JP2003029852A - 電源装置およびその制御方法、携帯型電子機器、計時装置およびその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 定電圧回路の消費電力を削減する。 【解決手段】 発振回路８０は水晶振動子８１の振動周
波数に基づいて発振信号を生成し、分周回路９０は発振
信号を分周して１／８のデューティ比を有するサンプリ
ングクロックＣＫｓを生成する。定電圧回路７０はサン
プリングクロックＣＫｓの“Ｈ”レベル期間中動作し、
“Ｌ”レベル期間中動作を停止する。動作を停止してい
る期間は、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２の変動を受けた
電圧Ｖｒｅｇが生成される。しかし、サンプリングクロ
ックＣＫｓの周期は短いので、電圧Ｖｒｅｇの変動幅は
抑圧される。一方、定電圧回路７０の消費電力は、これ
を常に動作させる場合と比較して１／８に削減すること
ができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、消費電力の削減に
好適な電源装置およびその制御方法、携帯型電子機器、
計時装置およびその制御方法に関するものである。

【従来の技術】腕時計タイプなどの小型の電子時計にお
いては、時刻を計測するための計時回路や運針機構に連
結されたモータを駆動させる駆動回路の他に、発電装置
を内蔵し電池交換なしに動作するものが実現されてい
る。これらの電子時計においては、発電装置で発生した
電力をいったんコンデンサなどに充電する機能を備えて
おり、発電が行われないときはコンデンサから放電され
る電力で時刻表示が行われるようになっている。

【０００２】このため、電池なしでも長時間安定した動
作が可能であり、電池の交換の手間あるいは電池の廃棄
上の問題などを考慮すると、今後、多くの電子時計に発
電装置が内蔵されるものと期待されている。腕時計など
に内蔵される発電装置は、照射された光を電気エネルギ
ーに変換する太陽電池、あるいは、ユーザの腕の動きな
どを捉えて運動エネルギーを電気エネルギーに変換する
発電システムなどである。これらの発電装置はユーザの
周囲のエネルギーを電気エネルギーに変換して使用する
という面では非常にすぐれているが、利用可能なエネル
ギー密度が低く、さらに、継続したエネルギーが得られ
ないという問題がある。従って、継続した発電は行われ
ず、その間はコンデンサに蓄積された電力で電子時計は
動作する。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、小型の電子
時計では発電装置の起電圧は小さいので、コンデンサの
端子間電圧では、計時回路を動作させるのに十分ではな
い。このため、コンデンサの端子間電圧を一旦昇圧し、
昇圧した電圧を別のコンデンサに蓄電している。また、
昇圧された電圧が変動しても安定した電源電圧を給電す
るために、当該コンデンサの電圧を定電圧回路を用いて
安定化させ、これを電源電圧として計時回路に給電して
いる。このような電子時計において、継続使用時間を長
時間化するためには、電子時計全体の消費電力を低減す
る必要がある。しかし、定電圧回路はそれ自体で電力を
消費してしまうから、定電圧回路を常に動作させること
は消費電力を削減する観点から好ましくない。一方、計
時回路を誤動作させることなく安定して動作させるため
には定電圧回路が必要となる。本発明は上述した事情に
鑑みてなされたものであり、定電圧回路をサンプリング
的（間欠的）に動作させることにより、消費電力の低減
を図ることを目的とする。また、他の目的は、入力電圧
の変動に応じて定電圧回路を制御することにより、消費
電力の低減と電源電圧の安定化を図ることを目的とす
る。

【０００４】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明に係る電源装置は、給電状態において入力電
圧を安定化させた出力電圧を生成する電圧安定化手段
と、前記電圧安定化手段への給電を行う給電手段と、前
記入力電圧の変動あるいは前記変動が予測される状態を
検知する電圧変動検知手段と、前記電圧変動検知手段の
検知結果に基づいて前記給電手段の給電動作を制御する
制御手段とを備えることを特徴とする。この発明によれ
ば、入力電圧の変動に応じて給電手段の給電動作を制御
することができるので、出力電圧を安定させるととも
に、消費電力を削減することができる。

【０００５】より具体的には、前記制御手段は、前記入
力電圧が安定している場合には前記電圧安定化手段への
給電と給電停止とを一定の周期で繰り返すように前記給
電手段を制御し、前記入力電圧が変動していることを検
知した場合あるいは前記変動が予測される状態を検知し
た場合には前記電圧安定化手段への給電停止時間に対す
る給電時間の割合を前記入力電圧が安定している場合と
比較して大きくなるように前記給電手段を制御してもよ
い。この発明によれば、入力電圧が変動している場合
に、給電時間を長くすることができるので出力電圧を安
定化させることができる一方、入力電圧が安定している
場合には給電停止時間を長くすることができるので、消
費電力の削減を図ることができる。

【０００６】また、前記制御手段は、前記入力電圧が安
定している場合には前記電圧安定化手段へ間欠的に給電
するように前記給電手段を制御し、前記入力電圧の変動
あるいは前記変動が予測される状態を前記電圧変動検知
手段により検知した場合には前記電圧安定化手段へ常に
給電するように前記給電手段を制御してもよい。この場
合には、入力電圧が変動している場合には、常に、電圧
安定化手段が動作するので、出力電圧をより一層安定化
させることができる。

【０００７】また、本発明に係る携帯型電子機器は、前
記電源装置と、電力を発電する発電手段と、前記発電手
段からの電力を蓄電し、蓄電された電圧を前記入力電圧
として前記電源装置に供給する蓄電手段とを備え、前記
電圧変動検知手段は、前記蓄電手段への充電を検知する
充電検知手段として構成されることを特徴とする。この
場合には、蓄電手段への充電を検知することにより、蓄
電手段の内部抵抗による前記入力電圧の変動を検知する
ことができる。ここで、充電検知手段は、前記蓄積手段
への充電電流に基づいて前記蓄電手段への充電を検知す
るものであってもよいし、あるいは、前記発電手段の起
電圧に基づいて前記蓄電手段への充電を検知するもので
あってもよい。

【０００８】また、本発明に係る携帯型電子機器は、前
記電源装置と、電力を発電する発電手段と、前記発電手
段からの電力を蓄電する第１の蓄電手段と、前記第１の
蓄電手段の電圧の大きさに応じた変換倍率で、前記第１
の蓄電手段の電圧を変換する電圧変換手段と、前記電圧
変換手段によって変換された電圧を蓄電し、蓄電された
電圧を前記入力電圧として前記電源装置へ供給する第２
の蓄電手段とを備え、前記電圧変動検知手段は、前記電
圧変換手段における変換倍率の変更を検知する倍率変更
検知手段として構成されることを特徴とする。この場合
には、変換倍率の変更に伴って、入力電圧が変動するこ
とを検知することができる。

【０００９】また、本発明に係る携帯型電子機器は、前
記電源装置と、前記入力電圧の給電を受けて電力を消費
する電力消費手段を備え、前記電圧変動検知手段は、前
記電力消費手段における消費電力が増大することを検知
する消費電力検知手段として構成されることを特徴とす
る。より具体的には、前記電力消費手段はモータであ
り、前記消費電力検知手段は前記モータの駆動信号に基
づいて、消費電力が増大することを検知することを特徴
とする。この場合には、消費電力の増大に伴って、入力
電圧が変動することを検知することができる。

【０００１０】また、本発明に係る携帯型電子機器にあ
っては、前記制御手段は、前記入力電圧が安定している
場合には前記電圧安定化手段への給電と給電停止とを一
定の周期で繰り返すように前記給電手段を制御し、前記
入力電圧の変動あるいは前記変動が予測される状態を前
記電圧変動検知手段により検知した場合には、前記電圧
安定化手段への給電停止時間に対する給電時間の割合を
前記入力電圧が安定している場合と比較して大きくなる
ように前記給電手段を制御することが好ましい。さら
に、前記入力電圧の変動あるいは前記変動が予測される
状態を前記電圧変動検知手段により検知した場合には予
め定めた所定期間の間、前記電圧安定化手段への給電停
止時間に対する給電時間の割合を前記入力電圧が安定し
ている場合と比較して大きくなるように前記給電手段を
制御するようにしても良い。

【００１１】また、前記制御手段は、前記入力電圧が安
定している場合には前記電圧安定化手段へ間欠的に給電
するように前記給電手段を制御し、前記入力電圧の変動
あるいは前記変動が予測される状態を前記電圧変動検知
手段により検知した場合には前記電圧安定化手段へ常に
給電するように前記給電手段を制御することが好まし
い。さらに、前記入力電圧の変動あるいは前記変動が予
測される状態を前記電圧変動検知手段により検知した場
合には予め定めた所定期間の間、前記電圧安定化手段へ
常に給電するように前記給電手段を制御するようにして
も良い。また、本発明に係る計時装置は、前記電源装置
と、前記電源装置からの出力電圧によって給電を受け、
時間を計測する計時手段とを備えたことを特徴とする。
この場合には、消費電力を削減しつつ、計時手段を安定
して動作させることができる。

【００１２】また、本発明に係る計時装置は、電力を発
電する発電手段と、前記発電手段からの電力を蓄電する
蓄電手段と、入力電圧を安定化させた出力電圧を生成す
る電圧安定化手段と、前記蓄電手段に蓄電された電圧を
前記入力電圧として、前記電圧安定化手段へ給電を行う
給電手段と、前記入力電圧の変動あるいは前記変動が予
測される状態を検知する電圧変動検知手段と、前記電圧
変動検知手段の検知結果に基づいて前記給電手段の給電
動作を制御する制御手段と、前記電圧安定化手段からの
出力電圧によって給電を受け、時間を計測する計時手段
とを備えるものであってもよい。

【００１３】また、本発明に係る計時装置は、電力を発
電する発電手段と、前記発電手段からの電力を蓄電する
第１の蓄電手段と、前記第１の蓄電手段の電圧の大きさ
に応じた変換倍率で、前記第１の蓄電手段の電圧を変換
する電圧変換手段と、前記電圧変換手段によって変換さ
れた電圧を蓄電し、蓄電された電圧を供給する第２の蓄
電手段と、入力電圧を安定化させた出力電圧を生成する
電圧安定化手段と、前記第２の蓄電手段に蓄電された電
圧を前記入力電圧として、前記電圧安定化手段へ給電を
行う給電手段と、前記電圧変換手段における変換倍率の
変更を検知する倍率変更検知手段と、前記倍率変更検知
手段の検知結果に基づいて前記給電手段の給電動作を制
御する制御手段と、前記電圧安定化手段からの出力電圧
によって給電を受け、時間を計測する計時手段とを備え
るものであってもよい。

【００１４】本発明に係る電源装置の制御方法は、給電
状態において入力電圧を安定化させた出力電圧を生成す
る定電圧回路を備えることを前提とし、予め定められた
第１の時間だけ前記定電圧回路への給電を行なう第１の
ステップと、前記第１の時間が経過すると、予め定めら
れた第２の時間だけ前記定電圧回路への給電を停止する
第２のステップと、を有し、前記第２のステップが終了
すると、前記第１のステップと前記第２のステップとを
交互に繰り返すことを特徴とする。この発明によれば、
定電圧回路は給電状態と給電停止状態とを交互に繰り返
すことになる。給電停止状態にあっては出力電圧が入力
電圧に応じて変動するが、給電状態になると入力電圧を
安定化させた出力電圧を生成するので、出力電圧の変動
幅は小さい。したがって、出力電圧の変動幅を抑圧しつ
つ、消費電力を削減することができる。

【００１５】本発明に係る電源装置の制御方法は、給電
状態において入力電圧を安定化させた出力電圧を生成す
る定電圧回路を備えることを前提とし、前記入力電圧の
変動あるいは前記変動が予測される状態を検知し、この
検知結果に基づいて前記定電圧回路への給電を制御する
ことを特徴とする。この発明によれば、入力電圧の変動
あるいは変動が予測される状態に応じて給電動作を制御
することができるので、出力電圧をより安定させるとと
もに、消費電力をより一層削減することができる。

【００１６】本発明に係る計時装置の制御方法は、給電
状態において入力電圧を安定化させた出力電圧を生成す
る定電圧回路と当該出力電圧によって給電された時間を
計測する計時回路とを備えることを前提とし、発電され
た電力を第１の蓄電器に蓄電し、前記第１の蓄電器の電
圧の大きさに応じた変換倍率で、前記第１の蓄電器の電
圧を変換し、変換された電圧を第２の蓄電器に蓄電する
とともに、蓄電された電圧を前記入力電圧として前記定
電圧回路に供給し、前記第２の蓄電器から給電を受け、
前記計時回路の計測結果に基づいて時刻を表示する針を
回転させるモータを駆動し、前記第１の蓄電器への充
電、前記変換倍率の変更、および前記モータの駆動のう
ち、少なくとも一つを検知し、前記検知結果に基づい
て、前記定電圧回路への給電および給電停止を制御する
ことを特徴とする。この発明によれば、入力電圧が変動
する要因である第１の蓄電器への充電、変換倍率の変
更、および前記モータの駆動のうち少なくとも一つが検
知されることになるので、定電圧回路への給電および給
電停止を適切に制御することができ、消費電力を削減す
るとともに計時回路を安定して動作させることができ
る。ここで、前記検知結果によって前記入力電圧が安定
していると判断した場合には、前記定電圧回路へ間欠的
に給電を行い、前記検知結果によって前記入力電圧が変
動しているあるいは前記変動が予測される状態であると
判断した場合には、前記定電圧回路への給電停止時間に
対する給電時間の割合を前記入力電圧が安定している場
合と比較して大きくするか、あるいは、常に給電するこ
とが好ましい。

【００１７】

【発明の実施の形態】[１．第１実施形態] [１−１：全体構成]以下に図面を参照しながら本発明に
係る第１実施形態を説明する。図１は、本発明の第１実
施形態に係る計時装置１の概略構成を示すブロック図で
ある。この計時装置１は、腕時計であって、使用者は装
置本体に連結されたベルトを手首に巻き付けて使用する
ようになっている。１０は交流発電機であって、例え
ば、回転錘を備えており、回転錘と連結される発電用ロ
ータが発電用ステータの内部で回転し発電用ステータに
接続された発電コイルに誘起された電力を外部に出力で
きる電磁誘導型のものが採用されている。２０は、交流
発電機１０と接続される整流回路であって、半波整流、
あるいは全波整流を行って、電力を大容量コンデンサ３
０に充電する。この例では、大容量コンデンサ３０の高
電位側の電圧Ｖｄｄ（高電位側電圧）を基準電位ＧＮＤ
としているが、その低電位側の電圧Ｖｓｓ１（第１の低
電位側電圧）を基準電位ＧＮＤとしてもよい。

【００１８】次に、４０は昇降圧回路であり、大容量コ
ンデンサ３０の両端の電圧を昇圧または降圧して、コン
デンサ６０に給電するようになっている。ここで、昇降
圧回路４０の出力電圧をその入力電圧で割った値を昇降
圧倍率Ｋと呼ぶことにする。電圧検出回路５０は、大容
量コンデンサ３０の低電位側電圧Ｖｓｓに基づいて、昇
降圧倍率Ｋを指示する昇降圧制御信号CTLaを昇降圧回路
４０に供給する。昇降圧倍率Ｋは、Ｋ＞１、Ｋ＝１、Ｋ
＜１のいずれの値も取り得る。例えば、電圧Ｖｓｓ１の
大きさが計時装置１の各部を動作させるのに十分でない
場合には、電圧検出回路５０はＫ＞１を指示する昇降圧
制御信号CTLaを生成する。一方、電圧Ｖｓｓ１の大きさ
が大き過ぎ、その電圧をそのままコンデンサ６０に印加
すると、コンデンサ６０が過充電になる場合には、電圧
検出回路５０はＫ＜１を指示する昇降圧制御信号CTLaを
生成する。これにより、適正な電圧をコンデンサ６０に
印加することが可能となる。なお、以下の説明ではコン
デンサ６０の低電位側の電圧を第２の低電位側電圧Ｖｓ
ｓ２と呼ぶことにする。

【００１９】次に、７０は、コンデンサ６０の両端に接
続される定電圧回路であって、第２の低電位側電圧Ｖｓ
ｓ２を入力電圧とし、これを安定化させた電圧Ｖｒｅｇ
を出力する。定電圧回路７０は、給電状態において入力
電圧や負荷電流が変動しても一定の電圧を出力するよう
に構成されている。但し、この定電圧回路７０は、サン
プリングクロックＣＫｓに基づいて間欠的に給電される
ようになっている。より詳細には後述するが、定電圧回
路７０は、サンプリングクロックＣＫｓが“Ｈ”レベル
の期間において出力電圧をフィードバックして安定化動
作を行い、一方、サンプリングクロックＣＫｓが“Ｌ”
レベルの期間においては、安定化動作を停止しその内部
に構成されるホールドコンデンサ７１５（図６参照）で
出力トランジスタ７０８のゲート電圧を保持し、出力ト
ランジスタ７０８を用いて負荷電流を流すようになって
いる。この場合、定電圧回路７０の出力電圧である電圧
Ｖｒｅｇは、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２に応じて変動
する。ここで、定電圧回路７０は、フィードバックによ
る安定化動作を行う場合には、これを構成する能動素子
が動作するため電力を消費するが、一方、ホールドコン
デンサ７１５により、出力電圧Ｖｒｅｇを保持する場合
には、能動素子への給電を停止するように構成されてい
る。また、この例では、サンプリングクロックＣＫｓの
１周期に対する“Ｈ”レベル期間の比（デューティ比
Ｒ）が１／８になるように設定されている。したがっ
て、定電圧回路７０の消費電力を常に動作させる場合と
比較して１／８に削減することができる。

【００２０】次に、８０は発振回路であって、水晶振動
子８１の振動周波数で発振するようになっている。ま
た、９０は分周回路であって、発振回路８０から供給さ
れるメインクロックＣＫｍを分周して、上述したサンプ
リングクロックＣＫｓと秒針や時分針を駆動するための
駆動クロックＣＫｄとを生成する。発振回路８０と分周
回路９０は、電圧Ｖｒｅｇと高電位側電圧Ｖｄｄとの間
に接続されこれらの電源ラインから給電されるようにな
っている。また、それらの消費電流の合計は５０ｎＡ程
度であって、極めて小さい。さらに、９１はレベルシフ
タであって、駆動クロックＣＫｄのレベルを変換する。
具体的には、電圧Ｖｒｅｇから高電位側電圧Ｖｄｄの間
で振れる駆動クロックＣＫｄを、第２の低電位側電圧Ｖ
ｓｓ２から高電位側電圧Ｖｄｄの間で振れるものに変換
する。次に、１００は駆動回路であって、駆動クロック
ＣＫｄに基づいて駆動パルスを生成するようになってい
る。ステップモータ１１０は駆動パルスの数に応じて回
転するようになっている。また、ステップモータ１１０
には、輪列や秒針および時分針から構成される運針機構
１２０が連結されている。したがって、ステップモータ
１１０が駆動クロックＣＫｄに基づいて回転すると、運
針機構１２０によって、動力の伝達が行われ、秒針およ
び時分針が動くことになる。

【００２１】ここで図２を参照して、図１に示す交流発
電機１０、整流回路２０、昇圧回路４０、駆動回路１０
０、ステップモータ１１０、および運針機構１２０の具
体的構成例について説明する。なお、図２では、図１に
示す定電圧回路７０、発振回路８０等については図示を
省略している。まず交流発電機１０について説明する。
交流発電機１０は、発電装置２４０、回転錘２４５お
よび増速用ギア２４６を備えて構成されている。発電装
置２４０としては、発電用ロータ２４３が発電用ステー
タ２４２の内部で回転し発電用ステータ２４２に接続さ
れた発電コイル２４４に誘起された電力を外部に出力す
る電磁誘導型の交流発電装置が採用されている。 回転
錘２４５は、発電用ロータ２４３に運動エネルギーを伝
達する手段として機能する。そして、この回転錘２４５
の動きが増速用ギア２４６を介して発電用ロータ２４３
に伝達されるようになっている。この回転錘２４５は、
腕時計型の計時装置１では、ユーザの腕の動きなどを捉
えて装置内で旋回できるようになっている。したがっ
て、使用者の生活に関連したエネルギーを利用して発電
を行い、その電力を用いて計時装置１を駆動できるよう
になっている。

【００２２】図２に示す整流回路２０は、１個の整流用
ダイオード２４７を用いて、交流発電機１０の出力を半
波整流する回路として構成されている。なお、整流回路
は全波整流であってもよく、また能動素子を複数用いて
整流回路を構成するようにしてもよい。昇降圧回路４０
は、複数のコンデンサ２４９ａおよび２４９ｂを用いて
多段階の昇圧および降圧ができるようになっている。昇
降圧回路４０により昇降圧された電源は、コンデンサ６
０に蓄えられる。 この場合において、昇降圧回路４０
は、電圧検出回路５０からの制御信号CTLaによってコン
デンサ６０に供給する電圧を調整することができる。

【００２３】次に昇降圧回路４０について図３ないし図
５を参照して説明する。昇降圧回路４０は、図３に示す
ように、大容量コンデンサ３０の高電位側（Ｖｄｄ）端
子に一方の端子が接続されたスイッチＳＷ１と、スイッ
チＳＷ１の他方の端子に一方の端子が接続され、他方の
端子が大容量コンデンサ３０の低電位側（Ｖｓｓ１）端
子に接続されたスイッチＳＷ２と、スイッチＳＷ１とス
イッチＳＷ２との接続点に一方の端子が接続されたコン
デンサ２４９ａと、コンデンサ２４９ａの他方の端子に
一方の端子が接続され、他方の端子が大容量コンデンサ
３０の低電位側端子に接続されたスイッチＳＷ３と、一
方の端子がコンデンサ６０の低電位側（Ｖｓｓ２）端子
に接続され、他方の端子がコンデンサ２４９ａとスイッ
チＳＷ３との接続点に接続されたスイッチＳＷ４と、大
容量コンデンサ３０の高電位側端子とコンデンサ６０の
高電位側端子との接続点に一方の端子が接続されたスイ
ッチＳＷ１１と、スイッチＳＷ１１の他方の端子に一方
の端子が接続され、他方の端子が大容量コンデンサ３０
の低電位側端子に接続されたスイッチＳＷ１２と、スイ
ッチＳＷ１１とスイッチＳＷ１２との接続点に一方の端
子が接続されたコンデンサ２４９ｂと、コンデンサ２４
９ｂの他方の端子に一方の端子が接続され、スイッチＳ
Ｗ１２と大容量コンデンサ３０の低電位側端子との接続
点に他方の端子が接続されたスイッチＳＷ１３と、一方
の端子がコンデンサ２４９ｂとスイッチＳＷ１３との接
続点に接続され、他方の端子がコンデンサ６０の低電位
側端子に接続されたスイッチＳＷ１４と、スイッチＳＷ
１１とスイッチＳＷ１２との接続点に一方の端子が接続
され、コンデンサ２４９ａとスイッチＳＷ３との接続点
に他方の端子が接続されたスイッチＳＷ２１と、を備え
て構成されている。

【００２４】ここで、昇降圧回路の動作の概要を図４お
よび図５を参照して、３倍昇圧時を例として説明する。
昇降圧回路４０は、図示しない所定の昇降圧クロックに
基づいて動作しており、３倍昇圧時には、図４に示すよ
うに、第１の昇降圧クロックタイミング（パラレル接続
タイミング）においては、スイッチＳＷ１をオン、スイ
ッチＳＷ２をオフ、スイッチＳＷ３をオン、スイッチＳ
Ｗ４をオフ、スイッチＳＷ１１をオン、スイッチＳＷ１
２をオフ、スイッチＳＷ１３をオン、スイッチＳＷ１４
をオフ、スイッチＳＷ２１をオフとする。この場合にお
ける昇降圧回路４０の等価回路は、図５（ａ）に示すよ
うなものとなり、コンデンサ２４９ａおよびコンデンサ
２４９ｂに大容量コンデンサ３０から電源が供給され、
コンデンサ２４９ａおよびコンデンサ２４９ｂの電圧が
大容量コンデンサ３０の電圧とほぼ等しくなるまで充電
がなされる。次に第２の昇降圧クロックタイミング（シ
リアル接続タイミング）においては、スイッチＳＷ１を
オフ、スイッチＳＷ２をオン、スイッチＳＷ３をオフ、
スイッチＳＷ４をオフ、スイッチＳＷ１１をオフ、スイ
ッチＳＷ１２をオフ、スイッチＳＷ１３をオフ、スイッ
チＳＷ１４をオン、スイッチＳＷ２１をオンとする。こ
の場合における昇降圧回路４０の等価回路は、図５
（ｂ）に示すようなものとなり、大容量コンデンサ３
０、コンデンサ２４９ａおよびコンデンサ２４９ｂはシ
リアルに接続されて、大容量コンデンサ３０の電圧の３
倍の電圧でコンデンサ６０が充電され、３倍昇圧が実現
されることとなる。

【００２５】次に図２に示すステップモータ１００およ
び運針機構１２０について説明する。ステッピングモー
タ１１０は、パルスモータ、ステッピングモータ、階動
モータあるいはデジタルモータなどとも称され、デジタ
ル制御装置のアクチュエータとして多用されている、パ
ルス信号によって駆動されるモータである。近年、携帯
に適した小型の電子装置あるいは情報機器用のアクチュ
エータとして小型、軽量化されたステッピングモータが
多く採用されている。このような電子装置の代表的なも
のが電子時計、時間スイッチ、クロノグラフといった計
時装置である。図２に示すステッピングモータ１１０
は、駆動回路１００から供給される駆動パルスによって
磁力を発生する駆動コイル２１１と、この駆動コイル２
１１によって励磁されるステータ２１２と、さらに、ス
テータ２１２の内部において励磁される磁界により回転
するロータ２１３を備えている。また、ステッピングモ
ータ１１０は、ロータ２１３がディスク状の２極の永久
磁石によって構成されたＰＭ型（永久磁石回転型）で構
成されている。ステータ２１２には、駆動コイル２１１
で発生した磁力によって異なった磁極がロータ２１３の
回りのそれぞれの相（極）２１５および２１６に発生す
るように磁気飽和部２１７が設けられている。また、ロ
ータ２１３の回転方向を規定するために、ステータ２１
２の内周の適当な位置には内ノッチ２１８が設けられて
おり、コギングトルクを発生させてロータ２１３が適当
な位置に停止するようにしている。

【００２６】ステッピングモータ１１０のロータ２１３
の回転は、かなを介してロータ２１３に噛合されている
運針機構１２０内の秒中間車２５１及び秒車（秒指示
車）２５２によって秒針２６１に伝達され、秒表示がな
されることとなる。さらに、秒車２５２の回転は、分中
間車２５３、分指示車２５４、日の裏車２５５および筒
車（時指示車）２５６によって各針に伝達される。分指
示車２５４には分針２６２が接続され、さらに、筒車２
５６には時針２６３が接続されている。ロータ２１３の
回転に連動してこれらの各針によって時分が表示され
る。さらに各車２５１〜２５６からなる輪列２５０に
は、図示してはいないが、年月日（カレンダ）などの表
示を行うための伝達系（例えば、日付表示を行う場合に
は、筒中間車、日回し中間車、日回し車、日車等）を接
続することももちろん可能である。この場合において
は、さらにカレンダ修正系輪列（例えば、第１カレンダ
修正伝え車、第２カレンダ修正伝え車、カレンダ修正
車、日車等）を設けることが可能である。

【００２７】次に、図２に示す駆動回路１００について
説明する。駆動回路１００は、組み合わせ論理回路から
なる駆動パルス制御回路２３０の制御下でステッピング
モータ１１０に様々な駆動パルスを供給する。駆動回路
１００は、直列に接続されたｐチャネルＭＯＳトランジ
スタ２３３ａとｎチャネルＭＯＳトランジスタ２３２
ａ、およびｐチャネルＭＯＳトランジスタ２３３ｂとｎ
チャネルＭＯＳトランジスタ２３２ｂによって構成され
たブリッジ回路を備えている。また、駆動回路１００
は、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ２３３ａおよび２３
３ｂとそれぞれ並列に接続された回転検出用抵抗２３５
ａおよび２３５ｂと、これらの抵抗２３５ａおよび２３
５ｂにチョッパパルスを供給するためのサンプリング用
のｐチャネルＭＯＳトランジスタ２３４ａおよび２３４
ｂを備えている。したがって、これらのＭＯＳトランジ
スタ２３２ａ、２３２ｂ、２３３ａ、２３３ｂ、２３４
ａおよび２３４ｂの各ゲート電極に駆動パルス制御回路
２３０からそれぞれのタイミングで極性およびパルス幅
の異なる制御パルスを印加することにより、駆動コイル
２１１に極性の異なる駆動パルスを供給したり、あるい
は、ロータ２１３の回転検出用および磁界検出用の誘起
電圧を励起する検出用のパルスを供給することができる
ようになっている。

【００２８】[１−２：定電圧回路]次に、定電圧回路７
０の構成について図６を参照して説明する。図６に定電
圧回路７０の回路構成を示す。この図に示すように定電
圧回路７０は、入力トランジスタ７０１、７０２、負荷
トランジスタ７０４、７０５、基準電圧発生用のトラン
ジスタ７０６、出力トランジスタ７０７、７０８、定電
流源７０９〜７１１、スイッチ７１２〜７１４およびホ
ールドコンデンサ７１５から大略構成されている。この
うち、入力トランジスタ７０１、７０２およびトランジ
スタ７０６はＰチャンネルの電界効果型で構成され、さ
らに、負荷トランジスタ７０４、７０５、出力トランジ
スタ７０７および７０８はＮチャンネルの電界効果型で
構成される。また、スイッチ７１２〜７１４は、サンプ
リングクロックＣＫｓによってオン・オフが制御される
ようになっており、サンプリングクロックＣＫｓが、
“Ｈ”レベルの期間中オン状態となり、“Ｌ”レベルの
期間中オフ状態となる。したがって、サンプリングクロ
ックＣＫｓのデューティ比Ｒが１／８であれば、定電圧
回路７０が動作するのは全体の１／８の期間であるの
で、消費電力を常に動作させる場合と比較して１／８に
低減することができる。

【００２９】入力トランジスタ７０１、７０２の各ドレ
インは、負荷トランジスタ７０４、７０５を介して第２
の低電位側電圧Ｖｓｓ２に各々接続されている。この場
合、負荷トランジスタ７０４、７０５は能動負荷として
機能する。また、入力トランジスタ７０１、７０２の各
ソースは定電流源７１０が接続されている。したがっ
て、入力トランジスタ７０１、７０２、負荷トランジス
タ７０４、７０５、および定電流源７１０は差動増幅器
を構成している。ここで、入力トランジスタ７０１のゲ
ートは差動増幅器の正入力端子に、入力トランジスタ７
０２のゲート差動増幅器は負入力端子に各々相当する。
この例では、入力トランジスタ７０１のゲート電圧は、
トランジスタ７０６のしきい値電圧Ｖｔｈとほぼ等しい
電圧となり、その電圧は基準電圧として作用する。した
がって、スイッチ７１２〜７１４がオン状態では、入力
トランジスタ７０１→出力トランジスタ７０８→出力ト
ランジスタ７０８→入力トランジスタ７０２のフィード
バックループが形成され、これにより、電圧Ｖｒｅｇの
値が安定化される。一方、スイッチ７１２〜７１４がオ
フ状態では、ホールドコンデンサ７１５によって出力ト
ランジスタ７０８のゲート電圧は保持され、電圧Ｖｒｅ
ｇが給電される。例えば、銀電池で駆動される一般の時
計では、電源電圧は１．５８Ｖで、出力電圧Ｖｒｅｇは
０．８Ｖ程度に設定されている。

【００３０】[１−３．第１実施形態の動作]次に、第１
実施形態の動作を図面を参照しつつ説明する。図７は、
計時装置１の動作を説明するためのタイミングチャート
である。この例では、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が時
刻ｔ１から高電位側に向けて上昇し、時刻ｔ２で反転に
転じ、時刻ｔ３において時刻ｔ１のレベルに戻るものと
する。これは、コンデンサ６０の充放電によって、その
端子電圧が時刻ｔ１から減少し、時刻ｔ２から増大に転
じて時刻ｔ３で時刻ｔ１におけるレベルに戻ることに起
因している。まず、サンプリングクロックＣＫｓが
“Ｈ”レベルの期間にあっては、図６に示すスイッチ７
１２〜７１４がオン状態となり、上述したフィードバッ
クループが形成される。このため、電圧Ｖｒｅｇの値が
低下すると、入力トランジスタ７０２のゲート電圧が下
がり、入力トランジスタ７０１を流れる電流が入力トラ
ンジスタ７０２を流れる電流よりも相対的に小さくな
る。すると、入力トランジスタ７０１のドレイン電圧が
上がり、出力トランジスタ７０８を流れる電流が少なく
なる。これにより電圧Ｖｒｅｇの値が上昇する。また、
逆に電圧Ｖｒｅｇの値が上昇すると、入力トランジスタ
７０２のゲート電圧が上がり、入力トランジスタ７０１
を流れる電流が入力トランジスタ７０２を流れる電流よ
りも相対的に大きくなる。すると、入力トランジスタ７
０１のドレイン電圧が下がり、出力トランジスタ７０８
を流れる電流が増加する。これにより電圧Ｖｒｅｇの値
が低下する。すなわち、サンプリングクロックＣＫｓが
“Ｈ”レベルの期間にあっては、電圧Ｖｒｅｇが予め定
められた基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように制御するこ
とができる。

【００３１】一方、サンプリングクロックＣＫｓが
“Ｌ”レベルの期間にあっては、スイッチ７１２〜７１
４がオフ状態となる。したがって、能動素子による電圧
Ｖｒｅｇの安定化は行われず、ホールドコンデンサ７１
５で出力トランジスタ７０８のゲート電圧を保持して、
発振回路８０と分周回路９０を駆動している。この場
合、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２の変動は、電圧Ｖｒｅ
ｇに反映される。しかしながら、サンプリングクロック
ＣＫｓの周期で電圧Ｖｒｅｇの安定化が図られる。この
ため、電圧Ｖｒｅｇは、図７に示すように期間Ｔｂにお
いて低電位側電圧Ｖｓｓの影響をうけて変動するが、期
間Ｔａ毎に基準電圧Ｖｒｅｆと一致する。したがって、
電圧Ｖｒｅｇの変動幅Ｖａを、発振回路８０や分周回路
９０を動作するのに十分な程度に、抑圧することができ
る。このように第１実施形態にあっては、定電圧回路７
０への給電を間欠的に行うようにしたので、定電圧回路
７０の消費電力を大幅に削減させることができる。この
結果、計時装置１全体の消費電力を削減することがで
き、継続使用時間を大幅に延ばすことができる。

【００３２】[１−４．第１実施形態の変形例]上述した
定電圧回路７０は、図８に示されるものであってもよ
い。この定電圧回路７０’は、図６に示す定電圧回路７
０において、高電位側電圧Ｖｄｄに接続される素子と低
電位側電圧Ｖｓｓに接続される素子を逆にするととも
に、ＰチャンネルのトランジスタとＮチャンネルのトラ
ンジスタとを入れ替えてあり、低電位側電圧Ｖｓｓ２を
基準電位とした回路構成である。また、定電圧回路７０
において、図９に示すように低電位側電圧Ｖｓｓをスイ
ッチ７１５〜７１８介して供給してもよいし、定電圧回
路７０’において、図１０に示すようにスイッチ８１２
〜８１４を介して第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２を供給す
るようにしてもよい。

【００３３】[２．第２実施形態]上述した第１実施形態
においては、常に一定のデューティ比となっているサン
プリングクロックＣＫｓに基づいて、定電圧回路７０へ
の給電を制御することにより、その消費電力を削減し
た。この際、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２がある程度変
動しても、定電圧回路７０は周期的に安定化動作を実行
するので、電圧Ｖｒｅｇの変動幅Ｖａを抑圧することが
できた。しかしながら、駆動パルスによってステップモ
ータ１１０が回転する際には、大電流が駆動回路１００
で消費されるので、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激
に上昇することになる。また、交流発電機１０が発電状
態にあり大容量コンデンサ３０に電流が充電されるとき
には、大容量コンデンサ３０の内部抵抗によって、第２
の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に下降することになる。
さらに、昇降圧回路４０の昇降圧倍率Ｋが増加すれば第
２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に下降し、昇降圧倍率
Ｋが減少すれば第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に上
昇することになる。このように第２の低電位側電圧Ｖｓ
ｓが急激に変動すると、電圧Ｖｒｅｇの変動幅Ｖａが大
きくなり、発振回路８０の発振周波数が不安定となった
り分周回路９０が誤動作するおそれがある。また、最悪
の場合、発振回路８０の発振が停止してしまう。一方、
サンプリングクロックＣＫｓの１周期に占める“Ｈ”レ
ベル期間の割合を大きくすれば、第２の低電位側電圧Ｖ
ｓｓ２が急激に変動しても電圧Ｖｒｅｇの変動幅を抑圧
することができるが、そうすると、定電圧回路７０の消
費電力の削減率が低下する。

【００３４】第２実施形態は、上述した事情に鑑みてな
されたものであり、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２に急激
な変動があった場合でも電圧Ｖｒｅｇの変動を抑圧する
とともに、定電圧回路７０の消費電力の削減率を大きく
することを目的とする。 [２−１．第２実施形態の構成]図１１は第２実施形態に
係る計時装置２のブロック図である。計時装置２は、定
電圧回路７０の替わりに安定化電源部Ａを用いる点、交
流発電機１０の発電状態を検出する発電状態検出回路１
３０を新たに用いる点を除いて、図１に示す第１実施形
態の計時装置１と略同様に構成されている。発電状態検
出回路１３０は、交流発電機１０の発電状態を検出する
ことにより、大容量コンデンサ３０への充電を検知する
ものである。この例の発電状態検出回路１３０は、図に
示すように抵抗１３１とオペアンプ１３２から構成され
ている。なお、オペアンプ１３２には若干のオフセット
を持たせてあり、ノイズによる誤動作を防止できるよう
になっている。オペアンプ１３２の正入力端子は大容量
コンデンサ３０に接続される抵抗１３１の一端Ｘ１と接
続されており、その負入力端子は抵抗１３１の他端Ｘ２
に接続されている。したがって、交流発電機１０に起電
圧が発生し、整流回路２０→高電位側電圧Ｖｄｄ→大容
量コンデンサ３０→抵抗１３１→整流回路２０の閉ルー
プで充電電流が流れると、オペアンプ１３２の出力信号
は“Ｈ”レベルとなり、充電電流が流れない場合には
“Ｌ”レベルとなる。そして、オペアンプ１３２の出力
信号は、第１の制御信号CTL1として出力される。

【００３５】ところで、大容量コンデンサ３０に充電電
流が流れ込む場合には、大容量コンデンサ３０の内部抵
抗によって、第１の低電位側電圧Ｖｓｓ１が急激に下降
する。昇降圧回路４０は、第１の低電位側電圧Ｖｓｓ１
を昇降圧して第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２を生成するか
ら、第１の低電位側電圧Ｖｓｓ１が急激に下降すると、
これに伴って第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２も急激に下降
する。したがって、第１の制御信号CTL1を参照すれば、
第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動する一期間を
検知することができる。次に、電圧検出回路５０から出
力される第２の制御信号CTL2は、昇降圧制御信号CTLaに
変化がある直前から予め定められた時間が経過するまで
の期間は“Ｈ”レベルとなり、他の期間は“Ｌ”レベル
となる。昇降圧倍率Ｋが変化すると、第２の低電位側電
圧Ｖｓｓ２は急峻に変動するがある時間が経過すると収
束する。ここで、第２の制御信号CTL2が“Ｈ”レベルと
なる時間は、収束に要する時間に応じて定める。したが
って、第２の制御信号CTL2を参照すれば、第２の低電位
側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動する期間を検知することが
できる。

【００３６】次に、駆動回路１００およびコンデンサ６
０は、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２に対してローパスフ
ィルタを等価的に構成する。このため、ステップモータ
１１０が駆動回路１００からの駆動パルスによって駆動
されると、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動す
るが、駆動パルスの有効期間が終了した後の一定期間
は、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が変動する。駆動回路
１００から出力される第３の制御信号CTL3は、このこと
を想定して生成される。具体的には、駆動パルスが有効
な期間だけでなく、駆動パルスが有効となる直前から第
２の低電位側電圧Ｖｓｓ２の変動が収束するまでの期間
において“Ｈ”レベルとなり、他の期間において“Ｌ”
レベルとなる。したがって、第３の制御信号CTL3を参照
すれば、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動する
期間を検知することができる。次に、安定化電源部Ａ
は、選択回路７１と第１の実施形態で説明した定電圧回
路７０から構成されている。選択回路７１の各信号入力
端子には、第１のクロックＣＫ１（デューティ比Ｒ＝１
／８）、第２のクロックＣＫ２（デューティ比Ｒ＝１／
２）、第３のクロックＣＫ３（デューティ比Ｒ＝３／
４）および“Ｈ”レベル信号Ｈが供給されるようになっ
ている。また、その制御入力端子には、上述した第１〜
第３の制御信号CTL1〜CTL3が供給されるようになってい
る。この選択回路７１は、第１〜第３の制御信号CTL1〜
CTL3に基づいて、第１〜第３のクロックＣＫ１〜ＣＫ
３、または“Ｈ”レベル信号Ｈを選択する。この選択信
号はサンプリングクロックＣＫｓとして定電圧回路７０
に供給される。

【００３７】選択の態様には各種のものがあるが、この
例では、図１２に示す真理値表に基づいて選択が行われ
る。第１〜第３の制御信号CTL1〜CTL3がすべて“Ｌ”レ
ベルであれば、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変
動しない。したがって、電圧Ｖｒｅｇの安定化動作をあ
る程度長い時間間隔で周期的に行っても、電圧Ｖｒｅｇ
は殆ど変動しない。このため、そのような場合には、第
１〜第３のクロックＣＫ１〜ＣＫ３のうちデューティ比
Ｒが最も小さい第１のクロックＣＫ１がサンプリングク
ロックＣＫｓとして定電圧回路７０に供給される。この
場合には、第１実施形態と同様に定電圧回路７０の消費
電力を１／８に削減することができる。また、第１の制
御信号CTL1のみが“Ｈ”レベルの場合には、第２のクロ
ックＣＫ２がサンプリングクロックＣＫｓとして定電圧
回路７０に供給される。この場合には、デューティ比Ｒ
が１／２である第２のクロックＣＫ２をサンプリングク
ロックＣＫｓとして用いることになる。このため、大容
量コンデンサ３０に電流が流れ込むことにより第２の低
電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動しても、定電圧回路７
０が安定化動作する期間が相対的に長くなるので、電圧
Ｖｒｅｇの変動が抑圧される。

【００３８】また、第２の制御信号CTL2が“Ｈ”レベル
となり、かつ第３の制御信号CTL3が“Ｌ”レベルの場合
には、第３のクロックＣＫ３がサンプリングクロックＣ
Ｋｓとして定電圧回路７０に供給される。この場合に
は、デューティ比Ｒが３／４である第３のクロックＣＫ
３をサンプリングクロックＣＫｓとして用いることにな
る。第２の制御信号CTL1が“Ｈ”レベルの場合に、第１
の制御信号CTL1が“Ｈ”レベルの場合よりデューティ比
Ｒが大きい第３のクロックＣＫ３を使用するようにした
のは、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２の変化率（Ｖｓｓ２
／時間）がより大きいからである。すなわち、昇降圧倍
率Ｋを切り替えは昇降圧制御信号CTLaが変化すれば直ち
に開始するが、発電による充電は比較的緩慢に行われる
からである。したがって、この例のように、第２の低電
位側電圧Ｖｓｓ２の変化率に応じてサンプリングクロッ
クＣＫｓのデューティ比Ｒを可変することによって、電
圧Ｖｒｅｇの変動を抑圧しつつ、定電圧回路７０の消費
電力を削減することができる。また、第３の制御信号CT
L3が“Ｈ”レベルの場合には、“Ｈ”レベル信号Ｈがサ
ンプリングクロックＣＫｓとして定電圧回路７０に供給
される。この場合には、定電圧回路７０を常時動作させ
ることになる。これは、ステップモータ１１０の駆動時
に第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が最も大きく変動し、し
かも、駆動パルスが有効な期間においては、第２の低電
位側電圧Ｖｓｓ２が上昇する方向に変動するからであ
る。第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が上昇すると、発振回
路８０および分周回路９０の電源電圧が低下し、発振周
波数が不安定となったり、最悪の場合には発振が停止し
てしまう。しかし、この例にあっては、駆動パルスが有
効な期間は、必ず定電圧回路７０が動作するので、発振
回路８０および分周回路９０を安定して動作させること
ができる。

【００３９】[２−２．第２実施形態の動作]次に、第２
実施形態の動作について説明する。図１３は、計時装置
２の動作を説明するためのタイミングチャートである。
なお、この例では、昇降圧倍率Ｋの変更は行われず、第
２の制御信号CTL2は常に“Ｌ”レベルであるものとす
る。この図に示すように、時刻ｔ１以前の期間Ｔ０にお
いては、第１〜第３の制御信号CTL1〜CTL3が“Ｌ”レベ
ルであったとすると、選択回路７１はデューティ比Ｒが
１／８となる第１のクロックＣＫ１をサンプリングクロ
ックＣＫｓとして定電圧回路７０に供給する。期間Ｔ０
では第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２に急激な変動はないの
で、電圧Ｖｒｅｇはほとんど変動しない。したがって、
定電圧回路７０の給電を１／８に絞っても発振回路８０
と分周回路９０とは安定して動作する。

【００４０】次に、時刻ｔ１から時刻ｔ２までの期間Ｔ
１に充電電流が流れると、期間Ｔ１において第２の低電
位側電圧Ｖｓｓ２は次第に下降する。充電電流が流れる
と、充電状態検出部１３０はこのことを検出して、期間
Ｔ１において“Ｈ”レベルとなる第１の制御信号CTL1を
選択回路７１に供給する。すると、選択回路７１はデュ
ーティ比Ｒが１／２に設定された第２のクロックＣＫ２
をサンプリングクロックＣＫｓとして定電圧回路７０に
供給する。この場合、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２は急
激に変動するが、サンプリングクロックＣＫｓのデュー
ティ比Ｒが１／２となるので、電圧Ｖｒｅｇの変動幅Ｖ
ａを小さくすることができる。したがって、第２の低電
位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動しても電圧Ｖｒｅｇの変
動を抑圧できるから、発振回路８０と分周回路９０とを
安定して動作させることができる。次に、時刻ｔ２から
時刻ｔ３まで期間Ｔ２にあっては、第１〜第３の制御信
号CTL1〜CTL3が“Ｌ”レベルであるから、期間Ｔ０と同
様に、定電圧回路７０は消費電力を１／８に絞った状態
で動作する。

【００４１】次に、駆動パルスが時刻ｔ４から時刻ｔ５
まで期間、“Ｈ”レベルになるものとすれば、これに先
立つ時刻ｔ３から時刻ｔ６までの期間Ｔ３において、第
３の制御信号CTL3は“Ｈ”レベルとなる。すると、選択
回路７１は“Ｈ”レベル信号Ｈをサンプリングクロック
ＣＫｓとして定電圧回路７０に供給する。この場合に
は、定電圧回路７０は常時動作するから、第２の低電位
側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動しても電圧Ｖｒｅｇは一定
の基準電圧Ｖｒｅｆに保たれる。したがって、発振回路
８０と分周回路９０とを安定して動作させることができ
る。このように第２実施形態においては、定電圧回路７
０の入力電圧である第２の低電位側電圧Ｖｓｓが急激に
変動する場合を検知し、そのような場合には、第２の低
電位側電圧Ｖｓｓの変動に応じて定電圧回路７０への給
電を制御するようにしたので、第２の低電位側電圧Ｖｓ
ｓ２が急激に変動しても電圧Ｖｒｅｇの変動幅Ｖａを抑
圧することができ、しかも、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ
２が安定している場合には、給電停止期間の割合を大き
くするから、定電圧回路７０の消費電力を大幅に削減す
ることができる。

【００４２】[２−３．第２実施形態の変形例] （１）第２実施形態に係る計時装置２において、定電圧
回路７０として、図８、図９、図１０に示すものを用い
ても良いことは勿論である。 （２）第２実施形態に係る計時装置２においては、大容
量コンデンサ３０への充電電流に基づいて、交流発電機
１０の発電状態を検知したが、本発明はこれに限定され
るものでなく、コンデンサ６０への充電電流に基づいて
交流発電機１０の発電状態を検知してもよい。さらに、
交流発電機１０の起電圧に基づいて交流発電機１０の発
電状態を検出してもよい。この場合には、交流発電機１
０の起電圧を予め定められた基準電圧と比較し、その比
較結果に基づいて発電状態を検出すればよい。

【００４３】交流発電機１０の起電圧の比較結果に基づ
いて発電状態を検出する場合における、図２に示す発電
状態検出回路１３０の変形例について図１４を参照して
説明する。図１４に示す発電状態検出回路１３０ａは、
２個のＰチャネルトランジスタ１３３，１３４と、Ｐチ
ャネルトランジスタ１３３，１３４のドレイン端子が電
流引き込み側の端子に接続されている定電流回路１３５
と、定電流回路１３５に並列に接続されているコンデン
サ１３６と、Ｐチャネルトランジスタ１３３，１３４の
ドレイン端子が入力に接続されているインバータ１３７
と、インバータ１３７に直列に接続されているインバー
タ１３８から構成されている。Ｐチャネルトランジスタ
１３３，１３４のゲート端子ＡＧ１，ＡＧ２には、図２
の発電コイル２４４の両端の端子電圧が印加され、各ゲ
ート端子には、それぞれ電圧Ｖｄｄが印加される。定電
流回路１３５とコンデンサ１３６の他方の端子には電圧
Ｖｓｓ１または電圧Ｖｓｓ２が印加される。インバータ
１３８の出力信号が第１の制御信号CTL1である。

【００４４】以上の構成において、交流発電機１０に起
電圧が発生すると、Ｐチャネルトランジスタ１３３，１
３４が交互にオンするようになり、コンデンサ１３６の
端子間に電圧が発生し、インバータ１３７の入力が
“Ｌ”レベルになるので、インバータ１３８から出力さ
れる制御信号CTL1が“Ｈ”レベルになる。一方、交流発
電機１０に起電圧が発生していない場合には、Ｐチャネ
ルトランジスタ１３３，１３４がオフしたままとなるの
で、コンデンサ１３６の電荷が定電流回路１３５によっ
て放電されるので、コンデンサ１３６の端子間電圧が減
少し、インバータ１３７の入力が“Ｈ”レベルになるの
で、インバータ１３８から出力される制御信号CTL1が
“Ｌ”レベルになる。

【００４５】（３）第２実施形態に係る計時装置２にお
いては、交流発電機１０の発電状態、昇降圧回路４０に
おける昇降圧倍率Ｋの変化、およびステップモータ１１
０の駆動に基づいて、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急
激に変動する場合を検出したが、本発明はこれに限定さ
れるものでなく、これらの要素を適宜組み合わせて第２
の低電位側電圧Ｖｓｓ２が急激に変動する場合を検出し
てもよい。また、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２を急激に
変動させる各要素は、上記したものに限定されず、例え
ば、計時装置が輪列と日車から構成されるカレンダー表
示機構を備えこれをステップモータ１１０とは別のモー
タで駆動する場合には当該モータを駆動するための駆動
パルスを考慮してもよい。

【００４６】さらに、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２を急
激に変動させる他の要因としては、計時装置にアラーム
装置（ブザー、音声信号を発生するための音声合成装置
等）を設ける場合のアラーム装置の駆動電流、照明装置
を設ける場合の照明の点灯電流等が考えられる。したが
って、これらの構成を採用する場合には、アラーム装置
の駆動制御信号や照明灯の制御信号を用いて、定電圧回
路の制御を行うように構成することも可能である。ま
た、第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２の変動を直接検出する
ように構成してもよく、例えば、第２の低電位側電圧Ｖ
ｓｓ２をコンデンサと抵抗で構成される微分回路を用い
て第２の低電位側電圧Ｖｓｓ２の変化率を検出し、これ
を予め定められた各閾値と比較し、その比較結果に基づ
いて、第１〜第３のクロックＣＫ１〜ＣＫ３および
“Ｈ”レベル信号Ｈの中からいずれかを選択し、これを
サンプリングクロックＣＫｓとして用いるようにしても
よい。

【００４７】さらに、ステップモータ１１０を駆動する
ために駆動回路１００で生成する駆動パルス幅を負荷に
応じて数種類の中から選択するようにし、これに応じて
第１〜第３のクロックＣＫ１〜ＣＫ３、または“Ｈ”レ
ベル信号Ｈを選択してサンプリングクロックＣＫｓとし
てもよい。具体的には、通常の駆動パルスでステップモ
ータ１１０を回転させることができない場合に幅の広い
駆動パルスを生成し（発生頻度は低い）、この場合に
“Ｈ”レベル信号Ｈを選択し、定電圧回路７０を常時動
作させるようにし、一方、通常の駆動パルス発生時に
は、第１〜第３のクロックＣＫ１〜ＣＫ３を適宜選択し
て、定電圧回路７０をサンプリング動作させるようにし
てもよい。

【００４８】くわえて、運針機構１２０を動作させる時
刻表示モードと、消費電力を削減するために運針機構１
２０の動作を停止させるパワーセーブモードといった２
つのモードを取り得る時計において、パワーセーブモー
ドでは、大きな消費電力はなく電源電圧変動がないた
め、サンプリングクロックＣＫｓのデューティ比Ｒを更
に小さい１／１６に設定し、時刻表示モードにおいて第
１〜第３のクロックＣＫ１〜ＣＫ３、または“Ｈ”レベ
ル信号Ｈを選択してサンプリングクロックＣＫｓを選択
するようにしてもよい。要は、第２の低電位側電圧Ｖｓ
ｓ２が急激に変動する場合を検知できるのであれば、ど
のようなものであってもよい。

【００４９】また、第２実施形態では、第１〜第３のク
ロックＣＫ１〜ＣＫ３、または“Ｈ”レベル信号Ｈを選
択してサンプリングクロックＣＫｓとしたが、“Ｈ”レ
ベル信号Ｈを除いて、サンプリングクロックＣＫｓのデ
ューティ比Ｒを可変する構成としてもよい。

【００５０】[３．本発明の変形例] （１）上述した各実施形態では、交流発電機１０とし
て、回転錘の回転運動を電気エネルギーに変換するもの
を採用しているが、本発明はこれに限定されることな
く、例えば、ゼンマイの復元力により回転運動を生じさ
せ、該回転運動で起電力を発生させる発電装置や、外部
あるいは自励による振動または変位を圧電体に加えるこ
とにより、圧電効果によって電力を発生させる発電装置
であってもよい。さらに、太陽電池による発電や、熱発
電であってもよい。また、交流発電機１０と整流回路２
０に代えて、１次蓄電池または２次蓄電池を用いること
も可能である。ただし、１次または２次蓄電池を用いる
場合には、発電状態の検出を行う必要はない。

【００５１】（２）上述した各実施形態では、腕時計型
の計時装置を一例として説明したが、本発明はこれに限
定されるものではなく、腕時計以外にも、懐中時計など
であってもよい。また、電卓、携帯電話、携帯用パーソ
ナルコンピュータ、電子手帳、携帯ラジオ、携帯型ＶＴ
Ｒなどの携帯型電子機器に適応することもできる。

【００５２】（３）上述した各実施形態においては、基
準電位（ＧＮＤ）をＶｄｄ（高電位側）に設定したが、
基準電位（ＧＮＤ）をＶｓｓ（低電位側）に設定しても
よいことは勿論である。

【００５３】（４）上述した各実施形態にあっては、昇
降圧回路４０を用いることを前提として説明したが、昇
降圧回路４０の替わりに昇圧動作のみを行う昇圧回路を
用いてもよいことはもちろんである。また、交流発電機
１０の起電圧が大きい場合には、昇降圧回路４０、電圧
検出回路５０およびコンデンサ６０を省略して、大容量
コンデンサ３０の両端を定電圧回路７０に直接接続する
ようにしてもよい。

【００５４】

【発明の効果】以上に説明したように、本発明の発明特
定事項によれば、電圧安定化手段を間欠的に動作させる
ので、電源装置の消費電力を削減することができる。ま
た、入力電圧の変動に応じて電圧安定化手段への給電を
制御するので、電源装置の消費電力を削減しつつ出力電
圧の変動幅を抑圧することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１実施形態に係る計時装置の構成
を示すブロック図である。

【図２】 本発明の実施形態に係る計時装置内の交流発
電機１０、整流回路２０、昇降圧回路４０、駆動回路１
００、ステップモータ１１０、および運針機構１２０の
具体的構成例を示す図である。

【図３】 図２の昇降圧回路４０の概要構成図である。

【図４】 図２の昇降圧回路４０の動作説明図である。

【図５】 図２の昇降圧回路４０における３倍昇圧時の
等価回路である。

【図６】 図１に示す実施形態に係る定電圧回路の回路
図である。

【図７】 同実施形態に係る計時装置の動作を説明する
ためのタイミングチャートである。

【図８】 同実施形態の変形例に係る定電圧回路の一例
を示す回路図である。

【図９】 同実施形態の変形例に係る定電圧回路の一例
を示す回路図である。

【図１０】 同実施形態の変形例に係る定電圧回路の一
例を示す回路図である。

【図１１】 本発明の第２実施形態に係る計時装置の構
成を示すブロック図である。

【図１２】 同実施形態に係る選択回路の真理値表であ
る。

【図１３】 同実施形態に係る計時装置の動作を説明す
るためのタイミングチャートである。

【図１４】 同実施形態に係る発電状態検出回路の変形
例を示す回路図である。

【符号の説明】

１，２…計時装置 １０…交流発電機（発電手段） ３０…大容量コンデンサ（第１の蓄電手段） ４０…昇降圧回路（電圧変換手段） ５０…電圧検出回路（電圧変動検知手段、倍率変更検知
手段） ６０…コンデンサ（第２の蓄電手段） ７０…定電圧回路（電圧安定化手段） ７１…選択回路（制御手段） ８０…発振回路（処理手段、計時手段） ９０…分周回路（処理手段、計時手段） １００…駆動回路（電圧変動検知手段） １１０…ステップモータ（電力消費手段、モータ） １３０，１３０ａ…発電状態検出回路（電圧変動検知手
段、充電検知手段） ７１２〜７１４…スイッチ（給電手段） Ｖｄｄ…高電位側電圧 Ｖｓｓ１…第１の低電位側電圧 Ｖｓｓ２…第２の低電位側電圧（入力電圧）

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2F002 AA07 AB06 AD06 AD07 AE00 AE01 DA00 GA04 GA06 2F084 AA01 AA07 GG02 GG03 GG04 JJ05 JJ07 LL01 LL02 LL03 5H430 BB05 BB09 BB11 EE06

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 給電状態において入力電圧を安定化させ
   た出力電圧を生成する電圧安定化手段と、 前記電圧安定化手段への給電を行う給電手段と、 前記入力電圧の変動あるいは変動が予測される状態を検
   知する電圧変動検知手段と、 前記電圧変動検知手段の検知結果に基づいて前記給電手
   段の給電動作を制御する制御手段とを備えることを特徴
   とする電源装置。
2. 【請求項２】 前記制御手段は、前記入力電圧が安定し
   ている場合には前記電圧安定化手段への給電と給電停止
   とを一定の周期で繰り返すように前記給電手段を制御
   し、前記入力電圧の変動あるいは前記変動が予測される
   状態を前記電圧変動検知手段により検知した場合には前
   記電圧安定化手段への給電停止時間に対する給電時間の
   割合を前記入力電圧が安定している場合と比較して大き
   くなるように前記給電手段を制御することを特徴とする
   請求項１に記載の電源装置。
3. 【請求項３】 前記制御手段は、前記入力電圧が安定し
   ている場合には前記電圧安定化手段へ間欠的に給電する
   ように前記給電手段を制御し、前記入力電圧の変動ある
   いは前記変動が予測される状態を前記電圧変動検知手段
   により検知した場合には前記電圧安定化手段へ常に給電
   するように前記給電手段を制御することを特徴とする請
   求項１に記載の電源装置。
4. 【請求項４】 請求項１に記載の電源装置を備えた携帯
   型電子機器であって、 電力を発電する発電手段と、 前記発電手段からの電力を蓄電し、蓄電された電圧を前
   記入力電圧として前記電源装置に供給する蓄電手段とを
   備え、 前記電圧変動検知手段は、前記蓄電手段への充電を検知
   する充電検知手段として構成されることを特徴とする携
   帯型電子機器。
5. 【請求項５】 前記充電検知手段は、前記蓄積手段への
   充電電流に基づいて前記蓄電手段への充電を検知するこ
   とを特徴とする請求項４に記載の携帯型電子機器。
6. 【請求項６】 前記充電検知手段は、前記発電手段の起
   電圧に基づいて前記蓄電手段への充電を検知することを
   特徴とする請求項４に記載の携帯型電子機器。
7. 【請求項７】 請求項１に記載の電源装置を備えた携帯
   型電子機器であって、 電力を発電する発電手段と、 前記発電手段からの電力を蓄電する第１の蓄電手段と、 前記第１の蓄電手段の電圧の大きさに応じた変換倍率
   で、前記第１の蓄電手段の電圧を変換する電圧変換手段
   と、 前記電圧変換手段によって変換された電圧を蓄電し、蓄
   電された電圧を前記入力電圧として前記電源装置へ供給
   する第２の蓄電手段とを備え、 前記電圧変動検知手段は、前記電圧変換手段における変
   換倍率の変更を検知する倍率変更検知手段として構成さ
   れることを特徴とする携帯型電子機器。
8. 【請求項８】 請求項１に記載の電源装置を備えた携帯
   型電子機器であって、 前記入力電圧の給電を受けて電力を消費する電力消費手
   段を備え、 前記電圧変動検知手段は、前記電力消費手段における消
   費電力が増大することを検知する消費電力検知手段とし
   て構成されることを特徴とする携帯型電子機器。
9. 【請求項９】 請求項８に記載の携帯型電子機器であっ
   て、 前記電力消費手段はモータであり、前記消費電力検知手
   段は前記モータの駆動信号に基づいて、消費電力が増大
   することを検知することを特徴とする携帯型電子機器。
10. 【請求項１０】 前記制御手段は、前記入力電圧が安定
    している場合には前記電圧安定化手段への給電と給電停
    止とを一定の周期で繰り返すように前記給電手段を制御
    し、前記入力電圧の変動あるいは前記変動が予測される
    状態を前記電圧変動検知手段により検知した場合には前
    記電圧安定化手段への給電停止時間に対する給電時間の
    割合を前記入力電圧が安定している場合と比較して大き
    くなるように前記給電手段を制御することを特徴とする
    請求項４、７または８のうちいずれか１項に記載の携帯
    型電子機器。
11. 【請求項１１】 前記入力電圧の変動あるいは前記変動
    が予測される状態を前記電圧変動検知手段により検知し
    た場合には予め定めた所定期間の間、前記電圧安定化手
    段への給電停止時間に対する給電時間の割合を前記入力
    電圧が安定している場合と比較して大きくなるように前
    記給電手段を制御することを特徴とする請求項１０記載
    の携帯型電子機器。
12. 【請求項１２】 前記制御手段は、前記入力電圧が安定
    している場合には前記電圧安定化手段へ間欠的に給電す
    るように前記給電手段を制御し、前記入力電圧の変動あ
    るいは前記変動が予測される状態を前記電圧変動検知手
    段により検知した場合には前記電圧安定化手段へ常に給
    電するように前記給電手段を制御することを特徴とする
    請求項４、７または８のうちいずれか１項に記載の携帯
    型電子機器。
13. 【請求項１３】 前記入力電圧の変動あるいは前記変動
    が予測される状態を前記電圧変動検知手段により検知し
    た場合には予め定めた所定期間の間、前記電圧安定化手
    段へ常に給電するように前記給電手段を制御することを
    特徴とする請求項１２に記載の携帯型電子機器。
14. 【請求項１４】 請求項１に記載の電源装置と、 前記電源装置からの出力電圧によって給電を受け、時間
    を計測する計時手段とを備えたことを特徴とする計時装
    置。
15. 【請求項１５】 電力を発電する発電手段と、 前記発電手段からの電力を蓄電する蓄電手段と、 入力電圧を安定化させた出力電圧を生成する電圧安定化
    手段と、 前記蓄電手段に蓄電された電圧を前記入力電圧として、
    前記電圧安定化手段へ給電を行う給電手段と、 前記入力電圧の変動あるいは前記変動が予測される状態
    を検知する電圧変動検知手段と、 前記電圧変動検知手段の検知結果に基づいて前記給電手
    段の給電動作を制御する制御手段と、 前記電圧安定化手段からの出力電圧によって給電を受
    け、時間を計測する計時手段とを備えたことを特徴とす
    る計時装置。
16. 【請求項１６】 電力を発電する発電手段と、 前記発電手段からの電力を蓄電する第１の蓄電手段と、 前記第１の蓄電手段の電圧の大きさに応じた変換倍率
    で、前記第１の蓄電手段の電圧を変換する電圧変換手段
    と、 前記電圧変換手段によって変換された電圧を蓄電し、蓄
    電された電圧を供給する第２の蓄電手段と、 入力電圧を安定化させた出力電圧を生成する電圧安定化
    手段と、 前記第２の蓄電手段に蓄電された電圧を前記入力電圧と
    して、前記電圧安定化手段へ給電を行う給電手段と、 前記電圧変換手段における変換倍率の変更を検知する倍
    率変更検知手段と、 前記倍率変更検知手段の検知結果に基づいて前記給電手
    段の給電動作を制御する制御手段と、 前記電圧安定化手段からの出力電圧によって給電を受
    け、時間を計測する計時手段とを備えたことを特徴とす
    る計時装置。
17. 【請求項１７】 給電状態において入力電圧を安定化さ
    せた出力電圧を生成する定電圧回路を備えた電源装置の
    制御方法において、 予め定められた第１の時間だけ前記定電圧回路への給電
    を行なう第１のステップと、 前記第１の時間が経過すると、予め定められた第２の時
    間だけ前記定電圧回路への給電を停止する第２のステッ
    プと、を有し、 前記第２のステップが終了すると、前記第１のステップ
    と前記第２のステップとを交互に繰り返す、 ことを特徴とする電源装置の制御方法。
18. 【請求項１８】 給電状態において入力電圧を安定化さ
    せた出力電圧を生成する定電圧回路を備えた電源装置の
    制御方法において、 前記入力電圧の変動を検知し、 前記入力電圧の変動の検知結果に基づいて前記定電圧回
    路への給電を制御することを特徴とする電源装置の制御
    方法。
19. 【請求項１９】 給電状態において入力電圧を安定化さ
    せた出力電圧を生成する定電圧回路と当該出力電圧によ
    って給電された時間を計測する計時回路とを備えた計時
    装置の制御方法において、 発電された電力を第１の蓄電器に蓄電し、 前記第１の蓄電器の電圧の大きさに応じた変換倍率で、
    前記第１の蓄電器の電圧を変換し、 変換された電圧を第２の蓄電器に蓄電するとともに、蓄
    電された電圧を前記入力電圧として前記定電圧回路に供
    給し、 前記第２の蓄電器から給電を受け、前記計時回路の計測
    結果に基づいて時刻を表示する針を回転させるモータを
    駆動し、 前記第１の蓄電器への充電、前記変換倍率の変更、およ
    び前記モータの駆動のうち、少なくとも一つを検知し、 前記検知結果に基づいて、前記定電圧回路への給電およ
    び給電停止を制御することを特徴とする計時装置の制御
    方法。
20. 【請求項２０】 前記検知結果によって前記入力電圧が
    安定していると判断した場合には、前記定電圧回路へ間
    欠的に給電を行い、 前記検知結果によって前記入力電圧が変動しているある
    いは前記変動が予測されると判断した場合には、前記定
    電圧回路への給電停止時間に対する給電時間の割合を前
    記入力電圧が安定している場合と比較して大きくする
    か、あるいは、常に給電することを特徴とする請求項１
    ９に記載の計時装置の制御方法。