【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル信号を扱う電子機器の回路基板等の導体配線に配設される、クロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
パーソナルコンピュータに代表されるデジタル機器では多くの印刷配線基板が使用され、その表面には多数のＬＳＩが実装され、ＬＳＩ間には銅などによる多数の配線が張り巡らされている。図１５は従来の印刷配線基板の伝送線路構造の概略を示す斜視図である。図１５において、１は誘電体材料により形成された基板、２ａ、２ｂは導体材料により形成された信号の伝送線路となる導体配線、３はグランドプレーンである。配線２ａ、２ｂの端部にはＬＳＩが接続され（図示せず）、略矩形波のデジタル信号が伝送される。
【０００３】
図１５中には２ａ、２ｂの２本の配線のみ記述したが、実際にはより多くの配線が基板１上で隣接して平行に配設される場合が多く、ＣＰＵなどの処理能力向上やメモリーなどの大容量化によって、３２ｂｉｔ、６４ｂｉｔといった多ビット処理が必要となり、例えば３２本といった平行配線によるバス構造が形成され、高密度実装のために０．５ｍｍ以下のピッチでの配線や多層化なども行われる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の伝送線路構造では、配線間の電磁界的な結合により、隣接する配線へデジタル信号が漏れ出すクロストークが問題となる。
【０００５】
図１６は図１５の伝送線路構造を等価回路に置き換え、ＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータでデジタル信号波形のシミュレーションを行った結果を示している。配線２ａにＥＣＬのロジックレベルを想定した１ＧＨｚのデジタル信号を、配線２ｂには配線２ａとは１／４クロックサイクル遅れた１ＧＨｚのデジタル信号をそれぞれ伝送するという設定でシミュレーションを行ったところ、配線２ｂのデジタル信号によるクロストークの影響で配線２ａの波形に乱れが生じる。ロジックスレッシュホールドを２Ｖとすると、図１６中の点線で囲んだ箇所のように、スレッシュホールドを越える箇所が存在するので誤動作が発生し、ロジック判定のエラーが起こる。
【０００６】
こうしたクロストークの問題は高速化のためにデジタル信号の周波数を１ＧＨｚを越えるような値に高周波化したり、高密度化のために配線間隔を小さくするとより顕著となるため、高速化による処理能力の向上や高密度実装による基板の小型化の障害となる。
【０００７】
本発明の目的は、上記従来の課題を解決することにあって、クロストークが低レベルとなり、高周波化や高密度化が可能なクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明は以下のように構成する。
【０００９】
本発明の第１態様によれば、誘電体基板において略平行に配設された少なくとも１組の隣接する導体配線間を電磁界的に結合させて上記隣接する導体配線間で発生するクロストークと逆位相の信号を発生させるクロストーク抑制部材を提供する。
【００１０】
本発明の第２態様によれば、上記少なくとも１組の隣接する導体配線間を電磁界的に結合させるとき、上記隣接する導体配線を容量結合により電磁界的に結合させる第１の態様に記載のクロストーク抑制部材を提供する。
【００１１】
本発明の第３態様によれば、上記容量は、上記導体配線のインピーダンスと上記導体配線により伝送されるデジタル信号の周波数とに基づいて決定される第２の態様に記載のクロストーク抑制部材を提供する。
【００１２】
本発明の第４態様によれば、上記少なくとも１組の隣接する導体配線上にまたがるように配置された導体層と、上記各導体配線と上記導体層との間に配置された誘電体層とを備える第１〜３のいずれか１つの態様に記載のクロストーク抑制部材を提供する。
【００１３】
本発明の第５態様によれば、誘電体基板と、
上記誘電体基板において略平行に配設された複数の導体配線と、
第１〜４のいずれか１つの態様に記載のクロストーク抑制部材と、
を備えているデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１４】
本発明の第６態様によれば、上記クロストーク抑制部材は、上記導体配線により伝送されるデジタル信号と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４の間隔で２個１組で配設された少なくとも１組のクロストーク抑制部材である第５の態様に記載のデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１５】
本発明の第７態様によれば、上記クロストーク抑制部材は、上記導体配線により伝送されるデジタル信号と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４の間隔で３個１組で配設された少なくとも１組のクロストーク抑制部材である第５の態様に記載のデジタル信号伝送線路を提供する。
【００１６】
上記構成により、クロストーク抑制部材の作用で発生する逆位相信号がクロストークと打ち消し合うため、クロストークの発生が抑制される。
【００１７】
また、上記クロストーク抑制部材が、伝送するデジタル信号と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４の間隔で２個１組で配設された少なくとも１組のクロストーク抑制部材であるようにすれば、デジタル信号の周波数の奇数倍周波数成分に対して選択的にクロストーク抑制効果が発揮されるため、奇数倍周波数成分（１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，．．．といった奇数倍の周波数成分）を有する矩形波であるデジタル信号に対して特に有効にクロストーク抑制効果が発揮される。
【００１８】
また、上記クロストーク抑制部材が、伝送するデジタル信号と同じ周波数の正弦波の管内波長の略１／４の間隔で３個１組で配設された少なくとも１組のクロストーク抑制部材であるようにすれば、デジタル信号の周波数の奇数倍周波数成分に対して選択的にクロストーク抑制効果が発揮される帯域が広帯域化されるため、さらに有効にクロストーク抑制効果が発揮される。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかる実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００２０】
（第１実施形態）
図１は本発明の第１実施形態におけるクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図１において、１は誘電体材料により形成された基板、２ａ、２ｂは導体材料により形成された信号を伝送するための配線、３はグランドプレーンである。配線２ａ、２ｂおよびグランドプレーン３は基板１の対向面に配設されておりマイクロストリップラインを形成している。
【００２１】
上記基板１は、ガラスエポキシ、紙フェノール、アルミナ、ＭｇＯ、又は、絶縁性フィルムなどの誘電体材料より構成する（以下の実施形態でも同様。）。また、上記配線２の上記導体材料は、銅、金、又は、アルミニウムである（以下の実施形態でも同様。）。
【００２２】
ここで、この第１実施形態の特徴は、配線２ａ、２ｂの両方に同時に接するようにクロストーク抑制部材４が配設されている点である。クロストーク抑制部材４は、導体層４１と、導体層４１の下層し全面でかつ配線２ａ、２ｂに接触して配置された誘電体層４２とを備えるように構成されている。
【００２３】
上記導体層４１は、銅、金、又は、アルミニウムより構成しており、その厚さは１０〜４０μｍ程度である（以下の実施形態でも同様。）。また、上記誘電体層４２は、ガラスエポキシ、紙フェノール、アルミナ、ＭｇＯ、又は、空気より構成するようにしている（以下の実施形態でも同様。）。
【００２４】
上記クロストーク抑制部材４は、一種のコンデンサー的な機能を持たらすものであり、そのコンデンサーの容量は、上記導体配線のインピーダンスと上記導体配線により伝送されるデジタル信号の周波数とに基づいて決定される。クロストーク抑制効果が発揮される上記クロストーク抑制部材４の容量値をＣとし、かつ、導体層４１と誘電体層４２が導体配線２ａ、２ｂとの間で平行平板コンデンサーを構成すると仮定するとき、導体層４１と誘電体層４２の大きさの関係式は、平行平板コンデンサーの式より、おおよそ、Ｃ＝εＳ／２ｄとなる。ここで、εは誘電体層４２の誘電率、Ｓは導体層４２と配線２ａ、２ｂが対向する部分の面積、ｄは誘電体層４２の厚さである。
【００２５】
なお、この実施形態では、誘電体層４２が配線２ａと２ｂに接触しているが、必ずしも誘電体層４２を構成する固体が配線２ａ、２ｂに接触可能である必要はなく、配線２ａ，２ｂの直上では、導体層４１と配線２ａ、２ｂとの間の誘電体層４２を空気の層より構成するようにしてもよい。
【００２６】
このクロストーク抑制部材４を設けたことによる効果を説明するために、まず、この第１実施形態のマイクロストリップラインによる信号伝送の動作について説明する。例えば、配線２ａの一端にＥＣＬのドライバＬＳＩが、他端にＥＣＬのレシーバＬＳＩが接続されている場合、例えば、動作電圧を３．３ＶとするとＨＩＧＨ状態で約２．３Ｖの略矩形波のデジタル信号が配線２ａによりドライバＬＳＩからレシーバＬＳＩに伝送される。ここで、配線２ａと２ｂが近接して配設される箇所では電磁界的な結合が起こり、配線２ｂにクロストーク信号が発生する。
【００２７】
このクロストーク発生のメカニズムは集中定数を使用した近似的な等価回路モデルとして図２のように表すことができる。配線２ａと２ｂはコイル５ａ、５ｂによって表され、クロストークはこれらのコイル間の相互誘導６による結合により発生する。ただし、コンデンサー７ａ〜７ｄは配線２ａ、２ｂとグランドプレーン３間の容量成分である。ここで、例えば、配線２の線幅０．７ｍｍ、配線間隔０．１ｍｍ、基板１の厚み０．４ｍｍ、誘電率５の場合の配線２の長さ５ｍｍあたりの値を市販電磁界シミュレータの等価回路モデル計算機能により算出すると、１ＧＨｚにおいて、図２の等価回路モデルのコイル５ａ、５ｂのインダクタンスは２．２４ｎＨ、相互インダクタンスは０．０５ｎＨ、コンデンサー７ａ〜７ｄのキャパシタンスはすべて０．８６ｐＦとなる。
【００２８】
図２の等価回路モデルを基に、配線２の線幅０．７ｍｍ、配線間隔０．１ｍｍ、基板１の厚み０．４ｍｍ、誘電率５、長さ２０ｍｍの平行伝送線路をＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータによりクロストークを計算したところ図３のようになる。このように、正弦波成分で考えれば配線２ａを進行する正弦波の原信号より位相が約π／２遅れた正弦波がクロストークとして発生することがわかる。
【００２９】
一方、クロストーク抑制部材４は導体層４１と配線２が誘電体層４２を挟み込むように対向しているため平行平板のコンデンサーと考えることができる。したがって、クロストーク抑制部材４を配設した場合の等価回路モデルは図４のように結合コンデンサー８が追加されたモデルとなる。ここで、結合コンデンサー８では正弦波の位相が進むため、クロストーク抑制部材４によるキャパシタンスの値を適切に設定すれば、相互誘導６による位相の遅れた正弦波であるクロストークとちょうど逆位相になり打ち消し合う信号がクロストーク抑制部材４により発生し、クロストークを抑制することが可能であると考えられる。
【００３０】
例えば、図２の場合と同様のパラメータ設定で、クロストークが抑制されるクロストーク抑制部材４のキャパシタンス値を探索したところ０．４２ｐＦとなる。図５にクロストーク抑制部材４のキャパシタンス値が０．４２ｐＦの場合のＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータによるクロストークの計算結果を示す。図５の計算において、平行配線の形状・サイズは図３の場合と同様にしている。
【００３１】
図５のようにクロストークが抑制される０．４２ｐＦの値より平行平板のコンデンサーとして逆算すればクロストーク抑制部材４の形状を決定することができる。配線２ａと導体層４１の組、配線２ｂと導体層４１の組の２組の平行平板のキャパシタが直列接続されていると考えれば、例えば、導体層４１は１．３ｍｍ×１．５ｍｍの長方形、誘電体層４２は厚さ０．０１ｍｍ、誘電率５となる。これらの寸法・形状のクロストーク抑制部材４を使用し、モーメント法による２．５次元の電磁界シミュレータにより実際の平面回路での周波数特性をシミュレーションしたところ図６に示す結果となり、クロストーク抑制部材４を配設しない場合と比べて、遠端クロストークの５ＧＨｚの値が抑制されることがわかる。したがって、例えば、１ＧＨｚのデジタル信号は５ＧＨｚの周波数成分を持ち、クロストークも５ＧＨｚ成分を持つことになるから、この第１実施形態では１ＧＨｚのデジタル信号に対するクロストーク抑制効果が実現されることになる。一方、この第１実施形態のクロストーク抑制部材は原信号そのものへの影響は少なく、デジタル信号の伝送へは影響を与えない。
【００３２】
クロストーク抑制部材４を配設した場合と配設しない場合において、平行伝送線路のＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータでのデジタル信号波形のシミュレーションをそれぞれ行うとともにロジックスレッシュホールドを２Ｖとすると、クロストーク抑制部材４を配設しない場合（従来例に相当。）ではロジックスレッシュホールドの２Ｖを横切った誤動作を生じるのに対し、クロストーク抑制部材４を配設した場合の第１実施形態ではロジックスレッシュホールドの２Ｖを横切ることはなく、誤動作を起こさない。
【００３３】
このように、この第１実施形態のデジタル信号伝送線路では、クロストーク抑制部材４の作用で発生する逆位相信号がクロストークと打ち消し合うため、クロストークの特定周波数成分の発生を抑制することができ、クロストークの影響の少ないデジタル信号の伝送が可能となる。
【００３４】
なお、この第１実施形態ではクロストークの５ＧＨｚ周波数成分の抑制を例として示したが、クロストーク抑制部材４の形状を変えることにより、他の周波数成分に対しても効果を発揮することができる。
【００３５】
すなわち、周波数が高いほど、同じ配線間隙でもクロストークは高レベルとなることから、本発明は、周波数は２００ＭＨｚ以上、配線間の間隙は１ｍｍ以下のデジタル信号伝送線路に好適であり、そのようなデジタル信号伝送線路を有する回路基板（例えば、パーソナルコンピータ用などの回路基板）で有効である。
【００３６】
（第２実施形態）
図７は、本発明の第２実施形態におけるクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図７に示すように、この第２実施形態のデジタル信号伝送線路は、４ａ，４ｂの２つのクロストーク抑制部材が配設されている。２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂは形状的及び材料的に同じものである必要はない。
【００３７】
この第２実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂが配設されてい点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図７においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００３８】
この第２実施形態のデジタル信号伝送線路の基本的な動作は、上述の第１実施形態のデジタル信号伝送線路の基本動作と同じであが、２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂが配設されることで、２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ間の相互作用により、複数の周波数でクロストークの減衰が発生する。しかも、クロストークの減衰が発生する周波数は２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂを配設する間隔により制御可能である。
【００３９】
図８は２つのクロストーク抑制部材を配設した場合の平行伝送線路の２．５次元電磁界シミュレータでの周波数特性の計算結果である。図８では、配線２の線幅０．７ｍｍ、配線長５０ｍｍ、配線間隔０．１ｍｍ、基板１の厚み０．４ｍｍ、誘電率５、クロストーク抑制部材４ａ，４ｂの形状を導体層４１を１ｍｍ（配線長方向）×１．５ｍｍ（配線幅方向）、誘電体層４２の厚さ０．０１ｍｍ、誘電率５とし、クロストーク抑制部材４ａ，４ｂの中心線間の間隔を３９ｍｍとして計算している。ここで、この３９ｍｍという間隔は、上記寸法の配線２等で形成されるマイクロストリップラインでの１ＧＨｚの正弦波の管内波長の１／４（λｇ／４＝３．９３ｍｍ）とほぼ同じ長さである。図８を見ればわかるように、近端クロストーク、遠端クロストークともに１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，７ＧＨｚの近傍で減衰極が存在する。したがって、デジタル信号は基本周波数の奇数倍成分を持つことから、１ＧＨｚのデジタル信号であれば上記減衰極と合致する１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，７ＧＨｚ，・・・の周波数成分を持ち、同じ周波数成分を持つクロストークの複数の周波数成分に関して同時に抑制の効果が発揮されることになる。また、原信号自体は１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，７ＧＨｚ近傍でピークを持ち、減衰していないことからデジタル信号そのものへの影響は少ない。
【００４０】
図９は、２つのクロストーク抑制部材を配設した場合の平行伝送線路のＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータでのデジタル信号波形のシミュレーション結果である。図９のシミュレーションでは平行伝送線路の形状などの設定は図８のシミュレーションと同様の設定とし、それらを等価回路に置き換え、配線２ａにＥＣＬのロジックレベルを想定した１ＧＨｚのデジタル信号を、配線２ｂには配線２ａとは１／４クロックサイクル遅れたデジタル信号を伝送するという設定で行った。図９中に点線で示した従来例ではロジックスレッシュホールドを２Ｖとすると、２Ｖを横切る誤動作を生じるのに対し、実線で示したこの第２実施形態ではロジックスレッシュホールドの２Ｖを横切ることはなく、誤動作を起こさない。
【００４１】
このように、この第２実施形態のデジタル信号伝送線路では、２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂの作用で発生する逆位相信号がクロストークと打ち消し合うため、クロストークの複数の周波数成分の発生を抑制することができ、クロストークの影響のより少ないデジタル信号の伝送が可能となる。特に、２つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂの配設間隔をデジタル信号の周波数に相当する正弦波の管内波長の凡そ１／４とすることで、より高いクロストーク抑制効果を発揮することができる。
【００４２】
（第３実施形態）
図１０は、本発明の第３実施形態におけるクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図１０に示すように、この第３実施形態のデジタル信号伝送線路は、４ａ，４ｂ，４ｃの３つのクロストーク抑制部材が配設されている。この場合は、真ん中のクロストーク抑制部材４ｂを他のクロストーク抑制部材４ａ，４ｃより大きくしている。このように、真ん中のクロストーク抑制部材４ｂを大きくすることにより、各周波数に現れるクロストーク減衰の帯域幅を変化させることができる。
【００４３】
この第３実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃが配設されてい点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図１０においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００４４】
この第３実施形態のデジタル信号伝送線路の基本的な動作は、上述の第１実施形態のデジタル信号伝送線路の基本動作と同じであるが、３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃが配設されることで、３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃ間の相互作用により、複数の周波数でクロストークの減衰が発生する。しかも、クロストークの減衰が発生する周波数は３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃを配設する間隔により制御可能である。
【００４５】
図１１は３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃを配設した場合の結合伝送線路の２．５次元電磁界シミュレータでの周波数特性の計算結果である。図１１では、配線２の線幅０．７ｍｍ、配線長９０ｍｍ、配線間隔０．１ｍｍ、基板１の厚み０．４ｍｍ、誘電率５、クロストーク抑制部材４ａおよび４ｃの導体層４１ａおよび４１ｃの形状を１ｍｍ（配線長方向）×１．５ｍｍ（配線幅方向）、クロストーク抑制部材４ｂの導体層４１ｂの形状を２ｍｍ（配線長方向）×１．５ｍｍ（配線幅方向）、誘電体層４２ａ、４２ｂおよび４２ｃの厚さ０．０１ｍｍ、誘電率５とし、クロストーク抑制部材４ａ，４ｂの中心線間の間隔および４ｂ、４ｃの中心線間の間隔をともに３９．５ｍｍとして計算している。図１１を見ればわかるように、上記第２実施形態の場合と同様に、近端クロストーク、遠端クロストークともに１ＧＨｚ，３ＧＨｚ，５ＧＨｚ，７ＧＨｚの近傍で減衰極が存在する。さらに、この第３実施形態の場合は、１つの周波数あたり２つの減衰極が近接して現れ、１つの周波数の減衰範囲が広帯域化しており、周波数のずれなく、より確実に抑制効果を発揮することができる。この減衰範囲の広帯域化の度合いは、例えば、中央に配設されたクロストーク抑制部材４ｂの導体層４１ｂの配線長方向の長さによって制御可能である。
【００４６】
このように、この第３実施形態のデジタル信号伝送線路では、３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃの作用で発生する逆位相信号がクロストークと打ち消し合うため、クロストークの複数の周波数成分の発生をより確実に抑制することができ、クロストークの影響のより少ないデジタル信号の伝送が可能となる。特に、３つのクロストーク抑制部材４ａ，４ｂ，４ｃの配設間隔をデジタル信号の周波数に相当する正弦波の管内波長の凡そ１／４とすることで、より高いクロストーク抑制効果を発揮することができる。
【００４７】
（第４実施形態）
図１２は、本発明の第４実施形態におけるクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。図１７はその一部の拡大図である。この第４実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、クロストーク抑制部材４の形状が異なる点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図１２においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。
【００４８】
図１３はこの第４実施形態のデジタル信号伝送線路の等価回路モデルである。この第４実施形態におけるデジタル信号伝送線路のクロストーク抑制部材４のモデルは、図１３の点線９内に示したようにコイル９ａ（図１７の配線２ａ，２ｂ間の隙間に対応して配置された抵抗部４１ｂに相当。）と、コイル９ａの両端に配置された２つのコンデンサー９ｂ（図１７の配線２ａ，２ｂ上に対応して配置されたコンデンサ部４１ａに相当。）により構成される。
【００４９】
このような構成でも、クロストーク抑制部材４の作用で、位相が進んだ正弦波信号を伝送することが可能であり、この伝送された正弦波信号がクロストークと打ち消し合うため、クロストークの周波数成分の発生をより確実に抑制することができ、クロストークの影響のより少ないデジタル信号の伝送が可能となり、第１実施形態の場合と同様にクロストーク抑制の効果を発揮することができる。このように、クロストーク抑制部材の形状は、第１実施形態で示した長方形形状だけではなく、他の形状の結合構造であってもクロストーク抑制の効果を発揮することが可能である。
【００５０】
（第５実施形態）
図１４は、本発明の第５実施形態におけるクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路を概略的にかつ透視的に示す斜視図である。図１４に示すように、この第５実施形態のデジタル信号伝送線路は、下側グランドプレーン３１と上側グランドプレーン３２の上下両面のグランドプレーンが配設されたストリップライン構造となっており、配線２及びクロストーク抑制部材４は基板１内に配設されている。この場合、上側グランドプレーン３２より上側にさらに基板を配置して多層構造の基板を構成しても、上側グランドプレーン３２と下側グランドプレーン３１との間に挟み込まれた基板１内の配線２により発生するクロストークはクロストーク抑制部材４により抑制されかつ上側グランドプレーン３２の存在により、上側グランドプレーン３２の上側の基板には何らクロストークの悪影響を及ぼすことはない。なお、クロストーク抑制部材４は、上側グランドプレーン３２と下側グランドプレーン３１とには非接触状態となっており、上側グランドプレーン３２と下側グランドプレーン３１と配線２ａ，２ｂとの間隔でインピーダンスが決まる。
【００５１】
この第５実施形態におけるデジタル信号伝送線路の構造は、ストリップライン構造である点を除くと、すでに説明した図１に示す第１実施形態のデジタル信号伝送線路の構造と同じであるので、図１４においては第１実施形態と同じ機能の部材には図１と同じ符号を付して、その説明を省略する。また、構造をわかりやすくするため、上側グランドプレーン３２と基板１を透明に描いている。
【００５２】
このように、図１４に示すように、伝送線路構造はマイクロストリップラインだけではなく、ストリップライン構造でも同様の効果を発揮することができる。
【００５３】
なお、第１〜第５実施形態においては、２本１組の平行伝送線路を例に採っているが、３本以上の平行伝送線路であっても隣り合う２本の平行伝送線路に対し、それぞれ本発明によるクロストーク抑制部材４を配設することで効果を発揮することができる。
【００５４】
また、第１〜第５実施形態においては、周波数１ＧＨｚのデジタル信号を例に採っているが、他の周波数であってもクロストーク抑制部材４の形状や配設間隔を調節することにより同様の効果を発揮することができる。
【００５５】
なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その他種々の態様で実施できる。
【００５６】
例えば、上記クロストーク抑制部材４が一種のコンデンサー的な機能を持たらすときのコンデンサーの容量の調整のため、導体層４１と誘電体層４２、又は、導体層４１をレーザなどで削り取るようにしてもよい。この場合、当該デジタル信号伝送線路に必要と予想される容量よりも大きな容量となるような大きさの導体層４１と誘電体層４２、又は、導体層４１を当該デジタル信号伝送線路に配設したのち、導体層４１と誘電体層４２の一部、又は、導体層４１の一部をレーザなどで削り取ることにより、容量調整を行うようにする。
【００５７】
なお、上記様々な実施形態のうちの任意実施形態を適宜組み合わせることにより、それぞれの有する効果を奏するようにすることができる。
【００５８】
【発明の効果】
本発明のクロストーク抑制部材と該クロストーク抑制部材を備えるデジタル信号伝送線路によれば、クロストーク抑制部材を隣接配線間にまたがるように設けることにより、クロストーク抑制部材の作用で発生する逆位相信号が、隣接配線間の電磁界的な結合により生じるクロストークと打ち消し合うため、上記クロストークを抑制することができ、クロストークによる誤動作の発生しない、高速で高密度なデジタル回路基板を提供することができる。すなわち、クロストークが低レベルとなり、デジタル信号伝送線路の高周波化や高密度化が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態におけるクロストーク抑制部材を配設したデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図２】平行伝送線路の等価回路モデルを示す図である。
【図３】平行伝送線路で発生するクロストークのＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータによる計算結果である。
【図４】クロストーク抑制部材を配設した平行伝送線路の等価回路モデルを示す図である。
【図５】クロストーク抑制部材を配設した平行伝送線路で発生するクロストークのＳＰＩＣＥ電気回路シミュレータによるシミュレーション結果を示す図である。
【図６】クロストーク抑制部材を配設した場合の平行伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明の第２実施形態におけるクロストーク抑制部材を配設した平行伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図８】２つのクロストーク抑制部材を配設した場合の平行伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】２つのクロストーク抑制部材を配設した場合の平行伝送線路におけるデジタル信号波形のシミュレーション結果を示す図である。
【図１０】本発明の第３実施形態におけるクロストーク抑制部材を配設した平行伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１１】３つのクロストーク抑制部材を配設した場合の平行伝送線路の周波数特性のシミュレーション結果を示す図である。
【図１２】本発明の第４実施形態におけるクロストーク抑制部材を配設した平行伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１３】クロストーク抑制部材の他の形態の等価回路モデルを示す図である。
【図１４】本発明の第５実施形態におけるクロストーク抑制部材を配設した平行伝送線路を概略的かつ透視的に示す斜視図である。
【図１５】従来のデジタル信号伝送線路を概略的に示す斜視図である。
【図１６】クロストークのシミュレーション結果を示す図である。
【図１７】図１２の一部の拡大図である。
【符号の説明】
１…基板、２…配線、３…グランドプレーン、３１…下側グランドプレーン、３２…上側グランドプレーン、４…クロストーク抑制部材、４１…導体層、４１ａ…コンデンサ部、４１ｂ…抵抗部、４２…誘電体層、５…コイル、６…コイル間の相互誘導、７…コンデンサ、８…結合コンデンサ、９…点線、９ａ…コイル、９ｂ…コンデンサー。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a crosstalk suppressing member provided on a conductor wiring such as a circuit board of an electronic device that handles digital signals, and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member.
[0002]
[Prior art]
Digital devices typified by personal computers use a large number of printed wiring boards, a large number of LSIs are mounted on the surface thereof, and a large number of wirings made of copper or the like are laid between the LSIs. FIG. 15 is a perspective view schematically showing a transmission line structure of a conventional printed wiring board. In FIG. 15, 1 is a substrate formed of a dielectric material, 2a and 2b are conductor wirings serving as signal transmission lines formed of a conductor material, and 3 is a ground plane. An LSI (not shown) is connected to the ends of the wirings 2a and 2b, and a substantially rectangular wave digital signal is transmitted.
[0003]
Although only two wires 2a and 2b are described in FIG. 15, more wires are actually arranged adjacently and in parallel on the substrate 1 in many cases. Due to the large capacity of memories and the like, multi-bit processing such as 32 bits and 64 bits is required. For example, a bus structure of 32 parallel wirings is formed, and wiring or multilayering at a pitch of 0.5 mm or less for high-density mounting is performed. And so on.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional transmission line structure described above, there is a problem of crosstalk in which a digital signal leaks to an adjacent wiring due to electromagnetic coupling between the wirings.
[0005]
FIG. 16 shows the result of simulating a digital signal waveform with a SPICE electric circuit simulator, replacing the transmission line structure of FIG. 15 with an equivalent circuit. A simulation was performed with a setting of transmitting a 1 GHz digital signal assuming an ECL logic level to the wiring 2 a and a 1 GHz digital signal delayed by １ ／ clock cycle from the wiring 2 a to the wiring 2 b. The waveform of the wiring 2a is disturbed by the influence of the crosstalk caused by the digital signal. Assuming that the logic threshold is 2 V, there is a portion exceeding the threshold, such as a portion surrounded by a dotted line in FIG. 16, so that a malfunction occurs and a logic determination error occurs.
[0006]
Such a problem of crosstalk becomes more prominent when the frequency of a digital signal is increased to a value exceeding 1 GHz for high speed, or when the wiring interval is reduced for high density, so that the processing capacity due to the high speed is reduced. An obstacle to miniaturization of the board due to improvement and high-density mounting.
[0007]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned conventional problems, and has a low level of crosstalk, a crosstalk suppressing member capable of high frequency and high density, and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member. Is to provide.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.
[0009]
According to the first aspect of the present invention, at least one pair of adjacent conductor wirings arranged substantially in parallel on the dielectric substrate is electromagnetically coupled to each other to reduce crosstalk generated between the adjacent conductor wirings. Provided is a crosstalk suppressing member that generates a signal having an opposite phase.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, when the at least one pair of adjacent conductor wires is electromagnetically coupled, the adjacent conductor wires are electromagnetically coupled by capacitive coupling. Is provided.
[0011]
According to a third aspect of the present invention, there is provided the crosstalk suppressing member according to the second aspect, wherein the capacitance is determined based on an impedance of the conductor wiring and a frequency of a digital signal transmitted through the conductor wiring. provide.
[0012]
According to a fourth aspect of the present invention, a conductor layer disposed so as to straddle the at least one pair of adjacent conductor wirings, and a dielectric layer disposed between each of the conductor wirings and the conductor layer The crosstalk suppressing member according to any one of the first to third aspects, comprising:
[0013]
According to a fifth aspect of the present invention, a dielectric substrate;
A plurality of conductor wirings arranged substantially in parallel on the dielectric substrate,
A crosstalk suppressing member according to any one of the first to fourth aspects,
A digital signal transmission line comprising:
[0014]
According to a sixth aspect of the present invention, the crosstalk suppressing members are provided in pairs at intervals of approximately 1/4 of the guide wavelength of a sine wave having the same frequency as the digital signal transmitted by the conductor wiring. A digital signal transmission line according to a fifth aspect, wherein the digital signal transmission line is at least one set of crosstalk suppressing members.
[0015]
According to a seventh aspect of the present invention, the crosstalk suppressing members are arranged in groups of three at intervals of approximately 1/4 of the guide wavelength of a sine wave having the same frequency as the digital signal transmitted by the conductor wiring. A digital signal transmission line according to a fifth aspect, wherein the digital signal transmission line is at least one set of crosstalk suppressing members.
[0016]
According to the above configuration, since the opposite phase signal generated by the operation of the crosstalk suppressing member cancels the crosstalk, the occurrence of the crosstalk is suppressed.
[0017]
Further, the crosstalk suppressing member may be at least one set of crosstalk suppressing members arranged in pairs at intervals of approximately １ ／ of the guide wavelength of a sine wave having the same frequency as the digital signal to be transmitted. , A crosstalk suppressing effect is selectively exerted on an odd multiple frequency component of the frequency of the digital signal, so that an odd multiple frequency component (an odd multiple frequency component such as 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz,...) Is used. In particular, a crosstalk suppressing effect is particularly effectively exerted on a digital signal which is a rectangular wave having the following.
[0018]
Further, the crosstalk suppressing member may be at least one set of crosstalk suppressing members arranged in sets of three at intervals of about １ ／ of a guide wavelength of a sine wave having the same frequency as the digital signal to be transmitted. In this case, the band in which the crosstalk suppression effect is selectively exerted on an odd multiple frequency component of the frequency of the digital signal is broadened, so that the crosstalk suppression effect is more effectively exhibited.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0020]
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a perspective view schematically showing a crosstalk suppressing member and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is a substrate formed of a dielectric material, 2a and 2b are wirings for transmitting signals formed of a conductive material, and 3 is a ground plane. The wirings 2a and 2b and the ground plane 3 are arranged on the opposing surface of the substrate 1 and form a microstrip line.
[0021]
The substrate 1 is made of a dielectric material such as glass epoxy, paper phenol, alumina, MgO, or an insulating film (the same applies to the following embodiments). The conductor material of the wiring 2 is copper, gold, or aluminum (the same applies to the following embodiments).
[0022]
Here, the feature of the first embodiment is that the crosstalk suppressing member 4 is provided so as to be in contact with both the wirings 2a and 2b at the same time. The crosstalk suppressing member 4 is configured to include a conductor layer 41 and a dielectric layer 42 disposed under the conductor layer 41 and in contact with the wirings 2a and 2b over the entire surface.
[0023]
The conductor layer 41 is made of copper, gold, or aluminum, and has a thickness of about 10 to 40 μm (the same applies to the following embodiments). The dielectric layer 42 is made of glass epoxy, paper phenol, alumina, MgO, or air (the same applies to the following embodiments).
[0024]
The crosstalk suppressing member 4 functions as a kind of capacitor, and the capacitance of the capacitor is determined based on the impedance of the conductor wiring and the frequency of a digital signal transmitted through the conductor wiring. You. When it is assumed that the capacitance value of the crosstalk suppressing member 4 at which the crosstalk suppressing effect is exerted is C, and that the conductor layer 41 and the dielectric layer 42 constitute a parallel plate capacitor between the conductor wirings 2a and 2b. The relational expression between the sizes of the conductor layer 41 and the dielectric layer 42 is approximately C = εS / 2d from the expression of the parallel plate capacitor. Here, ε is the dielectric constant of the dielectric layer 42, S is the area of the portion where the conductor layer 42 and the wirings 2a and 2b face each other, and d is the thickness of the dielectric layer 42.
[0025]
In this embodiment, the dielectric layer 42 is in contact with the wirings 2a and 2b. However, the solid constituting the dielectric layer 42 does not necessarily need to be able to contact the wirings 2a and 2b. Immediately above, the dielectric layer 42 between the conductor layer 41 and the wirings 2a and 2b may be formed of an air layer.
[0026]
In order to explain the effect of providing the crosstalk suppressing member 4, first, the operation of signal transmission by the microstrip line of the first embodiment will be described. For example, when an ECL driver LSI is connected to one end of the wiring 2a and an ECL receiver LSI is connected to the other end, for example, when the operating voltage is 3.3 V, a substantially rectangular wave digital of about 2.3 V in a HIGH state. A signal is transmitted from the driver LSI to the receiver LSI via the wiring 2a. Here, an electromagnetic coupling occurs at a portion where the wirings 2a and 2b are disposed close to each other, and a crosstalk signal is generated on the wiring 2b.
[0027]
The mechanism of this crosstalk occurrence can be represented as an approximate equivalent circuit model using lumped constants as shown in FIG. Wirings 2a and 2b are represented by coils 5a and 5b, and crosstalk is caused by coupling by mutual induction 6 between these coils. However, the capacitors 7 a to 7 d are capacitance components between the wirings 2 a and 2 b and the ground plane 3. Here, for example, when the line width of the wiring 2 is 0.7 mm, the wiring interval is 0.1 mm, the thickness of the substrate 1 is 0.4 mm, and the dielectric constant is 5, the value per 5 mm of the length of the wiring 2 is equivalent to a commercially available electromagnetic simulator. When calculated by the circuit model calculation function, at 1 GHz, the inductance of the coils 5a and 5b of the equivalent circuit model in FIG. 2 is 2.24 nH, the mutual inductance is 0.05 nH, and the capacitances of the capacitors 7a to 7d are all 0.86 pF.
[0028]
Based on the equivalent circuit model of FIG. 2, a parallel transmission line having a line width of 0.7 mm, a line interval of 0.1 mm, a thickness of the substrate 1 of 0.4 mm, a dielectric constant of 5, and a length of 20 mm was obtained by a SPICE electric circuit simulator based on the equivalent circuit model of FIG. FIG. 3 shows the result of calculating the crosstalk. As described above, when considering the sine wave component, it is understood that a sine wave whose phase is delayed by about π / 2 from the original signal of the sine wave traveling on the wiring 2a is generated as crosstalk.
[0029]
On the other hand, the crosstalk suppressing member 4 can be considered as a parallel plate capacitor because the conductor layer 41 and the wiring 2 face each other with the dielectric layer 42 interposed therebetween. Therefore, the equivalent circuit model when the crosstalk suppressing member 4 is provided is a model to which the coupling capacitor 8 is added as shown in FIG. Here, since the phase of the sine wave advances in the coupling capacitor 8, if the value of the capacitance by the crosstalk suppressing member 4 is appropriately set, the phase of the sine wave becomes exactly opposite to the phase of the crosstalk which is a sine wave delayed by the mutual induction 6. It is considered that the signals that cancel each other out are generated by the crosstalk suppressing member 4 and the crosstalk can be suppressed.
[0030]
For example, when the capacitance value of the crosstalk suppressing member 4 in which the crosstalk is suppressed is searched with the same parameter setting as in FIG. 2, the value is 0.42 pF. FIG. 5 shows a calculation result of the crosstalk by the SPICE electric circuit simulator when the capacitance value of the crosstalk suppressing member 4 is 0.42 pF. In the calculation of FIG. 5, the shape and size of the parallel wiring are the same as those in FIG.
[0031]
As shown in FIG. 5, the shape of the crosstalk suppressing member 4 can be determined by calculating backward from a value of 0.42 pF at which crosstalk is suppressed as a parallel plate capacitor. If it is considered that two parallel plate capacitors of a set of the wiring 2a and the conductive layer 41 and a set of the wiring 2b and the conductive layer 41 are connected in series, for example, the conductive layer 41 is a rectangle of 1.3 mm × 1.5 mm. The dielectric layer 42 has a thickness of 0.01 mm and a dielectric constant of 5. Using the crosstalk suppressing member 4 having these dimensions and shapes, a frequency characteristic of an actual planar circuit was simulated by a 2.5-dimensional electromagnetic field simulator based on the moment method. The result is shown in FIG. It can be seen that the value of the far-end crosstalk at 5 GHz is suppressed as compared with the case where the No. 4 is not provided. Therefore, for example, a 1 GHz digital signal has a frequency component of 5 GHz, and crosstalk also has a 5 GHz component. Therefore, in the first embodiment, a crosstalk suppression effect for a 1 GHz digital signal is realized. . On the other hand, the crosstalk suppressing member of the first embodiment has little effect on the original signal itself and does not affect the transmission of the digital signal.
[0032]
In the case where the crosstalk suppressing member 4 is provided and the case where the crosstalk suppressing member 4 is not provided, the digital signal waveform is simulated by the SPICE electric circuit simulator of the parallel transmission line and the logic threshold is set to 2V. In the case where it is not provided (corresponding to a conventional example), a malfunction that crosses the logic threshold of 2 V occurs, whereas in the first embodiment in which the crosstalk suppressing member 4 is provided, it crosses the logic threshold of 2 V. It does not cause malfunction.
[0033]
As described above, in the digital signal transmission line of the first embodiment, since the anti-phase signal generated by the operation of the crosstalk suppressing member 4 cancels the crosstalk, it is possible to suppress the generation of the specific frequency component of the crosstalk. It is possible to transmit a digital signal which is less affected by crosstalk.
[0034]
In the first embodiment, the suppression of the 5 GHz frequency component of the crosstalk is described as an example. However, by changing the shape of the crosstalk suppressing member 4, the effect can be exerted on other frequency components. .
[0035]
That is, since the higher the frequency, the higher the level of crosstalk even in the same wiring gap, the present invention is suitable for a digital signal transmission line with a frequency of 200 MHz or more and a wiring gap of 1 mm or less. It is effective for a circuit board having a digital signal transmission line (for example, a circuit board for a personal computer).
[0036]
(2nd Embodiment)
FIG. 7 is a perspective view schematically showing a crosstalk suppressing member and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member according to the second embodiment of the present invention. As shown in FIG. 7, the digital signal transmission line according to the second embodiment includes two crosstalk suppressing members 4a and 4b. The two crosstalk suppressing members 4a and 4b need not be identical in shape and material.
[0037]
The structure of the digital signal transmission line according to the second embodiment is the same as that of the digital signal transmission line according to the first embodiment shown in FIG. 1 except that two crosstalk suppressing members 4a and 4b are provided. Since the structure is the same as that of the first embodiment, members having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and description thereof is omitted.
[0038]
The basic operation of the digital signal transmission line according to the second embodiment is the same as the basic operation of the digital signal transmission line according to the first embodiment, except that two crosstalk suppressing members 4a and 4b are provided. This causes crosstalk attenuation at a plurality of frequencies due to the interaction between the two crosstalk suppressing members 4a and 4b. In addition, the frequency at which crosstalk attenuation occurs can be controlled by the interval at which the two crosstalk suppressing members 4a and 4b are provided.
[0039]
FIG. 8 is a calculation result of frequency characteristics of a parallel transmission line using a 2.5-dimensional electromagnetic field simulator when two crosstalk suppressing members are provided. In FIG. 8, the line width of the wiring 2 is 0.7 mm, the wiring length is 50 mm, the wiring interval is 0.1 mm, the thickness of the substrate 1 is 0.4 mm, the dielectric constant is 5, and the shape of the crosstalk suppressing members 4a and 4b is 1 mm. (Wiring length direction) × 1.5 mm (Wiring width direction), thickness of the dielectric layer 42 is 0.01 mm, dielectric constant is 5, and the distance between the center lines of the crosstalk suppressing members 4a and 4b is 39 mm. I have. Here, the interval of 39 mm is almost the same length as 1/4 (λg / 4 = 3.93 mm) of the guide wavelength of the 1 GHz sine wave in the microstrip line formed by the wiring 2 and the like having the above dimensions. is there. As can be seen from FIG. 8, attenuation poles exist near 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz, and 7 GHz for both the near-end crosstalk and the far-end crosstalk. Therefore, since the digital signal has an odd number component of the fundamental frequency, a 1 GHz digital signal has frequency components of 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz, 7 GHz,... The effect of suppressing a plurality of frequency components of the crosstalk is exhibited at the same time. Also, the original signal itself has peaks near 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz, and 7 GHz and is not attenuated, so that the influence on the digital signal itself is small.
[0040]
FIG. 9 is a simulation result of a digital signal waveform by a SPICE electric circuit simulator of a parallel transmission line when two crosstalk suppressing members are provided. In the simulation of FIG. 9, the settings of the shape of the parallel transmission line and the like are the same as those of the simulation of FIG. 8, and they are replaced with an equivalent circuit. A 1 GHz digital signal assuming the ECL logic level is applied to the wiring 2a, and Was set to transmit a digital signal delayed by 1/4 clock cycle from the wiring 2a. In the conventional example shown by the dotted line in FIG. 9, when the logic threshold is 2 V, a malfunction that crosses 2 V occurs, whereas in the second embodiment shown by the solid line, the logic threshold does not cross 2 V. Does not cause malfunction.
[0041]
As described above, in the digital signal transmission line of the second embodiment, since the opposite phase signals generated by the operation of the two crosstalk suppressing members 4a and 4b cancel each other, the generation of a plurality of frequency components of the crosstalk. , And transmission of digital signals less affected by crosstalk can be achieved. In particular, by setting the interval between the two crosstalk suppressing members 4a and 4b to be approximately 1/4 of the guide wavelength of the sine wave corresponding to the frequency of the digital signal, a higher crosstalk suppressing effect can be exhibited. .
[0042]
(Third embodiment)
FIG. 10 is a perspective view schematically showing a crosstalk suppressing member and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member according to the third embodiment of the present invention. As shown in FIG. 10, the digital signal transmission line according to the third embodiment includes three crosstalk suppressing members 4a, 4b, and 4c. In this case, the middle crosstalk suppressing member 4b is made larger than the other crosstalk suppressing members 4a and 4c. Thus, by increasing the size of the middle crosstalk suppressing member 4b, the bandwidth of the crosstalk attenuation appearing at each frequency can be changed.
[0043]
The structure of the digital signal transmission line of the third embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG. 1 except that three crosstalk suppressing members 4a, 4b, and 4c are provided. Since the structure is the same as that of the line, members having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG.
[0044]
The basic operation of the digital signal transmission line of the third embodiment is the same as the basic operation of the digital signal transmission line of the above-described first embodiment, except that three crosstalk suppressing members 4a, 4b, 4c are arranged. As a result, the crosstalk is attenuated at a plurality of frequencies due to the interaction between the three crosstalk suppressing members 4a, 4b, and 4c. Moreover, the frequency at which the crosstalk attenuation occurs can be controlled by the intervals at which the three crosstalk suppressing members 4a, 4b, 4c are provided.
[0045]
FIG. 11 shows the calculation results of the frequency characteristics of the coupled transmission line in the case where three crosstalk suppressing members 4a, 4b, and 4c are provided, using a 2.5-dimensional electromagnetic field simulator. In FIG. 11, the line width of the wiring 2 is 0.7 mm, the wiring length is 90 mm, the wiring interval is 0.1 mm, the thickness of the substrate 1 is 0.4 mm, the dielectric constant is 5, and the shapes of the conductor layers 41a and 41c of the crosstalk suppressing members 4a and 4c. 1 mm (wiring length direction) × 1.5 mm (wiring width direction), the shape of the conductor layer 41b of the crosstalk suppressing member 4b is 2 mm (wiring length direction) × 1.5 mm (wiring width direction), the dielectric layer 42a, The thicknesses of 42b and 42c are 0.01 mm, the dielectric constant is 5, and the distance between the center lines of the crosstalk suppressing members 4a, 4b and the distance between the center lines of 4b, 4c are both 39.5 mm. As can be seen from FIG. 11, the attenuation pole exists near 1 GHz, 3 GHz, 5 GHz, and 7 GHz in both the near-end crosstalk and the far-end crosstalk as in the case of the second embodiment. Further, in the case of the third embodiment, two attenuation poles appear close to one frequency, and the attenuation range of one frequency is widened, so that the suppression effect is more reliably achieved without frequency shift. be able to. The degree of broadening of the attenuation range can be controlled by, for example, the length of the conductor layer 41b of the crosstalk suppressing member 4b disposed at the center in the wiring length direction.
[0046]
As described above, in the digital signal transmission line according to the third embodiment, since the opposite phase signals generated by the operation of the three crosstalk suppressing members 4a, 4b, and 4c cancel out the crosstalk, a plurality of frequency components of the crosstalk are generated. Can be more reliably suppressed, and digital signals less affected by crosstalk can be transmitted. In particular, a higher crosstalk suppressing effect can be exhibited by setting the interval between the three crosstalk suppressing members 4a, 4b, and 4c to be approximately 1/4 of the guide wavelength of the sine wave corresponding to the frequency of the digital signal. Can be.
[0047]
(Fourth embodiment)
FIG. 12 is a perspective view schematically showing a crosstalk suppressing member and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member according to the fourth embodiment of the present invention. FIG. 17 is an enlarged view of a part thereof. The structure of the digital signal transmission line according to the fourth embodiment is the same as the structure of the digital signal transmission line according to the first embodiment shown in FIG. 1 described above, except that the shape of the crosstalk suppressing member 4 is different. Therefore, in FIG. 12, members having the same functions as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. 1, and description thereof will be omitted.
[0048]
FIG. 13 is an equivalent circuit model of the digital signal transmission line according to the fourth embodiment. The model of the crosstalk suppressing member 4 of the digital signal transmission line according to the fourth embodiment is arranged in a coil 9a (corresponding to a gap between the wirings 2a and 2b in FIG. 17) as shown in a dotted line 9 in FIG. And two capacitors 9b (corresponding to the capacitor portions 41a arranged corresponding to the wirings 2a and 2b in FIG. 17) disposed at both ends of the coil 9a.
[0049]
Even in such a configuration, it is possible to transmit a sine wave signal whose phase is advanced by the operation of the crosstalk suppressing member 4, and the transmitted sine wave signal cancels out the crosstalk. The generation of components can be suppressed more reliably, digital signals with less influence of crosstalk can be transmitted, and the effect of suppressing crosstalk can be exhibited as in the case of the first embodiment. As described above, the shape of the crosstalk suppressing member is not limited to the rectangular shape shown in the first embodiment, and the crosstalk suppressing effect can be exhibited even if the coupling structure has another shape.
[0050]
(Fifth embodiment)
FIG. 14 is a perspective view schematically and transparently showing a crosstalk suppressing member and a digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member according to the fifth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 14, the digital signal transmission line according to the fifth embodiment has a strip line structure in which ground planes on both upper and lower sides of a lower ground plane 31 and an upper ground plane 32 are provided. The crosstalk suppressing member 4 is provided in the substrate 1. In this case, even if a substrate having a multilayer structure is formed by further disposing a substrate above the upper ground plane 32, the wiring 2 in the substrate 1 sandwiched between the upper ground plane 32 and the lower ground plane 31. The generated crosstalk is suppressed by the crosstalk suppressing member 4 and the presence of the upper ground plane 32 does not adversely affect the board above the upper ground plane 32 at all. The crosstalk suppressing member 4 is in a non-contact state with the upper ground plane 32 and the lower ground plane 31, and the impedance is determined by the distance between the upper ground plane 32, the lower ground plane 31, and the wirings 2a and 2b. Is determined.
[0051]
The structure of the digital signal transmission line according to the fifth embodiment is the same as the structure of the digital signal transmission line according to the first embodiment shown in FIG. 1 described above except for a strip line structure. In FIG. 7, members having the same functions as in the first embodiment are denoted by the same reference numerals as those in FIG. In addition, the upper ground plane 32 and the substrate 1 are drawn transparent for easy understanding of the structure.
[0052]
Thus, as shown in FIG. 14, the same effect can be exerted not only by the microstrip line but also by the strip line structure of the transmission line structure.
[0053]
In the first to fifth embodiments, a set of two parallel transmission lines is taken as an example. However, even if three or more parallel transmission lines are used, two parallel transmission lines adjacent to each other are used. By arranging the crosstalk suppressing member 4 according to the present invention, the effect can be exhibited.
[0054]
Further, in the first to fifth embodiments, a digital signal having a frequency of 1 GHz is taken as an example. However, a similar signal can be obtained by adjusting the shape and arrangement interval of the crosstalk suppressing member 4 at other frequencies. The effect can be exhibited.
[0055]
Note that the present invention is not limited to the above embodiment, and can be implemented in other various modes.
[0056]
For example, in order to adjust the capacitance of the capacitor when the crosstalk suppressing member 4 has a kind of capacitor function, the conductor layer 41 and the dielectric layer 42, or the conductor layer 41 is scraped off by a laser or the like. Is also good. In this case, the conductor layer 41 and the dielectric layer 42 or the conductor layer 41 having a size larger than the capacity expected for the digital signal transmission line are provided on the digital signal transmission line. Thereafter, a part of the conductor layer 41 and the dielectric layer 42 or a part of the conductor layer 41 is scraped off by a laser or the like to adjust the capacitance.
[0057]
Note that by appropriately combining any of the various embodiments described above, the effects of the respective embodiments can be achieved.
[0058]
【The invention's effect】
According to the crosstalk suppressing member of the present invention and the digital signal transmission line including the crosstalk suppressing member, by providing the crosstalk suppressing member so as to extend between adjacent wirings, the opposite phase generated by the action of the crosstalk suppressing member is provided. Since a signal cancels out crosstalk caused by electromagnetic coupling between adjacent wirings, the crosstalk can be suppressed, and a high-speed, high-density digital circuit board free from malfunction due to crosstalk is provided. be able to. In other words, the level of crosstalk becomes low, and it is possible to increase the frequency and density of the digital signal transmission line.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a perspective view schematically showing a digital signal transmission line provided with a crosstalk suppressing member according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating an equivalent circuit model of a parallel transmission line.
FIG. 3 is a calculation result of a crosstalk generated in a parallel transmission line by a SPICE electric circuit simulator.
FIG. 4 is a diagram showing an equivalent circuit model of a parallel transmission line provided with a crosstalk suppressing member.
FIG. 5 is a diagram showing a simulation result of a crosstalk generated in a parallel transmission line provided with a crosstalk suppressing member by a SPICE electric circuit simulator.
FIG. 6 is a diagram showing a simulation result of frequency characteristics of a parallel transmission line when a crosstalk suppressing member is provided.
FIG. 7 is a perspective view schematically showing a parallel transmission line provided with a crosstalk suppressing member according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a diagram illustrating a simulation result of frequency characteristics of a parallel transmission line when two crosstalk suppressing members are provided.
FIG. 9 is a diagram illustrating a simulation result of a digital signal waveform in a parallel transmission line when two crosstalk suppressing members are provided.
FIG. 10 is a perspective view schematically showing a parallel transmission line provided with a crosstalk suppressing member according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram showing a simulation result of frequency characteristics of a parallel transmission line when three crosstalk suppressing members are provided.
FIG. 12 is a perspective view schematically showing a parallel transmission line provided with a crosstalk suppressing member according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram illustrating an equivalent circuit model of another embodiment of the crosstalk suppressing member.
FIG. 14 is a perspective view schematically and transparently showing a parallel transmission line provided with a crosstalk suppressing member according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a perspective view schematically showing a conventional digital signal transmission line.
FIG. 16 is a diagram showing a simulation result of crosstalk.
FIG. 17 is an enlarged view of a part of FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... board | substrate, 2 ... wiring, 3 ... ground plane, 31 ... lower ground plane, 32 ... upper ground plane, 4 ... crosstalk suppression member, 41 ... conductor layer, 41a ... capacitor part, 41b ... resistance part, 42 ... Dielectric layer, 5: coil, 6: mutual induction between coils, 7: capacitor, 8: coupling capacitor, 9: dotted line, 9a: coil, 9b: capacitor.