JP2003500988A - Dcマトリックスコンバータの制御 - Google Patents
Dcマトリックスコンバータの制御Info
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Abstract
Description
負荷に供給する直接AC・DCマトリックスコンバータに関する。
、直接3相AC・DCマトリックスコンバータは、AC電源と同相のシヌソイド
波形としてAC入力線間でDC出力電流を同時に分配しながら、DCモータの入
力端子での所望の平均DC電圧波形を直接、合成する手順で制御されるスイッチ
を用いている。前記係属中の出願の直接DCマトリックスコンバータと従来のD
C−PWMコンバータの間の差は、従来のコンバータが電池とまったく同一の一
定電圧のDC電力を作り、その後、必要な時に、電圧の幾らかの部分を使用し、
パルス幅変調により平均して正確なDC電圧を合成し、前記出願では、AC入力
電流のシヌソイド均衡及び統一の力率を保持しながら、所望電流での所望電圧は
AC幹線から直接、パルス幅変調により合成されることである。
。公知なように、電力スイッチの切換え損失は非電導と電導状態との間の移行の
間にのみ発生し、そのため、切換え数を減少することはスイッチの電力損失を著
しく減少させる。
、DC電源及び電流の最小のリップルを供給する10kHzほどの高さの変調周
波数で、AC幹線での最小の歪み及び力率で、3相AC幹線から直接、DC電源
のパルス幅変調合成を含んでいる。
つの部分からの2つのためDCマトリックスコンバータのすべてのスイッチが入
れられると共にその状態のままでいられ、各パルス幅変調期間の2つの電圧生成
部分及び1つの非電圧生成部分を含むという発見において予測されている。
静止dq座標の前記AC幹線電圧の現在の瞬間位相と前記AC幹線のサイクルに
及ぶ6相領域の進み及び遅れ境界との位相関係と共に、静止dq座標の3相のA
C幹線の瞬間の大きさVに対する(前記DCマトリックスコンバータにより供給
される電圧を示す)瞬間の電圧命令信号V*の割合により決定される。
計関係を使用して、直交dq座標で表わされたAC幹線の電圧とゼロの間にある
不等式により識別される。
対は直交DQ座標のAC幹線電圧の成分間の関係により選択される。本発明は、
単方向電流、両方向電流を、再生して又は再生なしで供給するDCマトリックス
コンバータで実行されてもよい。
の例示の実施例の以下の詳細な説明からより明らかとなるであろう。
を供給し、この実施例では、エレベータ車22及び釣合いおもり23にロープで
つなぐことにより接続される滑車20に機械的に接続されて示されている。DC
マトリックスコンバータ18は選択的に各種対の3相AC幹線a,b,cをコン
バータj,kの出力端子に直接接続する。電圧は、例えば、エレベータが重負荷
で上方に駆動されている時、端子jで正、端子kで負となり、従来の正電流は端
子jから端子kへ流れ、又、例えば、エレベータが軽負荷で下方に駆動されてい
る時、端子4は正、端子jは負となり、従来の正電流はkからjに流れ、これは
「モータリング」と呼ばれる。エレベータが軽負荷で上方に、重負荷で下方に駆
動、又は減速している時はいつも、滑車20は実際にモータ19を駆動し、モー
タ19が発電機として作動するようになっている。そのような場合には、モータ
19を流れる正電流は端子j,kで電圧の極性と反対の極性となり、これは「再
生」と呼ばれる。DCマトリックスコンバータ18は図1のDCマトリックスコ
ンバータに供給される速度命令の大きさ及び方向、及びモータ19がモータリン
グモード又は再生モードで作動しているかどうかにより適切にスイッチに接続す
る。
を駆動させる命令は伝統的なエレベータ作動コントローラ(図示せず)により供
給され、滑車20(又は場合によってはモータ19)に結合される適切で伝統的
なエンコーダ(図示せず)からの線34上での信号に応じて伝統的な位置及び速
度の変換回路により供給される線32で実際の速度を減じる加算器31への線3
0に速度命令を供給する。線37上の回路33の位置出力は作動コントローラに
フィードバックされ、所望の様式でエレベータを移動させる必要のある命令の連
続性を決定するようになっており、すべてが周知なように、本発明の一部を形成
しない。加算器31の出力は伝統的な速度エラーへの信号線40で比例積分利得
回路41を供給され、線42でのその出力は加算器43に与えられる電流命令I * を備えている。加算器43は線44上の実際のモータ電流を減じ、伝統的な電
流センサ45から得られ、線46で電流エラー信号を供給する。電流エラー信号
は回路51の伝統的な比例積分利得で処理され、線52のその出力は電圧命令V * を備えている。
に対する電圧命令の大きさの割合は変調指数m*を決定し、モータ19のように
、負荷への適用のため所望のDC電圧を達成するため、AC入力幹線の電圧のパ
ルス幅変調の間、スイッチオンの時間の期間を決定するために使用される。
に供給され、公知なように、直交座標のAC幹線の3相入力電圧3を規定する出
力Vd,Vqを供給する。線57のAC幹線Vの大きさは、単純に、伝統的な装
置58で実行されるVd,Vqの二乗の合計の平方根である。直交の大きさVd
,Vqはまた伝統的なフェーズロックループ63に与えられ、線65及び66の
出力は、それぞれsineθ及びcosineθを示す信号である。これらは同期のdq座
標の変調指標m*を静止dq座標の所望の変調指標成分mq,mdに変換する回
路68に適用される。線71,72のmq及びmd信号は期間及び選択関数73
に与えられ、選択関数は選択された対又は組のスイッチを入れるべき期間を決定
し、対又は組のスイッチが所定の瞬間にオンになり、DCマトリックスコンバー
タ18の出力端子j,kでの所望のDC電圧を合成するため必要なパルス幅変調
を実行する。関数73は以下により詳細に説明される。スイッチオンの時間の期
間を示す信号、及び入れられるように選択された対のスイッチは、実時間で実際
にパルスを計算する時限回路78への線77の主要部上で供給され、DCマトリ
ックスコンバータ18への12線79の主要部上のゲート信号でスイッチを供給
することにより所望の期間を実行するようになっている。時限回路は伝統的な転
換方法によりスイッチを入り切りし、出力端子のそれぞれが常に回路ギャップを
開放することなく、AC幹線に接続され、公知な電流制限の連続性を満たすよう
になっている。1つの転換例は、1992年、1月のIEEE Trans.Power Elec.のHolm
es及びLipoによる「AC−ACマトリックスコンバータ理論を使用して制御され
た整流器の実行」に示されている。
に亘る線間の静電容量を要求し、後述するスイッチ転換を支持する。これらは入
力フィルタ82内の直列の誘導子と共に含まれていてもよい。同様に、DCマト
リックスコンバータは、好ましくは、直列インダクタンス及び分流静電容量を有
する出力フィルタ83を備え、両方のフィルタは前述した適用において示されて
いる。
a,b,cの各位相のため、図2の上部に2つのパワートランジスタスイッチが
あり、図2の下部に2つのスイッチがある。図2の上部、at+,bt+,ct+での1
つのスイッチはAC幹線の対応するものから端子jを通ってモータ19へ電流を
伝え、対応する下部スイッチab+,bb+,cb+の1つはモータ19から端子kを通
ってAC幹線の対応するものに電流を伝える。ここで例示の目的のため、端子i
からモータ19を通り端子kまで下方への電流の流れは正電流となると考えられ
る。負電流のため、負の下部スイッチab-,bb-,cb-の1つは、AC幹線の対応
する1つから端子k、モータ19を通り、端子jまで電流を伝え、上部の負のス
イッチat-,bt-,ct-の1つは端子jからAC幹線の対応するものまで電流を伝
える。
こに、AC幹線のシヌソイド電圧Va,Vb,Vcは時間に対して描かれている
。図3には、図2でパワートランジスタスイッチat+,bt+...cb-を伝えるいろい
ろな組合せから起こる複数の異なる電流ベクトルi1,i2...i6も描かれて
いる。これらは負電圧から正電圧に延びる垂直な矢印として表わす。それぞれの
垂直な矢印は括弧に同一の支持を持つ水平矢印を伴い、対応する電流ベクトルが
(後述する例ではサイクル毎に約55回)切換えられ、入力命令が正(m*>0
)の時はいつも出力端子で正電圧を作る(Vj>Vk)。それぞれの場合には、
矢印の上部は、a,b又はcで示されたスイッチを流れる電流として示され、指
示Atは、後述するように、電流が正又は負となるべきかどうかにより、トラン
ジスタat+又はトランジスタat-のいずれかがその特定の時間に伝わることを示し
ている。同様に、電流ベクトルi1のための指示Cbは、電流がそれぞれ正又は
負であるべきかどうかによりトランジスタcb+,cb-の1つが伝わることを示して
いる。したがって、電流ベクトルi1のため、(後述するように、それが正又は
負であるかどうか)はAC幹線の位相c及びAC幹線の位相aをそれぞれマトリ
ックスの端子k及びjに接続することにより達成される。電流ベクトルi1はV
c=0の点からVa=0の点までの時間に存在可能である。
に、dq座標の静止座標系に変換される。 md=m*sinθ mq=m*cosθ 0<θ<2π θ=0は同期座標系のAC幹線電圧のq軸に対応する(図1の63〜68)。
だけの可能性であり、一度に図2のスイッチの2つの選択動作により達成可能で
ある。例えば、スイッチat+が図2のスイッチbb+と同時に動作した場合、これは
図3に示されているような電流i6となるだろう。スイッチat+がcb+と同時に動
作した場合、これは図3の電流i1となるだろう。at+がab+と同時に動作した場
合、これは出力端子で作られた電圧に差がなく(Vj=Vk)、端子j,kと短
絡し、電流はat+及びab+を循環し、ここではゼロベクトルとして定義されている
。DC電圧の合成は、10kHzのようなAC幹線の周波数に対して非常に高い
周波数でのパルス幅変調により達成され、100μsのような短い変調期間とな
る。それぞれの100μsの変調期間内で、(At,Bb等の)第1対のスイッ
チは(「衝撃係数」及び「継続期間」として定義された)変調期間のある部分の
間、伝え、(At,Cb等の)第2対のスイッチはその変調期間のある部分の間
、伝え、Bt,Bb等の同相に関連する1組のスイッチにより形成されたゼロベ
クトルは、後述するように、残りの部分の間伝えるだろう。
す空間ベクトル図は、後述するように、選択された対のスイッチを入れることに
なる各電流ベクトルi1〜i6を含んでいる。電流ベクトルi1〜i6は6相部
分、s=0,...s=5を分離する境界である。各境界は1つの位相区域のため
の遅れ境界及び次の位相区域のための進み境界である。図4では、正の出力電圧
が作られる場合(m*>0)にとって、特別のトルク電流基準i*は、i6が使用
されると共にi1が使用される時、時間の点にある変調期間内に示されている。
これは位相区域がゼロ(s=0)として定義されている。結果として生じる変調
指数m*及び関連量md,mqもまた示されている。図4に示された変調期間の
ため、lαとして定義された進み電流ベクトル(又は境界)は電流ベクトルi6
であり、lβとして定義された遅れ電流ベクトル(又は境界)は電流ベクトルi
1である。基準ベクトルi*を近づけるため、対応する電流ベクトルlα,lβ
のため、対のスイッチが入れられる衝撃係数、又は時間の継続期間、dα,dβ
は、基準ベクトルと対応する進み及び遅れ電流ベクトルlα,lβの間の角度の
サインに比例する。各区域で使用される衝撃係数は、 dα=m*sin(π/3−φ) dβ=m*sin(φ) 0<φ<π/3 d0=1−dα−dβ φ=0及びφ=π/3はそれぞれαベクトル及びβベクトルの角度位置に対応す
る。
ように、各区域の三角法の角度合計関係を使用することによりdq量によって表
わされる。上式及びφ=π/6+θ−sπ/3であり、sが図4の区域で、0<
s<5であるという事実を使用して、 dα=m*sin{π/3-(π/6+θ-sπ/3)}=m*sin(π/6+sπ/3-θ) =m*sin(π/6+sπ/3)cosθ-m*cos(π/6+sπ/3)sinθ =sin(π/6+sπ/3)mq-cos(π/6+sπ/3)md dβ=m*sin(π/6+θ-sπ/3)=m*sin(π/6-sπ/3+θ) =m*sin(π/6-sπ/3)cosθ-m*cos(π/6-sπ/3)sinθ =sin(π/6-sπ/3)mq+cos(π/6-sπ/3)md と表わすことができる。
は下表で与えられる。
各区域で決定される。
トルdα及びdβのためのデューティサイクルは、量mq,m1及びm2により
単独で決定され、図8のステップ101〜104に示されているような前式を使
用してデジタル信号プロセッサで容易に計算可能である。
ベクトルのための切換え時間は僅かとなるだろう。区域を中途では、αベクトル
のための切換え時間はβベクトルの切換え時間に等しくなろう。区域の端部近く
では、βベクトルのためのオンタイムは重要となり、αベクトルのためのオンタ
イムは僅かとなるだろう。各変調期間の残りでは、d0=1−dαーdβ(ゼロ
ベクトルのための期間)であり、Bt,Bb等の同一のAC幹線に関連する一対
のスイッチはゼロベクトルを供給するように入れられ、それにより、スイッチの
転換の最小数を使用しながら、出力電圧の大きさを調整する。αベクトルを伝わ
るように各種上部スイッチが入れられる時間は図9に示され、βベクトルを伝わ
る時間は図10に示されている。αベクトルを伝わるように各種下部スイッチが
入れられる時間は図11に示され、βベクトルを伝わるようにそれらが入れられ
る時間は図12に示されている。それぞれの量(mq,m1,m2)使用する時
はAC幹線入力電圧ベクトルがある区域を決定する必要があり、不平等試験によ
り達成され、m*が正か負かどうかを試験する。m*>0のための区域境界を定義
する不平等は図7に示されている。そこに。Vd及びVqは静止座標の入力AC
幹線に関する(図1の56)。負の命令(m*<0)のため、電流ベクトルI*は
図4に示されるそれからπラジアンずれている。以下の表は、上部及び下部α及
びβスイッチを選択するのに使用する量を示している。
前にm*の記号のため適切にVd’及びVq’を定義する。図6から、区域0及
び3において|dβ|=m2であり、以下の不等式により定義される。
に試験される。同様に、区域1及び4において|dβ|=m1であり、以下の不
等式により定義される。 これは図8の試験116で決定される。
(図8のテスト115及び116で負)。dβの記号は図8のテスト117〜1
19でVqの記号を試験することにより決定され、すなわち、図8のステップ1
20〜122に示されているように、Vq<0の場合、dβ=−dβである。
て2π/3ラジアンずれている。このため、dαの決定は、上記不等式を試験す
る時に以下の代わりを使用することにより上記割当てと同一となる。
試験115〜122等を繰返すステップ及び試験125により達成される。
トルを作るためにどのスイッチが入れられるべきかを決定する必要がある。これ
は、ゼロでないベクトルのためのスイッチの決定と、それに続くゼロベクトルの
ためのスイッチ割当ての2つのステップの処理である。
ルがある領域により決定される。例えば、αベクトル又はβベクトルのためのD
Cマトリックスコンバータでの上部電力スイッチのためのスイッチ配列は図9及
び10に示されている。ベクトルがBtで表示された領域の1つにあった場合、
その後、スイッチ配列はBtになされる。図10を参照すると、スイッチBtの
ため、領域s=1又はs=2は以下の不等式を試験することにより共同で確認可
能である。
のサインを試験することにより、領域1及び2を除去後、決定され、Vq’>0
(試験131で肯定的)の場合、領域は0又は5で上部βスイッチはAtであり
、Vq<0(試験131で否定的)の場合、領域は3及び4で上部βスイッチは
Ctである。
0のβベクトルのための上部スイッチ排列に対してπ/3ラジアンの位相のずれ
を容易に得ることができる。このため、αベクトルのための上部スイッチの決定
は、以下の代わりの式が最初に成された場合(図13のステップ135,136
)、上記配列と同一になる。 Vd’=1/2Vd’−√3Vq’/2 Vq’=−1/2Vq’+√3Vd’/2 これらの配列は図13の試験及びステップ138に示されている。
プのための配列の間のπラジアンの位相のずれを除いて、上記したものと同一で
ある。このため、決定は、以下の代わりの式を使用する時に上記したものと同一
となる(図13でステップ140,141)。 Vd”=−Vd” Vq”=−Vq” これらの配列は図13のステップ及び試験143でなされる。
;Ct,Cbにより出力端子j,kの短絡として定義される。ゼロベクトルを表
わすのに使用する組のスイッチの選択は同相モードの出力電圧に影響を及ぼす。
それぞれのベクトルi1〜i6の適用は、各出力端子j,kとなり、AC幹線電
圧Va,Vb又はVcの1つに接続される。負荷VDに加えられる電圧差は出力
位相電圧の差、Vj−Vkであり、中性のシステムに関連する同相モードの電圧
VCMは出力位相の数により分割された2つの出力線間電圧の合計、(Vj+V
k)/2である。結果として生じる差及び各ベクトルにより作られた同相モード
の電圧は下表で与えられる。
でないベクトル、i1からi6により達成されるピークの同相モード電圧は VCM(peak)=1/2√2/3VLL,0<ωt≦2π として容易に計算される。VLLは平方自乗平均線間電圧で、ωtはラジアンで
のAC位相角である。対照的に、同一期間にゼロベクトルにより達成されたピー
クの同相モード電圧は、 VCM(peak)=√2/3VLL,0<ωt≦2π である。結果として、ゼロベクトルの識別力のない使用は、ゼロでないベクトル
のためのそれの2倍のピークの同相モード電圧を発生させる。
である。例えば、ゼロベクトル(At,Ab)の使用は、 π/3≦ωt≦2π/3及び4π/3≦ωt≦5π/3 ωt=0は線間電圧Vaのピークに対応し、最大の同相モード電圧は、 により与えられ、 に等しい。したがって、このゼロベクトルにより作られたピークの同相モード電
圧は、ACサイクルの間のその使用を制限することにより半分に減少される。全
体のACサイクルに亘りこの減少因子を実現するため、同様の制限が他のゼロベ
クトルに配置される。これは下表に要約され、図14に示されている。
スコンバータの上部及び下部グループの両方に適用される。電圧ベクトルがどの
領域にあるかの決定は不等式試験により達成される。領域の境界を規定する不等
式は図14に示されている。SW0=Aである領域は以下の不等式により定義さ
れる(図15の試験139で正の結果)。 同様に、SW0=Bは以下の不等式を試験することにより識別される(図15
の試験140で正の結果)。 SW0=Cは除去により決定される(図15の試験140で負の結果)。
のアルゴリズムとの類似点に注目することによりプログラミングは簡略化される
。 Vd=Vq Vq=Vd
に出願された共有で係属中の米国特許出願 No.(OT-4208)に開示されていると共
にクレームされている。
、及びゼロベクトルのために動作される順序は重要ではない。したがって、順序
はα,β,ゼロ;β,α,ゼロ;β,ゼロ,α;又は他の順序であってもよい。
別のスイッチが入れられ、AC幹線からその端子まで伝わるまで、AC幹線の1
つと出力端子の1つの間を伝えるスイッチが閉じられないように拘束して、(図
9〜12及び14とと共に)図4に示されたスイッチ対(α及びβ)及び組(ゼ
ロベクトル)の関係は、本発明を実施することによりスイッチの転換が最小にさ
れることを示している。例えば、スイッチAtは、αベクトルが(位相領域s=
0の進み境界を有する)i6である時、αベクトルの一部分として入れられ、各
変調期間のβ部分の間、電流ベクトルi1のための対の一部分としてオンのまま
である。他方、スイッチAtは、位相領域s=0内の変調期間のそれぞれの中で
、電流ベクトルi1の一部分として最初に入れられ、電流ベクトルi6の一部分
としてオンのままであってもよい。そして、1つの変調期間でゼロベクトルスイ
ッチ組がαスイッチ対とβスイッチ対の間で動作している場合でさえ、例えば、
Atスイッチは1つの変調期間の終わりにi6のために入れられ、次の変調期間
の始めにi1のためオンのままであってもよい。したがって、従来技術で公知な
3つのスイッチが変調期間毎に入れられるのとは対照的に、如何なる場合でも、
2つのスイッチ変調期間毎に1値だけ入れられるだろう。したがって、ゼロでな
いベクトルを形成するためのスイッチの転換数は3分の1に減少される。同一の
関係がゼロベクトルの転換のために存在する。
アプローチにより提供された転換の減少という利点は、同相モードの磁気構成部
品の減少要求と組み合わされてもよく、前記継続中の出願 No.(OT-4208)に示さ
れている、ゼロベクトルのための適用の許容期間を短縮することにより実現され
る減少された同相モード電圧により提供される。m*>0のためのすべての許容
可能なベクトルの組合せ戦略は下表で与えられる。
イッチAtはαベクトルI6に関して(スイッチBbと共に)比較的長時間オン
となり、それはβベクトルI1に関して(スイッチCbと共に)比較的短時間オン
となる。領域ゼロ内の大きい位相角φでは、反対のことが起こる。スイッチAt
はαベクトルとβベクトルの両方に関連する部分の間、継続的にオンのままであ
る。領域0の中心では、Atスイッチがオンのままである時間が最長となり、図
16(a)の衝撃係数波形を生じさせる。図16(b)はスイッチat,bt及びct
のためのオンの時間の例示の設定を示し、図16(c)は結果として生じるであ
ろう瞬間の(濾波されていない理想的な)DC出力電圧を示している。
、その対又は組が各変調期間に作動可能となる前に、各対又は組のための期間と
同様にスイッチ選択(各対又は組)が知られなければならない。時限回路78内
の選択及び期間の使用は伝統的であり、AC−ACマトリックスコンバータで使
用されるのと実質的に同じである。
at-,...cb+,cb-がある実施例において説明されている。しかし、本発明は、駆動
力ツールのためのような再生なしの単一方向、又は他の適用において負荷を駆動
するDCマトリックスコンバータで使用されてもよい。
使用して行われるように示されている。しかし、本発明はp型トランジスタ、又
は、アンチパラレル対で接続された突抜け現象のない絶縁ゲート二極式トランジ
スタを使用して実行されてもよい。
ステムの概略ブロック図である。
図である。
ベクトル図である。
理フロー図である。
図である。
。
る。
72において、直接の3相AC・DCマトリックスコンバータは、AC電源と同相
のシヌソイド波形としてAC入力線間でDC出力電流を同時に分配しながら、D
Cモータの入力端子での所望の平均DC電圧波形を直接、合成する手順で制御さ
れるスイッチを用いている。前記特許の直接DCマトリックスコンバータと従来
のDC−PWMコンバータとの差は、従来のコンバータが電池とまったく同一の
一定電圧のDC電力を作り、その後、必要な時に、電圧の幾らかの部分を使用し
、パルス幅変調により平均して正確なDC電圧を合成し、前記出願では、AC入
力電流のシヌソイド均衡及び力率1を保持しながら、所望電流での所望電圧はA
C幹線から直接、パルス幅変調により合成されることである。
に出願された共有の米国特許No.6,166,930に開示されていると共にクレームされ
ている。
アプローチにより提供された転換の減少という利点は、同相モードの磁気構成部
品の減少要求と組み合わされてもよく、前記米国特許No.6,166,938に示されてい
る、ゼロベクトルのための適用の許容期間を短縮することにより実現される減少
された同相モード電圧により提供される。m*>0のためのすべての許容可能な
ベクトルの組合せ戦略は下表で与えられる。
Claims (9)
- 【請求項1】 DC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマトリック
スコンバータを通る電流を制御する方法であって、 前記DCマトリックスコンバータは、それぞれ前記AC幹線の対応するものと
前記DCマトリックスコンバータの第1DC出力との間に接続された複数の上部
スイッチと、それぞれ前記AC幹線の対応するものと前記DCマトリックスコン
バータの第2DC出力との間に接続された複数の下部スイッチとを備え、 前記AC幹線の対応するものが前記DC出力の関連する特定のものに接続する
ように作動した時、別のスイッチが前記AC幹線の1つを前記特定のDC出力に
接続するように作動するまで各スイッチが作動状態にあり、前記上部スイッチの
1つが前記下部スイッチの1つと同時に作動されるような方法で前記スイッチを
作動させ、前記スイッチは対で作動され、各対は1つのAC幹線に関連した上部
スイッチと前記1つのAC幹線以外のAC幹線に関連した下部スイッチとを含み
、前記スイッチはまた組で作動され、各組は同一のAC幹線に共に関連する上部
スイッチと下部スイッチとを含み、 前記DC出力端子により前記負荷に供給される電圧を示す電圧命令信号V*を
供給し、 静止d,q座標の前記AC幹線の電圧の瞬間の大きさに、前記電圧命令信号V * の割合として、変調命令m*を供給し、 同相変調命令成分、mq=m*cosθと、直交変調命令成分、md=m*si
nθとを供給し、 量m1=√3md/2−mq/2を供給し、 量m2=√3md/2+mq/2を供給し、 前記AC幹線の所定のものの位相と整列された直交座標の前記瞬間のAC幹線
電圧の同相成分Vq及び直交成分Vdを供給し、 |Vd√3|<|Vq|の時に、第1部分は、Vq>0の場合にdα=−m1
で、Vq<0の場合にdα=m1となり、第2部分は、Vq>0の場合にdβ=
m2で、Vq<0の場合にdβ=−m2となり、 VdVq√3>Vq2の時、前記第1部分は、Vq>0の場合にdα=−m2
で、Vq<0の場合にdα=m2となり、前記第2部分は、Vq>0の場合にd
β=mqで、Vq<0の場合にdβ=−mqとなり、 |Vd√3|<|Vq|とVd√3>Vqの何れでもない時に、前記第1部分
は、Vq>0の場合にdα=mqで、Vq<0の場合にdα=−mqとなり、前
記第2部分は、Vq>0の場合にdβ=−m1で、Vq<0の場合にdβ=−m
1となり、 前記AC幹線の電圧の期間と比較して短い変調期間の連続した手順のそれぞれ
において、前記期間の前記第1部分dαのため第1対の前記スイッチを作動し、
前記期間の前記第2部分dβのため第2対の前記スイッチを作動し、前記期間の
残りのため1組のスイッチを作動する、 ことを含むことを特徴とするDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項2】 時間の前記第1部分は前記変調期間内の時間の前記第2部分
に先行する請求項1に記載のDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項3】 前記期間の残りは前記変調期間内の時間の前記第1及び第2
部分に従う請求項1に記載のDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項4】 DC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマトリック
スコンバータを通る電流を制御する方法であって、前記DCマトリックスコンバ
ータは、それぞれ前記AC幹線の対応するものと前記DCマトリックスコンバー
タの第1DC出力との間に接続された複数の上部スイッチと、それぞれ前記AC
幹線の対応するものと前記DCマトリックスコンバータの第2DC出力との間に
接続された複数の下部スイッチとを備え、 前記AC幹線の対応するものが前記DC出力の関連する特定のものに接続する
ように作動した時、別のスイッチが前記AC幹線の1つを前記特定のDC出力に
接続するように作動するまで各スイッチが作動状態にあり、前記上部スイッチの
1つが前記下部スイッチの1つと同時に作動されるような方法で前記スイッチを
作動させ、前記スイッチは対で作動され、各対は1つのAC幹線に関連した上部
スイッチと前記1つのAC幹線以外のAC幹線に関連した下部スイッチとを含み
、前記スイッチはまた組で作動され、各組は同一のAC幹線に共に関連する上部
スイッチと下部スイッチとを含み、 前記AC幹線の電圧の期間と比較して短い変調期間の連続した手順のそれぞれ
において、前記期間の第1部分dαのため第1対の前記スイッチを作動し、前記
期間の第2部分dβのため第2対の前記スイッチを作動し、前記期間の残りのた
め1組のスイッチを作動し、 前記AC幹線の所定のものの位相と整列された直交座標の前記瞬間のAC幹線
電圧の同相成分Vq及び直交成分Vdを供給し、 Vd√3<|Vq|の場合には、前記第1対のスイッチは前記AC幹線の前記
所定のものから同相で次に進められた第3AC幹線に接続された上部スイッチを
含み、そうでない場合に、その後、Vq>0の場合には、前記第1対のスイッチ
は前記AC幹線の前記所定のものに接続された上部スイッチを含み、どちらでも
ない場合には、その後、前記第1対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のもの
から同相で次に遅れた第2AC幹線に接続された上部スイッチを含み、 Vd√3>|Vq|の場合には、前記第1対のスイッチは第3AC幹線に接続
された下部スイッチを含み、そうでない場合に、その後、Vq<0の場合には、
前記第1対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のものに接続された下部スイッ
チを含み、どちらでもない場合には、その後、前記第1対のスイッチは前記第2
AC幹線に接続された下部スイッチを含み、 Vd√3>|Vq|の場合には、前記第2対のスイッチは前記第2幹線に接続
された上部スイッチを含み、そうでない場合に、その後、Vq>0の場合には、
前記第2対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のものに接続された上部スイッ
チを含み、どちらでもない場合には、その後、前記第2対のスイッチは前記第3
AC幹線に接続された上部スイッチを含み、 Vd√3<|Vq|の場合には、前記第2対のスイッチは前記第2幹線に接続
された下部スイッチを含み、そうでない場合に、その後、Vq<0の場合には、
前記第2対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のものに接続された下部スイッ
チを含み、どちらでもない場合には、その後、前記第2対のスイッチは前記第3
AC幹線に接続された下部スイッチを含む、 ことを含むことを特徴とするDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項5】 時間の前記第1部分は前記変調期間内の時間の前記第2部分
に先行する請求項4に記載のDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項6】 前記期間の残りは前記変調期間内の時間の前記第1及び第2
部分に従う請求項4に記載のDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項7】 DC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマトリック
スコンバータを通る電流を制御する方法であって、 前記DCマトリックスコンバータは、それぞれ前記AC幹線の対応するものと
前記DCマトリックスコンバータの第1DC出力との間に接続された複数の上部
スイッチと、それぞれ前記AC幹線の対応するものと前記DCマトリックスコン
バータの第2DC出力との間に接続された複数の下部スイッチとを備え、 前記AC幹線の対応するものが前記DC出力の関連する特定のものに接続する
ように作動した時、別のスイッチが前記AC幹線の1つを前記特定のDC出力に
接続するように作動するまで各スイッチが作動状態にあり、前記上部スイッチの
1つが前記下部スイッチの1つと同時に作動されるような方法で前記スイッチを
作動させ、前記スイッチは対で作動され、各対は1つのAC幹線に関連した上部
スイッチと前記1つのAC幹線以外のAC幹線に関連した下部スイッチとを含み
、前記スイッチはまた組で作動され、各組は同一のAC幹線に共に関連する上部
スイッチと下部スイッチとを含み、 前記DC出力端子により前記負荷に供給される電圧を示す電圧命令信号V*を
供給し、 静止d,q座標の前記AC幹線の電圧の瞬間の大きさに、前記電圧命令信号V * の割合として、変調命令m*を供給し、 同相変調命令成分、mq=m*cosθと、直交変調命令成分、md=m*si
nθを供給し、 量m1=√3md/2−mq/2を供給し、 量m2=√3md/2+mq/2を供給し、 前記AC幹線の所定のものの位相と整列された直交座標の前記瞬間のAC幹線
電圧の同相成分Vq及び直交成分Vdを供給し、 |Vd√3|<|Vq|の時に、前記第1部分は、Vq>0の場合にdα=−
m1で、Vq<0の場合にdα=m1となり、前記第2部分は、Vq>0の場合
にdβ=m2で、Vq<0の場合にdβ=−m2となり、 Vd√3>Vq2の時、前記第1部分は、Vq>0の場合にdα=−m2で、
Vq<0の場合にdα=m2となり、前記第2部分は、Vq>0の場合にdβ=
mqで、Vq<0の場合にdβ=−mqとなり、 |Vd√3|<|Vq|とVd√3>Vqの何れでもない時に、前記第1部分
は、Vq>0の場合にdα=mqで、Vq<0の場合にdα=−mqとなり、前
記第2部分は、Vq>0の場合にdβ=−m1で、Vq<0の場合にdβ=−m
1となり、 前記AC幹線の電圧の期間と比較して短い変調期間の連続した手順のそれぞれ
において、前記期間の前記第1部分dαのため第1対の前記スイッチを作動し、
前記期間の前記第2部分dβのため第2対の前記スイッチを作動し、前記期間の
残りのため1組のスイッチを作動し、さらに、 Vd√3<|Vq|の場合には、前記第1対のスイッチは前記AC幹線の前記
所定のものから同相で次に進められた第3AC幹線に接続された上部スイッチを
含み、そうでない場合に、その後、Vq>0の場合には、前記第1対のスイッチ
は前記AC幹線の前記所定のものに接続された上部スイッチを含み、どちらでも
ない場合には、その後、前記第1対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のもの
から同相で次に遅れた第2AC幹線に接続された上部スイッチを含み、 Vd√3>|Vq|の場合には、前記第1対のスイッチは前記第3AC幹線に
接続された下部スイッチを含み、そうでない場合に、その後、Vq<0の場合に
は、前記第1対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のものに接続された下部ス
イッチを含み、どちらでもない場合には、その後、前記第1対のスイッチは前記
第2AC幹線に接続された下部スイッチを含み、 Vd√3>|Vq|の場合には、前記第2対のスイッチは前記第2幹線に接続
された上部スイッチを含み、そうでない場合に、その後、Vq>0の場合には、
前記第2対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のものに接続された上部スイッ
チを含み、どちらでもない場合には、その後、前記第2対のスイッチは前記第3
AC幹線に接続された上部スイッチを含み、 Vd√3<|Vq|の場合には、前記第2対のスイッチは前記第2幹線に接続
された下部スイッチを含み、そうでない場合に、その後、Vq<0の場合には、
前記第2対のスイッチは前記AC幹線の前記所定のものに接続された下部スイッ
チを含み、どちらでもない場合には、その後、前記第2対のスイッチは前記第3
AC幹線に接続された下部スイッチを含む、 ことを含むことを特徴とするDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項8】 時間の前記第1部分は前記変調期間内の時間の前記第2部分
に先行する請求項7に記載のDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。 - 【請求項9】 前記期間の残りは前記変調期間内の時間の前記第1及び第2
部分に従う請求項7に記載のDC負荷と1セットの3相のAC幹線の間でDCマ
トリックスコンバータを通る電流を制御する方法。
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