープンスタブ１１０、伝送線路１１１、を含んで、ワイヤ補償回路によって構成されている。
【００８８】
このように、上記出力回路８７は、ワイヤ補償回路によって構成されているため、ワイヤボンディング等による実装時に生じるインピーダンス不整合を低減することができる。そのために、実装後における利得や飽和出力電力の低下を防止することができる。また、入力回路８１を構成する伝送線路９１および伝送線路９４は略５０Ωの特性インピーダンスを有しており、入力回路８１の入出力インピーダンスは略５０Ωである。
【００８９】
また、上記トランジスタ８４，８４’の入出力インピーダンスは、夫々入力整合回路８３，８３’と出力整合回路８５，８５’とによって略５０Ωに整合している。さらに、出力回路８７の入力インピーダンスは、ワイヤ補償回路によってワイヤボンディング実装後に略５０Ωとなるようにしている。そのために、分配回路８２および合成回路８６は、５０Ωの入出力インピーダンスを有する高周波回路間の分配回路および合成回路として個別に設計することが可能になり、設計をより効率的に行うことができる。
【００９０】
尚、本実施の形態においては、上記トランジスタ８４，８４’の入出力インピーダンスの夫々を、入力整合回路８３，８３’と出力整合回路８５，８５’とによって略５０Ωに整合させているが、略５０Ωに限定されるものではない。要は、分配回路８２の入力端から増幅回路側を見たインピーダンスと合成回路８６の出力端から増幅回路側を見たインピーダンスとの夫々が略Ｚ０Ωになるようにし、出力回路８７の入力インピーダンスがワイヤ補償回路としての機能によってワイヤボンディング実装後に略Ｚ０Ωになるようにすれば良いのである。
【００９１】
ところで、上記トランジスタ８４，８４’の入力側直流バイアスは、容量素子９３を介して接地された略λ／４の長さを有するショートスタブ９２の接地点から供給することによって、動作帯域での回路特性に影響を与えずに直流バイアスを供給することが可能である。したがって、トランジスタ８４，８４’の入力側直流バイアス電圧は、入力側直流バイアス供給端子１１２から印加される。そして、抵抗１１３と抵抗１１４とによって分圧された後に、抵抗１１５，ショートスタブ９２および伝送線路９４を介して分配回路８２に入力され、分配回路８２を経由して各増幅回路９０，９０’を構成するトランジスタ８４，８４’に供給される。
【００９２】
また、上記出力回路８７は、一端が容量素子１０８を介して接地されたショートスタブ１０７を用いてワイヤ補償回路を構成している。そのために、実装時に生じるインピーダンス不整合を緩和すると共に、ショートスタブ１０７の接地点から出力側直流バイアスを印加することができ、別途、出力側直流バイアス供給回路を設ける必要がなくなる。すなわち、トランジスタ８４，８４’の出力側直流バイアスは、出力側直流バイアス供給端子１１６から印加される。そして、合成回路８６を経由して各増幅回路９０，９０’を構成するトランジスタ８４，８４’に供給される。
【００９３】
このように、上記トランジスタ８４，８４’の入力側直流バイアスは分配回路８２を介して供給され、トランジスタ８４，８４’の出力側直流バイアスは合成回路８６を介して供給される。そのために、各トランジスタ８４，８４’へのバイアス供給経路が等しくなって、両トランジスタ８４，８４’を均一動作させることができる。したがって、本電力増幅器の利得や飽和出力電力の低下を防止することができるのである。
【００９４】
また、上記入力整合回路８３と入力整合回路８３’、トランジスタ８４とトランジスタ８４’、出力整合回８５と出力整合回路８５’は、全周波数帯域において製造ばらつきを除いて特性が等しくなるよう構成されている。そのために、２つの増幅回路９０，９０’を全周波数帯域で均一動作させることができ、本電力増幅器の動作帯域外での奇モード電力の発生を抑制することができる。
【００９５】
尚、本実施の形態においては、上記ワイヤ補償回路を構成するショートスタブ１０７を利用して、出力側直流バイアスを供給するようにしている。しかしながら、この構成に限定されるものではなく、伝送線路１０５，伝送線路１０６，伝送線路１０９，伝送線路１１１のうちの任意の位置に、先端が容量素子を介して接地された略λ／４の長さを有するショートスタブをさらに設け、このショートスタブの接地点から出力側直流バイアスを供給するようにしても差し支えない。
【００９６】
また、本実施の形態においては、上記単位回路９０と単位回路９０’とを増幅回路としている。しかしながら、上記増幅回路のみならず、周波数マルチプライア、発振器や周波数ミキサ等のマイクロ波・ミリ波回路、であっても一向に構わない。
【００９７】
・第４実施の形態
図１０は本実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路におけるブロック図である。ここで、本実施の形態におけるマイクロ波・ミリ波回路は、単位回路を増幅回路とする電力増幅器であるとして説明する。
【００９８】
本電力増幅器は複数の増幅器を直列接続して構成された多段増幅器であり、この多段増幅器における最終段の増幅器として、上記第１実施の形態〜第３実施の形態の何れかにおける電力増幅器を用いたものである。尚、図１０は３段増幅器であり、第１の増幅器１２１に第２の増幅器１２２を直列接続し、さらに、上記第１実施の形態〜第３実施の形態の何れかにおける電力増幅器１２３を直列接続している。
【００９９】
上記構成を有する多段増幅器においては、上記第１実施の形態〜第３実施の形態の何れかにおける電力増幅器を最終段の増幅器として用いることによって、ワイヤボンディング等による実装時に生じるインピーダンス不整合を緩和することができ、多段増幅器の利得と飽和出力電力との劣化を抑制することができるのである。
【０１００】
また、上記第１実施の形態〜第３実施の形態の何れかにおける電力増幅器を第１の増幅器１２１とした場合には、さらに、雑音特性の劣化を防止することができる。
【０１０１】
尚、本実施の形態における電力増幅器は、複数の増幅器を直列接続した多段増幅器で構成したが、他の高周波回路（フィルタやミキサ等）の前段あるいは後段に上記多段増幅器を更に縦続接続して構成することも可能である。
【０１０２】
・第５実施の形態
図１１は、本実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路におけるパターンレイアウトを示す。このパターンレイアウトは、上記第４実施の形態における多段増幅器を化合物半導体基板１３１上にＨＢＴ（Ｈｅｔｅｒｏｊｕｎｃｔｉｏｎ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いて形成した場合における上記第１実施の形態〜第３実施の形態の何れかにおける電力増幅器（つまり、図１０における最終段の増幅器）に関する部分のレイアウトの一例である。尚、当該電力増幅器の単位回路は増幅回路である。
【０１０３】
尚、図１１には、他の基板１３２上に形成された高周波回路（図示せず）の入力端子１３３と当該電力増幅器の出力端子１３４とをボンディングワイヤ１３５によって接続した状態をも示している。
【０１０４】
図１１において、１３６ａ〜１３６ｄは抵抗であり、１３７ａ，１３７ｂ，１３７ｂ’，１３７ｃ，１３７ｄ，１３７ｄ’，１３７ｅは２つのビアホールを有する接地パターンである。例えば、接地パターン１３７ａは、２つのビアホール１３８，１３８’を有している。また、１３９ａ，１３９ｂ，１３９ｃ，１３９ｃ’，１３９ｄ，１３９ｅは、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ　Ｉｎｓｕｌａｔｏｒ　Ｍｅｔａｌ）キャパシタである。
【０１０５】
入力回路は、伝送線路１４０、先端がＭＩＭキャパシタ１３９ａを介して接地パターン１３７ａに接続された略λ／４の長さのショートスタブ１４１、伝送線路１４２、で形成されている。また、入力回路の入力側には直流阻止のためのＭＩＭキャパシタ１４３を設け、ベース側直流バイアス供給用パターン１４４からはＨＢＴ１４５およびＨＢＴ１４５’にベース側直流バイアスが供給される。
【０１０６】
また、出力回路は、伝送線路１４６、先端がＭＩＭキャパシタ１３９ｄを介して接地パターン１３７ｅに接続されたショートスタブ１４７、伝送線路１４８、オープンスタブ１４９、伝送線路１５０、で形成されたワイヤ補償回路で構成される。また、上記出力回路の出力側には直流阻止用のＭＩＭキャパシタ１５１を設け、コレクタ側直流バイアス供給用パターン１５２からはＨＢＴ１４５およびＨＢＴ１４５’にコレクタ側直流バイアスが供給される。
【０１０７】
ここで、各増幅回路の入力整合回路は、ＨＢＴ１４５およびＨＢＴ１４５’の近傍にオープンスタブ１５３およびオープンスタブ１５３’で形成されて、略５０Ωに整合されている。また、出力整合回路は、ＨＢＴ１４５およびＨＢＴ１４５’の出力端子近傍にショートスタブ１５４およびショートスタブ１５４’で形成されて、略５０Ωに整合されている。
【０１０８】
また、各増幅回路を構成するＨＢＴ１４５およびＨＢＴ１４５’の夫々はエミッタフィンガを２つ有しており、各ＨＢＴ１４５，１４５’の接地すべき端子は２つのビアホールを有する２つの接地パターン（ＨＢＴ１４５は接地パターン１３７ｂ，１３７ｃ、ＨＢＴ１４５’は接地パターン１３７ｂ’，１３７ｃ）に接続され、且つ、１つの接地パターン１３７ｃを共有するように配置されている。尚、接地パターン１３７ｃは、ビアホール１５５とビアホール１５５’とを有している。
【０１０９】
本実施の形態においては、トランジスタとして電力密度の大きいＨＢＴを用いている。こうすることによって、レイアウト面積を小さくすることができる。
【０１１０】
また、上記各ＨＢＴ１４５，１４５’における接地すべき端子を、各ＨＢＴ１４５，１４５’の両側に配置した２つのビアホールを有する接地パターンに接続している。こうすることによって、接地インダクタンスを低減することができる。特に、高出力を得るためには利得に余裕の少ない複数のエミッタフィンガを有するＨＢＴを用いる必要があるため、接地インダクタンスを低減することによって、複数のエミッタフィンガを有するＨＢＴの利得が向上し、より大きな出力を得ることができるのである。
【０１１１】
また、上記ＨＢＴ１４５とＨＢＴ１４５’との間に配置された２つのビアホール１５５，１５５’を有する接地パターン１３７ｃを共有することによって、レイアウト面積を小さくしてチップコストを低減することができる。さらに、設計や回路レイアウトによってはＨＢＴ１４５とＨＢＴ１４５’との間隔が広くなってしまう場合がある。その場合でも、共有する接地パターン１３７ｃが２つのビアホール１５５，１５５’を有しているため、その接地パターン１３７ｃ内において各ＨＢＴに近くなるようビアホールを配置することができる。したがって、ＨＢＴ１４５，１４５’の良好な接地が可能となり、電力増幅器の利得と飽和出力電力とを向上することができる。
【０１１２】
また、上記ビアホールの形状は任意の形状であっても良いが、本実施の形態においては、接地パターンを略矩形とすると共に、ビアホールの形状も略矩形としている。こうすることによって、１つの接地パターン内における２つのビアホールの配置が容易になる。
【０１１３】
また、２つのエミッタフィンガを有するＨＢＴを用いると共に、接地パターンを各ＨＢＴの両側に配置することによって、個々のエミッタフィンガと隣接してビアホールを設けることができる。したがって、接地インダクタンスの影響を小さくして、電力増幅器の利得と飽和出力電力とを向上することができる。
【０１１４】
尚、本実施の形態においては、上記単位回路を増幅回路としている。しかしながら、上記増幅回路のみならず、周波数マルチプライア、発振器や周波数ミキサ等のマイクロ波・ミリ波回路、であっても一向に構わない。
【０１１５】
・第６実施の形態
図１２は、本実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路における具体的構成を示す図である。ここで、本実施の形態におけるマイクロ波・ミリ波回路は、合成回路１６１および出力回路１６２以外の構成は上記第３実施の形態と同様であり、同じ素子や回路には同じ番号を付している。また、単位回路９０および単位回路９０’を増幅回路とする電力増幅器であるとして説明する。
【０１１６】
本実施の形態においては、増幅回路９０および増幅回路９０’の出力インピーダンスを、出力整合回路８５および出力整合回路８５’によって略５０Ωに整合させている。
【０１１７】
上記出力回路１６２は、伝送線路１６３と、先端が容量素子１６５を介して接地された略λ／４の長さを有するショートスタブ１６４と、伝送線路１６６と、先端が容量素子１６８を介して接地されたλ／４未満の長さを有するショートスタブ１６７と、伝送線路１６９、から成るワイヤ補償回路によって構成されている。このように、出力回路１６２をワイヤ補償回路によって構成することによって、ワイヤボンディング実装後にショートスタブ１６７の接続点から出力端子８９側を見たインピーダンスを略５０Ωにすることができる。
【０１１８】
また、上記合成回路１６１は、ウイルキンソン合成器を用いている。
【０１１９】
上記ウイルキンソン合成器においては、伝送線路１７０の特性インピーダンスＺに対して、吸収抵抗１７１の特性インピーダンスをＺ×２にする必要がある。また、伝送線路１７２，伝送線路１７２’の特性インピーダンスは、長さをλ／４とすることによってＺ×√２にする必要がある。本実施の形態においては、伝送線路１７０の特性インピーダンスは略５０Ωとし、伝送線路１７２，１７２’の特性インピーダンスは略７０Ωとしている。
【０１２０】
ここで、例えば、基板厚７０μｍのＧａＡｓ基板上においては、特性インピーダンス５０Ωの伝送線路の配線幅は４５μｍ程度であるのに対して、特性インピーダンス７０Ωの伝送線路の配線幅は１５μｍ程度となるため、伝送線路１７２，１７２’への配線抵抗の影響が大きくなる。そのために、図１５に示す従来の電力増幅器のように、トランジスタ８４への出力側直流バイアス供給経路とトランジスタ８４’への出力側直流バイアス供給経路とが異なった場合は、夫々のトランジスタ８４，８４’における出力側直流バイアスが異なったものになってしまう。特に、ミリ波帯電力増幅器においては基板厚を更に薄くする場合があり、その場合には所望の配線幅も小さくなり配線抵抗が大きくなる。
【０１２１】
ところが、本実施の形態の電力増幅器においては、上記合成回路１６１の出力端から両トランジスタ８４，８４’に出力側直流バイアスを供給するため、伝送線路１７２および伝送線路１７２’の配線抵抗が無視できなくなった場合であっても、夫々のトランジスタ８４，８４’に共通のバイアスを供給することができるのである。
【０１２２】
尚、本実施の形態においては、上記トランジスタ８４，８４’の出力側直流バイアスを、出力側直流バイアス供給端子１７３よりショートスタブ１６４を経由して供給するように構成しているが、ワイヤ補償回路を構成するショートスタブ１６７の接地点から供給するように構成しても差し支えない。
【０１２３】
また、本実施の形態においては、上記出力回路１６１としてウイルキンソン合成器を用いている。しかしながら、分配回路８２としてウイルキンソン分配器を用いても一向に差し支えない。
【０１２４】
また、本実施の形態においては、上記単位回路９０，９０’を増幅回路としている。しかしながら、上記増幅回路のみならず、周波数マルチプライア、発振器や周波数ミキサ等のマイクロ波・ミリ波回路、であっても一向に構わない。
【０１２５】
・第７実施の形態
図１３は、上記第６実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路におけるパターンレイアウトの一例を示す。上記第６実施の形態のマイクロ波・ミリ波回路に対応する部分には同じ番号を付与している。また、入力回路８１の部分は、上記第５実施の形態において図１１に示すパターンレイアウトと略同様であるために、省略している。尚、単位回路９０，９０’は増幅回路である。
【０１２６】
上記伝送線路１７０および伝送線路１６３の長さはごく短いものとし、合成回路１６１の出力端を、先端がＭＩＭキャパシタ１６５を介して接地された略λ／４の長さのショートスタブ１６４によって、２倍波に対して略短絡としている。さらに、伝送線路１６９と先端がＭＩＭキャパシタ１６８を介して接地された略λ／４未満の長さのショートスタブ１６７によってワイヤ補償回路を構成している。
【０１２７】
また、両増幅回路９０，９０’における出力整合回路８５，８５’として、トランジスタ８４，８４’の出力端近傍に設けた略λ／８の長さのショートスタブ１０１，１０１’を用いているため、２倍波に対しては影響を及ぼすことはない。そのため、トランジスタ８４，８４’の出力端は２倍波に対して略短絡となり、電力増幅器の付加電力効率を向上させることができる。
【０１２８】
・第８実施の形態
本実施の形態は、上記各実施の形態におけるマイクロ波・ミリ波回路を用いた上記ミリ波帯通信システムとしての高周波無線通信装置に関する。図１４は、本高周波無線通信装置の一例を示すブロック図である。
【０１２９】
本高周波無線通信装置は、送信機１８１と受信機１８２とを有している。そして、上記送信機１８１は、変調信号源１８３，ミキサ１８４，局部発振器１８５，帯域通過フィルタ１８６，増幅器１８７およびアンテナ１８８を含んで構成されている。また、受信機１８２は、アンテナ１８９，増幅器１９０，帯域通過フィルタ１９１，ミキサ１９２，局部発振器１９３およびチューナ１９４を含んで構成されている。
【０１３０】
上記送信機１８１の変調信号源１８３によって生成された中間周波信号が、ミキサ１８４の中間周波信号用端子に入力される一方、局部発振器１８５から出力された局部発振信号が、ミキサ１８４の局部発振信号用端子に入力される。そして、ミキサ１８４によって、入力された中間周波信号が、局部発振信号によって上昇変換（アップコンバート）される。次に、ミキサ１８４によって発生した信号うちの所望の高周波信号のみが帯域通過フィルタ１８６を通過し、増幅器１８７によって増幅され、アンテナ１８８から高周波電波１９５として放射される。
【０１３１】
こうして放射された高周波電波１９５は、受信機１８２のアンテナ１８９によって受信され、増幅器１９０で増幅される。さらに、所望の高周波信号のみが帯域通過フィルタ１９１を通過して、ミキサ１９２の高周波信号用端子に入力される。一方、局部発振器１９３から出力された局部発振信号は、ミキサ１９２の局部発振信号用端子に入力される。そして、ミキサ１９２の内部で上記入力された高周波信号と局部発振信号とが混合され、再び、中間周波信号に下降変換（ダウンコンバート）される。次に、ミキサ１９２からの中間周波信号は、チューナ１９４に入力されて所望の情報に変換される。
【０１３２】
ここで、上記送信機１８１のミキサ１８４，局部発振器１８５および増幅器１８７は、上記各実施の形態のうちの何れかにおけるマイクロ波・ミリ波回路によって構成されている。したがって、低コストで特性の優れた送信機１８１を実現することができる。また、ミリ波帯においても高い出力電力を得ることができ、線形性が重要となるミリ波帯通信システムを容易に実現することができる。
【０１３３】
同様に、上記受信機１８２の増幅器１９０，ミキサ１９２および局部発振器１９３は、上記各実施の形態のうちの何れかにおけるマイクロ波・ミリ波回路によって構成されている。したがって、低コストで特性の優れた受信機１８２を実現することができる。また、ミリ波帯においても高い利得と低雑音特性とを実現することができ、高い利得と低雑音特性を必要とするミリ波帯通信システムを容易に実現することができるのである。
【０１３４】
尚、上記各実施の形態においては、上記各単位回路３８，５０，５０’，９０，９０’には入力整合回路３２，４３，４３’，８３，８３’と出力整合回路３４，４５，４５’，８５，８５’との両方を搭載するようにしている。しかしながら、何れか一方の整合回路のみを搭載している場合でも、この発明を適用することができる。
【０１３５】
また、上記各実施の形態においては、上記入力回路３１，４１，８１と出力回路３５，４７，８７，１６２との両方に、容量素子９３，１０８，１６５を介して接地されたショートスタブ９２，１０７，１６４を設けているが、入力回路と出力回路との何れか一方のみに容量素子を介して接地されたショートスタブを設けても差し支えない。
【０１３６】
また、上記各実施の形態においては、上記分配回路４２，８２と合成回路４６，８６，１６１との両方を搭載するようにしている。しかしながら、何れか一方の回路のみを搭載している場合でも、この発明を適用することができる。
【０１３７】
【発明の効果】
以上より明らかなように、この発明のマイクロ波・ミリ波回路は、入力側直流バイアス供給端子から、入力回路のショートスタブを介して単位回路のトランジスタにおける入力端に直流バイアスを供給し、あるいは、出力側直流バイアス供給端子から、出力回路のショートスタブを介して単位回路のトランジスタにおける出力端に直流バイアスを供給するので、上記入力回路側や出力回路側に、別途直流バイアス供給用の回路を設ける必要がなくなる。
【０１３８】
さらに、上記ショートスタブの長さをλ／４（λ：基本波の波長）未満にするので、ワイヤ補償回路の構成要素として利用することが可能になる。したがって、ワイヤボンディング等による実装時に生じるインピーダンス不整合を緩和することができる。
【０１３９】
また、この発明のマイクロ波・ミリ波回路は、入力側直流バイアス供給端子から、入力回路のショートスタブを介して分配回路から並列に接続された各単位回路のトランジスタにおける入力端に直流バイアスを供給し、あるいは、出力側直流バイアス供給端子から、出力回路のショートスタブを介して合成回路から並列に接続された各単位回路のトランジスタにおける出力端に直流バイアスを供給するので、上記入力回路側や出力回路側に、別途直流バイアス供給用の回路を設ける必要がない。さらに、上記ショートスタブの長さをλ／４未満にするので、ワイヤ補償回路の構成要素として利用することができる。したがって、ワイヤボンディング等による実装時に生じるインピーダンス不整合を緩和することができるのである。
【０１４０】
また、上述したように、上記分配回路あるいは合成回路を介して上記各トランジスタに直流バイアスを供給するので、各トランジスタには、略同じ経路を辿って直流バイアスを供給することができる。したがって、配線抵抗等の影響をなくし、各単位回路における抵抗成分を有する回路を同じ様に配置すれば、各トランジスタに共通の直流バイアスを印加することができる。
【０１４１】
さらに、上記出力側直流バイアスは、一つの単位回路の出力整合回路におけるショートスタブのみを介して供給されることはない。したがって、外部のバイアス供給回路の影響がなく、各単位回路を全周波数帯域において略同一な特性にすることができ、各単位回路を容易に均一動作させることができる。その結果、奇モード電力の発生を抑止し、閉ループ発振を防止することができる。
【０１４２】
また、この発明のマイクロ波・ミリ波は、複数のマイクロ波・ミリ波回路を直列接続して構成された多段のマイクロ波・ミリ波回路における初段および最終段のうちの少なくとも何れか一方に上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いたので、本多段のマイクロ波・ミリ波回路が多段増幅器である場合には、ワイヤボンディング等の接続手段によるインピーダンス不整合を防止して、利得や飽和出力電力の低下を防止することができる。さらに、上記初段として上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いた場合には、加えて雑音特性の劣化を防止することができる。
【０１４３】
また、この発明のミリ波帯通信システムは、上述したマイクロ波・ミリ波回路を用いて構成したので、ミリ波帯においてもワイヤボンディング等の接続手段によるインピーダンス不整合を低減することができる。したがって、優れた特性を有するミリ波帯通信システムを実現できる。さらに、上記マイクロ波・ミリ波回路が電力増幅器である場合には、高い利得や飽和出力電力を得ることができるため、線形性が重要となるミリ波帯通信システムを容易に構成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のマイクロ波・ミリ波回路におけるブロック図である。
【図２】図１とは異なるマイクロ波・ミリ波回路のブロック図である。
【図３】図２における出力回路の構成を示す図である。
【図４】図２における出力回路の図３に示す構成に関するスミスチャートである。
【図５】図２における出力回路の反射係数特性および透過係数特性を示す図である。
【図６】図２における出力回路の反射係数の位相特性を示す図である。
【図７】図２における出力回路の図３とは異なる構成を示す図である。
【図８】図２における出力回路の図７に示す構成に関するスミスチャートである。
【図９】図１および図２とは異なるマイクロ波・ミリ波回路の構成を示す図である。
【図１０】図１，図２および図９とは異なるマイクロ波・ミリ波回路（多段増幅器）のブロック図である。
【図１１】図１，図２または図９に示すマイクロ波・ミリ波回路のパターンレイアウト例を示す図である。
【図１２】図１，図２，図９および図１０とは異なるマイクロ波・ミリ波回路の構成を示す図である。
【図１３】図１２に示すマイクロ波・ミリ波回路のパターンレイアウト例を示す図である。
【図１４】この発明のミリ波帯通信システムとしての高周波無線通信装置のブロック図である。
【図１５】従来の電力増幅器の構成示す図である。
【図１６】電力増幅器と他の高周波回路との接続部分を示す図である。
【図１７】図１６に示す接続部分の等価回路図である。
【図１８】図１６に示す接続部分に関するスミスチャートである。
【符号の説明】
３１，４１，８１…入力回路、
３２，４３，４３’，８３，８３’…入力整合回路、
３３，４４，４４’，８４，８４’…トランジスタ、
３４，４５，４５’，８５，８５’…出力整合回路、
３５，４７，８７，１６２…出力回路、
３６，４８，６９，８８…入力端子、
３７，４９，８９…出力端子、
３８，５０，５０’，９０，９０’…増幅回路（単位回路）、
３９，５１，１１２…入力側直流バイアス供給端子、
４０，５２，１１６，１７３…出力側直流バイアス供給端子、
４２，８２…分配回路、
４６，８６，１６１…合成回路、
６１，７１…第１伝送線路、
６２，７２，９２，１０１，１０１’，１０７，１４１，１４７，１５４，１５４’，１６４，１６７…ショートスタブ、
６３，６７，７３，７５，９３，１０２，１０２’，１０８，１６５，１６８…容量素子、
６４，７４…第２伝送線路、
６５，９８，９８’，１１０，１４９，１５３，１５３’…オープンスタブ、
６６…第３伝送線路、
６８…高周波回路、
７０…インダクタンス、
１２１，１２２，１２３，１８７，１９０…増幅器、
１３１，１３２…基板、
１３５…ボンディングワイヤ、
１３６ａ〜１３６ｄ…抵抗、
１３７ａ，１３７ｂ，１３７ｂ’，１３７ｃ，１３７ｄ，１３７ｄ’，
１３７ｅ…接地パターン、
１３８，１３８’，１５５，１５５’…ビアホール、
１３９ａ，１３９ｂ，１３９ｃ，１３９ｃ’，１３９ｄ，１３９ｅ，
１４３，１５１…ＭＩＭキャパシタ、
１４４…ベース側直流バイアス供給用パターン、
１４５，１４５’…ＨＢＴ、
１５２…コレクタ側直流バイアス供給用パターン、
１７１…吸収抵抗、
１８１…送信機、
１８２…受信機、
１８３…変調信号源、
１８４，１９２…ミキサ、
１８５，１９３…局部発振器、
１８６，１９１…帯域通過フィルタ、
１８８，１８９…アンテナ、
１９４…チューナ、
１９５…高周波電波。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a microwave / millimeter wave circuit and a millimeter wave band wireless communication system.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, for example, as a microwave / millimeter-wave band power amplifier, an amplifier circuit having an input matching circuit, a transistor, and an output matching circuit is connected in parallel to operate, and the power that combines and outputs the output signals from each amplifier circuit is output. An amplifier is known (for example, see Non-Patent Document 1).
[0003]
FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of a conventional power amplifier disclosed in Non-Patent Document 1. As shown in FIG. In this power amplifier, a first amplifier circuit includes an input matching circuit having an open stub 1, a field effect transistor 2, and an output matching circuit having a short stub 4 whose one end is grounded via a capacitive element 3. are doing. The second amplifier circuit includes an input matching circuit having an open stub 1 ', a field effect transistor 2', and an output matching circuit having a short stub 4 'one end of which is grounded via a capacitive element 3'. Make up. The first amplifier circuit and the second amplifier circuit are connected in parallel.
[0004]
The high-frequency signal input from the input terminal 5 is split into two and input to the first amplifier circuit and the second amplifier circuit. Then, the high-frequency signals amplified by each of the first amplifier circuit and the second amplifier circuit are combined into two and output from the output terminal 6.
[0005]
The gate DC bias (input-side DC bias) of the field-effect transistor 2 and the field-effect transistor 2 ′ is connected to a short stub 9 having a resistor 7 and a grounded end via a capacitor 8 from a terminal 11. It is supplied via a resistor 10 to a stage preceding the two distribution positions. The drain DC bias (DC bias on the output side) of the field-effect transistor 2 and the field-effect transistor 2 ′ is provided from the terminal 12 to the output side of the field-effect transistor 2 ′, and the tip is connected via the capacitive element 3 ′. It is supplied via a grounded short stub 4 '.
[0006]
Further, a resistor 13 and a resistor 14 are inserted between the two field-effect transistors 2 and 2 ′ in order to suppress the odd mode oscillation. The odd mode oscillation is oscillation in a closed loop formed by a configuration in which in-phase distributed signals are amplified by an amplifier circuit and then in-phase combined, and constitutes the first and second amplifier circuits connected in parallel. If the characteristics of the respective transistors 2 and 2 'vary or the characteristics of the matching circuits constituting each amplifier circuit are different, it is considered that odd mode power is generated and grows into oscillation. Therefore, by providing a resistor for absorbing the generated odd mode power at a position opposite to the closed loop, it is possible to suppress the odd mode oscillation.
[0007]
[Non-patent document 1]
Proceedings of the 1999 IEICE Spring Conference, C-2-58
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, the conventional power amplifier disclosed in Non-Patent Document 1 has the following problems.
[0009]
That is, from the ground point of the short stub 4 'provided on the output side of the field effect transistor 2' and located in front of the two combining positions, via the short stub 4 ', the field effect transistor 2' and the field effect transistor 2 ' In the configuration in which the drain DC bias is supplied, the field effect transistor 2 ′ is supplied with the drain DC bias via the path A, while the field effect transistor 2 is supplied with the drain DC bias via the path 2 by the path B. Will be supplied. Therefore, it is difficult to supply a common drain DC bias to the two field effect transistors 2 and 2 ′ due to the wiring resistance of the path B, and the two field effect transistors 2 and 2 ′ cannot operate in the same manner. Therefore, there are problems that the saturation output power and the additional power efficiency are reduced, and that the odd mode oscillation is more likely to occur.
[0010]
Further, for the purpose of improving the stability of the first and second amplifier circuits, a circuit element including a resistance component such as a resistance element or a parallel circuit of a resistance element and a capacitance element is connected to the field effect transistor 2 of each amplification circuit. , 2 ′, it is necessary to arrange the circuit elements in the path A and the path B in the same manner, and there is a problem that the degree of freedom of the circuit configuration is reduced. For example, when a circuit including a resistance component is provided at a stage subsequent to the short stub 4 and the short stub 4 ′, two circuits including a resistance component are disposed on the path B, and the resistance component of the transistor 2 ′ is provided. There is a problem that only the drain DC bias is reduced.
[0011]
In addition, a configuration is provided in which a drain DC bias is supplied from a point grounded via the capacitive element 3 'of the short stub 4' constituting one output matching circuit of the first and second amplifier circuits connected in parallel. Therefore, outside the operating band that is grounded by the capacitive element 3 ′, the characteristics of the external DC bias circuit 15 connected to the terminal 12 affect the characteristics of the output matching circuit. Therefore, the characteristics of the short stub 4 ′ and the short stub 4 are different outside the above-mentioned operation band.
[0012]
That is, outside the above operating band, the characteristics of the output matching circuits included in the respective amplifier circuits are different from each other, which causes an odd mode oscillation. In this case, although the resistors 13 and 14 for partially consuming the generated odd-mode power are provided, it is difficult to determine an optimum resistance value for preventing oscillation, and a sufficient effect is obtained. Is not obtained, and unnecessary power consumption is generated based on these resistances.
[0013]
Furthermore, in the conventional power amplifier, the power amplifier is formed using a coplanar line, and mounting by flip-chip connection is considered. However, in the flip chip connection, although the impedance mismatch at the connection portion is small, it cannot be ignored as the frequency increases. Further, in the flip-chip connection, the yield may be reduced at the time of mounting, and connection by a simpler and higher-yield connection means such as wire bonding is preferable. However, in the conventional power amplifier, when mounting by wire bonding connection, impedance mismatch occurs due to the parasitic impedance of the bonding wire, and sufficient characteristics may not be obtained.
[0014]
Usually, the impedance when the high-frequency circuit is viewed from the input terminal or the output terminal of the high-frequency circuit is designed to be Z0 (for example, 50Ω). Therefore, even when these high-frequency circuits are connected, impedance matching can be realized. Further, for example, in a power amplifier, an input matching circuit and an output matching circuit that improve gain, low noise characteristics, saturation output power or additional power efficiency are assumed to be connected to a high-frequency circuit designed as such. Can be designed.
[0015]
However, in the millimeter wave band (30 GHz to 300 GHz), when the input and output terminals of the high-frequency circuit designed as described above are connected by connection means such as bonding wires and via holes, the impedance is not affected by the impedance of these connection means. Matching occurs, and sufficient performance cannot be obtained. For example, when the output terminal of a power amplifier and the input terminal of another high-frequency circuit are connected by connection means such as wire bonding or via holes, impedance mismatch occurs due to the parasitic impedance of these connection means, and the gain of the power amplifier decreases. Or the noise characteristics, the saturation output power, and the additional power efficiency are degraded.
[0016]
FIG. 16 shows a connection portion between terminals when a dielectric substrate 21 on which a power amplifier is formed is mounted on a dielectric substrate 22 on which a high-frequency circuit is formed. In the connection between the terminals, the output terminal 23 of the power amplifier and the input terminal 25 of the high frequency circuit are connected by a bonding wire 24. FIG. 17 shows the connection portion shown in FIG. 16 by an equivalent circuit, and the bonding wire 24 is expressed as an inductance which is a main impedance component. The impedance Z2 when viewing the high-frequency circuit formed on the dielectric substrate 22 from the input terminal 25 is designed to be 50Ω, and is located at the center on the Smith chart shown in FIG.
[0017]
Here, when inductance is considered as the main impedance component of the bonding wire 24, the impedance when the input terminal 25 side of the high-frequency circuit is viewed from the output terminal 23 of the power amplifier is Z1, and as shown in FIG. It will deviate from the center, resulting in impedance mismatch. Therefore, the gain and the saturation output power of the power amplifier are reduced. In the above description, the connection portion between the terminals when the output terminal 23 of the power amplifier and the input terminal 25 of the high-frequency circuit are connected is shown, but the input side of the power amplifier, that is, the input terminal of the power amplifier and A similar problem occurs when connecting to the output terminal of a high-frequency circuit.
[0018]
By the way, in the wire bonding mounting, it is preferable that the ground plane is constituted by a microstrip line whose back surface is the substrate, and when a microwave / millimeter wave circuit is constituted by using this microstrip line, the ground pattern on the substrate surface is Are connected to the ground plane on the back surface of the substrate by via holes. Here, for example, when configuring a power amplifier, a terminal to be grounded of the transistor is grounded by a via hole. However, in this case, the gain of the transistor is reduced due to the parasitic inductance of the via hole, and a sufficient saturated output power may not be obtained. In addition, there is also a problem that the isolation characteristics are reduced and odd mode oscillation is likely to occur.
[0019]
SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a microwave / millimeter wave capable of preventing impedance mismatch occurring at the time of connection by connection means such as bonding wires and via holes, and supplying a common DC bias to a plurality of unit circuits. It is an object of the present invention to provide a circuit and a millimeter wave band wireless communication system using the microwave / millimeter wave circuit.
[0020]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a microwave / millimeter wave circuit according to the present invention includes at least a transistor, an input matching circuit connected to an input terminal of the transistor, and an output matching circuit connected to an output terminal of the transistor. And an input circuit connected to the input terminal of the unit circuit, the input circuit having a short stub whose tip is grounded via a capacitive element, and connected to the output terminal of the unit circuit. And at least one of an output circuit having a short stub whose tip is grounded via a capacitive element, and an input side for supplying a DC bias to the input terminal of the transistor via the short stub of the input circuit. A DC bias is supplied to the output terminal of the transistor via a DC bias supply terminal and a short stub of the output circuit. Output-side DC bias supply terminal for includes at least one of.
[0021]
According to the configuration, a DC bias is supplied from the input side DC bias supply terminal to the input terminal of the transistor using the short stub of the input circuit. Alternatively, a DC bias is supplied from the output side DC bias supply terminal to the output terminal of the transistor using a short stub of the output circuit. Therefore, it is not necessary to separately provide a circuit for supplying a DC bias on the input circuit side or the output circuit side. Further, by making the length of the short stub less than λ / 4 (λ: wavelength of a fundamental wave), the short stub can be used as a component of an impedance conversion circuit (hereinafter, referred to as a wire compensation circuit). Will be possible.
[0022]
Further, a microwave / millimeter wave circuit according to the present invention includes a transistor and at least one of an input matching circuit connected to an input terminal of the transistor and an output matching circuit connected to an output terminal of the transistor. A plurality of unit circuits connected in parallel, a distribution circuit connected to the input terminals of the unit circuits and distributing an input signal to the unit circuits, and an output terminal of the unit circuits. Connected to at least one of the combining circuits for combining the signals output from the unit circuits into one signal, and connected to the input end of the distribution circuit, and the tip is connected via a capacitive element. An input circuit having a grounded short stub, and a short stub connected to the output terminal of the combining circuit and having a tip grounded via a capacitive element. An input side DC bias supply terminal for supplying a DC bias to an input terminal of each of the transistors via a short stub of the input circuit, and a short stub of the output circuit. And at least one of an output-side DC bias supply terminal for supplying a DC bias to the output terminal of each transistor.
[0023]
According to the configuration, a DC bias is supplied from the input side DC bias supply terminal to the input terminal of each transistor through the distribution circuit using the short stub of the input circuit. Alternatively, a DC bias is supplied from the output side DC bias supply terminal to the output terminal of each transistor via the synthesizing circuit using the short stub of the output circuit. Therefore, it is not necessary to separately provide a circuit for supplying a DC bias on the input circuit side or the output circuit side. Further, when the length of the short stub is less than λ / 4, it can be used as a component of a wire compensation circuit. Thus, the short stub of the input circuit and the output circuit is used not only as a component of the wire compensation circuit but also as a short stub for supplying a DC bias.
[0024]
At this time, since a DC bias is supplied to the transistors of the unit circuits via the distribution circuit or the synthesis circuit, the DC bias is supplied to each transistor along substantially the same path. Therefore, there is no influence of wiring resistance or the like, and a common DC bias is applied to each transistor if circuits having a resistance component in each unit circuit are arranged in the same manner.
[0025]
Further, for example, when each of the unit circuits is an amplifier circuit, the output side DC bias is not supplied only via the short stub in the output matching circuit of one amplifier circuit. Accordingly, there is no influence of the external bias supply circuit, and each amplifier circuit has substantially the same characteristics in all frequency bands, and it becomes easy to operate each amplifier circuit uniformly. As a result, there is an effect that generation of odd mode power is suppressed and closed loop oscillation is prevented.
[0026]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, the impedance mismatch caused by the connection means when the input end of the input circuit and the output end of the output circuit are connected to another high-frequency circuit by the connection means is reduced. For this purpose, a wire compensation circuit is used.
[0027]
Here, the wire compensation circuit is a circuit that converts the impedance Z1 in the Smith chart shown in FIG. 18 into a desired impedance. For example, when a circuit having the wire compensation circuit is an input circuit and a unit circuit having an input impedance of about 50Ω is connected to a subsequent stage, the impedance Z1 in FIG. 18 is converted to about 50Ω. If a transistor is connected at the subsequent stage, the signal is converted into a signal source impedance having desired characteristics.
[0028]
According to this embodiment, the input terminal of the input circuit and the output terminal of the output circuit are constituted by a wire compensation circuit. Therefore, when the input terminal and the output terminal are connected to the output terminal or the input terminal of the high-frequency circuit formed on another substrate by connection means such as wire bonding or via holes, impedance mismatch that occurs is reduced. It is.
[0029]
For example, when the unit circuit is an amplifier circuit and the present microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, deterioration of the gain, noise characteristics, saturation output power, and additional power efficiency of the power amplifier due to the impedance mismatching occurs. Is prevented. Further, after mounting, the impedance when the input terminal of the power amplifier is viewed from the output terminal of the input circuit or the impedance when the output terminal of the power amplifier is viewed from the input terminal of the output circuit is approximately 50Ω. To be matched. Therefore, if the input impedance or the output impedance is matched to approximately 50Ω by the input matching circuit or the output matching circuit of each amplifier circuit, if there is a distribution circuit or a synthesis circuit, the design accuracy of the distribution circuit or the synthesis circuit is improved. Is improved.
[0030]
Furthermore, by configuring the wire compensation circuit using a short stub whose tip is grounded via a capacitive element, the short stub can be used as the short stub used in the DC bias supply described above. .
[0031]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, a short stub provided in the output circuit is connected to a transmission line connected to a circuit located in a stage preceding the output circuit, and the transmission line and the short stub are connected to each other. The total length is approximately λ / 4.
[0032]
According to this embodiment, for example, when the present microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier in which the unit circuit is an amplifier circuit, the short stub is connected to a transmission circuit connected to a circuit located before the output circuit. Since the total length of the transmission line and the short stub is approximately λ / 4, for example, a circuit located downstream of the short stub has a high impedance with respect to the second harmonic. With such a design, the output terminal of the circuit located at the preceding stage of the output circuit, that is, the output terminal of the synthesizing circuit or the output terminal of the amplifier circuit is substantially short-circuited with respect to the second harmonic. Therefore, it is easy to substantially short-circuit or open the second harmonic at the output terminal of the transistor, and the additional power efficiency of the power amplifier can be improved. For example, if the phase change in the output matching circuit portion from the output terminal of the synthesis circuit to the output terminal of each transistor is substantially n · λ / 4 (n is an integer), the output terminal of the transistor will not be able to reduce the second harmonic. Can be substantially short-circuited or opened.
[0033]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, the output circuit is connected to a first transmission line connected to a circuit located at a stage preceding the output circuit and a short circuit connected to the first transmission line. A stub and a second transmission line; and an open stub and a third transmission line connected to the second transmission line, and the third transmission line is connected to an output terminal via a capacitive element. are doing.
[0034]
According to this embodiment, it is possible to realize a wire compensation circuit using the short stub. Therefore, after mounting with a bonding wire or the like, it is possible to match the impedance of the output terminal side of the present microwave / millimeter wave circuit from the short stub connection point of the first transmission line to approximately 50Ω. Further, the short stub may be a short stub used for supplying the output-side DC bias described above.
[0035]
In the microwave / millimeter wave circuit of the embodiment, the total length of the second transmission line and the open stub is set to approximately λ / 4.
[0036]
For example, when the present microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, the other end of the third transmission line, one end of which is connected to the open stub, is connected to the output terminal of the present power amplifier via a capacitive element, The output terminal is connected to an input terminal of a high-frequency circuit formed on another substrate by a bonding wire or the like mainly having an inductance component as a parasitic impedance. In a power amplifier operating in the millimeter wave band, the second harmonic has a very high frequency, and the inductance has a high impedance. Therefore, the impedance when the output terminal side of the power amplifier is viewed from the open stub connection point is close to open.
[0037]
According to the above configuration, the total length of the second transmission line and the open stub is approximately λ / 4. Therefore, for example, if the length of the open stub is approximately λ / 8, the open stub connection point is substantially short-circuited to the second harmonic, and the length of the second transmission line is approximately λ / 8. Then, the impedance when the output side of the power amplifier is viewed from the short stub connection point can be substantially opened. With this configuration, for example, by setting the total length of the first transmission line and the short stub to approximately λ / 4, the output terminal of the combining circuit or the output terminal of the amplifier circuit can be controlled with respect to the second harmonic. It can be a short circuit. Therefore, it is easy to perform the second harmonic processing while configuring the wire compensation circuit, and the suppression of the impedance mismatch at the time of mounting and the high-efficiency operation by the second harmonic processing are simultaneously realized.
[0038]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, the output circuit is connected to a first transmission line connected to a circuit located at a stage preceding the output circuit and a short circuit connected to the first transmission line. A stub and a second transmission line are provided, and the second transmission line is connected to an output terminal via a capacitance element.
[0039]
According to this embodiment, it is possible to realize a wire compensation circuit using the short stub. Therefore, after mounting by wire bonding or the like, the impedance when the output terminal side of the microwave / millimeter wave circuit is viewed from the short stub connection point of the first transmission line can be approximately 50Ω. Further, the short stub can be a short stub used in supplying the output side DC bias.
[0040]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of the embodiment, the length of the second transmission line is set to approximately λ / 4.
[0041]
According to this embodiment, the length of the second transmission line is approximately λ / 4. Therefore, for example, when the microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, after mounting by wire bonding or the like, the impedance of the inductance component of the bonding wire or the like connected to the output terminal of the power amplifier becomes 2 High impedance against harmonics. Therefore, for the second harmonic, the impedance when the output terminal side of the power amplifier is viewed from the short stub connection point is substantially open. Therefore, for example, by setting the total length of the first transmission line and the short stub to approximately λ / 4, it is possible to easily perform the second harmonic processing while configuring the wire compensation circuit. .
[0042]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, at least one of the distribution circuit and the synthesis circuit is constituted by a Wilkinson distributor or a Wilkinson combiner.
[0043]
According to this embodiment, for example, by configuring the output circuit with the wire compensation circuit, impedance mismatch due to mounting is suppressed, and the performance of the Wilkinson combiner is fully utilized. Therefore, for example, when the present microwave / millimeter wave circuit is used as a power amplifier, the gain and the saturation output power of the present power amplifier are improved.
[0044]
Further, in the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, the terminal to be grounded of the transistor in each unit circuit is connected to at least two ground patterns having a plurality of via holes.
[0045]
According to this embodiment, the terminal to be grounded of the transistor is connected to the ground pattern having a plurality of via holes arranged on both sides of the transistor and grounded, so that the ground inductance is reduced. Therefore, for example, when the present microwave / millimeter wave circuit is used as a power amplifier, even when the present power amplifier is configured using a microstrip line, the ground inductance can be reduced, and the isolation of the transistor can be reduced. And the odd-mode oscillation is suppressed. Particularly, in order to obtain a high output, it is necessary to use a transistor having a plurality of emitter fingers or gate fingers having a small margin in gain. The gain of the transistor having the finger is improved, and a larger output can be obtained.
[0046]
In the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, when two unit circuits adjacent to each other exist, the terminals of the transistors in the two unit circuits to be grounded are connected to at least one common ground pattern. Connected.
[0047]
According to this embodiment, when the present microwave / millimeter wave circuit is formed on a compound semiconductor substrate, the layout area is reduced, and the chip cost is reduced. In addition, since the shared ground pattern has at least two via holes, one via hole is arranged near each transistor, and excellent grounding is possible. Therefore, when the microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, the ground inductance of the transistor is further reduced, and the gain and the saturation output power of the power amplifier are further improved.
[0048]
In the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, each of the transistors has two emitter fingers or two gate fingers.
[0049]
According to this embodiment, for example, by using a transistor having two emitter fingers and arranging the ground pattern on both sides of the transistor, the distance between each emitter finger and the via hole is reduced, and the influence of the ground inductance is reduced. Becomes smaller. Therefore, for example, when the present microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, the gain and the saturation output power are improved.
[0050]
The microwave / millimeter wave of the present invention is a multi-stage microwave / millimeter wave circuit configured by connecting a plurality of microwave / millimeter wave circuits in series, and includes at least one of a first stage and a last stage. The microwave / millimeter wave circuit described above is used as one of the microwave / millimeter wave circuits.
[0051]
According to the above configuration, for example, when the present microwave / millimeter wave circuit is a multi-stage amplifier, at least one of the first stage and the last stage has an impedance mismatch due to connection means such as wire bonding. By providing an input circuit or an output circuit that prevents the above, the gain and the saturation output power of the present multistage amplifier are prevented from lowering. Further, when the above-described microwave / millimeter-wave circuit is used as the first-stage amplifier, deterioration of noise characteristics is further prevented.
[0052]
In the microwave / millimeter wave circuit of one embodiment, the microwave / millimeter wave circuit is formed on a compound semiconductor substrate.
[0053]
According to this embodiment, the microwave / millimeter wave circuit is formed on a compound semiconductor substrate. Therefore, via holes can be formed in the vicinity of the transistor by a semiconductor process such as dry etching, and the ground inductance of the transistor is reduced. Therefore, for example, when the present microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, the gain and the saturation output power are improved.
[0054]
Further, a millimeter wave band communication system according to the present invention is configured using the above-described microwave / millimeter wave circuit.
[0055]
According to the above configuration, by using the above-described microwave / millimeter wave circuit, impedance mismatch due to connection means such as wire bonding is reduced even in the millimeter wave band. Therefore, a millimeter-wave band communication system having excellent characteristics is realized. Further, when the microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, a high gain and a saturated output power can be obtained, so that a millimeter wave band communication system in which linearity is important is easily configured.
[0056]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the illustrated embodiments.
[0057]
・ First embodiment
FIG. 1 is a block diagram of a microwave / millimeter wave circuit according to the present embodiment. Here, the microwave / millimeter wave circuit in the present embodiment is described as a power amplifier using the unit circuit 38 as an amplifier circuit.
[0058]
The present power amplifier is configured such that an input circuit 31 is arranged at a stage preceding an amplifier circuit 38 including an input matching circuit 32, a transistor 33, and an output matching circuit 34, and an output circuit 35 is arranged at a stage subsequent to the output matching circuit 34. . The input-side DC bias supply terminal 39 provided in the input circuit 31 supplies the input-side DC bias of the transistor 33, while the output-side DC bias supply terminal 40 provided in the output circuit 35 supplies the output side of the transistor 33. A DC bias is provided. 36 is an input terminal and 37 is an output terminal.
[0059]
Here, the input matching circuit 32 performs impedance conversion from 50Ω to the signal source impedance of the transistor 33. On the other hand, the output matching circuit 34 performs impedance conversion from the load impedance of the transistor 33 to 50Ω. Further, the input circuit 31 and the output circuit 35 are configured by a wire compensation circuit for mitigating an impedance mismatch generated at the time of mounting by wire bonding or the like.
[0060]
As described above, the output circuit 35 is configured by the wire compensation circuit using the short stub, so that the output side DC bias is supplied and the output circuit 35 is connected to the input / output terminals during mounting. It is possible to prevent a decrease in gain and saturation output power of the power amplifier. Therefore, it is not necessary to separately provide a circuit for supplying a DC bias on the output side. Also, in particular, by configuring the input circuit 31 by a wire compensation circuit using the short stub, it is possible to reduce the impedance mismatch due to the connection means between the input and output terminals at the time of mounting, and to reduce the impedance of the transistor 33. , And a low noise characteristic can be realized.
[0061]
In the present embodiment, the unit circuit 38 is described as an amplifier circuit. However, not only the amplifier circuit but also a microwave / millimeter wave circuit such as a frequency multiplier, an oscillator or a frequency mixer, etc. No problem.
[0062]
・ Second embodiment
FIG. 2 is a block diagram of the microwave / millimeter wave circuit according to the present embodiment. Here, the microwave / millimeter wave circuit according to the present embodiment is described as a power amplifier in which the unit circuits 50 and 50 'are used as amplifier circuits.
[0063]
This power amplifier includes an amplifier circuit 50 including an input matching circuit 43, a transistor 44, and an output matching circuit 45, and an amplifier circuit 50 ′ including an input matching circuit 43 ′, a transistor 44 ′, and an output matching circuit 45 ′. 42 and the combining circuit 46 are connected in parallel. Further, the input circuit 41 is arranged before the distribution circuit 42, and the output circuit 47 is arranged after the synthesis circuit 46. The input side DC bias supply terminal 51 provided in the input circuit 41 supplies the input side DC bias of the transistors 44 and 44 ′ of each of the amplifier circuits 50 and 50 ′, while the output side provided in the output circuit 47. Output side DC biases of the transistors 44 and 44 'of the amplifier circuits 50 and 50' are supplied from a DC bias supply terminal 52. Incidentally, 48 is an input terminal, and 49 is an output terminal.
[0064]
In this case, the input DC bias is supplied to the transistors 44 and 44 ′ constituting the respective amplifier circuits 50 and 50 ′ via the distribution circuit 42. On the other hand, the input output-side DC bias is supplied to the respective transistors 44 and 44 ′ via the synthesis circuit 46. Therefore, the amplifier circuit 50 and the amplifier circuit 50 'can have the same configuration, and the bias supply paths to the respective transistors 44 and 44' can be made equal to operate uniformly. Accordingly, the degree of freedom in designing the amplifier circuit portion is improved, and the effect of preventing the odd mode oscillation can be obtained.
[0065]
Further, the input circuit 41 and the output circuit 47 are configured by the following wire compensation circuits in order to reduce impedance mismatch generated at the time of mounting by wire bonding or the like.
[0066]
FIG. 3 shows one configuration example of the wire compensation circuit in the output circuit 47. In this wire compensation circuit, one end of the first transmission line 61 is connected to the output end of the combining circuit 46. A short stub 62 having a length of less than λ / 4 is connected to the other end of the first transmission line 61, and a tip of the short stub 62 is grounded via a capacitor 63. Further, one end of a second transmission line 64 is connected to the other end of the first transmission line 61, and the open stub 65 and one end of a third transmission line 66 are connected to the other end of the second transmission line 64. . Further, the other end of the third transmission line 66 is connected to an output terminal 49 of the power amplifier via a capacitance element 67.
[0067]
Then, it is connected to the input terminal 69 of the high-frequency circuit 68 formed on another substrate by, for example, a bonding wire. Here, the bonding wire is indicated by an inductance 70 which is a main impedance component.
[0068]
Here, the impedance Z2 when the high frequency circuit 68 is viewed from the input terminal 69 is designed to be, for example, 50Ω, and is located at the center on the Smith chart shown in FIG. Here, considering the inductance 70 of the bonding wire, the impedance when the high-frequency circuit 68 side is viewed from the output terminal 49 of the power amplifier is Z1, and the impedance is shifted from the center of the Smith chart in FIG. Will be.
[0069]
However, in the present wire compensation circuit, the capacitor 67 and the third transmission line 66 are connected to the output terminal 49 (the third transmission line 66 is ignored as being very short), and further, the open stub 65 is connected. As a result, the impedance looking into the high-frequency circuit 68 from the connection point of the open stub 65 moves from Z1 to ZA on the Smith chart as shown in FIG. Next, when the second transmission line 64 is connected to the connection point of the open stub 65, the impedance from the tip of the second transmission line 64 to the high-frequency circuit 68 including the second transmission line 64 becomes the impedance shown in FIG. As shown in (2), it moves from ZA to ZB on the Smith chart. Further, by connecting the short stub 62 to the second transmission line 64, the impedance when the high-frequency circuit 68 side is viewed from the connection point of the short stub 62, as shown in FIG. Move to Z2). As a result, impedance mismatch due to bonding wire connection can be reduced by making the output circuit 47 a wire compensation circuit having the above configuration.
[0070]
Here, when the present power amplifier is, for example, a 60 GHz band power amplifier, the specific configuration of the wire compensation circuit of the output circuit 47 shown in FIG. 3 is such that the inductance 70 of the bonding wire is about 0.2 nH and the thickness is about 0.2 nH. When constituted by a microstrip line on a 70 μm GaAs substrate, the following is achieved.
[0071]
The first transmission line 61 is formed with a line width of approximately 50 μm and a line length of approximately 290 μm. The short stub 62 is formed with a line width of approximately 30 μm and a line length of approximately 150 μm. The total length of the first transmission line 61 and the short stub 62 is approximately λ / 4. Further, the second transmission line 64 is formed with a line width of approximately 50 μm and a line length of approximately 200 μm. The open stub 65 is formed with a line width of approximately 30 μm and a line length of approximately 220 μm. The length of each of the second transmission line 64 and the open stub 65 is approximately λ / 8. The third transmission line 66 is formed with a line width of approximately 50 μm and a line length of 30 μm.
[0072]
FIG. 5 shows the reflection coefficient S11 characteristic and the transmission coefficient S21 characteristic of the output circuit 47 in this case. FIG. 6 shows the phase characteristics of the reflection coefficient S11. As can be seen from FIG. 5, the return loss (S11) is 20 dB or more in the 60 GHz band, which is the operating frequency, and impedance mismatch due to the bonding wire can be prevented. At the same time, the return loss (S11) is 1 dB or less in the 120 GHz band, which is the second harmonic, and the reflection phase angle is approximately 180 degrees. Therefore, the input terminal of the output circuit 47 (the output terminal of the combining circuit 46) can be substantially short-circuited for the second harmonic.
[0073]
The return loss (S11) in the 60 GHz band, which is the above operating frequency, is 20 dB or more, but may be 10 dB or more.
[0074]
FIG. 7 shows a configuration example of a wire compensation circuit different from that of FIG. 3 of the output circuit 47 in the present embodiment. In this wire compensation circuit, one end of the first transmission line 71 is connected to the output end of the combining circuit 46. A short stub 72 is connected to the other end of the first transmission line 71, and a tip of the short stub 72 is grounded via a capacitor 73. Further, one end of a second transmission line 74 is connected to the other end of the first transmission line 71, and the output terminal 49 of the power amplifier is connected to the other end of the second transmission line 74 via a capacitive element 75. I have.
[0075]
Then, as in the case of the wire compensation circuit shown in FIG. 3, it is connected to an input terminal 69 of a high-frequency circuit 68 formed on another substrate by, for example, a bonding wire (indicated by an inductance 70).
[0076]
Due to the impedance mismatch caused by the connection means such as the wire bonding, the impedance when the high-frequency circuit 68 side is viewed from the output terminal 49 of the power amplifier becomes Z1, which is shifted from the center (Z2) of the Smith chart shown in FIG. Therefore, the impedance is moved to ZB by connecting the second transmission line 74 via the capacitive element 75 for blocking direct current. Next, by connecting the short stub 72, the impedance when the high-frequency circuit 68 is viewed from the connection point of the short stub 72 is moved from ZB to ZC (= Z2) to reduce impedance mismatch due to bonding wire connection. You do it.
[0077]
As described above, in the present embodiment, the output circuit 47 is configured by the wire compensation circuit using the short stubs 62 and 72. Therefore, it is possible to prevent the gain and the saturation output power of the power amplifier from being reduced due to the impedance mismatch due to the connection means between the input and output terminals during mounting. At the same time, as described above, the output side DC bias is supplied from the output circuit 47 via the short stubs 62 and 72 to the transistor 44 of the amplifier circuit 50 and the transistor 44 'of the amplifier circuit 50' via the synthesizing circuit 46. And can be done to. Therefore, the amplifier circuit 50 and the amplifier circuit 50 'have the same configuration, the bias supply paths to the respective transistors 44 and 44' can be equalized, and the odd mode oscillation can be prevented.
[0078]
Further, by making the total length of the first transmission lines 61 and 71 and the short stubs 62 and 72 approximately λ / 4, the output end of the synthesis circuit 46 is substantially short-circuited with respect to the second harmonic. be able to. Therefore, by adjusting the output matching circuits 45, 45 'of the transistors 44, 44' and the combining circuit 46, it is possible to easily improve the additional power efficiency of the present power amplifier.
[0079]
Further, in the wire compensation circuit shown in FIG. 7, when the operating frequency is in the millimeter wave band, the impedance Z1 viewed from the output terminal 49 of the present power amplifier to the high frequency circuit 68 side is reduced by the inductance 70 with respect to the second harmonic. And high impedance. Therefore, by making the length of the second transmission line 74 approximately λ / 4, the impedance ZB when the high-frequency circuit 68 side including the second transmission line 74 is viewed from the tip of the second transmission line 74 is doubled. It can be made substantially open to waves.
[0080]
In this embodiment, only the output circuit 47 of the power amplifier has been described. However, the output terminal 49 in the above description is replaced with the input terminal 48, and the input terminal 69 of the high-frequency circuit 68 is used as the output terminal of the high-frequency circuit 68. If replaced, the wire compensation circuit can be similarly configured for the input circuit 41. In particular, in the input circuit 41, by configuring a wire compensation circuit, it is possible to reduce the impedance mismatch due to the connecting means between the input and output terminals during mounting, and to obtain a desired signal source impedance for the transistors 44 and 44 '. Can be obtained, and deterioration of the noise characteristics can be prevented.
[0081]
Further, in the present embodiment, the unit circuit 50 and the unit circuit 50 'are used as amplifier circuits. However, not only the above-described amplifier circuit but also a microwave / millimeter-wave circuit such as a frequency multiplier, an oscillator, and a frequency mixer may be used.
[0082]
・ Third embodiment
FIG. 9 is a specific configuration diagram of the microwave / millimeter wave circuit of the present embodiment. Here, the microwave / millimeter wave circuit according to the present embodiment is described as a power amplifier using the unit circuits 90 and 90 'as amplifier circuits.
[0083]
This power amplifier considers the case where it is formed on a compound semiconductor substrate integrally with the input side of another high-frequency circuit (amplifier or the like), and only the output circuit is constituted by a wire compensation circuit.
[0084]
This power amplifier includes an input circuit 81, a distribution circuit 82, amplification circuits 90 and 90 'connected in parallel to the distribution circuit 82, and an amplification circuit at the preceding stage, similarly to the power amplifier in the second embodiment. 90, 90 'are connected in parallel, an output circuit 87, an input terminal 88, and an output terminal 89. The amplifier circuits 90 and 90 'include input matching circuits 83 and 83', transistors 84 and 84 ', and output matching circuits 85 and 85'.
[0085]
The input circuit 81 includes a transmission line 91, a short stub 92 having a length of approximately λ / 4, whose tip is grounded in an AC manner by a capacitive element 93, and a transmission line 94. And it also functions as an input side DC bias supply circuit. The distribution circuit 82 includes a transmission line 95, and a transmission line 96 and a transmission line 96 'connected in parallel to the transmission line 95.
[0086]
Further, the input matching circuits 83, 83 'include transmission lines 97, 97', open stubs 98, 98 ', and transmission lines 99, 99'. The output matching circuits 85 and 85 'include transmission lines 100 and 100', short stubs 101 and 101 'whose ends are grounded via capacitive elements 102 and 102', and transmission lines 103 and 103 '. Have been.
[0087]
The combining circuit 86 includes a transmission line 104 connected to the transmission line 103 of the output matching circuit 85, a transmission line 104 'connected to the transmission line 103' of the output matching circuit 85 ', and a transmission line 105. It is configured. The output circuit 87 includes a transmission line 106, a short stub 107 whose tip is grounded via a capacitive element 108, a transmission line 109, an open stub 110, and a transmission line 111, and is configured by a wire compensation circuit. I have.
[0088]
As described above, since the output circuit 87 is configured by the wire compensation circuit, it is possible to reduce impedance mismatch that occurs at the time of mounting by wire bonding or the like. Therefore, it is possible to prevent a decrease in gain or saturation output power after mounting. The transmission line 91 and the transmission line 94 constituting the input circuit 81 have a characteristic impedance of approximately 50Ω, and the input / output impedance of the input circuit 81 is approximately 50Ω.
[0089]
The input and output impedances of the transistors 84 and 84 'are matched to approximately 50Ω by the input matching circuits 83 and 83' and the output matching circuits 85 and 85 ', respectively. Further, the input impedance of the output circuit 87 is made to be approximately 50Ω after the wire bonding mounting by the wire compensation circuit. Therefore, the distribution circuit 82 and the synthesis circuit 86 can be individually designed as a distribution circuit and a synthesis circuit between high-frequency circuits having an input / output impedance of 50Ω, and the design can be performed more efficiently.
[0090]
In this embodiment, the input and output impedances of the transistors 84 and 84 'are matched to approximately 50Ω by the input matching circuits 83 and 83' and the output matching circuits 85 and 85 '. It is not limited to 50Ω. The point is that each of the impedance when the amplifier circuit is viewed from the input terminal of the distribution circuit 82 and the impedance when the amplifier circuit is viewed from the output terminal of the combining circuit 86 is approximately Z0Ω, and the input impedance of the output circuit 87 is The function as a wire compensating circuit may be set so as to be approximately Z0Ω after mounting by wire bonding.
[0091]
By the way, the input side DC bias of the transistors 84 and 84 ′ is supplied from the ground point of the short stub 92 having a length of approximately λ / 4, which is grounded via the capacitive element 93, so that the circuit in the operating band is provided. It is possible to supply a DC bias without affecting the characteristics. Therefore, the input side DC bias voltage of the transistors 84 and 84 ′ is applied from the input side DC bias supply terminal 112. Then, after being divided by the resistors 113 and 114, the voltage is input to the distribution circuit 82 via the resistance 115, the short stub 92 and the transmission line 94, and the amplification circuits 90 and 90 ′ are transmitted through the distribution circuit 82. It is supplied to the transistors 84 and 84 ′ that constitute it.
[0092]
Further, the output circuit 87 constitutes a wire compensation circuit using a short stub 107 whose one end is grounded via a capacitive element 108. Therefore, it is possible to alleviate the impedance mismatch that occurs at the time of mounting and to apply the output-side DC bias from the ground point of the short stub 107, so that it is not necessary to provide a separate output-side DC bias supply circuit. That is, the output side DC bias of the transistors 84 and 84 ′ is applied from the output side DC bias supply terminal 116. Then, the signals are supplied to the transistors 84 and 84 ′ constituting the respective amplifying circuits 90 and 90 ′ via the synthesizing circuit 86.
[0093]
As described above, the input side DC bias of the transistors 84 and 84 ′ is supplied through the distribution circuit 82, and the output side DC bias of the transistors 84 and 84 ′ is supplied through the combining circuit 86. Therefore, the bias supply paths to the transistors 84 and 84 'become equal, and the transistors 84 and 84' can operate uniformly. Therefore, it is possible to prevent a decrease in gain and saturation output power of the power amplifier.
[0094]
The input matching circuit 83 and the input matching circuit 83 ', the transistor 84 and the transistor 84', and the output matching circuit 85 and the output matching circuit 85 'are configured to have the same characteristics in all frequency bands except manufacturing variations. I have. Therefore, the two amplifier circuits 90 and 90 'can be operated uniformly in the entire frequency band, and generation of odd mode power outside the operation band of the power amplifier can be suppressed.
[0095]
In the present embodiment, the output side DC bias is supplied by using the short stub 107 constituting the wire compensation circuit. However, the present invention is not limited to this configuration, and may be provided at any position of the transmission line 105, the transmission line 106, the transmission line 109, and the transmission line 111 at a position of approximately λ / 4 whose tip is grounded via a capacitive element. A short stub having a length may be further provided, and the output side DC bias may be supplied from the ground point of the short stub.
[0096]
In the present embodiment, the unit circuit 90 and the unit circuit 90 'are used as amplifier circuits. However, not only the above-described amplifier circuit but also a microwave / millimeter-wave circuit such as a frequency multiplier, an oscillator, and a frequency mixer may be used.
[0097]
-Fourth embodiment
FIG. 10 is a block diagram of a microwave / millimeter wave circuit according to the present embodiment. Here, a description will be given assuming that the microwave / millimeter wave circuit in the present embodiment is a power amplifier whose unit circuit is an amplifier circuit.
[0098]
This power amplifier is a multi-stage amplifier configured by connecting a plurality of amplifiers in series. As the last-stage amplifier in this multi-stage amplifier, the power amplifier according to any of the first to third embodiments is used. It was what was. FIG. 10 shows a three-stage amplifier in which a second amplifier 122 is connected in series to a first amplifier 121, and a power amplifier 123 in any of the first to third embodiments is connected in series. Connected.
[0099]
In the multi-stage amplifier having the above-described configuration, by using the power amplifier according to any one of the first to third embodiments as the last-stage amplifier, the impedance mismatch caused during mounting by wire bonding or the like is reduced. Thus, the deterioration of the gain and the saturation output power of the multistage amplifier can be suppressed.
[0100]
Further, when the power amplifier in any of the first to third embodiments is the first amplifier 121, it is possible to further prevent deterioration of noise characteristics.
[0101]
The power amplifier according to the present embodiment is configured by a multi-stage amplifier in which a plurality of amplifiers are connected in series, but is configured by further cascading the multi-stage amplifier before or after another high-frequency circuit (such as a filter or a mixer). It is also possible.
[0102]
-Fifth embodiment
FIG. 11 shows a pattern layout in the microwave / millimeter wave circuit of the present embodiment. This pattern layout corresponds to any one of the first to third embodiments when the multistage amplifier according to the fourth embodiment is formed on a compound semiconductor substrate 131 by using an HBT (Heterojunction Bipolar Transistor). 11 is an example of a layout of a portion related to a power amplifier (that is, a final-stage amplifier in FIG. 10). The unit circuit of the power amplifier is an amplifier circuit.
[0103]
FIG. 11 also shows a state in which an input terminal 133 of a high-frequency circuit (not shown) formed on another substrate 132 and an output terminal 134 of the power amplifier are connected by a bonding wire 135.
[0104]
In FIG. 11, 136a to 136d are resistors, and 137a, 137b, 137b ', 137c, 137d, 137d', and 137e are ground patterns having two via holes. For example, the ground pattern 137a has two via holes 138, 138 '. 139a, 139b, 139c, 139c ', 139d, and 139e are MIM (Metal Insulator Metal) capacitors.
[0105]
The input circuit is formed of a transmission line 140, a short stub 141 having a length of approximately λ / 4, and a transmission line 142 connected to a ground pattern 137a at an end via a MIM capacitor 139a. An MIM capacitor 143 for blocking DC is provided on the input side of the input circuit, and a base-side DC bias is supplied to the HBT 145 and HBT 145 'from the base-side DC bias supply pattern 144.
[0106]
Further, the output circuit is configured by a wire compensation circuit formed by a transmission line 146, a short stub 147 whose tip is connected to a ground pattern 137e via a MIM capacitor 139d, a transmission line 148, an open stub 149, and a transmission line 150. Is done. A DC blocking MIM capacitor 151 is provided on the output side of the output circuit, and a collector-side DC bias is supplied to the HBT 145 and HBT 145 'from the collector-side DC bias supply pattern 152.
[0107]
Here, the input matching circuit of each amplifier circuit is formed of an open stub 153 and an open stub 153 'near the HBT 145 and HBT 145', and is matched to approximately 50Ω. The output matching circuit is formed of the short stub 154 and the short stub 154 'near the output terminals of the HBT 145 and HBT 145', and is matched to approximately 50Ω.
[0108]
Also, each of the HBT 145 and HBT 145 'constituting each amplifying circuit has two emitter fingers, and the terminals to be grounded of each HBT 145, 145' are two ground patterns having two via holes (HBT 145 is a ground pattern). 137b, 137c, and HBT 145 'are connected to ground patterns 137b', 137c) and are arranged so as to share one ground pattern 137c. The ground pattern 137c has a via hole 155 and a via hole 155 '.
[0109]
In this embodiment mode, an HBT having a high power density is used as a transistor. By doing so, the layout area can be reduced.
[0110]
The terminals to be grounded in the HBTs 145, 145 'are connected to ground patterns having two via holes arranged on both sides of the HBTs 145, 145'. By doing so, the ground inductance can be reduced. Particularly, in order to obtain a high output, it is necessary to use an HBT having a plurality of emitter fingers with a small margin in gain. Therefore, by reducing the ground inductance, the gain of the HBT having a plurality of emitter fingers is improved, and A large output can be obtained.
[0111]
Further, by sharing the ground pattern 137c having the two via holes 155 and 155 'arranged between the HBT 145 and the HBT 145', the layout area can be reduced and the chip cost can be reduced. Further, the space between the HBT 145 and the HBT 145 'may be increased depending on the design and the circuit layout. Even in such a case, since the shared ground pattern 137c has two via holes 155 and 155 ', via holes can be arranged near each HBT in the ground pattern 137c. Therefore, good grounding of the HBTs 145, 145 'is possible, and the gain and the saturation output power of the power amplifier can be improved.
[0112]
Further, the shape of the via hole may be any shape, but in the present embodiment, the ground pattern is substantially rectangular, and the shape of the via hole is also substantially rectangular. This facilitates the arrangement of two via holes in one ground pattern.
[0113]
Further, by using an HBT having two emitter fingers and arranging the ground pattern on both sides of each HBT, a via hole can be provided adjacent to each emitter finger. Therefore, the influence of the ground inductance can be reduced, and the gain and the saturation output power of the power amplifier can be improved.
[0114]
In this embodiment, the unit circuit is an amplifier circuit. However, not only the amplifying circuit but also a microwave / millimeter wave circuit such as a frequency multiplier, an oscillator or a frequency mixer may be used.
[0115]
-Sixth embodiment
FIG. 12 is a diagram showing a specific configuration of the microwave / millimeter wave circuit of the present embodiment. Here, the configuration of the microwave / millimeter wave circuit according to the present embodiment is the same as that of the third embodiment except for the combining circuit 161 and the output circuit 162, and the same elements and circuits are denoted by the same reference numerals. I have. Also, the description will be made assuming that the unit circuit 90 and the unit circuit 90 ′ are power amplifiers each having an amplifier circuit.
[0116]
In the present embodiment, the output impedances of the amplifier circuits 90 and 90 ′ are matched to approximately 50Ω by the output matching circuits 85 and 85 ′.
[0117]
The output circuit 162 includes a transmission line 163, a short stub 164 having a length of approximately λ / 4 whose tip is grounded via a capacitive element 165, a transmission line 166, and a tip grounded via a capacitive element 168. A short stub 167 having a length of less than λ / 4 and a transmission line 169 are provided. In this way, by configuring the output circuit 162 with a wire compensation circuit, the impedance when the output terminal 89 side is viewed from the connection point of the short stub 167 after wire bonding mounting can be set to approximately 50Ω.
[0118]
The combining circuit 161 uses a Wilkinson combiner.
[0119]
In the Wilkinson combiner, the characteristic impedance of the absorption resistor 171 needs to be Z × 2 with respect to the characteristic impedance Z of the transmission line 170. Further, the characteristic impedance of the transmission line 172 and the transmission line 172 ′ needs to be Z × √2 by setting the length to λ / 4. In the present embodiment, the characteristic impedance of the transmission line 170 is approximately 50Ω, and the characteristic impedance of the transmission lines 172 and 172 ′ is approximately 70Ω.
[0120]
Here, for example, on a GaAs substrate having a substrate thickness of 70 μm, the wiring width of a transmission line having a characteristic impedance of 50Ω is approximately 45 μm, whereas the wiring width of a transmission line having a characteristic impedance of 70Ω is approximately 15 μm. The influence of the wiring resistance on the transmission lines 172 and 172 ′ increases. Therefore, when the output side DC bias supply path to the transistor 84 and the output side DC bias supply path to the transistor 84 'are different from each other as in the conventional power amplifier shown in FIG. The output side DC bias at 'is different. In particular, in a millimeter-wave band power amplifier, the substrate thickness may be further reduced. In this case, the desired wiring width is reduced and the wiring resistance is increased.
[0121]
However, in the power amplifier of the present embodiment, since the output side DC bias is supplied from the output end of the combining circuit 161 to both transistors 84 and 84 ', the wiring resistance of the transmission line 172 and the transmission line 172' can be ignored. Even in the case of disappearance, the common bias can be supplied to the respective transistors 84 and 84 '.
[0122]
In this embodiment, the output side DC bias of the transistors 84 and 84 'is configured to be supplied from the output side DC bias supply terminal 173 via the short stub 164. May be configured to be supplied from the ground point of the short stub 167 constituting the above.
[0123]
In this embodiment, a Wilkinson synthesizer is used as the output circuit 161. However, a Wilkinson distributor may be used as the distribution circuit 82.
[0124]
Further, in the present embodiment, the unit circuits 90 and 90 'are amplification circuits. However, not only the above-described amplifier circuit but also a microwave / millimeter-wave circuit such as a frequency multiplier, an oscillator, and a frequency mixer may be used.
[0125]
-Seventh embodiment
FIG. 13 shows an example of a pattern layout in the microwave / millimeter wave circuit according to the sixth embodiment. Portions corresponding to the microwave / millimeter wave circuit of the sixth embodiment are given the same numbers. The input circuit 81 is omitted because it is substantially the same as the pattern layout shown in FIG. 11 in the fifth embodiment. The unit circuits 90 and 90 'are amplifier circuits.
[0126]
The lengths of the transmission line 170 and the transmission line 163 are extremely short. It is almost short-circuited for harmonics. Further, a wire compensation circuit is configured by the transmission line 169 and the short stub 167 having a length of less than approximately λ / 4 and having a tip grounded via the MIM capacitor 168.
[0127]
Further, as the output matching circuits 85, 85 'in both the amplifying circuits 90, 90', short stubs 101, 101 'having a length of approximately λ / 8 provided near the output terminals of the transistors 84, 84' are used. There is no effect on the second harmonic. Therefore, the output terminals of the transistors 84 and 84 'are substantially short-circuited with respect to the second harmonic, and the additional power efficiency of the power amplifier can be improved.
[0128]
-Eighth embodiment
The present embodiment relates to a high-frequency wireless communication device as the millimeter wave band communication system using the microwave / millimeter wave circuit in each of the above embodiments. FIG. 14 is a block diagram illustrating an example of the high-frequency wireless communication device.
[0129]
The high-frequency wireless communication device has a transmitter 181 and a receiver 182. The transmitter 181 includes a modulation signal source 183, a mixer 184, a local oscillator 185, a band-pass filter 186, an amplifier 187, and an antenna 188. The receiver 182 includes an antenna 189, an amplifier 190, a band-pass filter 191, a mixer 192, a local oscillator 193, and a tuner 194.
[0130]
While the intermediate frequency signal generated by the modulation signal source 183 of the transmitter 181 is input to the intermediate frequency signal terminal of the mixer 184, the local oscillation signal output from the local oscillator 185 is the local oscillation signal of the mixer 184. Input to the terminal. Then, the input intermediate frequency signal is up-converted (up-converted) by the local oscillation signal by the mixer 184. Next, only a desired high-frequency signal among the signals generated by the mixer 184 passes through the band-pass filter 186, is amplified by the amplifier 187, and is emitted from the antenna 188 as a high-frequency radio wave 195.
[0131]
The radiated high frequency radio wave 195 is received by the antenna 189 of the receiver 182 and amplified by the amplifier 190. Further, only the desired high-frequency signal passes through the band-pass filter 191 and is input to the high-frequency signal terminal of the mixer 192. On the other hand, the local oscillation signal output from the local oscillator 193 is input to the local oscillation signal terminal of the mixer 192. Then, the input high-frequency signal and the local oscillation signal are mixed inside the mixer 192 and down-converted again into an intermediate frequency signal. Next, the intermediate frequency signal from the mixer 192 is input to the tuner 194 and is converted into desired information.
[0132]
Here, the mixer 184, the local oscillator 185, and the amplifier 187 of the transmitter 181 are configured by the microwave / millimeter wave circuit in any of the above embodiments. Therefore, it is possible to realize the transmitter 181 having excellent characteristics at low cost. Further, high output power can be obtained even in the millimeter wave band, and a millimeter wave band communication system in which linearity is important can be easily realized.
[0133]
Similarly, the amplifier 190, the mixer 192, and the local oscillator 193 of the receiver 182 are configured by the microwave / millimeter wave circuit in any of the above embodiments. Therefore, it is possible to realize a receiver 182 having excellent characteristics at low cost. Also, high gain and low noise characteristics can be realized even in the millimeter wave band, and a millimeter wave band communication system requiring high gain and low noise characteristics can be easily realized.
[0134]
In each of the above embodiments, the unit matching circuits 38, 50, 50 ', 90, 90' have input matching circuits 32, 43, 43 ', 83, 83' and output matching circuits 34, 45, 45. ', 85, 85'. However, the present invention can be applied even when only one of the matching circuits is mounted.
[0135]
In each of the above embodiments, the short stub 92, which is grounded via the capacitive elements 93, 108, 165, is connected to both the input circuits 31, 41, 81 and the output circuits 35, 47, 87, 162. Although 107 and 164 are provided, a short stub that is grounded via a capacitive element may be provided in only one of the input circuit and the output circuit.
[0136]
In the above embodiments, both the distribution circuits 42 and 82 and the synthesis circuits 46, 86 and 161 are mounted. However, the present invention can be applied even when only one of the circuits is mounted.
[0137]
【The invention's effect】
As is clear from the above, the microwave / millimeter wave circuit of the present invention supplies a DC bias from the input side DC bias supply terminal to the input terminal of the transistor of the unit circuit via the short stub of the input circuit, or Since a DC bias is supplied from the output side DC bias supply terminal to the output terminal of the transistor of the unit circuit via the short stub of the output circuit, a separate circuit for DC bias supply is provided on the input circuit side or the output circuit side. Eliminates the need.
[0138]
Further, since the length of the short stub is less than λ / 4 (λ: wavelength of the fundamental wave), it can be used as a component of the wire compensation circuit. Therefore, it is possible to reduce the impedance mismatch that occurs at the time of mounting by wire bonding or the like.
[0139]
Also, the microwave / millimeter wave circuit of the present invention supplies a DC bias from an input side DC bias supply terminal to an input terminal of a transistor of each unit circuit connected in parallel from a distribution circuit via a short stub of the input circuit. Alternatively, a direct current bias is supplied from the output side direct current bias supply terminal to the output terminal of the transistor of each unit circuit connected in parallel from the synthesizing circuit via the short circuit stub of the output circuit. There is no need to provide a separate DC bias supply circuit on the circuit side. Further, since the length of the short stub is less than λ / 4, it can be used as a component of a wire compensation circuit. Therefore, it is possible to reduce the impedance mismatch that occurs at the time of mounting by wire bonding or the like.
[0140]
Further, as described above, since a DC bias is supplied to each of the transistors via the distribution circuit or the synthesis circuit, a DC bias can be supplied to each transistor along substantially the same path. Therefore, by eliminating the influence of wiring resistance and the like and arranging the circuits having a resistance component in each unit circuit in the same manner, a common DC bias can be applied to each transistor.
[0141]
Further, the output side DC bias is not supplied only via the short stub in the output matching circuit of one unit circuit. Therefore, there is no influence of the external bias supply circuit, and each unit circuit can have substantially the same characteristics in all frequency bands, and each unit circuit can be easily operated uniformly. As a result, generation of odd mode power can be suppressed, and closed loop oscillation can be prevented.
[0142]
Further, the microwave / millimeter wave according to the present invention is provided in at least one of the first stage and the last stage in a multistage microwave / millimeter wave circuit configured by connecting a plurality of microwave / millimeter wave circuits in series. When the multi-stage microwave / millimeter wave circuit is a multi-stage amplifier, impedance mismatch due to connection means such as wire bonding is prevented, and gain and saturation output power are reduced. Can be prevented from decreasing. Further, when the above-mentioned microwave / millimeter wave circuit is used as the first stage, it is possible to additionally prevent deterioration of noise characteristics.
[0143]
Moreover, since the millimeter wave band communication system of the present invention is configured using the above-described microwave / millimeter wave circuit, impedance mismatch due to connection means such as wire bonding can be reduced even in the millimeter wave band. Therefore, a millimeter-wave band communication system having excellent characteristics can be realized. Further, when the microwave / millimeter wave circuit is a power amplifier, a high gain and a saturated output power can be obtained, so that a millimeter wave band communication system in which linearity is important can be easily configured. .
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a microwave / millimeter wave circuit according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram of a microwave / millimeter wave circuit different from FIG.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of an output circuit in FIG. 2;
FIG. 4 is a Smith chart relating to the configuration shown in FIG. 3 of the output circuit in FIG. 2;
5 is a diagram showing a reflection coefficient characteristic and a transmission coefficient characteristic of the output circuit in FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating a phase characteristic of a reflection coefficient of the output circuit in FIG. 2;
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of the output circuit in FIG. 2 different from that in FIG. 3;
8 is a Smith chart relating to the configuration shown in FIG. 7 of the output circuit in FIG. 2;
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of a microwave / millimeter wave circuit different from FIGS. 1 and 2;
FIG. 10 is a block diagram of a microwave / millimeter wave circuit (multi-stage amplifier) different from FIGS. 1, 2 and 9;
11 is a diagram showing an example of a pattern layout of the microwave / millimeter wave circuit shown in FIG. 1, FIG. 2, or FIG. 9;
FIG. 12 is a diagram showing a configuration of a microwave / millimeter wave circuit different from FIGS. 1, 2, 9 and 10;
13 is a diagram showing an example of a pattern layout of the microwave / millimeter wave circuit shown in FIG.
FIG. 14 is a block diagram of a high-frequency wireless communication device as a millimeter-wave band communication system according to the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing a configuration of a conventional power amplifier.
FIG. 16 is a diagram showing a connection portion between a power amplifier and another high-frequency circuit.
FIG. 17 is an equivalent circuit diagram of a connection portion shown in FIG.
FIG. 18 is a Smith chart relating to a connection portion shown in FIG. 16;
[Explanation of symbols]
31, 41, 81 ... input circuit,
32, 43, 43 ', 83, 83' ... input matching circuit,
33, 44, 44 ', 84, 84' ... transistors,
34, 45, 45 ', 85, 85' ... output matching circuit,
35, 47, 87, 162 output circuit,
36, 48, 69, 88 ... input terminals,
37, 49, 89 ... output terminals,
38, 50, 50 ', 90, 90' ... amplifying circuit (unit circuit),
39, 51, 112 ... input side DC bias supply terminals,
40, 52, 116, 173 ... DC bias supply terminals on the output side,
42, 82 ... distribution circuit,
46, 86, 161: synthesis circuit,
61, 71 ... first transmission line,
62, 72, 92, 101, 101 ', 107, 141, 147, 154, 154', 164, 167 ... short stub,
63, 67, 73, 75, 93, 102, 102 ', 108, 165, 168...
64, 74 ... second transmission line,
65, 98, 98 ', 110, 149, 153, 153' ... open stub,
66 ... third transmission line,
68 ... High frequency circuit,
70 ... Inductance,
121, 122, 123, 187, 190 ... amplifier,
131, 132 ... substrate,
135 ... bonding wire,
136a to 136d: resistance,
137a, 137b, 137b ', 137c, 137d, 137d',
137e: grounding pattern,
138, 138 ', 155, 155' ... via hole,
139a, 139b, 139c, 139c ', 139d, 139e,
143, 151... MIM capacitors,
144: Base side DC bias supply pattern,
145, 145 '... HBT,
152: collector side DC bias supply pattern,
171 ... absorption resistance,
181 ... transmitter,
182 ... receiver,
183 ... modulation signal source,
184,192 ... mixer,
185, 193 ... local oscillator,
186,191 ... Bandpass filter,
188,189 ... antenna,
194 ... Tuner,
195 ... High frequency radio wave.

Claims

A unit circuit having a transistor and at least one of an input matching circuit connected to an input terminal of the transistor and an output matching circuit connected to an output terminal of the transistor;
An input circuit connected to the input terminal of the unit circuit and having a short stub whose tip is grounded via a capacitive element, and connected to the output terminal of the unit circuit and the tip is connected via a capacitive element At least one of an output circuit having a grounded short stub,
An input-side DC bias supply terminal for supplying a DC bias to the input terminal of the transistor via the short stub of the input circuit, and a DC bias to the output terminal of the transistor via the short stub of the output circuit A microwave / millimeter wave circuit comprising at least one of an output side DC bias supply terminal for performing the operation.

A transistor, having at least one of an input matching circuit connected to an input terminal of the transistor and an output matching circuit connected to an output terminal of the transistor, and a plurality of unit circuits connected in parallel;
A distribution circuit connected to the input terminal of each of the unit circuits and distributing an input signal to each of the unit circuits, and connected to an output terminal of each of the unit circuits and output from each of the unit circuits. At least one of a combining circuit for combining the combined signals into one signal;
An input circuit connected to the input end of the distribution circuit and having a short stub whose tip is grounded via a capacitive element, and connected to the output end of the synthesis circuit, and the tip is connected via a capacitive element At least one of an output circuit having a grounded short stub,
An input-side DC bias supply terminal for supplying a DC bias to the input terminal of each transistor via the short stub of the input circuit, and a DC bias to the output terminal of each transistor via the short stub of the output circuit. A microwave / millimeter wave circuit, comprising: at least one of an output side DC bias supply terminal for supplying power.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 1 or 2,
The input terminal of the input circuit is configured by an impedance conversion circuit in order to reduce impedance mismatch due to the connection unit when the input terminal is connected to another high-frequency circuit by the connection unit,
The output end of the output circuit is configured by an impedance conversion circuit to reduce impedance mismatch due to the connection means when the output end is connected to another high-frequency circuit by the connection means. Millimeter wave circuit.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 1 or 2,
The short stub provided in the output circuit is connected to the other end of the transmission line, one end of which is connected to the output end of a circuit located in a stage preceding the output circuit,
A microwave / millimeter wave circuit, wherein the total length of the transmission line and the short stub is approximately λ / 4, where λ is the wavelength of a fundamental wave.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 1 or 2,
The output circuit is
A first transmission line having one end connected to an output end of a circuit located at a stage preceding the output circuit;
A short stub and a second transmission line each having one end connected to the other end of the first transmission line;
An open stub having one end connected to the other end of the second transmission line and a third transmission line, and the other end of the third transmission line is connected to an output terminal via a capacitive element. Microwave / millimeter wave circuit.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 5,
A microwave / millimeter wave circuit, wherein the total length of the second transmission line and the open stub is approximately λ / 4 where λ is the wavelength of a fundamental wave.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 1 or 2,
The output circuit is
A first transmission line having one end connected to an output end of a circuit located at a stage preceding the output circuit;
A short stub having one end connected to the other end of the first transmission line and a second transmission line, and the other end of the second transmission line is connected to an output terminal via a capacitive element. Microwave / millimeter wave circuit.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 7,
The microwave / millimeter wave circuit, wherein the length of the second transmission line is approximately λ / 4, where λ is the wavelength of a fundamental wave.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 2,
A microwave / millimeter wave circuit characterized in that at least one of the distribution circuit and the synthesis circuit is constituted by a Wilkinson distributor or a Wilkinson synthesizer.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 1 or 2,
A microwave / millimeter wave circuit, wherein a terminal to be grounded of the transistor in each unit circuit is connected to at least two ground patterns having a plurality of via holes.

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 10,
In the case where two unit circuits adjacent to each other are present, the terminals of the transistors in the two unit circuits to be grounded are connected to at least one common ground pattern. .

The microwave / millimeter wave circuit according to claim 10 or 11,
A microwave / millimeter wave circuit, wherein each transistor has two emitter fingers or two gate fingers.

A multi-stage microwave / millimeter wave circuit configured by connecting a plurality of microwave / millimeter wave circuits in series,
A microwave using the microwave / millimeter wave circuit according to any one of claims 1 to 12 as a microwave / millimeter wave circuit of at least one of a first stage and a last stage. Wave and millimeter wave circuits.

A microwave / millimeter wave circuit, wherein the microwave / millimeter wave circuit according to any one of claims 1 to 13 is formed on a compound semiconductor substrate.

A millimeter wave band communication system comprising the microwave / millimeter wave circuit according to any one of claims 1 to 14.