JP2003508948A - 伝送ゼロ点を有する高周波帯域フィルタ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 本発明は、主共振器と、この主共振器に結合される少なくとも１つの阻止帯域共振器とを含む高周波帯域フィルタアセンブリに関する。本発明の目的は、特定の個数の極を有して、可能な限り最大の数の伝送ゼロ点位置が阻止帯内で生じるようにフィルタ構造を構成することであり、それによって、公知の共振器構成において、互いに隣接していない共振器の間でオーバカップリングが生じることがない。この目的のために、１つまたは複数の阻止帯域共振器が、その阻止帯域共振器が主共振器と連携して伝送ゼロ点位置と伝送極位置との両方を生じさせるように、主共振器に結合される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】 本発明は、主共振器とこの主共振器に結合される少なくとも１つの阻止共振器
（blocking resonator）とから成る高周波帯域フィルタ装置に関し、その主共振
器は、中断部分（interruption）すなわち金属壁の形の切れ目（discontinuity
）が両側で境界をなしている導電体セグメントによって画定されており、また中
心周波数において電磁的な固有振動を有する。特に、本発明は、約０．５ＧＨｚ
より高く約１００ＧＨｚより低い動作周波数範囲内の高周波電磁信号の高度に選
択的なフィルタリングのための結合共振器から構成されている帯域フィルタの構
成に関する。

【０００２】 高周波帯域フィルタは、例えば地上無線放送、衛星無線放送、無線リンク、お
よび、移動電話システム、さらには、レーダ、および、航法システムのような通
信システムにおける重要な構成要素を構成する。この場合に、例えば無線受信機
内のフィルタのような個々のフィルタが事前選択機能、すなわち、不要な干渉信
号の抑制を果し、またフィルタバンク(filter bank）が周波数チャネリング機能
を果たす。無線送信機の場合には、個々の帯域フィルタが特に増幅器の出力信号
中の帯域外スペクトル部分（off-band spectral share）を抑制するために使用
され、また出力マルチプレクサの形のフィルタバンクが、様々な搬送波を共用ア
ンテナ（shared antenna）に集めるために使用される。

【０００３】 高周波帯域フィルタでは先ず最初に能動設計と受動設計とに分けることが可能
である。直線性および低雑音レベルに関する厳しい要求がある場合には、本明細
書でさらに詳細に検討する受動フィルタだけが可能である。受動電磁フィルタ（
passive electromagnetic filter）の機能は電界および磁界エネルギーの蓄積に
基づいている。ディスクリート構造要素から成るフィルタでは、電界および磁界
エネルギーは、有限な数の空間的に分離されたディスクリート要素の中に、すな
わち、コンデンサとインダクタの中に互いに別々に蓄積される。これらのディス
クリート構造要素の幾何学的寸法は導波長（guided wavelength）の１０分の１
よりもはるかに小さくなければならず、一方ではこの構造要素の無負荷Ｑ（unlo
aded Q）が寸法の縮小につれて急激に低下するので、結合された共振器から成る
構造が、約１ＧＨｚを超える場合に、相互接続されたディスクリートなコンデン
サおよびインダクタの代わりに、急峻なエッジを有するフィルタ（steep-edged
filter）のために使用されることが好ましい。

【０００４】 本明細書で検討されている種類のフィルタの基礎的要素を表す共振器の設計に
関しては、様々なタイプが使用可能である。同軸ＴＥＭ導体セグメントと中空導
体セグメントとが同軸共振器または空洞共振器を作るために使用され、この共振
器では電磁界が導電表面によって完全に包囲される。こうした共振器は、体積を
減少させかつ空間的な電磁界の進行(spatial field progression）を変化させる
ために、低損失の誘電体材料で部分的または完全に充填することができる。誘電
体共振器（dielectric resonator）では、電磁界封入(field inclusion）が主と
して誘電体材料と周囲空気との間の界面(interface）によって生じ、この界面か
ら外側に向かって空間的に減衰する電磁界が、必要に応じて金属ケーシングによ
ってシールドされる。マイクロストリップ・ラインとストリップ・ラインと共平
面共振器とを含む平面共振器は、誘電体基板上の平面プリント導体から成る。

【０００５】 特に、共振器設計の選択は、フィルタ仕様によって必要とされる共振器の無負
荷Ｑによって影響される（下記の説明を参照されたい）。従来の技術では、高い
無負荷Ｑは共振器の比較的大きな幾何学的寸法を意味する。他方、フィルタ中の
すべての共振器全体のために使用可能な体積は、より低いＧＨｚ範囲では制限さ
れている。体積を約５０％減少させる要求が、共振器を直交モードによって二重
に使用すること（二重モード共振器）によって実現される。高い無負荷Ｑが大き
な幾何学的寸法を意味するという規則の例外が、高温超伝導体から構成される冷
却平面共振器を使用することによって実現される。コンパクトな高Ｑ共振器に向
けての別の技術的な開発が、誘電体共振器のための高い誘電率を有する極めて低
損失の誘電体材料の開発の進歩によって生じている。必要とされる電力両立性（
加熱、マルチパクティング（multipacting））も、共振器設計の選択に影響する
。

【０００６】 帯域フィルタの電気的挙動が、周波数帯域（通過帯域幅）および通過帯域の位
置によって、通過帯域内での最大インサーション・ロス（insertion loss）およ
び最小リターン・ロス(return loss）によって、通過帯域と阻止領域との間の移
行区域(transfer area）の幅によって、および阻止領域内の最小逆減衰（revers
e attenuation）によって特徴付けられる。

【０００７】 フィルタ構造の特性をさらに量的に記述するために、阻止領域内の有限な周波
数の場合、通過帯域内の減衰ゼロ点（attenuation zero）（反射ゼロ点）の数Ｎ
と減衰ピーク(attenuation peak)（伝送ゼロ点（transmission zero））の数Ｍ
とを使用する。反射ゼロ点と伝送ゼロ点を使用するこの特徴付けでは、（想像上
の）無損失の場合の挙動が基準として採用され、ゼロ点がその順序に基づいて繰
り返しカウントされる。

【０００８】 帯域フィルタを実現するために、Ｎ_R個の共振器が、結合された共振器のシス
テム全体が通過帯域の区域内に合計Ｎ＝Ｎ_Rの減衰ゼロ点を有するように、一緒
に結合されることが可能である（共振器の二重使用時にはＮ＝２Ｎ_R）。さらに
、適切な結合方法（後述の説明をさらに参照されたい）が、合計でＭ＜Ｎの減衰
ピーク（伝送ゼロ点）が有限な周波数で阻止領域内で生じることを可能にする。

【０００９】 必要な減衰ゼロ点の数Ｎと、したがって必要な共振器の最少数とが、移行幅（
transfer width）の通過帯域に対する比率（「フィルタエッジの相対峻度（rela
tive steepness of filter edges）」）から生じる。

【００１０】 通過帯域内の減衰ゼロ点の必要数Ｎが、設定されたフィルタエッジ相対峻度で
、Ｍ／Ｎの増大と共に単調に減少するということが、本発明によって実現される
利点の後述の説明に対して極めて重要である。Ｍ＝０のチェビシェフフィルタ（
Chebyshev filter）の代わりにＭ＞０の準楕円フィルタ（quasi-elliptical fil
ter）が使用される場合には、設定されている通過帯域において、必要とされる
エッジ峻度のためには、より小さな数Ｎの、したがってより小さい数Ｎ_Rの共振
器で十分である。Ｍ＜Ｎ−１の準楕円フィルタの代わりにＭ＝Ｎ−１の「真楕円
」フィルタを使用すれば、この必要とされる数Ｎはさらに減少させられる。

【００１１】 フィルタの共振器における抵抗損と誘電体損のために、そのフィルタの周波数
応答が低下させられ、そのためにフィルタエッジの実現可能な峻度が丸め効果(r
ounding effect）によって制限され、通過帯域における散逸インサーション・ロ
スが増大させられる。この低下は第１の近似ではＮだけに依存しており、伝送ゼ
ロ点の数Ｍには存在しないでので、より高いエッジ峻度とより低い散逸インサー
ション・ロスとを有するフィルタが、Ｍ／Ｎを増大させることによって共振器の
設定された無負荷Ｑにおいて実現されることが可能である。

【００１２】 結合された共振器によって構成されるフィルタにおいて伝送ゼロ点を生じさせ
るために現時点で主に使用されているアプローチは、隣接共振器の直接的な結合
に加えて、直接的には隣接しない共振器の間の結合（「オーバカップリング（ov
ercoupling）」を導入することを含む。従来の通過帯域は共振器のカスケードか
ら成り、内側共振器が少なくともその隣接する２つと結合されており、かつ、２
つの外側共振器がそのフィルタ・ポート(filter port）と結合されている。隣接
していない共振器の間の追加の結合がなければ、有限な周波数において伝送ゼロ
点が生じず、すなわち、Ｍ＝０が当てはまる。適切な強度と符号とを有するオー
バカップリング、すなわち、隣接していない共振器の間の結合が、阻止領域内で
の伝送ゼロ点をもたらし、結合経路の位置に応じてオーバカップリング１つ当た
りで１つから２つの伝送帯域が生成される。上述の理由の目的が、可能な限り大
きなＭ／Ｎ比と、個々の伝送ゼロ点の周波数位置の選択における最大の自由とを
得ることであるならば、このことは、「標準形結合構造（canonical coupling s
tructure）」と呼ばれる結合方式をもたらし、および、Ｎが偶数である場合は、
Ｎ−２個の異なるオーバカップリングを使用する時にＮ−２個の自由に配置可能
な伝送ゼロ点をもたらす。通過帯域に対して対称に位置しているＭ＝Ｎ−２個の
ゼロ点の場合には、少なくとも（Ｎ−２）／２個のオーバカップリングが必要と
される。多数のオーバカップリングを有するこうしたフィルタの実際的な実現は
、一般的に、共振器と結合要素との空間的配置の選択におけるトポロジカルな問
題を生じさせる。標準形結合構造では、第１の共振器と最後の共振器とが結合さ
れなければならず、したがって互いに直ぐ近接して位置していなければならない
ので、高い次数Ｎを有するフィルタにおいて十分に高い逆減衰を実現することに
は問題が生じることになる。

【００１３】 従来の技術では、英語文献で「抽出極構造（extracted-pole-structure）」と
呼ばれる構成が、互いに隣接していない共振器の間のオーバカップリングを有す
る共振器構成を使用する代わりに、伝送ゼロ点を実現するために使用され、この
場合には、追加の共振器が、阻止領域内で伝送ゼロ点を実現するように、有限の
周波数において伝送ゼロ点なし（Ｍ＝０）に、帯域フィルタの入力および／また
は出力ポートに対する給電リード(supply lead）に結合される。こうした構成の
１つがDE 42 32 054 A1から公知であり、この特許文献では、少なくとも１つの
同軸共振器から成る帯域消去フイルタ（band-stop filter）が、有限の周波数で
伝送ゼロ点がない（Ｍ＝０）マイクロ波セラミックフィルタに直列に接続されて
いる（Ｍ＝０の帯域フィルタと帯域消去フィルタとによって構成されたカスケー
ド）。この帯域消去フィルタは、通過帯域の外側に位置している干渉周波数を除
去するために使用される。US 3,747,030 Aでは、約１／４波長の長さの線路共振
器（line resonator）が、Ｍ＝０の集中素子から成るフィルタの入力または出力
に並列に接続されている。この結果として、帯域消去フィルタはフィルタの２ポ
ート・ネットワークに直列に接続されている。１つの帯域消去フィルタをＭ＝０
を有する帯域フィルタとカスケードにすることに関するこの着想の欠点は、帯域
消去フィルタのために追加の共振器を使用することが必要であること、すなわち
、通過帯域内にＮ個の減衰ゼロ点を有するフィルタのために合計Ｎ_R＞Ｎ個の共
振器を使用することが必要であることにある。

【００１４】 関連する周波数範囲内の信号の通過を許容し、かつ、隣接の周波数範囲内の信
号を阻止するという機能のために、２つの別個の阻止領域を有する帯域消去フィ
ルタが帯域フィルタの代わりに使用されることも可能である。この場合には、使
用される通過帯域は帯域消去フィルタの２つの阻止領域の間に位置している。US
5,291,161 Aからこのタイプのフィルタが公知であり、このフィルタは連続した
主線路（continuous main line）とこの主線路にガルバニ的に結合されているス
パー（拍車状突起）線路（spur line）とから成り、各スパー線路が伝送ゼロ点
を発生させる。I.C.HungerおよびJ.R.Rhodesの“Electronically tunable micro
wave bandstop filters”（電子的にチューニング可能なマイクロウェーブ帯域
消去フィルタ）, IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, vo
l.MTT-30, No.9, 1982年９月、pp.1361〜1367から、静電結合スパー線路も、ガ
ルバニ結合スパー線路の代わりに伝送ゼロ点を生じさせるために使用可能である
ということが公知である。さらに、DE 24 42 618 C2から、スパー線路（分枝線
路）に結合された連続伝送線路が公知である。阻止共振器として、Ｎ_R個の結合
スパー線路を有する、フィルタ入口からフィルタ出口まで連続した主線路から構
成されているこうしたフィルタ構造を使用することの１つの欠点は、高い逆減衰
が有限な幅の周波数範囲に限定された状態のままであり、したがってこれらの範
囲を越えてこのフィルタが再びスルーになることを可能にするということである
。第２の欠点は、減衰ゼロ点の数Ｎが、２つの阻止領域の間の使用通過帯域内に
おいて共振器の数よりも少なく、したがって、通過帯域と阻止領域との間におい
ては、設定された共振器の数Ｎ_Rに対してフィルタエッジの実現可能な最大峻度
に達することができないということである。

【００１５】 したがって、本発明の目的は、オーバカップリングや、「抽出極（extracted-
pole）」共振器や、連続主線路を有する帯域消去フィルタ構造は使用されず、従
って上述のようなこれらの概念の欠点が回避されることが可能であるような、帯
域消去フィルタ内に所望な配置が可能なＭ＝Ｎ−１個までの減衰ピークを有する
結合共振器から構成される帯域フィルタを実現するための方法を提示することで
ある。

【００１６】 この目的は、特許の請求項に記載されている項目によって本発明にしたがって
実現される。本発明は、各阻止共振器が阻止領域内の所望の伝送ゼロ点の１つと
同様に通過帯域内の減衰ゼロ点の両方を残りのフィルタ構造と一緒になって実現
するように、阻止共振器が帯域フィルタ構造の中に一体化されている帯域フィル
タ構造を提案する。本発明の好適実施態様によるこうした帯域フィルタ構造は下
記の特徴によって特徴付けられる。 （ａ）この帯域フィルタは、Ｎ＝２ｍ＋１（ｍ＝自然数）の極（Pole）とＮ−１
の伝送ゼロ点とを有する詳細に後述するインピーダンス対称フィルタ要素(imped
ance-symmetrical filter member）によって、または、Ｎ＝２極とＭ＝２の伝送
ゼロ点とを各々が有する詳細にはさらに後述するインピーダンス対称フィルタ要
素から成るカスケード(cascade）構成によって構成されている。 （ｂ）Ｎ＝３極とＭ＝２の伝送ゼロ点とを有するインピーダンス対称フィルタ要
素は、主共振器と呼ばれる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメント
から成り、この線路セグメントの中央に１対の阻止共振器が結合されており、そ
こでの主共振器上の縦方向の界分布（field distribution）が、主共振器の共振
周波数（中心周波数）では阻止共振器に対する結合が消失するがしかし、この共
振周波数から外れている周波数では有限の値をとるようにさせる。主共振器の長
さは、帯域フィルタの中心周波数で線路波長の半分に等しいように選択される。
一方の阻止共振器に対して選択された阻止周波数は、中心周波数よりも小さく、
かつ、他方の阻止共振器の阻止周波数は中心周波数よりも大きいので、従って、
これら２つの阻止共振器の各々が、伝送ゼロ点、及び主共振器との相互作用によ
る追加のポートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域
フィルタとして使用される場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に
、ガルバニ的に、または、磁気的に結合され、その他端はフィルタ出力に結合さ
れる。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードか
ら構成されている場合には、入力または出力ポートに結合されない互いに隣接す
る主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合さ
れる。 （ｃ）Ｎ＝２ｍ＋１の極（ｍは１よりも大きい自然数）とＭ＝Ｎ−１＝２ｍの伝
送ゼロ点とを有する１つのインピーダンス対称フィルタ要素は、主共振器と呼ば
れる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメントから成り、それには中
心周波数波長の約半分の距離で互いに間隔をあけられているｍ対の阻止共振器が
、主共振器上の縦方向の界分布が主共振器の共振周波数（中心周波数）では阻止
共振器に対する結合が消失するがしかし、上述の周波数から外れている周波数で
は有限の値をとるようにさせるように、結合される。主共振器の長さは、中心周
波数における線路波長の半分のｍ倍にほぼ相当するように選択され、そして主共
振器の端からの外側の阻止共振器対の距離は線路波長の約１／４の長さになる。
ｍ対の阻止共振器の各々の２つの阻止共振器の阻止周波数が、一方が中心周波数
よりも小さく、他方が中心周波数よりも大きいように選択され、従って、この２
つの阻止共振器の各々が伝送ゼロ点と、主共振器との相互作用によって追加のポ
ートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域フィルタと
して役立つ場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に、ガルバニ的に
、または、磁気的に結合され、そして主共振器の他端はフィルタ出力に結合され
る。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードから
構成される場合には、入力または出口ポートに結合されていない互いに隣接する
主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合され
る。 （ｄ）インピーダンス対称フィルタ要素に加えて、Ｎ＝２のポートとＭ＝２の伝
送ゼロ点とを有するインピーダンス非対称フィルタ要素(impedance-unsymmetric
al filter member）の各々が、幾つかのフィルタ要素のカスケードから帯域フィ
ルタを構成するために使用されることが可能である。インピーダンス非対称フィ
ルタ要素は主共振器から成り、その長さは帯域フィルタの中心周波数での線路波
長の約１／４に相当し、その一端は、この線路端が高抵抗終端される（最大の電
界強度である）ように隣接フィルタ要素に結合されており、その他端は、その線
路端が低抵抗終端される（線路端で電流最大である）ようにバンドパスの隣接フ
ィルタ要素または入力もしくは出力ポートに結合され、そしてそこで１対の阻止
共振器が主共振器の低抵抗端に電気的またはガルバニ的に結合される。

【００１７】 上で行ったインピーダンス対称フィルタ要素とインピーダンス非対称フィルタ
要素との間の区分は、インピーダンス対称フィルタ要素では、入力と出力のポー
トが同じ終端抵抗に接続されているときに損失がごくわずかであれば電力伝送係
数(power transmission factor）の最大値が１の値に達し、一方、伝送非対称フ
ィルタ要素の場合では、完全な電力伝送は、非常に非対称なポート抵抗の場合に
のみ実現可能であるにすぎないということであるように理解されるべきである。

【００１８】 以下に、本発明を、図１から図４に示す基本原理と、図５から図１２に示す実
施形態とに基づいてさらに詳細に説明する。

【００１９】 図１ｅは、Ｎ＝３の極とＭ＝２の伝送ゼロ点とを有する本発明によるインピー
ダンス対称フィルタ要素の基本構造の略図を与えるのに対し、一方、図１ａから
図１ｄは技術の現状を反映する構造の略図を与え、したがって、これらの図は、
図１ｅに示す通りの本発明による構造の基本原理の段階的な説明を提供する役割
を果たすにすぎない。

【００２０】 図１ａは均一な高周波線路１を象徴的に示し、この図では、この線路が、例え
ば同軸線路のような金属ＴＥＭ線路、例えばマイクロストリップ・ラインもしく
はストリップ・ライン（strip line）もしくは共平面線路(coplanar line）のよ
うな平面線路、または、中空導体もしくは誘電体線路(dielectric line）として
設計されることが可能である。散逸を無視すれば、電力伝送係数２の周波数応答
、すなわち、無反射終端ポート(reflectior-free terminated port）２に存在す
る電力Ｐ₂とポート１に到達する電力Ｐ_inに対するその間の比の周波数依存性は
、その線路の調べられた動作周波数範囲内では周波数に係わらず１に等しい。

【００２１】 図１ｂは、図１ａに対して変更された構造の略図を与え、この図では、２つの
切れ目３が線路列中に対称に導入されている。これらの切れ目は有限な長さａの
線路セグメントを規定し、この上に電磁的な固有振動が、長さａが線路波長の１
／２の整数倍に相当する周波数で生じ、こうした固有振動は、その線路に沿って
電界および磁界の強度のノード（node）と波腹（antinode）とを有する定在波に
よって特徴付けられ、電界強度または磁界強度のノードが共振周波数で対称平面
４内に存在する。こうして考案された構造は、先行技術で公知の１極バンドパス
（1-pole bandpass）を表し、これは、周波数ｆ₀で最大Ｐ₂／Ｐ_in＝１（減衰ゼ
ロ）を有する電力伝送係数５の周波数応答によって特徴付けられる。線路セグメ
ントの境界となる切れ目は、技術的に線路の中断の形をとることも、または、例
えば金属カバーとして設計されることも可能であり、また伝送曲線の周波数帯域
幅Δｆが、線路と、共振器として働く線路セグメントの端との間の結合の強度に
よって変えることが可能であることも先行技術で公知である。

【００２２】 図１ｃは、図１ａに対して変更された構造を示し、この図では、共振回路６（
「阻止共振器」）が線路に結合され、従って電力伝送係数７の周波数応答が周波
数ｆ_sで伝送ゼロ点を有する。この場合、この構造は、先行技術から公知である
１極帯域消去フィルタ(one-pole band-stop filter）（「ノッチフィルタ」）の
構造を表す。

【００２３】 図１ｄは、図１ｃに対して変更された構造を示し、この図では、種々の共振周
波数を有する２つの阻止共振器８が１つの阻止共振器の代わりに結合されており
、ｆ_s1およびｆ_s2で２つの伝送ゼロ点をもたらす。

【００２４】 本明細書において、本発明に対する１つの重要な側面は、図１ｂの構造と図１
ｄの阻止共振器対との組合せから図１ｅによる構造を形成することを含む。有限
な長さの線路セグメントが、本明細書では主共振器と呼ぶ共振器を形成し、この
主共振器は中央に電界または磁界のノードを有する。本発明の重要な一側面は、
その結合が周波数ｆ₀で消滅する阻止共振器と主共振器との間の結合の選択を含
み、これは、例えば、電界のノードが存在すると仮定する場合には主共振器と阻
止共振器との間の電気的結合を選択することによって実現され、また磁界のノー
ドが存在がすると仮定する場合には磁気的結合を選択することによって実現され
る。この処置の結果として、一方では、主共振器の共振が周波数ｆ₀で阻止共振
器対によって妨害されることがなく、また他方では、阻止共振器対と主共振器と
の間の結合が、ｆ₀とは異なる周波数に対して２つの追加の固有振動を生じさせ
る。したがって、本発明によるこの構造では、２つの阻止共振器が、一方では、
図１ｄによる構造の場合のように２つの伝送ゼロ点を実現させ、他方では、線路
セグメントと共に合計３つの固有振動（３極）を生じさせるということにおいて
、二重の機能を果たす。したがって、共振周波数と結合の強度との適切な選択を
仮定すれば、図１ｅによる構造の周波数応答１０は、ｆ₁とｆ₂とｆ₃での３つの
伝送最大（減衰ゼロ点）と同様に、ｆ_s1とｆ_s2での２つの伝送ゼロ点とによって
特徴付けられる。３つの極と２つの伝送ゼロ点とを実現するためのこのフィルタ
要素では、伝送ゼロ点の周波数位置は阻止共振器の共振周波数によって決定され
、また中央の伝送最大の周波数位置は主共振器の長さによって決定される。２つ
の外側の伝送最大の位置は、主共振器と阻止共振器との間の結合の強度によって
変えられることが可能であり、これらの周波数は、結合の増加の場合は、中心周
波数の方にシフトする。

【００２５】 本発明の別の本質的な側面は、Ｍ＝２ｍの伝送ゼロ点とＮ＝Ｍ＋１＝２ｍ＋１
の極とを有するフィルタ要素を実現するための、図２ａから図２ｃに示されてい
るような、図１ｅによる一般化された原理である。図２ａはまた図１ｅによるｍ
＝１の場合を示す。線路セグメントが、中心周波数での波長（「中心周波数線路
波長（middle frequency line wavelength）」）の半分である場合には、阻止共
振器と主共振器の間の結合のタイプは、電界または磁界の最大量が線路セグメン
トの端に位置しているかどうかに依存する。電界の最大がその端に位置している
場合には、電界は周波数ｆ₀での対称平面内にノードを有し、したがって、２つ
の阻止共振器は上述の設計規則にしたがって電気的に結合されなければならず、
一方、上記の端での磁界最大は磁界のノードのために磁気結合が存在することを
要求する。磁界最大が上記の端にある場合に阻止共振器と主共振器の間の磁気結
合を使用することが依然として可能であるためには、線路セグメントの長さが、
中心周波数線路波長の半分である代わりに全波長に相当しなければならない。

【００２６】 図２ｂは、ｍ＝２、すなわち、Ｎ＝５の極とＭ＝４の伝送ゼロ点との場合に対
する、本発明による一般化を示し、ここで線路波長のほぼ半分の距離だけ互いに
間隔を置いた２対の阻止共振器が使用される。

【００２７】 図２ｃは、Ｎ＝７の極とＭ＝Ｎ−１＝６の伝送ゼロ点とを有するフィルタ要素
への本発明による拡張を示す。

【００２８】 図２ａから図２ｃに示されている原理によるフィルタ要素の極数Ｎの増加は、
主共振器のより高い不要な固有振動の周波数位置（frequency position）によっ
て制限され、極数を増加させるための主共振器の延長が、該当する周波数範囲内
の主共振器の固有共振をますます収束させる。この制限にも係わらずより多くの
極数を有するフィルタを実現することが可能であるようにするために、本発明の
別の実施形態が、２つの代案のアプローチ、すなわち、図２ａから図２ｃによる
インピーダンス対称フィルタ要素をカスケードにすることと、フィルタ要素当た
り２つの極と２つの伝送ゼロ点とを有するインピーダンス非対称フィルタ要素を
導入することとを提案する。

【００２９】 図３は、極数Ｎ＝Ｎ_gｘＱとＭ＝Ｎ−Ｑの伝送ゼロ点とを有するフィルタが、
Ｎ_g個の極とＭ_g＝Ｎ−１の伝送ゼロ点とを各々が有するＱ個のフィルタ要素のカ
スケードからどのように形成されるかを示す。例として、Ｎｇ＝３を有する３つ
のフィルタ要素から構成されている６つの伝送ゼロ点を有する９極（９ループ）
フィルタと、Ｎｇ＝５を有する３つのフィルタ要素から構成される８つの伝送ゼ
ロ点を有する１０極フィルタの場合が示されている。

【００３０】 インピーダンス非対称フィルタ要素は、図１ｅによる阻止共振器対を有するイ
ンピーダンス対称フィルタ要素を変更することによって、本発明にしたがって実
現され、この場合に、２つの切れ目の一方が、阻止共振器対が結合されている箇
所の付近に配置される。このことが、中心周波数線路波長の約１／４の長さだけ
阻止共振器の結合箇所から離して間隔をあけられている切れ目２（「高抵抗端」
）と、阻止共振器対の結合箇所の付近に配置されている第２の切れ目（「低抵抗
端」３）とを有する、図４ａに示されたＴ字形構造をもたらす。

【００３１】 インピーダンスの非対称性を補償するために、少なくとも１つのインピーダン
ス対称要素が、インピーダンス非対称フィルタ要素から構成されているカスケー
ドの中に追加される。図４ｂに示すように、インピーダンス対称要素５は、ここ
ではカスケードの一方の端に配置されるか、あるいは中央に挿入される（図４ｃ
参照）ことが可能である。

【００３２】 図１ｅ、図２ａから図２ｃ、図３、および図４に概略的に示されている本発明
によるフィルタ構造に関しては、非常に多くの可能性のある技術的構成が生じ、
これらの構成は特に次の点で互いに区別される。すなわち、 ａ）主共振器を構成するために使用される線路のタイプ、 ｂ）阻止共振器の設計、 ｃ）阻止共振器と主共振器との間の結合のタイプ、および、 ｄ）カスケード内の主共振器間と主共振器とポートの間の切れ目（結合）の構
成。

【００３３】 図５は、６つの伝送ゼロ点を有する７極フィルタが、同軸線路技術に基づいた
図２ｃに示される原理にしたがって単一のフィルタ要素の形でどのように実現さ
れることが可能であるかの一例を示す。主共振器１は方形内側および内側線路(s
quare inner and inner line）を有し、また中心周波数波長の１．５倍に等しい
長さを有する。線路セグメントに境界を接する切れ目は静電結合器（capacitive
coupler）の形をとる。阻止共振器２は、線路波長の約１／４の長さを有して端
部で短絡された同軸線路セグメントとして実現され、かつ主共振器に静電的に結
合される。

【００３４】 図６は、図５による構造の変型を示し、ここでは、阻止共振器２は主共振器の
内側線路にガルバニ的に結合されているが、その端部では容量性負荷状態に置か
れている。

【００３５】 図７は、２つのインピーダンス非対称フィルタ要素と１つのインピーダンス対
称要素とから構成されている構造を示し、ここでは９つの極と８つの伝送ゼロ点
とが得られる。

【００３６】 図８は、５つの極と４つの伝送ゼロ点とを有するインピーダンス対称フィルタ
要素から構成されるフィルタを示し、これはＨ１０波タイプ（H10 wave type）
用の方形の中空線路に基づいて実現されている。主共振器１は両端で短絡された
方形の中空線路から成り、これは中心周波数で中空線路波長に相当する長さを有
する。４つの阻止共振器２が、短絡された１／４中空導体セグメントの形で実現
されている。ポートに対する結合は、例えば同軸接続点（coaxial junction）３
を介して生じることが可能である。

【００３７】 図９は、２つのインピーダンス対称フィルタ要素から構成されるフィルタの場
合の誘電体共振器による実現の一例を示し、ここでは、各フィルタ要素は３つの
極と２つの伝送ゼロ点とを生じさせ、したがって帯域フィルタは合計で６つの極
と４つの伝送ゼロ点とを有する。適切な誘電体材料、すなわち、可能な限り高い
誘電率(dielectric constant）と、低い損失角（loss angle）と低い温度係数と
を有する材料（例えば、チタン酸ジルコン酸バリウム）から作られる主共振器１
と阻止共振器２とが、例えば石英材料から作られるスペーサ３によって、過剰に
高い抵抗損を回避するのに十分な金属ケーシング５の床からの距離を置いて配置
される。主共振器は、ｆ₀で図９ｂに示されている界分布を伴う固有共振を有す
るように寸法決めされており、また阻止共振器は、４つの阻止周波数ｆ₁からｆ₄ で共振するように寸法決めされており、ここでこれらは図９ｃによる界分布を有
する。この主共振器の空間的な界分布（spatial field distribution）のために
、それはｆ₀で阻止共振器の共振界（resonance field）に結合されない。しかし
、主共振器と阻止共振器との間の結合がｆ₀以外の周波数に対して得られ、その
結果として追加の４つの固有共振が生じる。ポートに対する結合は、例えば、導
体ループ４を使用して生じることが可能である。

【００３８】 図１０は、誘電体材料から作られるフィルタ要素のための別の実現可能な設計
の一例である。主共振器５は、長さａを有する誘電体長方形から成り、この長さ
はその誘電体長方形(dielectric square）上の表面波の波長にほぼ相当する。こ
れは図１０ｂに相当する主共振器上の界分布を生じさせる。４つの阻止共振器１
〜４も誘電体長方形から成り、この個々の長さｂ１〜ｂ４は４つの伝送ゼロ点の
周波数位置に影響を与える。誘電体主共振器と４つの誘電体阻止共振器とから構
成されている構造全体が５つの固有振動を実現する。極の周波数位置は、主共振
器と阻止共振器との間の結合の強度によって変更されることが可能である。空気
または比較的低い誘電率を有する誘電体材料で充填されている、幅ｈ₁からｈ₄を
有する共振器間の「間隙」が、この結合の強度を変えるために使用される。

【００３９】 本発明による原理は、例えばマイクロストリップ・ライン構造のような平面共
振器構造にも適用されることが可能であり、この場合に、高温超伝導体から作ら
れているマイクロストリップ・ライン構造も、非常に高レベルの小型化にも係わ
らず高い無負荷Ｑを有するので関心のある構造である。

【００４０】 図１１は、マイクロストリップ・ライン技術における本発明によるインピーダ
ンス非対称フィルタ要素の実現を説明する。図１１ａは、最初に、マイクロスト
リップ・ライン共振器の先行技術における公知の原理を思い出すものである。こ
の構造では、適切な誘電体基板１が、一方の側に連続導体層２を有し、他方の側
に構造化導体層（structured conductor layer）を有する。図１１ａはマイクロ
ストリップ・ライン共振器３の公知の構造を示し、この端部は給電リード４、５
に静電的に結合されている。電力伝送係数６の周波数応答は周波数ｆ₀で最大を
有し、この最大の幅は線路端（切れ目）での結合の強度によって変えられること
が可能である。図１１ｂは、マイクロストリップ・ライン技術においてインピー
ダンス非対称フィルタ要素がどのように実現可能であるかを示す。この目的のた
めにＴ字形導体構造が使用され、そこでは個々のアームの長さは中心周波数での
線路波長のほぼ１／４に相当し、この場合にサイドアーム３の長さまたは幅にお
ける明確な非対称性がその機能にとって必要である。このサイドアームは阻止共
振器の単純な実現を表し、この場合に阻止周波数はこのアームの長さによって影
響される。第３のアームと共に、このサイドアームは、２つの異なる周波数で共
振する構造を形成し、従ってＴ字形構造は二重モード共振器(dual-mode resonat
or）の特殊な形態を示す。出力ポートは、図１１ｂに示されている仕方でＴ字形
構造に静電的に結合されることが可能である。このように形成された二重ポート
(dual port）の周波数応答６は、２つの伝送最大と２つの伝送ゼロ点とによって
特徴付けられ、ここで伝送最大の絶対値は非対称性のために１よりもはるかに下
にあることが可能である。この理由から、単一の非対称フィルタ要素は、インピ
ーダンス対称フィルタ要素とは反対に、使用可能な帯域フィルタには該当しない
。上述の実現例のすべてと同様に、このマイクロストリップ・ライン構造も、例
えば変化する幅を有する不均質な線路セグメントを使用することによって、様々
なやり方で変形されることが可能である。

【００４１】 図１２は、８つの伝送ゼロ点を有する９極フィルタがどのように４つのインピ
ーダンス非対称フィルタ要素１と従来通りの半波共振器(half-wave resonator）
２とから形成されることが可能であるかの一例を示す。追加の極を備えているこ
とに加えて、カスケード内の共振器２は、ポート２でのインピーダンス（例えば
、５０Ω）を、Ｔ字形共振器の接続点に対する結合箇所でのより低いインピーダ
ンスレベルに変換する。この場合には、個々のフィルタ要素に対するパラメータ
は、例えば周波数応答に関してカウア(Cauer）特性を実現するように寸法決めさ
れることが可能である。

【手続補正書】

【提出日】平成１４年５月１４日（２００２．５．１４）

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項１

【補正方法】変更

【補正の内容】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１３

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００１３】 従来の技術では、英語文献で「抽出極構造（extracted-pole-structure）」と
呼ばれる構成が、互いに隣接していない共振器の間のオーバカップリングを有す
る共振器構成を使用する代わりに、伝送ゼロ点を実現するために使用され、この
場合には、追加の共振器が、阻止領域内で伝送ゼロ点を実現するように、有限の
周波数において伝送ゼロ点なし（Ｍ＝０）に、帯域フィルタの入力および／また
は出力ポートに対する給電リード(supply lead）に結合される。こうした構成の
１つがDE 42 32 054 A1から公知であり、この特許文献では、少なくとも１つの
同軸共振器から成る帯域消去フイルタ（band-stop filter）が、有限の周波数で
伝送ゼロ点がない（Ｍ＝０）マイクロ波セラミックフィルタに直列に接続されて
いる（Ｍ＝０の帯域フィルタと帯域消去フィルタとによって構成されたカスケー
ド）。この帯域消去フィルタは、通過帯域の外側に位置している干渉周波数を除
去するために使用される。US 3,747,030 Aでは、約１／４波長の長さの線路共振
器（line resonator）が、Ｍ＝０の集中素子から成るフィルタの入力または出力
に並列に接続されている。この結果として、帯域消去フィルタはフィルタの２ポ
ート・ネットワークに直列に接続されている。H.Fechnerの“Cauer Parameter B andpasses in Microstrip Conductor Technology”（マイクロストリップ導体技 術におけるCauerパラメータ・バンドパス）、Frequenz; vol.34 (1980.03), pp. 78-89から、阻止共振器はまた伝送ゼロを達成するために帯域フィルタ構造の内
部に移され得ることが分かる。この刊行物の図６はマイクロストリップ・ライン 技術における５極のバンドパスのレイアウトを示している。４つの伝送ゼロはλ ／４のスパー線路（spur line）の形態での４つの追加の共振器によって実現さ
れている。この刊行物の図８は３つの並列結合されたマイクロストリップ・ライ ン共振器から成る３極フィルタを示している。２つの伝送ゼロはスパー線路の形 態の２つの阻止共振器を有する中間共振器（middle resonator）を備えることに よって実現されている。 帯域フィルタ内に追加の阻止共振器を導入することによって伝送ゼロを実現す るこれらの公知の概念は、通過帯域内にＮ個の減衰ゼロを有するフィルタのため にＮ個より多い共振器を使用しなければならないという上述の「オーバカップリ ング」の概念に関連する不都合を有する。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００１６

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００１６】 この目的は、特許の請求項に記載されている項目によって本発明にしたがって
実現される。本発明は、各阻止共振器が阻止領域内の所望の伝送ゼロ点の１つと
同様に通過帯域内の追加の減衰ゼロ点の両方を残りのフィルタ構造と一緒になっ
て実現するように、阻止共振器が帯域フィルタ構造の中に一体化されている帯域
フィルタ構造を提案する。公知の構造（FechnerのFrequenz 1980参照）に対し、 この阻止共振器の２重機能はＮ極とＭ＝Ｎ−１伝送ゼロ点を有するフィルタの実 現のためにＮ個の共振器しか必要としないのに対し、一方マイクロストリップ・ ラインフィルタ（microstrip line filter）のためのFechnerによって提案され
た構造においてはスパー線路の形態のＭ＋Ｍ＝２Ｎ−１個の共振器が要求される 。 本発明によるこうした帯域フィルタ構造は下記の特徴によって特徴付けられる
。 （ａ）この帯域フィルタは、Ｎ＝２ｍ＋１（ｍ＝自然数）の極（Pole）とＮ−１
の伝送ゼロ点とを有する詳細に後述するインピーダンス対称フィルタ要素(imped
ance-symmetrical filter member）によって、または、Ｎ＝２極とＭ＝２の伝送
ゼロ点とを各々が有する詳細にはさらに後述するインピーダンス対称フィルタ要
素から成るカスケード(cascade）構成によって構成されている。 （ｂ）Ｎ＝３極とＭ＝２の伝送ゼロ点とを有するインピーダンス対称フィルタ要
素は、主共振器と呼ばれる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメント
から成り、この線路セグメントの中央に１対の阻止共振器が結合されており、そ
こでの主共振器上の縦方向の界分布（field distribution）が、主共振器の共振
周波数（中心周波数）では阻止共振器に対する結合が消失するがしかし、この共
振周波数から外れている周波数では有限の値をとるようにさせる。主共振器の長
さは、帯域フィルタの中心周波数で線路波長の半分に等しいように選択される。
一方の阻止共振器に対して選択された阻止周波数は、中心周波数よりも小さく、
かつ、他方の阻止共振器の阻止周波数は中心周波数よりも大きいので、従って、
これら２つの阻止共振器の各々が、伝送ゼロ点、及び主共振器との相互作用によ
る追加のポートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域
フィルタとして使用される場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に
、ガルバニ的に、または、磁気的に結合され、その他端はフィルタ出力に結合さ
れる。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードか
ら構成されている場合には、入力または出力ポートに結合されない互いに隣接す
る主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合さ
れる。 （ｃ）Ｎ＝２ｍ＋１の極（ｍは１よりも大きい自然数）とＭ＝Ｎ−１＝２ｍの伝
送ゼロ点とを有する１つのインピーダンス対称フィルタ要素は、主共振器と呼ば
れる、２つの切れ目によって境界を接した線路セグメントから成り、それには中
心周波数波長の約半分の距離で互いに間隔をあけられているｍ対の阻止共振器が
、主共振器上の縦方向の界分布が主共振器の共振周波数（中心周波数）では阻止
共振器に対する結合が消失するがしかし、上述の周波数から外れている周波数で
は有限の値をとるようにさせるように、結合される。主共振器の長さは、中心周
波数における線路波長の半分のｍ倍にほぼ相当するように選択され、そして主共
振器の端からの外側の阻止共振器対の距離は線路波長の約１／４の長さになる。
ｍ対の阻止共振器の各々の２つの阻止共振器の阻止周波数が、一方が中心周波数
よりも小さく、他方が中心周波数よりも大きいように選択され、従って、この２
つの阻止共振器の各々が伝送ゼロ点と、主共振器との相互作用によって追加のポ
ートとを生じさせる。単一のインピーダンス対称フィルタ要素が帯域フィルタと
して役立つ場合には、主共振器の一端はフィルタ入力に電気的に、ガルバニ的に
、または、磁気的に結合され、そして主共振器の他端はフィルタ出力に結合され
る。帯域フィルタが幾つかのインピーダンス対称フィルタ要素のカスケードから
構成される場合には、入力または出口ポートに結合されていない互いに隣接する
主共振器の端部は、電気的に、ガルバニ的に、または、磁気的に互いに結合され
る。 （ｄ）インピーダンス対称フィルタ要素に加えて、Ｎ＝２のポートとＭ＝２の伝
送ゼロ点とを有するインピーダンス非対称フィルタ要素(impedance-unsymmetric
al filter member）の各々が、幾つかのフィルタ要素のカスケードから帯域フィ
ルタを構成するために使用されることが可能である。インピーダンス非対称フィ
ルタ要素は主共振器から成り、その長さは帯域フィルタの中心周波数での線路波
長の約１／４に相当し、その一端は、この線路端が高抵抗終端される（最大の電
界強度である）ように隣接フィルタ要素に結合されており、その他端は、その線
路端が低抵抗終端される（線路端で電流最大である）ようにバンドパスの隣接フ
ィルタ要素または入力もしくは出力ポートに結合され、そしてそこで１対の阻止
共振器が主共振器の低抵抗端に電気的またはガルバニ的に結合される。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２０

【補正方法】変更

【補正の内容】

【００２０】 図１ａは均一な高周波線路１を象徴的に示し、この図では、この線路が、例え
ば同軸線路のような金属ＴＥＭ線路、例えばマイクロストリップ・ラインもしく
はストリップ・ライン（strip line）もしくは共平面線路(coplanar line）のよ
うな平面線路、または、中空導体もしくは誘電体線路(dielectric line）として
設計されることが可能である。散逸を無視すれば、電力伝送係数２の周波数応答
、すなわち、無反射終端ポート(reflection-free terminated port）２に存在す
る電力Ｐ₂とポート１に到達する電力Ｐ_inに対するその間の比の周波数依存性は
、その線路の調べられた動作周波数範囲内では周波数に係わらず１に等しい。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＣＹ， ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，Ｉ Ｔ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＧＷ，ＭＬ， ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＧＭ，Ｋ Ｅ，ＬＳ，ＭＷ，ＭＺ，ＳＤ，ＳＬ，ＳＺ，ＴＺ，ＵＧ ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ， ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＥ，ＡＧ，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ， ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，Ｃ Ｈ，ＣＮ，ＣＲ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＭ，ＤＺ ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＤ，ＧＥ，ＧＨ，ＧＭ， ＨＲ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＮ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，Ｋ Ｇ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＡ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ， ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，Ｓ Ｅ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ ，ＴＺ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＡ， ＺＷ

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 高周波帯域フィルタ装置であって、主共振器（１）と、前記
   主共振器（１）に結合される少なくとも１つの阻止共振器（４、６、８）とから
   成り、前記主共振器（１）は、中断部分あるいは金属壁の形の切れ目（図２ａか
   ら図２ｃの２と３）によって両側で境を成している線路セグメントによって規定
   されており、かつ、中心周波数（ｆ₀）で電磁的固有振動を有する高周波帯域フ
   ィルタ装置において、前記主共振器に結合される前記阻止共振器（４）は、前記
   主共振器（１）の前記線路セグメント上の波に対してその阻止周波数（ｆ_s）で
   １の反射率を実現することと、前記少なくとも１つの阻止共振器は、前記阻止共
   振器と前記主共振器との間の周波数依存結合が前記線路に沿った電界および磁界
   の空間的変化のために前記帯域フィルタの前記中心周波数で消滅する、前記線路
   セグメントに沿ったそれらの位置で前記主共振器と結合されることと、を特徴と
   する高周波帯域フィルタ装置。
2. 【請求項２】 前記少なくとも１つの阻止共振器は互いに対称に配置される
   １対の阻止共振器によって構成されることを特徴とする請求項１に記載の高周波
   帯域フィルタ装置。
3. 【請求項３】 前記少なくとも１つの阻止共振器は前記主共振器に電気的に
   結合されることを特徴とする請求項１に記載の高周波帯域フィルタ装置。
4. 【請求項４】 前記少なくとも１つの阻止共振器は前記主共振器に磁気的に
   結合されることを特徴とする請求項１に記載の高周波帯域フィルタ装置。
5. 【請求項５】 前記少なくとも１つの阻止共振器は前記主共振器にガルバニ
   結合されることを特徴とする請求項１に記載の高周波帯域フィルタ装置。
6. 【請求項６】 前記主共振器は前記帯域フィルタの前記中心周波数での線路
   波長のほぼ半分に相当する長さを有する線路セグメントによって構成されている
   ことと、２つの前記阻止共振器が、前記周波数依存結合が前記中心周波数で消滅
   するように前記線路セグメントの中心で前記主共振器に結合されていることと、
   前記２つの阻止共振器の一方の阻止周波数が前記帯域フィルタの前記中心周波数
   よりも小さく、かつ、他方の前記阻止共振器の阻止周波数が前記帯域フィルタの
   前記中心周波数よりも大きいことと、前記２つの阻止共振器の前記阻止周波数は
   前記帯域フィルタの伝送ゼロ点が必要とされる阻止領域内で選択されていること
   と、通過帯域内の３つの伝送最大が、前記通過帯域内のリターンロスが予め設定
   された最小値よりも大きいように、前記阻止共振器と前記主共振器との間の結合
   の強度によってシフトされることと、を特徴とする、３つの固有周波数（極）と
   ２つの伝送ゼロ点とを有する請求項１に記載の帯域フィルタ。
7. 【請求項７】 前記主共振器は前記中心周波数でほぼ１線路波長に相当する
   長さを有する線路セグメントから形成されることと、前記主共振器の前記線路セ
   グメントに沿って中心周波数線路波長の約１／２だけ互いに間隔があけられてお
   り、かつ外側の阻止共振器対と前記線路セグメントの端との間で前記線路波長の
   約１／４だけ間隔があけられている２対の阻止共振器が、前記周波数依存結合が
   前記帯域フィルタの前記中心周波数で消滅するように、前記主共振器に結合され
   ていることと、を特徴とする、５つの固有周波数（極）と４つの伝送ゼロ点とを
   有する請求項１に記載の帯域フィルタ。
8. 【請求項８】 前記主共振器は、中心周波数線路波長の１／２の概ねｍ倍の
   長さを有する線路セグメントによって形成されていることと、前記線路セグメン
   トに沿って前記中心周波数線路波長の１／２の距離と、他の阻止共振器対と前記
   線路セグメントの端との間の線路波長の約１／４の距離で互いに間隔があけられ
   るｍ対の阻止共振器が、前記周波数依存結合が前記帯域フィルタの前記中心周波
   数で消滅するように、前記主共振器に結合されることと、を特徴とする、２ｍ＋
   １個（ｍは自然数）の固有周波数（極）と２ｍ個の伝送ゼロ点とを有する請求項
   １に記載の帯域フィルタ。
9. 【請求項９】 前記主共振器は、中心周波数線路波長の１／２の概ね（ｍ＋
   １）倍の長さを有する線路セグメントによって形成されることと、前記線路セグ
   メントに沿って前記中心周波数線路波長の１／２の距離だけ互いに間隔があけら
   れており、かつ外側の阻止共振器対と前記線路セグメントの端との間で前記線路
   波長の約１／２だけ互いに間隔があけられているｍ対の阻止共振器が、前記周波
   数依存結合が前記帯域フィルタの前記中心周波数で消滅するように、前記主共振
   器に結合されていることと、を特徴とする、２ｍ＋１個（ｍは自然数）の固有周
   波数（極）と２ｍ個の伝送ゼロ点とを有する請求項１に記載の帯域フィルタ。
10. 【請求項１０】 前記主共振器として働くフィルタ要素の前記線路セグメン
    トの一方の端が、その次のフィルタ要素の前記線路セグメントの隣接する端と電
    気的に、または磁気的に、またはガルバニ的に結合されていることと、外側のフ
    ィルタ要素の前記線路セグメントの２つの外側端が入力または出力ポートに結合
    されていることとを特徴とする、フィルタ要素（Ｑ個）のカスケードを有し、前
    記フィルタ要素は請求項２から５のいずれか１項に記載の帯域フィルタから形成
    される請求項１に記載の帯域フィルタ。
11. 【請求項１１】 一方の端（２）が、電界強度の最大が前記中心周波数で前
    記端で生じるように、前記帯域フィルタの入力ポート（ポート１）と電気的に、
    磁気的に、またはガルバニ的に結合されており、その他方の端（３）が、電界強
    度の最小が前記中心周波数でこの端において生じるように、前記帯域フィルタの
    出力ポートと電気的に、磁気的に、またはガルバニ的に結合されることと、１対
    の阻止共振器が第２のポート（図４ａの３）の付近においてガルバニ的に、電気
    的に、または磁気的に結合されることと、前記２つの阻止共振器の選択された阻
    止周波数が阻止領域内の伝送ゼロ点の予め設定された周波数に等しいことと、通
    過帯域内の２つの伝送最大の周波数位置が、前記阻止共振器と前記の約１／４波
    長長さの線路セグメントとの間の結合強度を変更することによって変えられるこ
    とが可能であることと、を特徴とする、前記帯域フィルタの前記中心周波数での
    線路波長の１／４である線路セグメント（図４ａの１）の形の主共振器から成る
    、２つの伝送極と２つの伝送ゼロ点（図４ａ）とを有する、請求項１に記載の帯
    域フィルタ。
12. 【請求項１２】 前記阻止共振器対と前記の約１／４の線路波長長さの線路
    セグメントとの間のガルバニ結合を有する帯域フィルタにおいて、該線路セグメ
    ントは、前記２つの阻止共振器と共に、２つの異なる固有周波数を有するＴ字形
    の共振器（図１１ｂ）を形成することと、前記フィルタ入力は「Ｔ」の垂直部分
    の下端と電気的に結合されており、かつ、前記フィルタ出力は前記「Ｔ」の垂直
    部分の上端と電気的に結合されていることとを特徴とする請求項１１に記載の帯
    域フィルタ。
13. 【請求項１３】 請求項１１または１２に記載の帯域通過構造と請求項１か
    ら９のいずれか１項に記載の帯域通過構造とから成るフィルタ要素のカスケード
    から成る帯域フィルタ。
14. 【請求項１４】 前記共振器は同軸共振器として設計されることを特徴とす
    る請求項１から１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。
15. 【請求項１５】 前記共振器は中空の空間共振器として設計されることを特
    徴とする請求項１から１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。
16. 【請求項１６】 前記共振器は誘電体共振器として設計されることを特徴と
    する請求項１から１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。
17. 【請求項１７】 高温超伝導体によって構成されている平面共振器を含む、
    平面マイクロストリップ・ライン共振器または共平面共振器を有する請求項１か
    ら１３のいずれか１項に記載の帯域フィルタ。