JP2003309966A - Pfm制御スイッチングレギュレータ制御回路 - Google Patents
Pfm制御スイッチングレギュレータ制御回路Info
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Abstract
し、安定なDutyを出力するPFM制御スイッチング
レギュレータ制御回路の提供。 【解決手段】出力トランジスタをONさせる信号をフィ
ードバックして、出力電圧制御用コンパレータの出力信
号との論理信号を発振開始信号として発振回路に入力
し、出力電圧が設定電圧に非常に近づいた際に起こりが
ちなコンパレータ出力信号の頻繁的な変動が生じても、
出力トランジスタのON時間を確保する。
Description
圧に非常に近づいた際に、安定なDutyと耐ノイズ性があ
るPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路に関する
ものである。
は、出力電圧をフィードバックして、出力電圧制御用コ
ンパレータで基準電圧と比較し、出力電圧がある設定電
圧より小さくなると、コンパレータが動作して、発振開
始信号を発振回路に送り、発振回路のスイッチングパル
スを出力させ、出力トランジスタをON_OFFさせることに
より出力電圧を調整するものが基本である。
ギュレータを適用した昇圧型DC−DCコンバータの一
例を示す。
力トランジスタのON時間が常に一定であり、OFF時間を
調整することにより出力電圧を一定の値に安定させる。
従来のPFMスイッチングレギュレータでは、図2で示し
ている制御回路が多用されており、発振回路から出力さ
れたスイッチングパルスを上記出力電圧制御用コンパレ
ータの出力信号の制御で出力される。
sc_ EN信号が“H”の場合は発振回路が動作しておりE
XTにはスイッチングパルスが出力される。一方Vosc
_EN信号が“L”の場合は発振回路は停止しており、EXT
は“L”となる。
すると、直ちにEXTは“L”から“H”となり、以後発振
を継続する。 Vosc_EN信号が“H”から“L”へ変化
すると、直ちにEXTは“L”となる。
いた場合、ノイズの影響で、上記コンパレータの出力信
号Vosc_ENが頻繁にチャタリングし、それに従っ
て、通常のスイッチングON時間より短いON時間が連続的
に出る異常Duty問題がありえる。
が短くなるに従って、OFF時間も短くなるので、スイッ
チングレギュレータの制御回路における消費電流が大き
くなって、軽負荷時の効率に対して、大きな悪影響を与
える。
用コンパレータの後段にヒステリシスを設けることで、
コンパレータの出力信号のチャタリングを抑える手法も
あった。しかし、こういった手法では集積回路製造上の
バラツキによる歩留まり率の低下等の原因で新たな問題
が起った。従って、より簡単、効果的な解決法が必要で
ある。
来の問題点を解消すべく創案されたロジック上の簡単な
論理構成を用いて、従来のヒステリシス回路方式に比較
して簡単有効と共に集積回路製造上の難しさをなくす回
路構成で、安定なDutyと耐ノイズ性があるPFMスイ
ッチングレギュレータ制御回路を提供することを課題と
する。
を使い、出力をONさせる信号をフィードバックして、出
力電圧制御用コンパレータの出力信号との論理信号を発
振回路に入力することで、出力電圧が設定電圧に非常に
近づいた時に起こりがちなコンパレータの出力信号の頻
繁的な変動が生じても、発振回路に決められた出力トラ
ンジスタのON時間を確保することで、課題を解決する。
電圧を制御する為の基準電圧回路と、電圧分割回路と、
前記基準回路の出力と前記電圧分割回路の出力を入力と
する出力電圧制御用コンパレータと、DC−DCコンバ
ータの出力電圧を制御するトランジスタを制御する為の
信号を出力するリングオシレータ発振回路と、前記リン
グオシレータ回路の出力と前記出力電圧制御用コンパレ
ータの出力とが入力される論理OR回路と、を有し、前
記論理OR回路の出力が、前記リングオシレータ回路の
入力に接続されていることを特徴とする。
回路と、論理AND回路と、を有し、前記発振回路の入
力は、前記論理AND回路の出力に接続されており、前
記AND回路の入力は、前記発振回路の出力と前記論理
OR回路の出力とが接続されており、前記AND回路の
出力が前記リングオシレータ回路の出力であることを特
徴とする。
が、本発明のPFM制御スイッチングレギュレータ制御回
路が適用される一例として、昇圧型DC−DCコンバー
タのブロック図と、動作特性を示す。図5において、入
力電圧Vinより高い出力電圧Voutを得るために、
VinとコイルLを直列に付加する構成となっている。
イッチングレギュレータ制御回路10によりTrをON
することで充電電流ionを流しコイルLにエネルギー
を蓄積する。次に、PFM制御スイッチングレギュレータ
制御回路10によりTrをOFFすると蓄積エネルギー
によりコイルL起電力が発生し、Vin以上の電圧にて
出力に放電電流ioffを流しVout電圧を上昇させ
る。又、PFM制御スイッチングレギュレータ制御回路1
0によりTrのON時間により蓄積されるエネルギーを
調節し、Voutを安定化するものである。尚、本発明
に係るPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路は、
昇圧型DC−DCコンバータに限らず、降圧型DC−D
Cコンバータや反転型DC−DCコンバータ等にも適用
可能である。
よるPFMスイッチングレギュレータ制御回路におけるDut
y保証回路の基本的な論理構成を示す。この基本論理構
成に基づいて、様々な論理回路を組むことによって、本
発明で創案したDuty保証発信器回路を実現することが可
能である。ここで,本発明の実施例を図面に基づいて説
明する。
信号をフィードバックし、出力電圧制御用コンパレータ
の出力信号のVosc_EN信号と論理ORをとって、得た
信号New_Vosc_ENを発振開始制御信号として、発振
回路に戻す。
である。EXTがHの期間では、Vosc_ENの変化が無視
される。
Lであるから、New_Vosc_EN=Vosc_ENである。そ
の時、もしVosc_ENはHであると、発振開始し、スイ
ッチングパルスを出力させる。パルスのON時間は発振回
路の時定数に決められるものである。もしVosc_EN
はLであると、発振停止し、引き続き出力トランジスタ
をOFFする。つまり、発振回路の出力を制御しているV
osc_EN信号を出力トランジスタがONしている期間は
無視するということである。
チングレギュレータ制御回路の一例を示している。発振
回路から出力された矩形波パルスVosc信号を出力電
圧制御用コンパレータから出力された発振開始信号Vo
sc_ENと論理ANDをとって得た信号を二系を分けて、一
つを発振回路に戻し、リングオシレータ発振器回路を構
成する。もう一つは出力トランジスタを制御するEXT信
号として出力される。論理式は下記である。
振回路が発振開始し、スイッチングパルスを出力させ
る。パルスのON時間は発振回路の時定数に決められるも
のである。
から、発振回路も発振停止する。このような回路では、
上述のようなコンパレータの出力信号Vosc_ENがチ
ャタリングを起こる場合、EXTから出たスイッチングパ
ルスには発振回路で決められたON時間より短いON時間の
細いパルスが連続的に出る不具合がある。
出力をONさせるEXT信号をフィードバックし、出力電
圧制御用コンパレータの出力信号のVosc_ENと論理O
Rをとって得た信号New_Vosc_ENを発振開始信号とし
て、発振回路から出力された矩形波パルスVosc信号
と論理ANDをとって、得た信号を二系に分けて、一つを
発振回路に戻し、リングオシレータ発振器回路を構成す
る。もう一つは出力トランジスタを制御するEXT信号と
して出力される。論理式は下記である。 EXTNEXT=Vosc*New_Vosc_EN =Vosc(Vosc_EN+EXT) 式2 式2の中のEXTNEXTは、EXTの次の状態を表して
いる。つまり、EXTはEXT端子の今の状態であり、EXT
NEXTはEXT端子の次の状態である。EXT端子の今の状
態EXTをフードバックされ、EXT端子の次の状態のEXT
NEXTに影響を与える。出力トランジスタはONしてい
る時、EXTはHであるから、EXTNEX T=Voscで
ある。つまりEXTがHの期間では、Vosc_ENの変化が
無視される。
時、EXTがLであるから、EXTNEX T=Vosc*V
osc_ENである(これは式1と等価である)。その
時、Vosc_ENはHであると、EXT NEXT=Vos
cであり、発振開始し、スイッチングパルスを出力させ
る。パルスのON時間は発振回路の時定数に決められるも
のである。もし、Vosc_ENはLであると、EXT
NEXT=Lであり、発振停止し、引き続き出力トラン
ジスタをOFFする。つまり、発振回路の出力を制御して
いるVosc_EN信号を出力トランジスタがONしている
期間は無視することを実現している。
に、EXTがLであり、Vosc_ENがHである。式2に従っ
て、EXTNEXT=Voscであるから、本発明で創
案されたDuty保証回路を加えることによって、元の発振
回路の初期化に対する影響は無い。
簡単有効な回路で、PFMスイッチングレギュレータにお
ける軽負荷時に出力電圧が設定電圧に非常に近づいた際
に起こりがちな出力電圧制御用コンパレータの出力信号
の頻繁的な変動が生じても、発振回路に決められた出力
トランジスタのON時間を確保することで、安定なDutyを
保証する耐ノイズ性があるスイッチングレギュレータを
実現することを可能にした。従来のヒステリシス回路方
式により集積回路製造上の難しさを解消し、回路動作が
確実である。また、回路規模も小さく、コストの面でも
有効である。PFMスイッチングレギュレータ制御回路に
対して、上に述べたように、本回路方式は最適である。
を示すブロック図。
一例を示すブロック図。
レータ制御回路を適用した昇圧型DC−DCコンバータ
の一例を示すブロック図。 (b)昇圧型DC−DCコンバータの動作波形を示す
図。
路 6, 36 論理OR回路
Claims (2)
- 【請求項1】 DC−DCコンバータの出力電圧を制御
する為のPFM制御スイッチングレギュレータ制御回路
であって、 基準電圧回路と、 電圧分割回路と、 前記基準回路の出力と前記電圧分割回路の出力を入力と
する出力電圧制御用コンパレータと、 前記DC−DCコンバータの出力電圧を制御するトラン
ジスタを制御する信号を出力するリングオシレータ発振
回路と、 前記リングオシレータ回路の出力と前記出力電圧制御用
コンパレータの出力とが入力される論理OR回路と、を
有し、 前記論理OR回路の出力が、前記リングオシレータ回路
の入力に接続されていることを特徴とするPFM制御ス
イッチングレギュレータ制御回路。 - 【請求項2】 前記リングオシレータ回路は、 発振回路と、 論理AND回路と、を有し、 前記発振回路の入力は、前記論理AND回路の出力に接
続されており、 前記AND回路の入力は、前記発振回路の出力と前記論
理OR回路の出力とが接続されており、 前記AND回路の出力が前記リングオシレータ回路の出
力であることを特徴とする請求項1に記載のPFM制御ス
イッチングレギュレータ制御回路。
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