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JP2002538503A - ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法 - Google Patents

ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法

Info

Publication number
JP2002538503A
JP2002538503A JP2000601744A JP2000601744A JP2002538503A JP 2002538503 A JP2002538503 A JP 2002538503A JP 2000601744 A JP2000601744 A JP 2000601744A JP 2000601744 A JP2000601744 A JP 2000601744A JP 2002538503 A JP2002538503 A JP 2002538503A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
data
frame
decoding
audio data
digital audio
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2000601744A
Other languages
English (en)
Inventor
スグン ユー
ジョンジェ パク
Original Assignee
スグン ユー
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by スグン ユー filed Critical スグン ユー
Publication of JP2002538503A publication Critical patent/JP2002538503A/ja
Pending legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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    • H04N21/40—Client devices specifically adapted for the reception of or interaction with content, e.g. set-top-box [STB]; Operations thereof
    • H04N21/43—Processing of content or additional data, e.g. demultiplexing additional data from a digital video stream; Elementary client operations, e.g. monitoring of home network or synchronising decoder's clock; Client middleware
    • H04N21/439—Processing of audio elementary streams
    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/02—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis using spectral analysis, e.g. transform vocoders or subband vocoders
    • G—PHYSICS
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    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
    • G11B20/00007—Time or data compression or expansion
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    • G11—INFORMATION STORAGE
    • G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
    • G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
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    • G11B5/00—Recording by magnetisation or demagnetisation of a record carrier; Reproducing by magnetic means; Record carriers therefor
    • G11B5/008—Recording on, or reproducing or erasing from, magnetic tapes, sheets, e.g. cards, or wires
    • G11B5/00813—Recording on, or reproducing or erasing from, magnetic tapes, sheets, e.g. cards, or wires magnetic tapes

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Abstract

(57)【要約】 本発明は圧縮されたデジタルオーディオデータを逆方向にデコーディングする方法に関するものであり，順方向デコーディングアルゴリズムをそのまま用いる方法と逆方向デコーディングアルゴリズムを開発して効率を高める方法があり，この時本発明の逆方向デコーディングアルゴリズムは，記録オーディオデータの最後フレームヘッダを確認する第１段階と，確認されたヘッダ情報に基づいて，そのフレームを構成する複数の単位ブロックデータ全体に対して逆量子化する第２段階と，逆量子化されたデータに対して，単位ブロック間の連続性を維持しながら各周波数帯域の時間データに復元する第３段階，及び復元された各周波数帯域の時間データを逆順で合成して時間逆順のオーディオ信号に変換出力する第４段階を含んで構成されることによって，アルゴリズムと演算量，メモリ使用量が順方向デコーディング方法とほとんど類似でありながらも逆方向デコーディングが可能で，デジタルに圧縮されたオーディオデータをテープ等のように順方向と逆方向トラックを有するアナログ媒体に録音する場合１方向の記録で２トラックをすべて録音することができるようにする非常に有用な発明である。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＭＰＥＧオーディオデータをアナログ信号で逆方向にデコーディング
する方法に関するものであり，特にディジタルオーディオデータをテープ等のよ
うなアナログ媒体に高速で録音時，メモリ使用量や演算量を大きく増やさなくて
も逆方向デコーディングしてアナログオーディオ信号を逆方向に記録可能にした
ディジタルオーディオの逆方向デコーディング方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
一般的にオーディオデータを貯蔵する場合において，ディジタル方式で貯蔵す
る場合には記録媒体間の複製時音質の損失がないことはもちろん，ディジタル変
換時効率的な圧縮方式を利用すれば大きな音質の損失なくてもデータ量を相当に
減らすことができるためにデータの保管及び管理が容易であり，通信上にデータ
を伝送する場合に効率が優れている等アナログ方式で貯蔵する場合に比べて多様
な長所を有している。
【０００３】 このような多くの長所により，オーディオデータをディジタルデータにより効
率的に変換させるための多様なエンコーディング方法が考案されたことがあり，
その中の代表的なものとしてＭＰＥＧ（Ｍｏｖｉｎｇ Ｐｉｃｔｕｒｅ Ｅｘｐ
ｅｒｔ Ｇｒｏｕｐ）オーディオ規格があり，ＭＰＥＧオーディオとは高品質・
高能率のステレオ符号化のための国際標準化機構（ＩＳＯ）／国際電気技術委員
会（ＩＥＣ）の標準方式として，従来の圧縮符号化方式に比べて優れた音質を実
現できてＭＰＥＧビデオと組合されて高能率のマルチメディア情報圧縮を実現で
きることはもちろん，ディジタル音楽放送等に単独で利用することもできる。最
初ＭＰＥＧ１から始まり，次第に増加されているマルチメディアデータ圧縮標準
に対する新しい必要性によりＭＰＥＧ２を経て，客体指向マルチメディア通信の
ためのＭＰＥＧ４が発表されており，現在も続けて研究が進行中である。
【０００４】 はじめに標準化されたＭＰＥＧ１は動映像とオーディオをディジタル貯蔵装置
に最大１．５Ｍｂｐｓで圧縮・貯蔵するためのコーディング技術としてすべて５
部分で構成されており，この中の１つであるオーディオ部分には３種のオーディ
オコーディング技法が定義されており，これを各々階層，すなわちレイヤ（Ｌａ
ｙｅｒ）１，レイヤ２，レイヤ３と呼んで，階層−３（以下“ＭＰ３”と称する
）が最も精密なアルゴリズムを用いる反面圧縮性能が優秀で，階層−１と階層−
２を概念的に含んでいるので（すなわち，下向互換性がある），以下ではＭＰ３
を基準にアナログオーディオデータのエンコーディング方法に対して簡略に説明
する。
【０００５】 ＭＰＥＧのオーディオレイヤは認識コーディングまたは知覚符号化（Ｐｅｒｃ
ｅｐｔｕａｌ Ｃｏｄｉｎｇ）と呼ばれる圧縮コーディング技法を用いるが，こ
れは人の聴感モデルを分析，適用した技法でありマスキング（Ｍａｓｋｉｎｇ）
効果という人の耳の鈍感さを利用した一種のトリックということができる。人の
耳は普通２０Ｈｚから２０ｋＨｚまでの音を聞くとができるがこれを可聴周波数
といって，各周波数範囲毎に聴覚の敏感性が変わり，特に２ｋＨｚから５ｋＨｚ
までの帯域で最も敏感なことが知られている。
【０００６】 例えば多くの人がピアノ演奏を聞く時，演奏家がピアノをひかない時にはピア
ノの弦から響く余音を聞くことができるがピアノ鍵盤を再びひく瞬間人々はその
音をこれ以上聞くことができなくなる。これは余音がなくなったのでなくその音
が鍵盤をひく時出る音に比べて小さいためである。すなわち大きな音（Ｍａｓｋ
ｅｒ）が存在している状態で，この音付近の一定範囲，すなわち臨界帯域（Ｃｒ
ｉｔｉｃａｌ Ｂａｎｄ）に属する音はかなりレベルが高い純音であるのに聞こ
えないようになる。このような原理を周波数マスキング効果というが，周波数帯
域によってマスキングされる音の臨界値も変わり，耳に敏感な部分ではマスキン
グされる音の臨界値が小さくなり鈍感な部分は大きなマスキング臨界値を有する
ようになる。
【０００７】 マスキング効果には前記周波数マスキングと共に時間的（Ｔｅｍｐｏｒａｌ）
マスキングがある。これはある大きな音を聞いた後にこれより小さい音を聞くこ
とができるまで一定な遅延時間があるということである。例えば６０ｄＢの音を
５ｍｓ間聞かせた後連続して４０ｄＢの音を聞かせる場合約５ｍｓ以後にその音
を感知することができる。このような遅延時間も周波数帯域によって異なる値を
有するようになる。
【０００８】 ＭＰ３はこのような人の聴覚心理モデルを利用して，周波数帯域によって量子
化によって発生される量子化雑音をマスキング臨界値と遅延時間内で許容するよ
うにしてオーディオデータのビット率を減少させることによって音質の損失なく
圧縮することができるようにしたものである。
【０００９】 このようなＭＰ３エンコーディング方法に対して，一般的なエンコーディング
装置の一部構成を概略的に図示した図１及び図２を参照して，各段階別により詳
細に説明すると次のようである。
【００１０】 （１）サブバンド符号化（Ｓｕｂｂａｎｄ Ｃｏｄｉｎｇ）及びＭＤＣＴ 臨界（ｃｒｉｔｉｃａｌ）バンドなどの聴覚心理をより効率的に利用するため
にはまず信号を周波数成分に分けることが重要で，このためにまず図１のフィル
タバンク１０を利用して入力されるオーディオＰＣＭサンプルの全帯域を３２個
の等間隔周波数バンドに分けた後，各々の信号を元来サンプリング周波数の１／
３２にサブサンプリングして符号化する（帯域分割符号化）。
【００１１】 しかし，通常のフィルタで１／３２の周波数帯域を取る場合理想的なフィルタ
ではないためにサブサンプリングの時点で“エイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ
）”，すなわちサンプリング周波数の１／２より高い周波数成分を除去しなくて
信号処理した時低周波信号で戻ってくる雑音が生じるようになるので，多相（Ｐ
ｏｌｙｐｈａｓｅ）フィルタバンク（Ｆｉｌｔｅｒ Ｂａｎｋ）というフィルタ
を用いたり，図１のＭＤＣＴ部２０及びエイリアシング減少部３０を用いてＭＤ
ＣＴ（Ｍｏｄｉｆｉｅｄ Ｄｉｓｃｒｅｔ Ｃｏｓｉｎｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ
：変形離散余弦変換）を遂行することによって，３２バンドのエイリアシング雑
音が相互消去されてフィルタによる劣化が解消されるようにしている。
【００１２】 ＭＤＣＴはクリティカル（ｃｒｉｔｉｃａｌ）にサンプリングされた値に対す
るＤＣＴであるのでどんな量子化も行われなかったとすれば完壁に元来信号に復
旧可能である。ただし，実際には量子化が行われるので各伝送ブロック間で不連
続性が生じるようになる。
【００１３】 言い換えれば，オーディオ入力は３２個のフィルタバンクを通して３２個の周
波数帯域に分割された後，各周波数帯域毎に隣接した周波数帯域の成分によるマ
スキング影響を計算してマスキング臨界値以上の信号に対してのみ量子化ビット
を割り当てるようになり，この時量子化による雑音が与えられた周波数帯域でマ
スキング臨界値以下になるように量子化ビットを割り当てるようになる。
【００１４】 （２）スケーリング（Ｓｃａｌｉｎｇ） 前記３２個のサブバンド内のサンプルデータの波形は最大振幅が１．０になる
ように正規化されて，その時の倍率がスケールファクタ（ｓｃａｌｅ ｆａｃｔ
ｏｒ）として符号化される。この符号化によって大きな信号成分に対しても周波
数と時間すべて近い領域内に入るようにして量子化雑音の発生を制限できるため
に，同一な聴覚心理効果が働いてこれら雑音が感知されないようになる。
【００１５】 （３）ハフマンコーディング（Ｈｕｆｆｍａｎ Ｃｏｄｉｎｇ） ハフマンコーディングとは可変長符号化またはエントロピー符号化と呼ばれる
コーディング方式であり，ディジタルデータの統計的な特性を利用してビットの
重複を無くすリダンダンシーリダクション（Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｒｅｄｕｃ
ｔｉｏｎ）方式，すなわち符号の発生確率を利用して発生確率が高い値には長さ
が短い符号を割り当てて，発生確率が低い値には長さが長い符号を割り当てるこ
とによって，全体コーディングデータの平均符号長さを減らす方式である。
【００１６】 例えば，量子化処理されて入力されるデータ値が０，１，２，３，すなわち０
０，０１，１０，１１であって，実験によって各々の映像データ発生確率が０．
６，０．２，０．１，０．１であったと仮定する場合，発生確率と関係なく符号
長さを２ビットで固定割り当てるならば平均符号長さは（符号長さ×割り当てビ
ット）／（データの数）であるので（２×０．６＋２×０．２＋２×０．１＋２
×０．１）／４＝２（ビット）になる。
【００１７】 しかし，符号長さを可変させて，最も発生確率が高い０には１ビットを割り当
てて，次に発生確率が高い１には２ビットを，そして発生確率が最低の２と３に
は３ビットの符号を割り当てれば，可変長符号化処理結果による平均符号長さは
（１×０．６＋２×０．２＋３×０．１＋３×０．１）／４＝１．６（ビット）
になる。したがって，発生確率によって割り当てビットを相互相異なるように付
与する可変長符号化によって得られたデータの値（長さ）がより高圧縮処理され
る。
【００１８】 この他にＭＰ３では与えられた圧縮率では圧縮できない部分のためのビットリ
ザーババッファリング（Ｂｉｔ Ｒｅｓｅｒｖｏｉｒ Ｂｕｆｆｅｒｉｎｇ）等
のような技法を並行して音質及び圧縮率をより向上させており，このようなすべ
ての過程を経たコーディング値をビットストリームフォーマッティングして出力
し，図３はこのように最終出力されるＭＰ３ビットストリームの単位フレームを
データ特性別に区分表示したものである。
【００１９】 前記のようなＭＰ３エンコーディング利用時の圧縮効率に対して説明すると，
既存のディジタルオーディオ機器ではサンプル当たり１６ビットに，サンプリン
グ周波数３２ｋＨｚ，４４．１ｋＨｚ，４８ｋＨｚのＰＣＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｃｏ
ｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）符号が広く用いられるが，もしも２チャネルステ
レオ，４４．１ｋＨｚサンプリング及び１６Ｂｉｔの量子化ビット（ｂｉｔ）の
場合ビット率は１６×４４１００×２＝１４１１２００（約１．４Ｍｂｐｓ）に
なる反面，ＭＰＥＧオーディオの階層（Ｌａｙｅｒ）３ではこのような信号を１
２８〜２５６ｋｂｐｓ程度に符号化することができる。これは元来のＰＣＭ符号
の約１／１２〜１／６に相当しサンプル当たり元来の１６ビットが約１．５ない
し３ビットに節減される計算であり，したがってＭＰ３ファイルでＣＤを製作す
る場合ＣＤ１枚にオーディオＣＤ１２枚分量を貯蔵できるようになることはもち
ろん，このように圧縮しても原音との差異をほとんど感じられないし特に２００
ｋｂｐｓ以上になればほとんど判別することができない程度である。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
しかし，ディジタル記録のこのような多くの長所にもかかわらず，今のところ
はディジタルデータ記録／再生装置の普及が広くならなくてむしろウォークマン
のようなアナログ記録／再生装置が市場の大部分を占めている状態であるので，
このようなディジタルデータを広く用いられているテープ等アナログ媒体に貯蔵
する必要性が高まる。
【００２１】 この場合大部分のテープ媒体等では同一記録面の左・右側に順方向トラックと
逆方向トラックを備えるが，順方向トラックに対して順方向デコーディングで再
生してこれを録音した後，順方向トラックの最後から逆方向走行させながら逆方
向トラックに対して再び順方向デコーディングで再生してこれを録音するように
なれば，各々のトラックを反復走行することによって録音時間が長時間所要され
るという問題点が発生するようになる。
【００２２】 また，アナログオーディオを逆方向に再生しながらエンコーディングしたデー
タを備えてからデコーディング記録する場合には別途の空間が必要であるという
問題点があることはもちろん，逆方向再生時のマスキング効果等によって原音再
生が不可能であるという問題点が発生するようになる。
【００２３】 したがって，本発明は前記のような問題点を解決するために創作されたもので
ありディジタルオーディオデータをテープ等のようなアナログ媒体に高速で録音
時，メモリ使用量や演算量を大きく増やさなくても逆方向デコーディングが可能
なＭＰＥＧオーディオの逆方向デコーディング方法を提供することにその目的が
ある。
【００２４】
【課題を解決するための手段】
前記のような目的を達成するための本発明によるディジタルオーディオデータ
の逆方向デコーディング方法は，ディジタルオーディオデータの逆方向デコーデ
ィング方法において，記録オーディオデータの最後フレームヘッダを確認する第
１段階と，前記確認されたヘッダ情報に基づいて，該フレームを構成する複数の
単位ブロックデータ全体に対して同時に逆量子化する第２段階と，前記逆量子化
されたデータに対して，前記単位ブロック間の連続性を維持しながら周波数帯域
別データに復元する第３段階，及び前記復元された周波数帯域別データを時間逆
順のオーディオサンプルデータに変換出力する第４段階を含んで構成されること
にその特徴がある。
【００２５】 前記のような構成及び作動によってなる本発明によるディジタルオーディオデ
ータの逆方向デコーディング方法は，ディジタルに圧縮されたオーディオ信号を
テープのようなアナログ媒体に高速で貯蔵する場合において，圧縮されたディジ
タルオーディオを順方向トラックは順方向にデコーディングして信号を提供して
，反対方向のトラックは逆方向にデコーディングして信号を提供することによっ
て，同時に順方向及び反対方向のトラックすべてを録音することができて高速録
音が可能になる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
以下，本発明によるＭＰ３オーディオ逆方向デコーディング方法の望ましい実
施例に対して詳細に説明する。
【００２７】 図４は本発明を具現するためのＭＰ３オーディオ逆方向デコーディング装置の
一実施例を概略的に図示したものであり，入力されるＭＰ３オーディオビットス
トリームを多数の特性データに分離出力する多重分離装置（Ｄｅｍｕｌｔｉｐｌ
ｘｅｒ）１００と，前記分離出力されるデータ中サイドインフォメーション（Ｓ
ｉｄｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）データを読出し解析するサイドインフォメー
ションデコーダ１１０と，前記分離出力されるオーディオデータをハフマンデコ
ーディングするハフマンデコーダ１２０と，前記ハフマンデコーディングされた
データを周波数領域における実際サンプルエネルギ値に復元する逆量子化部１３
０と，前記復元されたデータをＭＤＣＴ以前のデータに復元するＩＭＤＣＴ（Ｉ
ｎｖｅｒｓｅ ＭＤＣＴ）部１４０，及び前記復元されたデータの各サブバンド
値を合成して最終ＰＣＭサンプルとして出力する合成フィルタバンク（Ｓｙｎｔ
ｈｅｓｉｓ Ｆｉｌｔｅｒｂａｎｋ）１５０とを含んで構成されている。
【００２８】 前記のように構成されたＭＰＥＧオーディオ逆方向デコーディング装置を利用
して，ＭＰＥＧオーディオビットストリームを逆方向にデコーディングする方法
に対して説明すると次のようである。
【００２９】 （１）フレームヘッダ（Ｆｒａｍｅ Ｈｅａｄｅｒ）検索 ＭＰ３ビットストリーム（ｂｉｔ ｓｔｒｅａｍ）の逆方向デコーディングの
ためにはオーディオビットストリームの一番後ろからデコーディングを実施しな
ければならないので順方向デコーディングに比べてまずデコーディングしなけれ
ばならないスタート位置を探すことが問題になるが，ＭＰＥＧオーディオフォー
マットで各フレームは相互独立的であるので逆方向デコーディング過程の最初段
階はフレームヘッダを探すことである。
【００３０】 フレームヘッダを探すためにはフレーム大きさに対する情報を予め知っていな
ければならないが，一般的に，圧縮されたＭＰ３オーディオビットストリームは
フレーム単位で分けられて，各ＭＰＥＧフォーマット（ｆｏｒｍａｔ）で秒当た
りフレーム数は固定されているが，これは与えられたビットレート（ｂｉｔ−ｒ
ａｔｅ）とサンプリング周波数で各入力フレームは固定サイズを有しており，固
定された個数の出力サンプルを生成するということを意味する。
【００３１】 このようにＭＰＥＧオーディオでフレームの大きさは固定されているが，この
大きさは特定ビット率とサンプリング周波数に対する固定値に過ぎないので，実
際フレームの大きさが分かるためにはまずフレームのヘッダを探して分析しなけ
ればならない。
【００３２】 問題はヘッダを如何に探すかであるが，一般的にヘッダにシンクワード（Ｓｙ
ｎｃ Ｗｏｒｄ）を提供してヘッダであることを表示するが，オーディオサンプ
ルデータに前記シンクワードと同一なパターンが発生できるのでヘッダを誤って
探す場合が生じることがある。
【００３３】 この問題を解決するために，前記多重分離装置１００は１ストリームクリップ
内ではストリームの特性が変わらないという仮定下にストリームの最初のヘッダ
を予め分析してパッディング（ｐａｄｄｉｎｇ）ビットがない場合のフレーム大
きさを得た次に，該曲に対応するビットストリームファイルの最後位置から前記
１フレーム大きさを利用して最後フレームのヘッダ位置を探す。
【００３４】 ただし，各フレームの大きさはヘッダのパッディングビットによってその大き
さが１バイトほど変わることができるので，逆方向にヘッダを探す場合その探す
ヘッダが含まれているフレームの正確な大きさを知らないために，最初のヘッダ
から得たフレーム大きさほど該ファイルの最後位置から逆方向に移動した後，パ
ッディングビットを考慮して１バイトほど以前データから次のデータまでヘッダ
のスタート位置を探すようにする。
【００３５】 （２）サイドインフォメーション分析 入力されるＭＰ３オーディオビットストリームから一旦フレームヘッダを探し
た後，前記多重分離装置１００は順方向デコーディング時と同様に如何にフレー
ムがエンコーディングされているかに対する情報であるサイドインフォメーショ
ン（Ｓｉｄｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）と，各周波数バンドの利得値をコント
ロールするスケールファクタ及びハフマンコーディングデータを順に分離して出
力し，前記サイドインフォメーションデコーダ１１０は分離出力される前記サイ
ドインフォメーションデータをデコーディングした後，この情報に基づいて該フ
レームに含まれているデータを如何に処理するか分かるようになる。
【００３６】 一般的にＭＰＥＧオーディオレイヤ３では，前記エンコーディング過程で簡略
に説明したように，固定されたビット率においてより音質を向上させるためにビ
ットリザーバ（ｂｉｔ ｒｅｓｅｒｖｏｉｒ）方式を用いる。
【００３７】 すなわち，エンコーディングするオーディオサンプルの特性によって，一定音
質を維持しながらもコーディングするのに多くのデータを必要とする場合もあっ
て，反対に少ないデータのみを必要とする場合もあるが，フレーム毎に必要なビ
ット数が異なるがフレーム大きさを同一にするために，少ないデータのみを必要
とする，定まった大きさのフレームの残る空間に，多くのデータを必要とするフ
レームのデータを入れなければならなく，これにより現在フレームのデータ空間
には現在フレームのデータのみならず次のフレームのデータが含まれている場合
があるようになる。ただし，ＭＰＥＧ標準は任意位置で始めてもデコーディング
が可能にするために５１１バイト距離内で以前フレームに対して存在することが
できるようにして現在フレームのデータが含まれている場合がある以前フレーム
の範囲を制限しており，また未来にくるフレームには過去フレームのデータを含
めないようにした。
【００３８】 このように，現在フレームのためのデータが以前フレームにいくつ含まれてい
るかを知らせるために，図５に図示されたようにサイドインフォメーションにそ
のポインタ値が含まれており，デコーディングするデータを得るためには前記サ
イドインフォメーションを分析した後ポインタ値によって以前フレームのデータ
領域から該個数ほどデータを持ってこなければならない。
【００３９】 前記内容を整理すると，現在フレームに該当するデータ，すなわち前記スケー
ルファクタとハフマンコーディングデータが含まれている場合があるフレームの
範囲は現在フレームのみに限定されるものでなくサイドインフォメーションを含
む現在フレームに５１１バイト距離内で先立つフレーム（正常再生時の時間的以
前フレーム）にも含まれている場合があるので，順方向デコーディング時には以
前フレームでデコーディングして残ったデータに現在フレームのデータを補充し
て用いれば良いが，逆方向デコーディングでは現在デコーディングするフレーム
に先立つ以前フレームのヘッダを探して該データ領域から必要な個数ほどさらに
オーディオデータを持ってこなければならなく，この場合前記デコーディングさ
れたサイドインフォメーションに基づいて以前フレームから持ってくるデータの
数を確認することによって，必要なほどのデータを正確に持ってくるようにする
。
【００４０】 場合によっては以前フレームいくつにかかりこの過程を繰り返して必要なデー
タ値を持ってこなければならない場合もあるが，ヘッダを好都合に探すならばこ
の過程もやはり難しくない。
【００４１】 （３）ハフマンデコーディング 前記サイドインフォメーションに基づいてデコーディングしなければならない
オーディオデータを確認するようになれば，前記ハフマンデコーダ１２０はエン
コーディング時総ビット量を減らすためにデータ特性によって用いられたハフマ
ンツリー（ｔｒｅｅ）及び前記サイドインフォメーションに基づいて，分離出力
されるハフマンコーディングデータ（以前フレームから得られたデータを含んだ
全体データ）に対してハフマンデコーディングを遂行する。
【００４２】 この過程は順方向デコーディングと同一であり，ただし一般的に１フレームは
２個のグラニュール（ｇｒａｎｕｌｅ ０，ｇｒａｎｕｌｅ １）に分けてエン
コーディングされているので，グラニュール１をデコーディングするためにはグ
ラニュール０をまずデコーディングしてこそそのデータ位置が分かるので，順方
向デコーディングではグラニュール単位でデコーディングが可能なことに反して
逆方向デコーディングでは１フレーム全体，すなわち２個のグラニュールすべて
に対して一度にデコーディングしなければならない。
【００４３】 （４）逆量子化及びリ・スケーリング 前記ハフマンデコーダ１２０にオーディオデータをハフマンコーディング以前
のデータに復元した後，前記逆量子化部１３０はハフマンデコーディングされた
結果を周波数領域における実際サンプルエネルギ値に復元する作業を遂行するが
，例えばハフマンデコーディングされた値がＹとすれば一旦Ｙの４／３乗を計算
して，このように得られた値に前記スケールファクタで得たスケール値を積して
リ・スケーリング（ｒｅ−ｓｃａｌｉｎｇ）することにより，実際スペクトラム
エネルギ値に復元する。
【００４４】 この過程で，もしもビットストリームがステレオ信号でエンコーディングされ
たとすれば各チャネルは相互分離されて伝送されることができるが，たびたび２
チャネル間の合計（ｓｕｍ）と差（ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅ）を伝送することによ
って２チャネル間の重複性を除去する方式を利用することもあるが，この方式を
利用してエンコーディングされたとすればステレオ復旧を実施する。
【００４５】 （５）ＩＭＤＣＴ いままで得られた信号は周波数領域（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−Ｄｏｍａｉｎ）に
あるので，実際出力サンプルを合成するためには時間領域（Ｔｉｍｅ−Ｄｏｍａ
ｉｎ）へのエネルギ変換（ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）が行われなければならないが，
この変換はエンコーダで利用された時間−周波数変換（Ｔｉｍｅ−ｔｏ−Ｆｒｅ
ｑｕｅｎｃｙ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）の逆過程として，前記ＩＭＤＣＴ部１４０
によって実際サンプルエネルギ値に復元される。
【００４６】 レイヤ３では他のレイヤからよりさらに良い周波数解像度を得るためにＭＤＣ
Ｔを追加で用いるが，この変換はクリティカルにサンプリングされた値に対する
ＤＣＴであるのでどんな量子化も行われなかったとすれば完壁に元来信号に復旧
が可能であるが，実際にはブロック単位で量子化が行われるので各伝送ブロック
間に不連続性が生じるようになる。
【００４７】 これにより，ブロック（グラニュール）単位で遂行されるＩＭＤＣＴにおいて
各伝送ブロック間に不連続性が生じるようになって，このような不連続性はノイ
ズとクリック音などを作って音質に致命的な影響を及ぼすので，これを無くすた
めにＩＭＤＣＴ変換後の結果値に対して以前グラニュールでの値と５０％オーバ
ーラップ合算（ｏｖｅｒｌａｐ−ａｄｄｉｎｇ）して用いる。
【００４８】 すなわち，ＩＭＤＣＴを遂行するようになればすべて３６個のデータが得られ
るが，順方向デコーディングの場合図６に図示されたように現在グラニュールに
対する前半部の１８個データと，以前グラニュールの後半部１８個データを合算
した値を利用している。しかし，順方向デコーディングの場合には以前フレーム
の値を有しているが，逆方向デコーディングの場合には時間的に以後のフレーム
に対するデータを有しているので，オーバーラップされる順序を変えなければな
らなく，したがって現在グラニュールに対するＩＭＤＣＴ結果３６個中後半部１
８個と以後グラニュールの前半部１８個をオーバーラップ合算して用いる。ただ
し，逆方向デコーディング時に始めるフレーム，すなわち最後フレームの場合に
は，そのフレームの後半部グラニュールに対してはオーバーラップするデータが
ないのでオーバーラップする部分に０（ｚｅｒｏ）を入れたりオーバーラップ合
算をしなくてそのまま用いる。
【００４９】 前記過程を数式でもう一度整理すれば次のようである。
【００５０】 ｘｉ（ｎ）を次の処理に用いる目標サンプル，ｙｉ（ｎ）をＩＭＤＣＴした結
果，添字ｉはグラニュール番号，Ｎが総フレーム数という場合，順方向デコーデ
ィングの場合には次のように処理する。 ｘｉ（ｎ）＝ｙｉ（ｎ）＋ｙｉ−１（ｎ＋１８） ０≦ｎ＜１８，ｉ＝１，２
，…２Ｎ
【００５１】 但し，ここでｙ０（ｎ＋１８），０≦ｎ＜１８はすべて０に初期化されていな
ければならない。 ｘｉ（ｎ）＝ｙｉ（ｎ）＋ｙｉ−１（ｎ＋１８） ０≦ｎ＜１８，ｉ＝１，２
，…２Ｎ．
【００５２】 ところで，逆方向デコーディングのためには以前フレームの情報を有していな
いために，代わりに以後フレームと５０％オーバーラップして加わるように次の
ように数式を変更しなければならない。 ｘｉ（ｎ）＝ｙｉ（ｎ＋１８）＋ｙｉ−１（ｎ） ０≦ｎ＜１８，ｉ＝２Ｎ，
２Ｎ−１…，１
【００５３】 もちろん，この場合にも初期値であるｙ２Ｎ＋１（ｎ＋１８），０≦ｎ＜１８
はすべて０に初期化されていなければならない。
【００５４】 前記のオーバーラップ過程は順方向の場合と比較してその順序のみ変わったの
みであるので，演算量とメモリ使用量も順方向の場合と同一である。 ｘｉ（ｎ）＝ｙｉ（ｎ＋１８）＋ｙｉ−１（ｎ） ０≦ｎ＜１８，ｉ＝２Ｎ，
２Ｎ−１…，１．
【００５５】 （６）サブバンド合成 前記ＩＭＤＣＴ部１４０によってＩＭＤＣＴ変換を遂行して５０％オーバーラ
ップ合算処理した結果値を得た後，実際オーディオサンプルを出力する前の最後
手続きはサブバンドに分けられたサンプルを合成して元来の時間サンプル信号に
復元するサブバンド合成過程であり，これはエンコーディング時入力サンプルを
３２個の周波数帯域別に分離したものを再び合成する過程（ｓｕｂｂａｎｄ ｓ
ｙｎｔｈｅｓｉｓ）であり，各サブバンドのサンプルを一つの時間サンプル列に
合成する補間（ｉｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎ）過程である。
【００５６】 サブバンド合成フィルタでは以前フレームのフィルタ入力が遅延されて用いら
れるので以前フレームのフィルタ入力値を必要とするが，順方向デコーディング
とは別に逆方向デコーディング時には合成フィルタに入力されるサブバンドのデ
ータが逆順で入力されて以前値がわからないので，合成フィルタの構造をこれに
合わせて再設計しなければならない。
【００５７】 合成フィルタのためのフィルタバンクはＭＰＥＧ標準に定義されているのでこ
れを利用して逆方向デコーディングが可能に合成フィルタを設計しており，以下
一般的な順方向デコーディングで用いられる合成フィルタに対して説明した後，
これと対比して本発明による新しい合成フィルタに対して詳細に説明する。
【００５８】 図７はＭＰＥＧオーディオ順方向デコーディング時用いられる合成フィルタの
構造を図示したものであり，前記合成フィルタの目標は各サブバンドのサンプル
を，ＦＤＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎ
ｇ）方式と類似に，該周波数帯域の信号として１つの信号を合成することである
。
【００５９】 すなわち，ＴＳ１間隔でクリティカルにサンプリングされた３２個の信号ｘｒ
（ｍＴＳ１）を１つの信号に合成して，ＴＳ２＝ＴＳ１／３２間隔でクリティカ
ルにサンプリングされた信号であるｓ（ｎＴＳ２）を合成することであり，これ
はエンコーディング時３２個の同一な周波数帯域区間に分けた信号を再び元来の
信号に復元する過程である。
【００６０】 ここでｘｒ（ｍＴＳ１）はｒ番目サブバンドのサンプル信号を意味し，この信
号を３２倍にアップサンプリング（ｕｐ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）した信号がｘｒ（
ｎＴＳ２）である。この過程で（ｍ−１）ＴＳ１とｍＴＳ１間に３１個の０（ｚ
ｅｒｏ）が挿入される。これによってＴＳ１時間間隔でサンプリングされた信号
の高調波成分が挿入されて周波数の範囲は３２倍に拡張される。
【００６１】 言い換えれば，ＴＳ１時間間隔でサンプリングすることによって，ｆＳ１＝１
／ＴＳ１周波数間隔で繰り返してあらわれる高調波が，ＴＳ２時間間隔でアップ
サンプリング（ｕｐ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）してｆＳ２＝１／ＴＳ２にサンプリン
グ周波数範囲が拡張されながらこの範囲内に３２個のｆＳ１高調波が含まれ，結
果的にＴＳ２＝ＴＳ１／３２時間間隔でサンプリングされた信号に変更される。
【００６２】 今この信号を持って各サブバンド毎に該帯域のみ残して除去する。この時用い
られるバンドパスフィルタ（ｂａｎｄ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）が即Ｈｒ（ｚ
）である（ｒはサブバンド番号）。
【００６３】 フィルタＨｒ（ｚ）は５１２個の次数を有し，プロトタイプローパスフィルタ
（ｐｒｏｔｏｔｙｐｅ ｌｏｗ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を位相シフト（ｐｈ
ａｓｅ−ｓｈｉｆｔ）して該サブバンドのバンドパスフィルタ（ｂａｎｄ−ｐａ
ｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を構成する。上図７のブロックダイアグラムを数式で表現
すれば次の式のようである。
【００６４】
【数１】
【００６５】 ここでＳｔ（ｎＴＳ２）は合成された信号の出力サンプル，ｔはＴＳ１時間間
隔でありサブバンド信号の現在入力サンプルを意味する。すなわちｘｒ（ｔＴＳ
１）のサブバンド別各入力サンプルに対する合成出力信号がＳｔ（ｎＴＳ２）に
なる。ここでｒ＝０，１，２，，３１でサブバンドインデックスであり，ｎ＝０
，１，２，，３１で出力サンプルインデックスであり，３２個のサブバンド毎に
各々１個ずつのサンプルが入力されて３２個の合成された出力サンプルが生成す
る構造である。
【００６６】 前記数式の構造はｘｒ（ｋＴＳ２）とＨｒ（ｋＴＳ２）のコンボルーション（
ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ）形態であり，フィルタリング過程であることを示す。
Ｈｒ（ｋＴＳ２）は５１２個の次数を有し，基本形のローパスフィルタ（ｌｏｗ
−ｐａｓｓｆｉｌｔｅｒ）であるｈ（ｋＴＳ２）とこのフィルタを位相シフト（
ｐｈａｓｅ−ｓｈｉｆｔ）して該サブバンドのバンドパスフィルタ（ｂａｎｄ−
ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）を生成するためのＮｒ（ｋ）の積で構成されている。
【００６７】 各サブバンドをアップサンプリング（ｕｐ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）して該帯域フ
ィルタを経た後すべてのサブバンドの信号を加えれば出力サンプルが生成する。
ここで前記（式１）をそのまま演算しようとするなら相当に多量の演算が必要で
あるので，演算量を減らすために数式を整理して再び書けば下の（数２）のよう
である。（数１）を展開して最適化する過程でｃｏｓｉｎｅ項の対称性とサブバ
ンド信号ｘｒ（ｔＴＳ１）をアップサンプリング（ｕｐ−ｓａｍｐｌｉｎｇ）し
てｘｒ（ｋＴＳ２）を作りながら加えられた０（ｚｅｒｏ）が考慮された。以下
の数式からは表記の便宜のためにサンプリング周期を省略しており，黙示的にサ
ンプリング周期はＴＳ２である。
【００６８】
【数２】
【００６９】
【数３】
【００７０】 ここでｎ＝０，１，２…３１，ｉ＝０，１，２…１５，ｋ＝０，１，２…６３
そしてｒ＝０，１，２…３１である。添字ｋ，ｎ，ｉは演算過程で用いられるイ
ンデックスであり，添字ｒはサブバンド番号を意味し，添字ｔはサブバンド信号
の現在サンプルが入力された時間を意味する。上の数式で記号［ｘ］は実数ｘに
対してａ≦ｘを満足する最大定数ａを意味する。すなわち，実数ｘの小数点以下
を切り捨てて定数を作った。また，演算子％はモジュラ（ｍｏｄｕｌａｒ）演算
を意味しａ％ｂはａをｂで割った余りに該当する。
【００７１】 前記最適化された（数２）をアルゴリズム順序図で表現すれば図８と同じであ
り（ＭＰＥＧ Ａｕｄｉｏ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｓｐｅｃ．参照），前記図８の
順序図を計算手続きによるブロック図で示せば図９のようである。
【００７２】 各サブバンド毎に１個のサンプルが入力されてＮｒ（ｋ）行列値が積され，出
た結果は６４個になる。この値が１０２４個の先入先出（ＦＩＦＯ）バッファに
入力され，既存に含まれていた値は６４個の値ほどシフト（ｓｈｉｆｔ）される
。今このＦＩＦＯ中に含まれている値中で使用するデータを順次的に持ってきて
ウィンドウ（ｗｉｎｄｏｗ）計数を積して出た値をすべて加えればＰＣＭ出力サ
ンプルが生成する。これを（数２）と比較しながら見れば容易に分かる。
【００７３】 以下では，前記で説明した順方向デコーディングに用いられる合成フィルタの
構造を参照して，本発明による逆方向デコーディング時の合成フィルタに対して
説明する。
【００７４】 上の順方向合成フィルタを逆方向にデコーディングするための構造に変更する
ためには何種類かを考慮しなければならない。逆方向にデコーディングする過程
ではサブバンドのサンプルが時間的に逆順で入力されるようになる。すなわち，
１サブバンドの総サンプル数がＮ個であれば，順方向にデコーディングする場合
ｔ＝０，１，２…Ｎ−１の順序でサンプルが入力される反面，逆方向にデコーデ
ィングする場合にはｔ＝Ｎ−１，Ｎ−２，Ｎ−３…１，０の順序で入力される。
【００７５】 ＭＰＥＧオーディオ合成フィルタは時間的に以前サンプル値を利用するが，サ
ンプルが逆順で入力されると時間的に以前サンプル値がわからないために順方向
合成フィルタをそのまま利用して逆方向合成を遂行できず，したがって逆順で入
力されるサンプルに対して逆順で合成を遂行することができるようにフィルタの
構造を変更しなければならないので，下ではこのような構造を有する合成フィル
タを提示する。
【００７６】 図１０は本発明による逆方向デコーディングのための合成フィルタの構造を図
示したものであり，順方向デコーディングのための合成フィルタの構造と類似で
あるが，ただし，フィルタバンクのみその伝達関数がＢｒ（ｚ）に代置された。
サブバンド信号のサンプルが入力される順序は逆方向デコーディングの場合ｘｒ
（ｍＴＳ１），ｍ＝Ｎ−１，Ｎ−２，Ｎ−３…１，０のようである。
【００７７】 入力順序を考慮して前記（数１）を変更すれば次の（数４）のようである。
【００７８】
【数４】 （数４）を（数１）と比較すると，各サブバンドに対するバンドパスフィルタ
（ｂａｎｄ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒ）は同一であり，ただし入力サンプルが時
間の逆順で入力されるのでフィルタリングのためのコンボルーションで入力信号
の順序を逆にひっくり返してフィルタ計数と乗算したことをそのまま用いるよう
になる。すなわち，入力される順序自体が逆順であるために順方向デコーディン
グ時のサブバンド入力ｘｒ（（（３２ｔ＋ｎ）−ｋ）Ｔｓ）は逆順入力に対して
ｘｒ（（（３２ｔ＋ｎ）−５１１＋ｋ）Ｔｓ）になる。
【００７９】 （数４）をそのまま計算するためには相当に多量の演算が必要であるので，順
方向デコーディング時と同様に数式を展開して最適化すれば次の数式が得られる
。
【００８０】
【数５】
【００８１】
【数６】 但し，上の（数５）と（数６）で用いられた添字と演算子に対することは（数
２）と（数３）で適用されたことと同一である。
【００８２】 上の（数５）と（数６）でｊ＝３１−ｎそしてｍ＝６３−ｋに置換すれば上の
数式は下記のようになる。
【００８３】
【数７】
【００８４】
【数８】
【００８５】 前記（数７），（数８）を（数２），（数３）と比較すると類似であるという
ことがわかり，ただし入力されたサンプルに対するインデックスのみ異なる。前
記式をアルゴリズム順序図で表現すれば図１１と同じであり，前記順序図を計算
手続きによるブロック図で構成すれば図１２のようである。以上で設計した逆方
向デコーディングのための合成フィルタの構造を説明すると順方向合成フィルタ
とアルゴリズム構造が似ており，したがって演算量と具現に必要なメモリ使用量
も同一に具現できる。もしも順方向デコーディングと逆方向デコーディングを同
時に具現するならば順方向合成フィルタをそのまま適用することができ，単にＦ
ＩＦＯのシフティング（ｓｈｉｆｔｉｎｇ）方向と最終サンプル合成順序（添字
ｊ）のみ逆方向に変えれば良い。
【００８６】 すなわち，合成時毎に合成される３２サンプルは時間順序であるが，次に合成
される時間サンプルは時間的に以前サンプルであり，したがって，サンプルの出
力順序は一度に合成される３２サンプルを逆順で出力して次に合成される３２サ
ンプルを同様に逆順で出力する過程を最初のフレームまで繰り返すようになる。
本合成フィルタはＭＰＥＧオーディオレイヤ１，２，３（ＭＰＥＧ Ａｕｄｉｏ
Ｌａｙｅｒ１，２，３）すべてで使用可能である。
【００８７】 一方，より高速の録音のためには順方向トラックに対して録音を遂行すると同
時に，逆方向トラックに対しても一緒に録音を遂行することが望ましく，この時
逆方向トラックに対してはテープが再生時の逆に走行するようになるので，デコ
ーディングも逆方向にデコーディングしなければならないので，逆方向デコーデ
ィングを遂行する方法には前記の実施例とは異なる多様な種類が有り得るが，ま
ず順方向アルゴリズムを利用した逆方向デコーディング方法に対して説明すると
次のようである。
【００８８】 圧縮されたＭＰＥＧディジタルオーディオデータを逆方向にアナログ記録媒体
に記録するための方案として考えることができる最初の方法はデータをすべて順
方向にデコーディングしてその結果のＰＣＭサンプルを貯蔵しておいて一番最後
ＰＣＭデータから逆にアナログ変換することである。この場合順方向アルゴリズ
ムをそのまま用いるので具現はやさしいがデコーディングされたデータ量が膨大
なので，データを貯蔵する大量の貯蔵媒体が必要であるという問題点があること
はもちろん，１データクリップの長さが相異なり，制限されていないために必要
な貯蔵媒体の最大限界を決定できないという問題点がある。
【００８９】 圧縮されたＭＰＥＧディジタルオーディオデータを逆方向にアナログ記録媒体
に記録するための方案として考えることができる２番目方法は全体ストリームの
一番後フレームから一定なフレーム数に分けて順方向にデコーディングをするこ
とである。
【００９０】 すなわち，総Ｎ個のフレームがあるならばＭ個のフレームずつ分けてＮ−Ｍ番
目フレームからＮ番目フレームまでデコーディングをして貯蔵してこれをＮ番目
フレームからＮ−Ｍ＋１番目フレームまで逆順で演奏する。この時，Ｎ−Ｍ番目
フレームはデコーディング時最初のフレームであるために以前フレームと連続性
がないので正常的なデータではないので出力しない。重要なことはフレーム間の
連続性は１フレームほどであり，２フレーム以上離れたフレーム間には演算アル
ゴリズム的に影響を与えないということである。したがって，２番目フレームか
らは正常的なサンプルを得ることができて，その結果値を利用することができる
。
【００９１】 最初のブロックフレームに対する演奏が終われば再びＮ−２Ｍ番目フレームか
らＮ−Ｍ番目フレームまでを同様に順方向にデコーディングしながら貯蔵する。
ここで注目することはＮ−Ｍ番目フレームは以前デコーディング過程でそのブロ
ックの最初のフレームでデコーディングをしたフレームである。しかし実際サン
プルは以前フレームの情報がなくて正常的なサンプルとしてデコーディングされ
なかったために出力しなかった。したがってここでそのフレームまでデコーディ
ングをする。この時はフレームの最後であり以前フレームの情報を有しているた
めに正常的なサンプルとしてデコーディングされる。今出力はＮ−Ｍ番目フレー
ムからＮ−２Ｍ＋１番目フレームまでを逆順で実施する。この過程をすべてのフ
レームがデコーディングされる時まで実施する。
【００９２】 最後にデコーディングされるブロックの最初のフレームに対しては順方向にデ
コーディングする時と同一な条件になるのでその時と同一なサンプル値が得られ
る。したがってそのまま出力サンプルとして用いることができる。
【００９３】 この方法で逆方向デコーディングをする場合，すべてのフレームをデコーディ
ングして貯蔵しなくて，単にＭ個のフレームのみをデコーディングして貯蔵して
から逆順で出力するのでＭ個のフレームに対するサンプル個数ほどのみを貯蔵す
る空間のみあれば十分で，前記最初方法に比べて最終出力サンプルを貯蔵するバ
ッファの大きさが小さくなり，また貯蔵する空間の要求量に対する限界が明らか
なので設計が容易な長所もある。
【００９４】 また，順方向デコーディング方式を利用して逆方向デコーディングを遂行する
場合，すなわち一番最後フレームからＭフレームずつ分けて順方向にデコーディ
ングする場合にはアルゴリズムが順方向デコーディング方法と同一であるので具
現が容易であり，たとえＭ個のフレームをデコーディングして貯蔵するバッファ
が必要であるという短所があるがその大きさが固定されているために具現が難し
くない。
【００９５】 また，逆方向デコーディングアルゴリズムを利用した逆方向デコーディング方
式の場合には，順方向デコーディングと比較して演算量は同一であるが若干の追
加メモリのみ要求され，追加されるメモリの大きさは，ハフマンデコーディング
過程で順方向デコーディング時には１フレームを２個のブロックに分けて処理す
ることができる反面逆方向デコーディング時には１フレームすべてを予めハフマ
ンデコーディングしなければならないので２倍のバッファ大きさほど必要である
。すなわち，その大きさはステレオチャネルに対して順方向デコーディング時５
７６×２ワードほど必要なのに反して，逆方向デコーディング時は１１５２×２
ワードほどのメモリが必要である。
【００９６】
【発明の効果】
前記のような構成及び作動によってなる本発明によるディジタルオーディオデ
ータの逆方向デコーディング方法は，ディジタルに圧縮されたオーディオ信号を
テープのようなアナログ媒体に高速で貯蔵する場合において，圧縮されたディジ
タルオーディオを順方向トラックは順方向にデコーディングして信号を提供して
，反対方向のトラックは逆方向にデコーディングして信号を提供することによっ
て，同時に順方向及び反対方向のトラックすべてを録音することができて高速録
音が可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＭＰＥＧオーディオエンコーダの構成を概略的に示した説明図である。
【図２】 ＭＰＥＧオーディオエンコーダの構成を概略的に示した説明図である。
【図３】 ＭＰＥＧオーディオデータの単位フレームの構造を示した説明図である。
【図４】 ＭＰＥＧオーディオデコーダの一般的な構成を示した説明図である。
【図５】 サイドインフォメーションによる単位フレーム対応データの位置把握関係を示
した説明図である。
【図６】 ＩＭＤＣＴ時オーバーラップ合算する過程を示した説明図である。
【図７】 順方向デコーディングのための合成フィルタの構造を示した説明図である。
【図８】 図７の合成フィルタ具現のためのアルゴリズム順序を示した説明図である。
【図９】 図８のフローチャートのブロックダイアグラムを示す説明図である。
【図１０】 本発明による逆方向デコーディングのための合成フィルタの構造を示した説明
図である。
【図１１】 図１０の合成フィルタ具現のためのアルゴリズム順序を示した説明図である。
【図１２】 図１１のフローチャートのブロックダイアグラムを示す説明図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5D045 DA20 5J064 AA02 BA09 BB08 BC11 BC16 BD03 【要約の続き】 ことができるようにする非常に有用な発明である。

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 圧縮されたディジタルオーディオデータの逆方向デコーディ
    ング方法において， 前記圧縮されたオーディオデータの最後フレームヘッダを確認する（Ａ）段階
    と， 前記確認されたヘッダ情報に基づいて，そのフレームを構成する複数の単位ブ
    ロックデータ全体に対して逆量子化する（Ｂ）段階と， 前記逆量子化されたデータに対して，前記単位ブロック間の連続性を維持しな
    がら各周波数帯域の時間データに復元する（Ｃ）段階と， 前記復元された各周波数帯域の時間データを逆順で合成して時間逆順のオーデ
    ィオ信号に変換出力する（Ｄ）段階と， を含んで構成される，ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法
    。
  2. 【請求項２】 前記（Ａ）段階のフレームヘッダ確認は，前記記録オーディ
    オデータの最初ヘッド情報に基づいて行われることを特徴とする，請求項１に記
    載のディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法。
  3. 【請求項３】 前記（Ａ）段階は， 前記圧縮されたオーディオデータの最初ヘッド情報からフレームの大きさを読
    み出す（Ａ１）段階と， 前記読み出されたフレーム大きさに基づいて，フレームの仮想ヘッド位置に移
    動する（Ａ２）段階と， 前記移動した位置で，パッディングビット有無を勘案して実際フレームヘッダ
    を確認する（Ａ３）段階と， を含んで構成されることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ
    データの逆方向デコーディング方法。
  4. 【請求項４】 前記（Ｂ）段階は， 前記確認されたヘッダ情報に基づいて，サイドインフォメーションを読み出す
    （Ｂ１）段階と， 前記読み出されたサイドインフォメーションに基づいて，該単位フレームに対
    応するデータの位置を確認する（Ｂ２）段階と， 前記確認された位置に基づいて，単位フレームを構成する複数の単位ブロック
    全体に対して同時に逆量子化する（Ｂ３）段階と， を含んで構成されることを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオ
    データの逆方向デコーディング方法。
  5. 【請求項５】 前記（Ｂ３）段階は，単位フレームを構成する複数の単位ブ
    ロック全体に対してハフマンデコーディングする段階と，前記ハフマンデコーデ
    ィングされたデータに対して逆量子化及び逆スケーリングする段階とを含んで構
    成されることを特徴とする，請求項４に記載のディジタルオーディオデータの逆
    方向デコーディング方法。
  6. 【請求項６】 前記（Ｃ）段階は，現在逆変形離散余弦変換（ＭＤＣＴ）さ
    れた後半部の単位ブロックデータと，直後入力されて逆変形離散余弦変換された
    前半部の単位ブロックデータを重畳合算することによって単位ブロック間の連続
    性を維持することを特徴とする，請求項１に記載のディジタルオーディオデータ
    の逆方向デコーディング方法。
  7. 【請求項７】 逆方向入力される最初フレームの後半部単位ブロックに対し
    ては重畳するデータを０に設定することを特徴とする，請求項６に記載のディジ
    タルオーディオデータの逆方向デコーディング方法。
  8. 【請求項８】 圧縮記録されたディジタルオーディオデータの逆方向デコー
    ディング方法において， 前記圧縮記録されたオーディオデータの先頭フレームヘッダを探して読み出す
    （Ａ）段階と， 前記読み出されたヘッダに含まれたフレームの大きさに対する情報を求める（
    Ｂ）段階と， 前記求められた大きさ情報に基づいて，直前デコーディングされたフレームに
    先立ったフレームを探索する（Ｃ）段階と， 前記探索によって見つけられたフレームを逆方向にデコーディングして時間的
    に逆転されたオーディオ信号で出力する（Ｄ）段階と， を含んで構成される，ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法
    。
  9. 【請求項９】 前記（Ｄ）段階は， 前記見つけられたフレームを構成する複数の単位ブロックデータ全体に対して
    逆量子化する（Ｄ１）段階と， 前記逆量子化されたデータに対して，前記単位ブロック間の連続性を維持しな
    がら各周波数帯域別時間データに復元する（Ｄ２）段階と， 前記復元された各周波数帯域別時間データを逆順で合成して時間逆転されたオ
    ーディオデータに変換出力する（Ｄ３）段階と， を含んで構成される，請求項８に記載のディジタルオーディオデータの逆方向デ
    コーディング方法。
  10. 【請求項１０】 圧縮記録されたディジタルオーディオデータの逆方向デコ
    ーディング方法において， 予め確認されたフレームの大きさ情報に基づいて，直前デコーディングされた
    フレームに先立ったフレームを探索する（Ａ）段階と， 前記探索によって見つけられたフレームを逆方向にデコーディングして時間的
    に逆転されたオーディオ信号で出力する（Ｂ）段階と， 前記（Ｂ）段階でデコーディングされたフレームが，前記圧縮記録されたディ
    ジタルオーディオデータのスタートフレームでない間前記（Ａ）段階と（Ｂ）段
    階とを繰り返す（Ｃ）段階と， を含んで構成される，ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法
    。
  11. 【請求項１１】 圧縮記録されたディジタルオーディオデータの逆方向デコ
    ーディング方法において， 圧縮されたディジタルオーディオデータフレームの全体から一部分を最後部分
    から順に抽出する（Ａ）段階と， 抽出されたフレームを順方向にデコーディングする（Ｂ）段階と， 前記デコーディングされたデータをデコーディングの順序の逆方向に出力する
    （Ｃ）段階と， を含んで構成される，ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法
    。
JP2000601744A 1999-02-24 1999-12-11 ディジタルオーディオデータの逆方向デコーディング方法 Pending JP2002538503A (ja)

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