JP2003304697A - 電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電動パワーステアリング装置におけるブラシ
レスモータの駆動において電源電圧を最大限まで利用で
きるようにする。 【解決手段】 第１制限処理部２３０は、ｄ、ｑ軸電流
偏差ｅ_d、ｅ_qに基づく比例積分制御演算によって算出さ
れたｄ軸、ｑ軸電圧指令値ｖ^* _d、ｖ^* _qを、各相電圧指令
値の基本波成分の振幅ｖ^* _mがｖ^* _m≦Ｅ_d/√3（Ｅ_dは電源
電圧）となるように制限する。ｄ−ｑ／３相交流座標変
換部１３２は、制限後の電圧指令値ｖ^* _d、ｖ^* _qを相電圧
指令値（基本波成分）に変換する。第３次高調波成分演
算部２０２は、制限後の電圧指令値ｖ^* _d、ｖ^* _qと正弦波
値sin3θ_re（θ_reは電気角）から、振幅が基本波成分振
幅ｖ^* _mの1/6である第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出する。
加算器２２１、２２２等は、第３次高調波成分ｖ^* ₃を各
相電圧指令値（基本波成分）に加算することにより、モ
ータ６に印加すべき相電圧に対応する指令値ｖ^* _u、
ｖ ^* _v、ｖ^* _wを生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ブラシレスモータ
によって車両のステアリング機構に操舵補助力を与える
電動パワーステアリング装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来から、運転者がハンドル（ステアリ
ングホイール）に加える操舵トルクに応じて電動モータ
を駆動することによりステアリング機構に操舵補助力を
与える電動パワーステアリング装置が用いられている。

【０００３】このような電動パワーステアリング装置に
おいて使用される電動モータとして、従来はブラシモー
タが多く用いられてきたが、近年は信頼性及び耐久性の
向上や慣性の低減等の観点からブラシレスモータも使用
されている。このブラシレスモータについては、以下の
ようにして正弦波電流によるフィードバック制御が行わ
れる。

【０００４】ブラシレスモータは、通常、永久磁石から
なる界磁としてのロータ（以下「回転界磁」ともいう）
とＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相コイルからなるステータ
とから構成され、操舵トルクに応じて設定される目標電
流値をＩ^*とすれば、各相のコイルに流すべき電流の指
令値は次式で表される。 ｉ^* _u＝Ｉ^*sinθ_re …（１ａ） ｉ^* _v＝Ｉ^*sin(θ_re−2π/3) …（１ｂ） ｉ^* _w＝Ｉ^*sin(θ_re−4π/3)＝−ｉ^* _u−ｉ^* _v …（１ｃ） ここで、ｉ^* _uはｕ相電流指令値、ｉ^* _vはｖ相電流指令
値、ｉ^* _wはｗ相電流指令値であり、θ_reは、図８に示す
ようにｕ相コイルを基準として時計回りにとった回転界
磁の角度（「電気角」と呼ばれる）である。

【０００５】ブラシレスモータに印加すべき電圧の指令
値は、目標電流値とモータ電流の検出値との偏差に基づ
く制御演算によって算出されるが、位相遅れを低減する
ために、この制御演算ではｄ−ｑ座標で電流指令値が表
現され、ｄ軸およびｑ軸電流指令値に基づき電圧指令値
が算出される。ここで、ｄ−ｑ座標は、永久磁石からな
る回転界磁（ロータ）と同期して回転する回転座標系で
あって、回転界磁の磁束方向をｄ軸とし、ｄ軸と直交す
る方向をｑ軸とする。上記各相の電流指令値ｉ ^* _u、
ｉ^* _v、ｉ^* _wは交流であるが、このｄ−ｑ座標によれば電
流指令値が直流となる。

【０００６】上記式（１ａ）〜（１ｃ）で表現される各
相の電流指令値をｄ−ｑ座標で表すと次のようになる。 ｉ^* _d＝０ …（２ａ） ｉ^* _q＝−√(3/2)Ｉ^* …（２ｂ） ここで、ｉ^* _dはｄ軸電流指令値、ｉ^* _qはｑ軸電流指令値
である。

【０００７】一方、モータ電流については、電流検出器
でｕ相電流およびｖ相電流が検出されると、その検出結
果からｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qが次
式により算出される。 ｉ_d＝√２｛ｉ_vsinθ_re−ｉ_usin(θ_re−2π/3)｝ …（３ａ） ｉ_q＝√２｛ｉ_vcosθ_re−ｉ_ucos(θ_re−2π/3)｝ …（３ｂ） ここで、ｉ_uはｕ相電流検出値、ｉ_vはｖ相電流検出値で
あり、θ_reは上記電気角である。

【０００８】上記制御演算では、このようにして算出さ
れたｄ軸電流の指令値ｉ^* _dおよび検出値ｉ_dとｑ軸電流
の指令値ｉ^* _qおよび検出値ｉ_qとに基づき、ブラシレス
モータに対するフィードバック制御のためのｄ軸電圧指
令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qが次の演算（以下
「ＰＩ制御演算」という）により算出される。 ｖ^* _d＝Ｋ_p｛ｅ_d＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_ddt｝ …（４ａ） ｖ^* _q＝Ｋ_p｛ｅ_q＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_qdt｝ …（４ｂ） ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_d …（４ｃ） ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_q …（４ｄ） ここで、ｅ_dはｄ軸電流における指令値と検出値との偏
差（以下「ｄ軸電流偏差」という）であり、ｅ_qはｑ軸
電流における指令値と検出値との偏差（以下「ｑ軸電流
偏差」という）であり、Ｋｐは比例ゲインであり、Ｔｉ
は積分時間である。

【０００９】上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧
指令値ｖ^* _qをｕ相、ｖ相、ｗ相の電圧指令値ｖ^* _u、
ｖ^* _v、ｖ^* _wに変換すると、すなわち電圧指令値をｄ−ｑ
座標から３相交流座標へ変換すると、次式が得られる。 ｖ^* _u＝√(2/3){ｖ^* _dcosθ_re−ｖ^* _qsinθ_re} …（５ａ） ｖ^* _v＝√(2/3){ｖ^* _dcos(θ_re−2π/3)−ｖ^* _qsin(θ_re−2π/3)} …（５ｂ） ｖ^* _w＝−ｖ^* _u−ｖ^* _v …（５ｃ）

【００１０】このようにしてｕ相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ相
電圧指令値ｖ^* _v、ｗ相電圧指令値ｖ ^* _wが得られると、そ
れらの相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じたデューテ
ィ比のＰＷＭ信号が生成され、それらのＰＷＭ信号のデ
ューティ比に応じてオン／オフするパワートランジスタ
を用いて構成されるモータ駆動回路により、それらのデ
ューティ比に応じたｕ相、ｖ相およびｗ相電圧がブラシ
レスモータに印加される。

【００１１】上記のような制御系において、ブラシレス
モータが高回転で高負荷の状態であるときには、制御系
の操作量である電圧指令値が大きくなるが、実際には電
源電圧の制限を受けるため、電圧指令値を制限する必要
がある。以下、この点につき説明する。

【００１２】上記式（５ａ）〜（５ｃ）を変形すると、
各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを下記のように表現す
ることができる。 ｖ^* _u＝−ｖ^* _msin(θ_re＋φ) …（６ａ） ｖ^* _v＝−ｖ^* _msin(θ_re−2π/3＋φ) …（６ｂ） ｖ^* _w＝−ｖ^* _msin(θ_re−4π/3＋φ) …（６ｃ） ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（６ｄ） ここで、ｖ^* _q≠０のときφ＝tan^-1{ｖ^* _d/(−ｖ^* _q)}であ
り、ｖ^* _q＝０のときφ＝−π／２である。

【００１３】いま、各相電圧指令値の波形が常に正弦波
になるようにするために、各相電圧指令値の振幅ｖ^* _mを ｖ^* _m≦Ｅ_d／２ …（７） に制限する。ここで、Ｅ_dは電源電圧である。このと
き、最大振幅時の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、 ｖ^* _u＝−(Ｅ_d/２)sin(θ_re＋φ) …（８ａ） ｖ^* _v＝−(Ｅ_d/２)sin(θ_re−2π/3＋φ) …（８ｂ） ｖ^* _w＝−(Ｅ_d/２)sin(θ_re−4π/3＋φ) …（８ｃ） であって、例えば図９（ａ）に示すような波形となる。
したがって、各相ｕ、ｖ、ｗの相間電圧ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、
ｖ^* _wuは、 ｖ^* _uv＝ｖ^* _u−ｖ^* _v＝−(√3/2)Ｅ_dsin(θ_re＋π/6＋φ) …（９ａ） ｖ^* _vw＝ｖ^* _v−ｖ^* _w＝−(√3/2)Ｅ_dsin(θ_re−π/2＋φ) …（９ｂ） ｖ^* _wu＝ｖ^* _w−ｖ^* _u＝−(√3/2)Ｅ_dsin(θ_re＋5π/6＋φ) …（９ｃ） であって、例えば図９（ｂ）に示すような波形となり、
これらの振幅はいずれも(√3/2)Ｅ_dである。このため、
電源電圧を最大限すなわちＥ_d/2−(−Ｅ_d/2)＝Ｅ _dまで
利用することができない。

【００１４】

【発明が解決しようとする課題】ブラシレスモータを使
用した従来の電動パワーステアリング装置では、モータ
が一定速度で回転している場合には、回転界磁の角度
（電気角）θ_reに対して正弦波状の相電流が流れるよう
に制御されるので、モータに印加すべき各相電圧（相電
圧指令値）も正弦波状となる。しかし、モータへの印加
電圧は電源電圧Ｅ_dによって制約を受けるので、各相電
圧指令値が常に正弦波状になるようにしようとすると、
上記のように、各相電圧指令値の振幅ｖ^* _mの最大値がＥ
_d/2となり、相間電圧の振幅の最大値は(√3/2)Ｅ_dとな
る。すなわち、ブラシレスモータを使用した従来の電動
パワーステアリング装置では、モータの駆動において電
源電圧を最大限Ｅ_dまで利用することができないという
問題があった。

【００１５】そこで、本発明では、ブラシレスモータが
使用される電動パワーステアリング装置であって、その
ブラシレスモータの駆動において電源電圧を最大限まで
利用することができる電動パワーステアリング装置を提
供することを目的とする。

【００１６】

【課題を解決するための手段および発明の効果】第１の
発明は、車両操舵のための操作手段に加えられる操舵ト
ルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加して当該
ブラシレスモータを駆動することにより、当該車両のス
テアリング機構に操舵補助力を与える電動パワーステア
リング装置であって、前記ブラシレスモータに印加すべ
き各相電圧の値を正弦波状の相電圧指令値として算出す
る制御演算手段と、前記制御演算手段により算出される
各相電圧指令値を表す正弦波の振幅を、前記ブラシレス
モータを駆動するための電源電圧Ｅ_d以下に制限する振
幅制限手段と、前記電源電圧Ｅ_dに基づき、前記振幅制
限手段によって振幅が制限されている前記各相電圧指令
値を、中性点を０としたとき−Ｅ_d／２以上でＥ_d／２以
下の範囲に制限するリミッタ処理を前記各相電圧指令値
に施すリミッタ手段と、前記リミッタ処理後の前記各相
電圧指令値に応じた各相電圧を前記ブラシレスモータに
印加するモータ駆動手段とを備えることを特徴とする。

【００１７】このような第１の発明によれば、振幅が電
源電圧Ｅ_d以下の正弦波状の相電圧指令値が算出された
後、その各相電圧指令値を−Ｅ_d／２以上でＥ_d／２以下
の範囲に制限するリミッタ処理が施されるので、ブラシ
レスモータが高回転で高負荷の状態であるときには、各
相電圧指令値は台形波状となる。ただし、異なる相の電
圧指令値が同一の値となる期間が生じることはない。こ
れにより、従来に比べてモータ出力が増大し、大きな操
舵補助力が得られる。また、この場合、相間電圧（線間
電圧）の振幅の最大値は電源電圧に等しくなるので、本
発明によれば、ブラシレスモータの駆動において電源電
圧を最大限まで利用することができることになる。

【００１８】第２の発明は、車両操舵のための操作手段
に加えられる操舵トルクに応じてブラシレスモータに相
電圧を印加して当該ブラシレスモータを駆動することに
より、当該車両のステアリング機構に操舵補助力を与え
る電動パワーステアリング装置であって、前記ブラシレ
スモータに印加すべき各相電圧の値を、基本正弦波に第
３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値として算出す
る制御演算手段と、前記制御演算手段により算出される
各相電圧指令値に応じた各相電圧を前記ブラシレスモー
タに印加するモータ駆動手段とを備えることを特徴とす
る。

【００１９】このような第２の発明によれば、基本正弦
波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値が算出
されることにより、各相電圧指令値の絶対値を電源電圧
の１／２以下に抑えつつ各相電圧指令値における基本波
成分（基本正弦波）の振幅を従来よりも大きくすること
ができるので、ブラシレスモータの駆動において電源電
圧の利用率を向上させることができる。また、３相ブラ
シレスモータの場合、第３次高調波は線間電圧には現れ
ず、モータ電流に高調波成分が含まれないので、上記第
１の発明に比べ、トルクリップルや振動の発生を抑える
ことできる。

【００２０】第３の発明は、第２の発明において、前記
制御演算手段は、前記ブラシレスモータに印加すべき各
相電圧における基本波成分の値を基本波相電圧指令値と
して算出する基本波成分演算手段と、前記基本波相電圧
指令値を表す正弦波に対する高調波成分であって当該正
弦波の振幅の１／６の振幅を有する第３次高調波成分を
算出する高調波成分演算手段と、前記基本波相電圧指令
値に前記第３次高調波成分を加算することにより前記各
相電圧指令値を算出する加算手段とを含むことを特徴と
する。

【００２１】このような第３の発明によれば、基本正弦
波に対しその基本正弦波の振幅の１／６の振幅の第３次
高調波が重畳された波形の相電圧指令値が算出され、そ
の相電圧指令値に応じた相電圧がブラシレスモータに印
加される。これにより、各相電圧指令値を歪ませること
なく、各相電圧指令値に含まれる基本波成分（基本正弦
波）の振幅や線間電圧の振幅を大きくすることができ
る。

【００２２】第４の発明は、第３の発明において、前記
基本波成分演算手段は、前記ブラシレスモータにおける
回転界磁の磁束方向であるｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ
軸とからなる回転座標系であるｄ−ｑ座標を導入し、前
記ブラシレスモータに印加すべき電圧の値を当該ｄ−ｑ
座標で表現したｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値
を、前記操舵トルクに応じて決まる目標電流値と前記ブ
ラシレスモータに流れる電流の検出値との偏差に基づき
算出するｄ軸およびｑ軸電流制御演算手段と、前記ｄ軸
電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を前記ブラシレス
モータの各相の電圧値に変換することにより前記基本波
相電圧指令値を生成する座標変換手段とを含み、前記高
調波成分演算手段は、下記の式により前記第３次高調波
成分ｖ^* ₃を算出することを特徴とする： ｖ^* ₃＝−(1/6)√(2/3)［{−ｖ^* _q＋４ｖ^* _d ²ｖ^* _q／(ｖ^* _d ²
＋ｖ^* _q ²)}sin3θ_re＋{−ｖ^* _d＋４ｖ^* _dｖ^* _q ²／(ｖ^* _d ²＋
ｖ^* _q ²)}cos3θ_re］ ここで、ｖ^* _dは前記ｄ軸電圧指令値であり、ｖ^* _qは前記
ｑ軸電圧指令値であり、θ_reは前記回転界磁の回転位置
を示す電気角である。

【００２３】このような第４の発明によれば、ｄ−ｑ軸
座標に基づく電流制御において、基本波相電圧指令値に
重畳すべき第３次高調波成分を例えば四則演算と正弦波
ＲＯＭテーブルの参照とによって求めることができるの
で、第３次高調波成分ｖ^* ₃の算出による演算負荷を小さ
くすることができる。

【００２４】第５の発明は、第３または第４の発明おい
て、前記制御演算手段は、前記基本波相電圧指令値を表
す正弦波の振幅を、前記ブラシレスモータを駆動するた
めの電源電圧の１／√３以下に制限する振幅制限手段を
更に含むことを特徴とする。

【００２５】このような第５の発明によれば、基本波相
電圧指令値の振幅が電源電圧の１／√３に制限されるこ
とにより、ブラシレスモータが高回転で高負荷の状態と
なっても各相電圧指令値を歪ませることなく、電源電圧
を最大限まで利用することができる。また、線間電圧に
は高調波成分が含まれないことから、モータ電流にも高
調波成分は含まれないので、トルクリップルや振動の発
生が抑えられる。

【００２６】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の実施形態について説明する。 ＜１．第１の実施形態＞ ＜１.１ 全体構成＞図１は、本発明の第１の実施形態
に係る電動パワーステアリング装置の構成を、それに関
連する車両構成と共に示す概略図である。この電動パワ
ーステアリング装置は、操舵のための操作手段としての
ハンドル（ステアリングホイール）１００に一端が固着
されるステアリングシャフト１０２と、そのステアリン
グシャフト１０２の他端に連結されたラックピニオン機
構１０４と、ハンドル１００の操作によってステアリン
グシャフト１０２に加えられる操舵トルクを検出するト
ルクセンサ３と、ハンドル操作（操舵操作）における運
転者の負荷を軽減するための操舵補助力を発生させるブ
ラシレスモータ６と、その操舵補助力をラック軸に伝達
するボールねじ駆動部１１と、ブラシレスモータ６のロ
ータの回転位置を検出するレゾルバ等の位置検出センサ
１２と、車載バッテリ８からイグニションスイッチ９を
介して電源の供給を受け、トルクセンサ３や車速センサ
４、位置検出センサ１２からのセンサ信号に基づきモー
タ６の駆動を制御する電子制御ユニット（ＥＣＵ）５と
を備えている。このような電動パワーステアリング装置
を搭載した車両において運転者がハンドル１００を操作
すると、トルクセンサ３は、その操作による操舵トルク
を検出し、操舵トルクを示す操舵トルク信号Ｔｓを出力
する。一方、車速センサ４は、車両の速度（車速）を検
出し、車速を示す車速信号Ｖｓを出力する。制御装置と
してのＥＣＵ５は、それら操舵トルク信号Ｔｓおよび車
速信号Ｖｓと、位置検出センサ１２によって検出される
ロータの回転位置とに基づいて、モータ６を駆動する。
これによりモータ６は操舵補助力を発生し、この操舵補
助力がボールねじ駆動部１１を介してラック軸に加えら
れることにより、操舵操作における運転者の負荷が軽減
される。すなわち、ハンドル操作によって加えられる操
舵トルクによる操舵力とモータ６の発生する操舵補助力
との和によって、ラック軸が往復運動を行う。ラック軸
の両端はタイロッドおよびナックルアームから成る連結
部材１０６を介して車輪１０８に連結されており、ラッ
ク軸の往復運動に応じて車輪１０８の向きが変わる。

【００２７】＜１.２ 制御装置の構成＞図２は、上記
電動パワーステアリング装置における制御装置であるＥ
ＣＵ５の構成を示すブロック図である。このＥＣＵ５
は、位相補償器１１２とマイクロコンピュータ（以下
「マイコン」と略記する）１０とモータ駆動部とから構
成される。マイコン１０は、その内部のメモリに格納さ
れた所定のプログラムを実行することにより、目標電流
演算部１１４と指令電流方向指定部１１６と収斂性補正
部１１８と加算器１２０と減算器１２２、１２４とｄ軸
電流ＰＩ制御部１２６とｑ軸電流ＰＩ制御部１２８と第
１制限処理部１３０とｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３
２と符号反転加算器１３４と第２制限処理部１３６と３
相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８と正弦波ＲＯＭテーブ
ル１４０とロータ角速度演算部１４２とからなるモータ
制御部として機能する。モータ駆動部は、モータ制御部
としてのマイコン１０から出力される電圧指令値に基づ
き、ｕ相、ｖ相およびｗ相からなる３相のブラシレスモ
ータ６を駆動するハードウェア（回路）であって、３相
ＰＷＭ変調部１５０と、モータ駆動回路１５２と、ｕ相
電流検出器１５６と、ｖ相電流検出器１５４と、ロータ
角度位置検出器１６２とから構成される。

【００２８】本実施形態では、ハンドル１００の操作に
よってステアリングシャフト１０２に加えられる操舵ト
ルクがトルクセンサ３によって検出され、トルクセンサ
３から出力される操舵トルク信号Ｔｓが上記構成のＥＣ
Ｕ５に入力されると共に、車速が車速センサ４によって
検出され、車速センサ４から出力される車速信号Ｖｓも
ＥＣＵ５に入力される。ＥＣＵ５では、入力された操舵
トルク信号Ｔｓに対して位相補償器１１２により位相補
償が施され、その位相補償後の信号は、目標電流演算部
１１４に入力される。一方、車速センサ４から出力され
る車速信号Ｖｓは、ＥＣＵ５における目標電流演算部１
１４と収斂性補正部１１８とに入力される。また、モー
タ６に取り付けられた位置検出センサ１２から出力され
るセンサ信号Ｓｒが、ＥＣＵ５におけるロータ角度位置
検出器１６２に入力され、ロータ角度位置検出器１６２
は、モータ６のロータである回転界磁（永久磁石）の回
転位置すなわち電気角θ_reを示す信号を出力する（図８
参照）。この電気角θ_reを示す信号は、正弦波ＲＯＭテ
ーブル１４０とロータ角速度演算部１４２とに入力され
る。

【００２９】目標電流演算部１１４は、上記操舵トルク
信号Ｔｓと上記車速信号Ｖｓとに基づき、モータ６に供
給すべき電流の値である目標電流値Ｉｔを算出する。具
体的には、適切な操舵補助力を発生させるためにモータ
６に供給すべき目標電流の値と操舵トルクとの関係を車
速をパラメータとして示すテーブル（「アシストテーブ
ル」と呼ばれる）が目標電流演算部１１４内に予め保持
されており、目標電流演算部１１４は、このアシストテ
ーブルを参照して目標電流値Ｉｔを設定する。ただし、
この目標電流値Ｉｔは、既述の式（２ｂ）で表されるｑ
軸電流に相当する電流指令値を示す符号付きの値であっ
て、その正負は、操舵補助の方向、すなわち右方向操舵
を補助する方向のトルクをモータ６に発生させるべき
か、左方向操舵を補助する方向のトルクをモータ６に発
生させるべきかを示している。

【００３０】指令電流方向指定部１１６は、上記目標電
流値Ｉｔの正負を示す信号すなわち操舵補助の方向を示
す信号（以下「方向信号」という）Ｓdirを生成し、こ
の方向信号Ｓdirは収斂性補正部１１８に入力される。
また、ロータ角速度演算部１４２は、ロータ角度に相当
する電気角θ_reを示す信号に基づきロータ角速度ωreを
算出し、このロータ角速度ωreを示す信号も収斂性補正
部１１８に入力される。収斂性補正部１１８は、これら
の信号と車速信号Ｖｓとに基づき、車両収斂性を確保す
るための補償電流値ｉｃを算出する。加算器１２０は、
この補償電流値ｉｃを上記の目標電流値Ｉｔに加算し、
その結果得られる加算値をｑ軸電流指令値ｉ^* _qとして出
力する。このｑ軸電流指令値ｉ^* _qは、モータ６が発生す
べきトルクに対応する電流値であり、減算器１２４に入
力される。一方、ｄ軸電流指令値ｉ^* _dは、トルクに関与
しないのでｉ^* _d＝０として、減算器１２２に入力され
る。

【００３１】ｕ相電流検出器１５６とｖ相電流検出器１
５４は、モータ駆動回路１５２からモータ６に供給され
る電流のうちｕ相電流とｖ相電流をそれぞれ検出し、ｕ
相電流検出値ｉ_uとｖ相電流検出値ｉ_vをそれぞれ出力す
る。正弦波ＲＯＭテーブル１４０は、角度θの各種の値
とsinθの各種の値とを互いに対応付けて格納してお
り、ロータ角度位置検出器１６２からの信号の示す電気
角θ_reに対応する正弦波値sinθ_reを出力する。３相交
流／ｄ−ｑ座標変換部１３８は、この正弦波値sinθ_re
を用いて、上記のｕ相電流検出値ｉ_uおよびｖ相電流検
出値ｉ_vを、ｄ−ｑ座標上の値すなわちｄ軸電流検出値
ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qに変換する。このようにし
て得られたｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_q
は、減算器１２２および減算器１２４にそれぞれ入力さ
れる。

【００３２】減算器１２２は、ｄ軸電流指令値ｉ^* _d＝０
と上記のｄ軸電流検出値ｉ_dとの偏差であるｄ軸電流偏
差ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_dを算出し、ｄ軸電流ＰＩ制御部１２６
は、このｄ軸電流偏差ｅ_dに対する比例積分制御演算に
よってｄ軸電圧指令値ｖ^* _dを求める。一方、減算器１２
４は、加算器１２０から出力されるｑ軸電流指令値ｉ ^* _q
と上記のｑ軸電流検出値ｉ_qとの偏差であるｑ軸電流偏
差ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_qを算出し、ｑ軸電流ＰＩ制御部１２８
は、このｑ軸電流偏差ｅ_qに対する比例積分制御演算に
よってｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを求める。

【００３３】第１制限処理部１３０は、モータ６に印加
すべき相電圧に対する振幅制限手段であるが、各相の電
圧指令値が常に正弦波となるように各相電圧指令値の振
幅ｖ ^* _mをｖ^* _m≦Ｅ_d／２（式（７））に制限していた従
来とは異なり、上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電
圧指令値ｖ^* _qに対応する各相電圧指令値（式（６ａ）〜
（６ｃ）参照）の振幅ｖ^* _mがｖ^* _m≦Ｅ_dとなるように、
上記のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを
制限する。

【００３４】ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２は、第
１制限処理部１３０による上記制限（リミッタ処理）の
施された後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値
ｖ^* _qを３相交流座標上の値であるｕ相電圧指令値ｖ^* _uお
よびｖ相電圧指令値ｖ^* _vに変換する。そして、符号反転
加算器１３４は、それらの相電圧指令値ｖ^* _uおよびｖ ^* _v
からｗ相電圧指令値ｖ^* _wを算出する。

【００３５】第２制限処理部１３６は、このようにして
得られた各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対するリミ
ッタ手段であって、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの
振幅が中性点を０としたときＥ_d／２を超えないように
各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを制限する（Ｅ_dは電
源電圧）。

【００３６】３相ＰＷＭ変調部１５０は、第２制限処理
部１３６による上記制限（リミッタ処理）の施された後
の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wにそれぞれ応じたデ
ューティ比のＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗを生成する。

【００３７】モータ駆動回路１５２は、例えば電力用Ｍ
ＯＳトランジスタ等のスイッチング素子を用いて構成さ
れるＰＷＭ電圧形インバータであって、各スイッチング
素子を上記ＰＷＭ信号Ｓｕ、Ｓｖ、Ｓｗによってオン／
オフさせることにより、ブラシレスモータ６に印加すべ
き各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wを生成する。これらの各相電
圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wは、ＥＣＵ５から出力されてモータ６
に印加される。この電圧印加に応じてモータ６の各相
ｕ、ｖ、ｗのコイル（不図示）に電流が流れ、モータ６
はその電流に応じて操舵補助のためのトルクＴｍを発生
させる。

【００３８】モータ６に流れる電流のうちｕ相電流ｉ_u
とｖ相電流ｉ_vは、既述のようにｕ相電流検出器１５６
とｖ相電流検出器１５４によってそれぞれ検出され、３
相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８によってｄ−ｑ座標上
の電流値ｉ_d、ｉ_qに変換される。これらｄ−ｑ座標上の
電流値ｉ_d、ｉ_qのうちｄ軸電流検出値ｉ_dは減算器１２
２に、ｑ軸電流検出値ｉ_qは減算器１２４に、それぞれ
入力される。これにより、所望の操舵補助力をモータ６
によって発生させるべく、ｄ軸電流検出値ｉ_dがｄ軸電
流指令値ｉ^* _dに、ｑ軸電流検出値ｉ_qがｑ軸電流指令値
ｉ^* _qにそれぞれ等しくなるように、フィードバック制御
が行われる（この制御は「電流制御」と呼ばれる）。

【００３９】＜１.３ 電流制御動作＞上記のように本
実施形態では、操舵トルクや車速に応じて適切な操舵補
助が行われるようにモータ電流の目標値（ｄ軸電流指令
値ｉ^* _dおよびｑ軸電流指令値ｉ ^* _q）が設定され、この目
標値の電流がモータ６に流れるようにフィードバック制
御が行われる。図３は、このような電流制御のためのマ
イコン１０による演算（以下「電流制御演算」という）
の手順を示すフローチャートである。マイコン１０がこ
の電流制御演算を実行することにより、図２において点
線で囲まれた部分に相当する電流制御部２０のうちモー
タ駆動部以外の部分（以下「電流制御演算部」という）
が実現される。以下、図２および図３を参照しつつ、本
実施形態における電流制御演算部の動作（電流制御動
作）について説明する。

【００４０】本実施形態では、イグニションスイッチ９
がオンされると、ＥＣＵ５が起動され、ＥＣＵ５内のマ
イコン１０は、図３に示した電流制御演算を繰り返し実
行する。この電流制御演算においてマイコン１０は以下
のように動作する。

【００４１】まずマイコン１０は、磁極位置を示す電気
角θ_reをロータ角度位置検出器１６２から受け取り（ス
テップＳ１２）、ｕ相電流検出器１５６からｕ相電流検
出値ｉ_uを、ｖ相電流検出器１５４からｖ相電流検出値
ｉ_vをそれぞれ受け取る（ステップＳ１４）。次に、マ
イコン１０内のメモリに格納された正弦波ＲＯＭテーブ
ル１４０を参照して正弦波値sinθ_reを得て、この正弦
波値sinθ_reとｕ相電流検出値ｉ_uおよびｖ相電流検出値
ｉ_vとを用いて、式（３ａ）（３ｂ）すなわち次式によ
り、ｄ軸電流検出値ｉ_dおよびｑ軸電流検出値ｉ_qを算出
する（ステップＳ１６）。 ｉ_d＝√２｛ｉ_vsinθ_re−ｉ_usin(θ_re−2π/3)｝ ｉ_q＝√２｛ｉ_vcosθ_re−ｉ_ucos(θ_re−2π/3)｝ このステップＳ１６により３相交流／ｄ−ｑ座標変換部
１３８が実現される。

【００４２】次にマイコン１０は、上記ｄ軸電流検出値
ｉ_dと予め設定されたｄ軸電流指令値ｉ^* _dとの偏差であ
るｄ軸電流偏差ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_dを算出して、このｄ軸電
流偏差ｅ_dに対する比例積分制御演算によってｄ軸電圧
指令値ｖ^* _dを求めると共に、上記ｑ軸電流検出値ｉ_qと
加算器１２０によって得られるｑ軸電流指令値ｉ^* _qとの
偏差であるｑ軸電流偏差ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_qを算出して、こ
のｑ軸電流偏差ｅ_qに対する比例積分制御演算によって
ｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを求める。すなわち、次式によりｄ
軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを算出する
（ステップＳ１８、Ｓ２０）。 ｖ^* _d＝Ｋ_p｛ｅ_d＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_ddt｝ ｖ^* _q＝Ｋ_p｛ｅ_q＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_qdt｝ ここで、Ｋｐは比例ゲインであり、Ｔｉは積分時間であ
る。上記ステップＳ１８により減算器１２２および１２
４が実現され、ステップＳ２０によりｄ軸電流ＰＩ制御
部１２６およびｑ軸電流ＰＩ制御部１２８が実現され
る。

【００４３】次にマイコン１０は、上記のｄ軸電圧指令
値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qに対応する各相電圧指
令値（式（６ａ）〜（６ｃ）参照）の振幅ｖ^* _mが ｖ^* _m≦Ｅ_d …（１０） となるように、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令
値ｖ^* _qを制限する。具体的には、式（６ｄ）に示すよう
に ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} であるので、この式に基づき上記式（１０）を満たすよ
うにｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制
限する（ステップＳ２２）。このステップＳ２２の処理
であるリミッタ処理により第１制限処理部１３０が実現
される。

【００４４】次にマイコン１０は、正弦波ＲＯＭテーブ
ル１４０を参照して得られる正弦波値sinθ_reと上記リ
ミッタ処理後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令
値ｖ^* _qとを用いて、各相の電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _w
を次式により算出する（ステップＳ２４）。 ｖ^* _u＝√(2/3)｛ｖ^* _dcosθ_re−ｖ^* _qsinθ_re｝ ｖ^* _v＝√(2/3)｛ｖ^* _dcos(θ_re−2π/3)−ｖ^* _qsin(θ_re
−2π/3)｝ ｖ^* _w＝−ｖ^* _u−ｖ^* _v このステップＳ２４により、ｄ−ｑ／３相交流座標変換
部１３２と符号反転加算器１３４とが実現される。

【００４５】次にマイコン１０は、このようにして得ら
れた各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ ^* _wに対してリミッタ
処理を施す（ステップＳ２６）。すなわち、各相電圧指
令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを、中性点を０としたとき次式の
ように制限する。 −Ｅ_d/2≦ｖ^* _u≦Ｅ_d/2 …（１１ａ） −Ｅ_d/2≦ｖ^* _v≦Ｅ_d/2 …（１１ｂ） −Ｅ_d/2≦ｖ^* _w≦Ｅ_d/2 …（１１ｃ） ここで、Ｅ_dは電源電圧である。このステップＳ２６に
より、第２制限処理部１３６が実現される。上記式（１
１ａ）〜（１１ｃ）によるリミッタ処理後の各相電圧指
令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wはマイコン１０から出力され（ス
テップＳ２８）、１回分の電流制御演算が終了する。

【００４６】既述のように上記の電流制御演算は繰り返
し実行され、モータ６には、３相ＰＷＭ変調部１５０や
モータ駆動回路１５２等からなるモータ駆動部により、
マイコン１０から出力される各相電圧指令値ｖ^* _u、
ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じた各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wが印加され
る。

【００４７】＜１.４ 作用および効果＞上記第１の実
施形態によれば、モータ６が高回転で高負荷の状態であ
るときには、各相電圧指令値は台形波状となる。すなわ
ち、モータ６の回転数や負荷が或る程度以上となると、
第２制限処理部１３６でのリミッタ処理前の各相電圧指
令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、第１制限処理部１３０での振
幅制限（式（１０））により、図４（ａ）に示すような
振幅ｖ^* _m＝Ｅ_dの正弦波状となり、第２制限処理部１３
６でのリミッタ処理（式（１１ａ）〜（１１ｃ））の後
の各相電圧指令値ｖ ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、図４（ｂ）に示
すような台形波状となる。これにより、従来（図９）に
比べてモータ出力が増大するので、大きな操舵補助力が
得られる。また、この場合、相間電圧（線間電圧）ｖ^*
_uv＝ｖ^* _u−ｖ^* _v、ｖ^* _vw＝ｖ^* _v−ｖ^* _w、ｖ^* _wu＝ｖ^* _w−ｖ
^* _uも、図４（ｃ）に示すような台形波状となる。すなわ
ち、線間電圧の振幅の最大値はＥ_dとなり、従来に比べ
て電圧利用率が向上し、モータ６の駆動において電源電
圧を最大限まで利用することができる。ところで、各相
電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが上記のように台形波状と
なった場合において、もし異なる相の電圧指令値が同一
の値になる期間が存在すれば、モータ６に流れる電流に
よる磁界が回転しない期間が生じることになる。しかし
本実施形態では、第１制限処理部１３０により、ｖ^* _m≦
Ｅ_d（式（１０））となるように振幅ｖ^* _mが制限されて
いることから、図４（ｂ）に示すように、異なる相の電
圧指令値が同一となる期間は生じない。

【００４８】なお、上記第１の実施形態では３相ブラシ
レスモータ６の使用を前提としているが、３相以外の相
数のブラシレスモータを使用した場合においても、上記
と同様の構成により同様の効果が得られる。

【００４９】＜２．第２の実施形態＞上記第１の実施形
態では、ブラシレスモータ６の駆動において電源電圧を
最大限まで利用することができ、大きな操舵補助力を得
ることができる。しかし、モータ６の高回転・高負荷時
においてモータ６に印加される相間電圧（線間電圧）は
台形波状となるため（図４（ｃ））、モータ電流には高
調波成分が含まれ、これは、トルクリップルや振動の発
生や増加の原因となる。そこで以下では、トルクリップ
ルや振動の発生を抑えつつブラシレスモータ６の駆動に
おける電圧利用率を向上させた電動パワーステアリング
装置を、本発明の第２の実施形態として説明する。

【００５０】本実施形態に係る電動パワーステアリング
装置の全体構成は、上記第１の実施形態と同様であって
図１に示す通りである。以下では、本実施形態における
制御装置であるＥＣＵ５の構成および動作を中心に説明
する。

【００５１】図５は、本実施形態におけるＥＣＵ５の構
成を示すブロック図である。このＥＣＵ５の構成のうち
第１の実施形態と同一の部分には同一の符号を付して詳
しい説明を省略する。本実施形態においても、ＥＣＵ５
は、位相補償器１１２とマイコン１０とモータ駆動部と
からなるが、電流制御のための構成が第１の実施形態と
相違する。すなわち本実施形態では、マイコン１０が所
定のプログラムを実行することにより実現されるモータ
制御部が、第１の実施形態と同様の構成要素に加えて、
第３次高調波成分演算部２０２と加算器２２１、２２２
とを更に備えると共に、符号反転加算器１３４に代えて
加減算器２２４を備えている。また、第１制限処理部２
３０によるリミッタ処理の内容も第１の実施形態におけ
る第１制限処理部１３０と相違する。

【００５２】＜２.１ 電流制御演算部の構成＞以下、
本実施形態においてマイコン１０によって実現されるモ
ータ制御部のうち電流制御部３０を構成する部分である
電流制御演算部につき、第１の実施形態との相違点を中
心に説明する。

【００５３】本実施形態では、モータ６に印加すべき相
間電圧（線間電圧）の振幅を電源電圧Ｅ_dまで確保すべ
く、式（６ａ）〜（６ｃ）に示す各相電圧指令値ｖ^* _u、
ｖ^* _v、ｖ^* _wの基本正弦波にその第３次高調波を重畳す
る。すなわち、次式で示される各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ
^* _v、ｖ^* _wを使用する。 ｖ^* _u＝−ｖ^* _m{sin(θ_re＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re＋φ)} …（１２ａ） ｖ^* _v＝−ｖ^* _m{sin(θ_re−2π/3＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re−2π/3＋φ)} …（１２ｂ） ｖ^* _w＝−ｖ^* _m{sin(θ_re−4π/3＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re−4π/3＋φ)} …（１２ｃ） ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（１２ｄ） ここで、ｖ^* _q≠０のときφ＝tan^-1{ｖ^* _d/(−ｖ^* _q)}であ
り、ｖ^* _q＝０のときφ＝−π／２である。また、sin3
(θ_re＋φ)＝sin3(θ_re−2π/3＋φ)＝sin3(θ_re−4π/
3＋φ)であるので、線間電圧（相間電圧）には、第３次
高調波は現れない。

【００５４】上記式（１２ａ）〜（１２ｃ）で示される
各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが歪まないようにする
には、 ｖ^* _m{sinθ_re＋(1/6)sin3θ_re}≦Ｅ_d／２ とすればよい。ところで、ロータ角度位置すなわち電気
角θ_reを変化させたときのsinθ_re＋(1/6)sin3θ_reの最
大値は√3/2である。したがって、（√3/2)ｖ^* _m≦Ｅ_d/
2、すなわち ｖ^* _m≦Ｅ_d/√3 …（１３） であればよい。上記式（１３）を式（７）と比較すれば
わかるように、これは、相電圧指令値における基本正弦
波の振幅の制限値が従来の2/√3倍になることを意味す
る。なお、上記式（１２ａ）〜（１２ｃ）において、基
本正弦波に重畳すべき第３次高調波の振幅が基本正弦波
の振幅の1/6となっているのは、このときに基本正弦波
と第３次高調波との合成波のピーク値が最も小さくなる
からである。

【００５５】本実施形態における電流制御演算部は、上
記原理に基づき第１の実施形態とは下記のように相違す
る構成を有している。

【００５６】本実施形態における振幅制限手段としての
第１制限処理部２３０は、上記式（１３）すなわちｖ^* _m
≦Ｅ_d/√3を満たすようにｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ
軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する。この点で本実施形態は、
式（１０）すなわちｖ^* _m≦Ｅ _dを満たすようにｄ軸電圧
指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限する第１の
実施形態とは相違する。

【００５７】また、本実施形態における第３次高調波成
分演算部２０２は、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに
おける基本波成分に重畳すべき第３次高調波成分ｖ
^* ₃を、第１制限処理部２３０による振幅制限（式（１
３））の処理後のｄ軸電圧指令値ｖ ^* _dおよびｑ軸電圧指
令値ｖ^* _qから算出する。そして加算器２２１は、ｄ−ｑ
／３相交流座標変換部１３２によって得られるｕ相電圧
指令値（基本波成分）に当該第３次高調波成分ｖ^* ₃を加
算し、加算器２２２は、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１
３２によって得られるｖ相電圧指令値（基本波成分）に
当該第３次高調波成分ｖ^* ₃を加算する。また、加減算器
２２４は、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２によって
得られるｕ相電圧指令値とｖ相電圧指令値とを符号反転
させて加算し、その加算値に当該第３次高調波成分ｖ^* ₃
を加算する。このようにして、式（１２ａ）〜（１２
ｃ）に示すように基本波成分に第３次高調波成分の重畳
された各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが得られる。な
お、第３次高調波成分は上記のように第３次高調波成分
演算部２０２によって算出されるが、基本波成分を算出
する手段は、減算器１２２、１２４とｄ軸電流ＰＩ制御
部１２６とｑ軸電流ＰＩ制御部１２８とｄ−ｑ／３相交
流座標変換部１３２と加減算器２２４の一部とによって
実現されている。

【００５８】第２制限処理部１３６は、このようにして
得られた各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの絶対値がＥ
_d/2を超えないように各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _w
に対してリミッタ処理を施す（Ｅ_dは電源電圧）。ただ
し、本実施形態では第１制限処理部２３０により式（１
３）を満たすように各相電圧指令値の基本正弦波の振幅
が制限されることから、電流制御演算部が正常に動作し
ている限り、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wの絶対値
がＥ_d/2を超えることはない。

【００５９】第２制限処理部１３６による上記リミッタ
処理後の各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、電流制御
演算部（マイコン１０）から出力される。３相ＰＷＭ変
調部１５０やモータ駆動回路１５２等からなるモータ駆
動部は、これら各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じ
た各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wをモータ６に印加し、これに
よりモータ６が駆動される。

【００６０】＜２.２ 電流制御動作＞図６は、本実施
形態におけるマイコン１０による電流制御演算の手順を
示すフローチャートである。マイコン１０がこの電流制
御演算を実行することにより、図５において点線で囲ま
れた部分に相当する電流制御部３０のうちモータ駆動部
以外の部分すなわち電流制御演算部が実現される。以
下、図５および図６を参照しつつ、本実施形態における
電流制御演算部の動作（電流制御動作）について説明す
る。

【００６１】本実施形態においても、ＥＣＵ５が起動さ
れると、ＥＣＵ５内のマイコン１０は、図６に示した電
流制御演算を繰り返し実行する。この電流制御演算にお
いてマイコン１０は以下のように動作する。

【００６２】図６に示した電流制御演算のルーチンが呼
び出されると、マイコン１０は、第１の実施形態と同様
のステップＳ１２〜Ｓ２０を実行する。これにより、３
相交流／ｄ−ｑ座標変換部１３８と、減算器１２２およ
び１２４と、ｄ軸電流ＰＩ制御部１２６と、ｑ軸電流Ｐ
Ｉ制御部１２８とが実現される。これらの構成要素は第
１の実施形態の対応する構成要素と同様の機能を有し、
これらにより、次式で示されるｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよ
びｑ軸電圧指令値ｖ^* _qが得られる。 ｖ^* _d＝Ｋ_p｛ｅ_d＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_ddt｝ ｖ^* _q＝Ｋ_p｛ｅ_q＋（１/Ｔ_i）∫ｅ_qdt｝ ｅ_d＝ｉ^* _d−ｉ_d、ｅ_q＝ｉ^* _q−ｉ_q ここで、Ｋｐは比例ゲイン、Ｔｉは積分時間であり、ｉ
^* _dはｄ軸電流指令値、ｉ _dはｄ軸電流検出値であり、ｉ^*
_qはｑ軸電流指令値、ｉ_qはｑ軸電流検出値である。

【００６３】その後、マイコン１０は、上記のｄ軸電圧
指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ ^* _qに対応する各相電
圧指令値の振幅ｖ^* _mが式（１３）すなわち ｖ^* _m≦Ｅ_d/√3 を満たすように、ｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指
令値ｖ^* _qを制限する。具体的には、式（６ｄ）に示すよ
うに ｖ^* _m＝√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} であるので、この式に基づき式（１３）を満たすように
ｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを制限す
る（ステップＳ３２）。このステップＳ３２のリミッタ
処理により第１制限処理部２３０が実現される。

【００６４】次にマイコン１０は、第１の実施形態と同
様にして、上記リミッタ処理後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dお
よびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qを３相交流座標上の値すなわち
各相電圧指令値に変換する（ステップＳ２４）。すなわ
ち、次式により、基本波成分のみからなる相電圧指令値
（以下「基本波相電圧指令値」という）ｖ^* _uf、ｖ^* _vf、
ｖ^* _wfを算出する。 ｖ^* _uf＝√(2/3)｛ｖ^* _dcosθ_re−ｖ^* _qsinθ_re｝ ｖ^* _vf＝√(2/3)｛ｖ^* _dcos(θ_re−2π/3)−ｖ^* _qsin(θ_re
−2π/3)｝ ｖ^* _wf＝−ｖ^* _uf−ｖ^* _vf

【００６５】次に、マイコン１０は、上記リミッタ処理
後のｄ軸電圧指令値ｖ^* _dおよびｑ軸電圧指令値ｖ^* _qか
ら、次式により第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出する（ステ
ップＳ３４）。 ｖ^* ₃＝(-1/6)√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}sin3(θ_re＋φ) …（１６） ここで、ｖ^* _q≠０のときφ＝tan^-1{ｖ^* _d/(−ｖ^* _q)}であ
り、ｖ^* _q＝０のときφ＝−π／２である。

【００６６】そしてマイコン１０は、上記の第３次高調
波成分ｖ^* ₃を上記の各基本波相電圧指令値ｖ^* _uf、
ｖ^* _vf、ｖ^* _wfに加算することにより、すなわち ｖ^* _u＝ｖ^* _uf＋ｖ^* ₃ ｖ^* _v＝ｖ^* _vf＋ｖ^* ₃ ｖ^* _w＝ｖ^* _wf＋ｖ^* ₃ により、式（１２ａ）〜（１２ｃ）で示される各相電圧
指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを得る（ステップＳ３６）。

【００６７】このような上記ステップＳ２４、Ｓ３４、
Ｓ３６により、ｄ−ｑ／３相交流座標変換部１３２、第
３次高調波成分演算部２０２、加算器２２１、２２２、
および加減算器２２４が実現される。

【００６８】しかし、上記式（１６）に含まれる平方根
や逆正接関数の演算は大きな演算能力を必要とするた
め、上記式（１６）をそのまま用いて第３次高調波成分
ｖ^* ₃を算出するのは困難である。そこで本実施形態で
は、式（１６）を三角関数の公式を用いて以下のように
変形する。 ｖ^* ₃＝−(1/6)√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}sin3(θ_re＋φ) ＝−(1/6)√(2/3)√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} ×{sin(3θ_re＋φ)cos2φ＋cos(3θ_re＋φ)sin2φ} …（１７） ここで、φ＝tan^-1{ｖ^* _d／(−ｖ^* _q)}より、 sinφ＝ｖ^* _d／√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（１８ａ） cosφ＝−ｖ^* _q／√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²} …（１８ｂ） であるので、 sin2φ＝２sinφcosφ＝−２ｖ^* _dｖ^* _q／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²) …（１９ａ） cos2φ＝１−２sin²φ＝(−ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²)／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²) …（１９ｂ） となる。また、 −√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}sin(3θ_re＋φ)＝−ｖ^* _qsin3θ_re＋ｖ^* _dcos3θ_re …（２０ａ） −√{ｖ^* _d ²＋(−ｖ^* _q)²}cos(3θ_re＋φ)＝−ｖ^* _qcos3θ_re−ｖ^* _dsin3θ_re …（２０ｂ） である。したがって、式（１９ａ）（１９ｂ）（２０
ａ）（２０ｂ）を式（１７）に代入することにより、次
式が得られる。 ｖ^* ₃＝−(1/6)√(2/3)［{−ｖ^* _q＋４ｖ^* _d ²ｖ^* _q／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²)}sin3θ_re ＋{−ｖ^* _d＋４ｖ^* _dｖ^* _q ²／(ｖ^* _d ²＋ｖ^* _q ²)}cos3θ_re］ …（２１） 上式より、第３次高調波成分ｖ^* ₃を例えば四則演算と正
弦波ＲＯＭテーブルの参照とによって求めることができ
る。したがって、上記の第３次高調波成分ｖ^* ₃の算出に
よるマイコン１０の演算負荷を小さくすることができ
る。本実施形態においてステップＳ３４によって実現さ
れる第３次高調波成分演算部２０２は、上記式（２１）
を用いて第３次高調波成分ｖ^* ₃を算出する。なお、ｖ^* _d
＝ｖ^* _q＝０のときはｖ^* ₃＝０である。

【００６９】上記のようにして第３次高調波成分ｖ^* ₃が
算出され、その第３次高調波成分ｖ ^* ₃の重畳された各相
電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wが得られると、マイコン１
０は、その各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wに対して第
１の実施形態と同様のリミッタ処理を施す（ステップＳ
２６）。すなわち、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wを
次式のように制限する。 −Ｅ_d/2≦ｖ^* _u≦Ｅ_d/2 −Ｅ_d/2≦ｖ^* _v≦Ｅ_d/2 −Ｅ_d/2≦ｖ^* _w≦Ｅ_d/2 ここで、Ｅ_dは電源電圧である。このステップＳ２６に
より、第２制限処理部１３６が実現される。この第２制
限処理部１３６によるリミッタ処理後の各相電圧指令値
ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wはマイコン１０から出力され（ステッ
プＳ２８）、１回分の電流制御演算が終了する。

【００７０】既述のように上記の電流制御演算は繰り返
し実行され、モータ６には、３相ＰＷＭ変調部１５０や
モータ駆動回路１５２等からなるモータ駆動部により、
マイコン１０から出力される各相電圧指令値ｖ^* _u、
ｖ^* _v、ｖ^* _wに応じた各相電圧ｖ_u、ｖ_v、ｖ_wが印加され
る。

【００７１】＜２.３ 作用および効果＞上記第２の実
施形態によれば、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wにお
ける基本正弦波の振幅ｖ^* _mに対する制限はｖ^* _m≦Ｅ_d/√
3であって（式（１３））、従来（式（７））に比べて
制限値が2/√3倍となる。そして、モータ６が高回転で
高負荷の状態であって上記基本正弦波の振幅ｖ^* _mが最大
となると、各相電圧指令値ｖ^* _u、ｖ^* _v、ｖ^* _wは、式（１
２ａ）〜（１２ｃ）（１３）より ｖ^* _u＝−(Ｅ_d/√3){sin(θ_re＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re＋φ)} ｖ^* _v＝−(Ｅ_d/√3){sin(θ_re−2π/3＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re−2π/3＋φ)} ＝−(Ｅ_d/√3){sin(θ_re−2π/3＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re＋φ)} ｖ^* _w＝−(Ｅ_d/√3){sin(θ_re−4π/3＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re−4π/3＋φ)} ＝−(Ｅ_d/√3){sin(θ_re−4π/3＋φ)＋(1/6)sin3(θ_re＋φ)} となるので、各相ｕ、ｖ、ｗの相間電圧（線間電圧）ｖ
^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuは、 ｖ^* _uv＝ｖ^* _u−ｖ^* _v＝−Ｅ_dsin(θ_re＋π/6＋φ) …（１５ａ） ｖ^* _vw＝ｖ^* _v−ｖ^* _w＝−Ｅ_dsin(θ_re−π/2＋φ) …（１５ｂ） ｖ^* _wu＝ｖ^* _w−ｖ^* _u＝−Ｅ_dsin(θ_re＋5π/6＋φ) …（１５ｃ） となり、各相間電圧ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuの振幅は電源
電圧Ｅ_dに等しくなる。したがって、本実施形態によれ
ば、電源電圧を最大限まで利用することができる。ただ
し、本実施形態におけるモータ出力は、従来よりも大き
いが、第１の実施形態よりも低く小さくなる（図４参
照）。

【００７２】また、本実施形態によれば、相間電圧（線
間電圧）ｖ^* _uv、ｖ^* _vw、ｖ^* _wuは基本波成分のみからな
り高調波成分を含まない（式（１５ａ）〜（１５
ｃ））。これにより、モータ電流に含まれる高調波成分
が抑制されるので、トルクリップルや振動を増加させる
ことなく、モータ出力を従来よりも大きくすることがで
きる。

【００７３】＜２.４ 変形例＞既述のように、各相電
圧指令値において重畳すべき第３次高調波成分の振幅が
基本波成分の振幅の1/6となったときに相電圧指令値に
おける基本正弦波の振幅の制限値が最も大きくなる（振
幅に対する制限が最も緩くなる）が、重畳すべき第３次
高調波の振幅は必ずしも基本正弦波の振幅の1/6である
必要はない。例えば重畳すべき第３次高調波の振幅が基
本正弦波の振幅の1/3または1/4であっても、ブラシレス
モータの駆動において従来よりも電源電圧の利用率が向
上する。

【００７４】また、上記第２の実施形態では、各相電圧
指令値の基本波成分に第３次高調波成分が重畳される
が、３の倍数かつ奇数の次数の高調波成分であれば他の
高調波成分を基本波成分に重畳してもよい。ただし、装
置の実現性と得られる効果とを勘案すれば、第３次高調
波成分のみの重畳が現実的である。

【００７５】さらに、上記第２の実施形態では３相ブラ
シレスモータが使用されているが、一般にｎ相ブラシレ
スモータが使用された場合には、基本正弦波に第ｎ次高
調波を重畳する構成とすることにより、同様の効果を得
ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態に係る電動パワーステ
アリング装置の構成をそれに関連する車両構成と共に示
す概略図である。

【図２】第１の実施形態に係る電動パワーステアリング
装置における制御装置であるＥＣＵの構成を示すブロッ
ク図である。

【図３】第１の実施形態においてマイコンにより実行さ
れる電流制御演算を示すフローチャートである。

【図４】第１の実施形態におけるブラシレスモータの制
御のための相電圧指令値およびその相電圧指令値に対応
する相間電圧を示す電圧波形図である。

【図５】本発明の第２の実施形態に係る電動パワーステ
アリング装置におけるＥＣＵ（制御装置）の構成を示す
ブロック図である。

【図６】第２の実施形態においてマイコンにより実行さ
れる電流制御演算を示すフローチャートである。

【図７】第２の実施形態におけるブラシレスモータの制
御ための相電圧指令値およびその相電圧指令値に対応す
る相間電圧を示す電圧波形図である。

【図８】３相ブラシレスモータにおける３相交流座標と
ｄ−ｑ座標とを説明するための模式図である。

【図９】従来のブラシレスモータの制御のための相電圧
指令値およびその相電圧指令値に対応する相間電圧を示
す電圧波形図である。

【符号の説明】

３ …トルクセンサ ４ …車速センサ ５ …電子制御ユニット（ＥＣＵ） ６ …ブラシレスモータ ８ …バッテリ １１ …ボールねじ駆動部 １２ …位置検出センサ １０ …マイクロコンピュータ（モータ制御部、制御
演算手段） ２０、３０ …電流制御部 １１４ …目標電流演算部 １２２、１２４ …減算器 １２６ …ｄ軸電流ＰＩ制御部 １２８ …ｑ軸電流ＰＩ制御部 １３０、２３０ …第１制限処理部（振幅制限手段） １３２ …ｄ−ｑ／３相交流座標変換部 １３６ …第２制限処理部（リミッタ手段） １３８ …３相交流／ｄ−ｑ座標変換部 １５０ …３相ＰＷＭ変調部 １５２ …モータ駆動回路 ２０２ …第３次高調波成分演算部 Ｔｓ …操舵トルク信号 ｉ^* _d …ｄ軸電流指令値 ｉ^* _q …ｑ軸電流指令値 ｉ_d …ｄ軸電流検出値 ｉ_q …ｑ軸電流検出値 ｅ_d …ｄ軸電流偏差 ｅ_q …ｑ軸電流偏差 ｖ^* _d …ｄ軸電圧指令値 ｖ^* _q …ｑ軸電圧指令値 ｖ^* _u …ｕ相電圧指令値 ｖ^* _v …ｖ相電圧指令値 ｖ^* _w …ｗ相電圧指令値 θ_re …電気角（ロータ角度位置）

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｂ６２Ｄ 137:00 Ｈ０２Ｐ 6/02 ３５１Ａ Ｆターム(参考） 3D032 CC50 DA15 DA23 DA63 DA64 DC01 DC02 DC17 DC29 DC34 DD02 DD06 DD10 DD17 EA01 EB11 EC23 GG01 3D033 CA13 CA16 CA20 CA21 5H560 AA08 BB04 BB12 DA02 DB20 DC03 DC12 DC13 EB01 RR04 SS02 TT15 XA02 XA04 XA11 XA12 XA13

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 車両操舵のための操作手段に加えられる
   操舵トルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加し
   て当該ブラシレスモータを駆動することにより、当該車
   両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワー
   ステアリング装置であって、 前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の値を正弦
   波状の相電圧指令値として算出する制御演算手段と、 前記制御演算手段により算出される各相電圧指令値を表
   す正弦波の振幅を、前記ブラシレスモータを駆動するた
   めの電源電圧Ｅ_d以下に制限する振幅制限手段と、 前記電源電圧Ｅ_dに基づき、前記振幅制限手段によって
   振幅が制限されている前記各相電圧指令値を、中性点を
   ０としたとき−Ｅ_d／２以上でＥ_d／２以下の範囲に制限
   するリミッタ処理を前記各相電圧指令値に施すリミッタ
   手段と、 前記リミッタ処理後の前記各相電圧指令値に応じた各相
   電圧を前記ブラシレスモータに印加するモータ駆動手段
   とを備えることを特徴とする電動パワーステアリング装
   置。
2. 【請求項２】 車両操舵のための操作手段に加えられる
   操舵トルクに応じてブラシレスモータに相電圧を印加し
   て当該ブラシレスモータを駆動することにより、当該車
   両のステアリング機構に操舵補助力を与える電動パワー
   ステアリング装置であって、 前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧の値を、基
   本正弦波に第３次高調波を重畳した波形の相電圧指令値
   として算出する制御演算手段と、 前記制御演算手段により算出される各相電圧指令値に応
   じた各相電圧を前記ブラシレスモータに印加するモータ
   駆動手段とを備えることを特徴とする電動パワーステア
   リング装置。
3. 【請求項３】 前記制御演算手段は、 前記ブラシレスモータに印加すべき各相電圧における基
   本波成分の値を基本波相電圧指令値として算出する基本
   波成分演算手段と、 前記基本波相電圧指令値を表す正弦波に対する高調波成
   分であって当該正弦波の振幅の１／６の振幅を有する第
   ３次高調波成分を算出する高調波成分演算手段と、 前記基本波相電圧指令値に前記第３次高調波成分を加算
   することにより前記各相電圧指令値を算出する加算手段
   とを含むことを特徴とする、請求項２に記載の電動パワ
   ーステアリング装置。
4. 【請求項４】 前記基本波成分演算手段は、 前記ブラシレスモータにおける回転界磁の磁束方向であ
   るｄ軸と当該ｄ軸に直交するｑ軸とからなる回転座標系
   であるｄ−ｑ座標を導入し、前記ブラシレスモータに印
   加すべき電圧の値を当該ｄ−ｑ座標で表現したｄ軸電圧
   指令値およびｑ軸電圧指令値を、前記操舵トルクに応じ
   て決まる目標電流値と前記ブラシレスモータに流れる電
   流の検出値との偏差に基づき算出するｄ軸およびｑ軸電
   流制御演算手段と、 前記ｄ軸電圧指令値および前記ｑ軸電圧指令値を前記ブ
   ラシレスモータの各相の電圧値に変換することにより前
   記基本波相電圧指令値を生成する座標変換手段とを含
   み、 前記高調波成分演算手段は、下記の式により前記第３次
   高調波成分ｖ^* ₃を算出することを特徴とする、請求項３
   に記載の電動パワーステアリング装置： ｖ^* ₃＝−(1/6)√(2/3)［{−ｖ^* _q＋４ｖ^* _d ²ｖ^* _q／(ｖ^* _d ²
   ＋ｖ^* _q ²)}sin3θ_re＋{−ｖ^* _d＋４ｖ^* _dｖ^* _q ²／(ｖ^* _d ²＋
   ｖ^* _q ²)}cos3θ_re］ ここで、ｖ^* _dは前記ｄ軸電圧指令値であり、ｖ^* _qは前記
   ｑ軸電圧指令値であり、θ_reは前記回転界磁の回転位置
   を示す電気角である。
5. 【請求項５】 前記制御演算手段は、前記基本波相電圧
   指令値を表す正弦波の振幅を、前記ブラシレスモータを
   駆動するための電源電圧の１／√３以下に制限する振幅
   制限手段を更に含むことを特徴とする、請求項３または
   ４に記載の電動パワーステアリング装置。