JP2002330581A - 直流電源装置 - Google Patents
直流電源装置Info
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- JP2002330581A JP2002330581A JP2001135723A JP2001135723A JP2002330581A JP 2002330581 A JP2002330581 A JP 2002330581A JP 2001135723 A JP2001135723 A JP 2001135723A JP 2001135723 A JP2001135723 A JP 2001135723A JP 2002330581 A JP2002330581 A JP 2002330581A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】小形の直流パッシブフィルタでも低電流領域の
出力電流リプルを小さくできる直流電源装置を実現す
る。 【解決手段】本発明の直流電源装置は、チョッパ変換装
置の出力電流とスイッチング周波数との関係から算出さ
れるパワー半導体デバイスの損失が定格以下で、且つ最
適なスイッチング周波数となるように、スイッチング周
波数をチョッパ出力電流値に対して連続的に可変制御
し、低出力電流領域では定格出力電流時のスイッチング
周波数より高くする。
出力電流リプルを小さくできる直流電源装置を実現す
る。 【解決手段】本発明の直流電源装置は、チョッパ変換装
置の出力電流とスイッチング周波数との関係から算出さ
れるパワー半導体デバイスの損失が定格以下で、且つ最
適なスイッチング周波数となるように、スイッチング周
波数をチョッパ出力電流値に対して連続的に可変制御
し、低出力電流領域では定格出力電流時のスイッチング
周波数より高くする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は直流電源装置に係わ
り、特に直流出力について低リプル、及び直流フィルタ
を小形化とするのに好適な直流電源装置に関する。
り、特に直流出力について低リプル、及び直流フィルタ
を小形化とするのに好適な直流電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来技術の、チョッパ変換装置を用いた
直流電源装置の例が、第６回電気学会茨城支所発表会の
資料「ＩＧＢＴを用いた正弦波交直変換器＋二象限チョ
ッパ方式加速器電源の開発」に記載されていて、一定周
波数の搬送波（三角波）と変調波（チョッパ出力電圧指
令）との大小比較によってチョッパ変換装置のＩＧＢＴ
のオン・オフを制御する三角波比較パルス幅変調方式が
開示されている。
直流電源装置の例が、第６回電気学会茨城支所発表会の
資料「ＩＧＢＴを用いた正弦波交直変換器＋二象限チョ
ッパ方式加速器電源の開発」に記載されていて、一定周
波数の搬送波（三角波）と変調波（チョッパ出力電圧指
令）との大小比較によってチョッパ変換装置のＩＧＢＴ
のオン・オフを制御する三角波比較パルス幅変調方式が
開示されている。
【０００３】上記従来技術の制御方式の１例（一方極性
出力電圧の降圧チョッパ＝１象限チョッパ回路方式の場
合）を図２に示す。図２において、変調波ＶＣは、自動
電流制御回路（以下ＡＣＲ）の演算出力と出力電圧平均
値Ｖoaveとを自動電圧制御回路（以下ＡＶＲ）にて比較
演算して得られ、変調波ＶＣと一定周波数の搬送波ＴＲ
Ｉとの大小関係により、チョッパ変換装置４用パワー半
導体デバイス（例えばＩＧＢＴ）のオン・オフ信号が生
成される。本従来技術では搬送波ＴＲＩのスイッチング
周期Ｔ及びチョッパ変換装置４の入力段直流電圧ＥＤＣ
が一定であるため、チョッパ変換装置４の出力電圧平均
値Ｖoaveは、ＩＧＢＴのオン通電時間Ｔonに比例して出
力され、その関係は（数１）式で表される。
出力電圧の降圧チョッパ＝１象限チョッパ回路方式の場
合）を図２に示す。図２において、変調波ＶＣは、自動
電流制御回路（以下ＡＣＲ）の演算出力と出力電圧平均
値Ｖoaveとを自動電圧制御回路（以下ＡＶＲ）にて比較
演算して得られ、変調波ＶＣと一定周波数の搬送波ＴＲ
Ｉとの大小関係により、チョッパ変換装置４用パワー半
導体デバイス（例えばＩＧＢＴ）のオン・オフ信号が生
成される。本従来技術では搬送波ＴＲＩのスイッチング
周期Ｔ及びチョッパ変換装置４の入力段直流電圧ＥＤＣ
が一定であるため、チョッパ変換装置４の出力電圧平均
値Ｖoaveは、ＩＧＢＴのオン通電時間Ｔonに比例して出
力され、その関係は（数１）式で表される。
【０００４】 Ｖoave＝ＥＤＣ×（Ｔon／Ｔ） …（数１） また出力電流リプルΔＩは、負荷７をコイルとした場合
そのインダクタンスをＬとするとその関係は（数２）式
で表される。
そのインダクタンスをＬとするとその関係は（数２）式
で表される。
【０００５】 ΔＩ＝ＥＤＣ×｛１−(Ｔon／Ｔ)｝×Ｔon／Ｌ …（数２） 低リプルの直流出力特性を満足させるためには、さらに
チョッパ変換装置４の後段に直流リアクトル５と直流コ
ンデンサ６との直列共振で構成する直流パッシブフィル
タ１５等を設置し出力電流リプルΔＩを低減する必要が
ある。この直流パッシブフィルタ１５のゲイン特性は、
チョッパ変換装置の出力電流値をＩoutとし、そのリプ
ル率を（数３）式で算出するものとすると リプル率＝ΔＩ／Ｉout ＜リプル規定値 …（数３） の条件を満足するように決定する。
チョッパ変換装置４の後段に直流リアクトル５と直流コ
ンデンサ６との直列共振で構成する直流パッシブフィル
タ１５等を設置し出力電流リプルΔＩを低減する必要が
ある。この直流パッシブフィルタ１５のゲイン特性は、
チョッパ変換装置の出力電流値をＩoutとし、そのリプ
ル率を（数３）式で算出するものとすると リプル率＝ΔＩ／Ｉout ＜リプル規定値 …（数３） の条件を満足するように決定する。
【０００６】ここでスイッチング周期Ｔを一定とした場
合、（数２）式より出力電流リプルΔＩの値は、定格出
力電流の時と出力電流が最小値（直流リアクトル５の断
続限界電流値）の時とではほぼ同一となる。よって（数
３）式より出力電流Ｉout が最小値の時が最もリプル率
は大きくなる。
合、（数２）式より出力電流リプルΔＩの値は、定格出
力電流の時と出力電流が最小値（直流リアクトル５の断
続限界電流値）の時とではほぼ同一となる。よって（数
３）式より出力電流Ｉout が最小値の時が最もリプル率
は大きくなる。
【０００７】したがって直流電源装置の出力電流Ｉout
に含まれるリプル率を低電流領域から定格電流領域まで
低く抑えるためには、出力電流Ｉout が最小値のときの
条件で直流パッシブフィルタ１５のゲイン特性を決定す
れば、定格出力電流の全運転範囲において仕様を満足で
きる。しかし、このことは出力電流Ｉout が増大するに
つれリプル率は比例して小さくなるので、出力電流値が
大きい領域では直流パッシブフィルタが過剰に設置され
ていることとなり、直流電源装置が大型でコスト高なフ
ィルタを設置していることとなっていた。
に含まれるリプル率を低電流領域から定格電流領域まで
低く抑えるためには、出力電流Ｉout が最小値のときの
条件で直流パッシブフィルタ１５のゲイン特性を決定す
れば、定格出力電流の全運転範囲において仕様を満足で
きる。しかし、このことは出力電流Ｉout が増大するに
つれリプル率は比例して小さくなるので、出力電流値が
大きい領域では直流パッシブフィルタが過剰に設置され
ていることとなり、直流電源装置が大型でコスト高なフ
ィルタを設置していることとなっていた。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】前記従来技術では、低
出力電流領域では定格出力電流時と比較してリプル率が
大きく、また定格出力電流の全運転範囲においてリプル
規定値を満足するようにした場合、直流パッシブフィル
タの寸法が大型でコスト高になってしまうという問題が
あった。
出力電流領域では定格出力電流時と比較してリプル率が
大きく、また定格出力電流の全運転範囲においてリプル
規定値を満足するようにした場合、直流パッシブフィル
タの寸法が大型でコスト高になってしまうという問題が
あった。
【０００９】本発明の目的は、出力電流指令値または出
力電流検出値の大きさによってチョッパ変換装置のスイ
ッチング周波数を可変制御することにより、低電流領域
においても前記従来技術で発生する出力電流リプルをよ
り小さくし、小形の直流パッシブフィルタで規定値を満
足することができる直流電源装置を提供することであ
る。
力電流検出値の大きさによってチョッパ変換装置のスイ
ッチング周波数を可変制御することにより、低電流領域
においても前記従来技術で発生する出力電流リプルをよ
り小さくし、小形の直流パッシブフィルタで規定値を満
足することができる直流電源装置を提供することであ
る。
【００１０】
【課題を解決するための手段】チョッパ変換装置の低出
力電流領域では、定格出力電流のときと比較してパワー
半導体デバイスの電力損失が小さい。そのため定格出力
電流のときのスイッチング周波数より高くしても発熱に
よる素子破壊には至らない。
力電流領域では、定格出力電流のときと比較してパワー
半導体デバイスの電力損失が小さい。そのため定格出力
電流のときのスイッチング周波数より高くしても発熱に
よる素子破壊には至らない。
【００１１】そこで、本発明の直流電源装置では、チョ
ッパ変換装置の出力電流とスイッチング周波数との関係
から算出されるパワー半導体デバイスの損失が定格以下
で、且つ最適なスイッチング周波数となるように、スイ
ッチング周波数をチョッパ出力電流値に対して連続的に
可変制御する。すなわち、低出力電流領域では定格出力
電流時のスイッチング周波数より高くする。
ッパ変換装置の出力電流とスイッチング周波数との関係
から算出されるパワー半導体デバイスの損失が定格以下
で、且つ最適なスイッチング周波数となるように、スイ
ッチング周波数をチョッパ出力電流値に対して連続的に
可変制御する。すなわち、低出力電流領域では定格出力
電流時のスイッチング周波数より高くする。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施例を図１を用
いて説明する。図１に示すように、交流電源１から給電
される交流電力は順変換装置２によって直流電力に変換
される。変換された直流電力は一旦直流フィルタ３を介
して、チョッパ変換装置４によって所定の直流電力に変
換される。チョッパ変換装置４から出力された直流電力
は直流リアクトル５と直流コンデンサ６との直列共振で
構成する直流パッシブフィルタ１５を介し負荷７の電磁
石に供給される。ここでチョッパ変換装置４は、負荷７
の電磁石に通電する出力電流指令回路１４に見合った出
力電流が流れるよう自動電流制御回路１３，自動電圧制
御回路１２を経由して生成された変調波ＶＣと、搬送波
周波数指令回路１６を経由して搬送波発振回路１１から
出力される搬送波ＴＲＩとのレベルをコンパレータ１０
で比較し、その大小によってチョッパ変換装置４のＩＧ
ＢＴのオン・オフパルスを生成し、ドライバー回路９を
介してIGBTをオン・オフ動作させる。
いて説明する。図１に示すように、交流電源１から給電
される交流電力は順変換装置２によって直流電力に変換
される。変換された直流電力は一旦直流フィルタ３を介
して、チョッパ変換装置４によって所定の直流電力に変
換される。チョッパ変換装置４から出力された直流電力
は直流リアクトル５と直流コンデンサ６との直列共振で
構成する直流パッシブフィルタ１５を介し負荷７の電磁
石に供給される。ここでチョッパ変換装置４は、負荷７
の電磁石に通電する出力電流指令回路１４に見合った出
力電流が流れるよう自動電流制御回路１３，自動電圧制
御回路１２を経由して生成された変調波ＶＣと、搬送波
周波数指令回路１６を経由して搬送波発振回路１１から
出力される搬送波ＴＲＩとのレベルをコンパレータ１０
で比較し、その大小によってチョッパ変換装置４のＩＧ
ＢＴのオン・オフパルスを生成し、ドライバー回路９を
介してIGBTをオン・オフ動作させる。
【００１３】チョッパ変換装置４の出力電圧平均値Ｖoa
veは、ＩＧＢＴのオン通電時間をＴon、搬送波のスイッ
チング周期をＴ、チョッパ変換装置４の入力段直流電圧
をＥＤＣとすると（数４）式で表される。
veは、ＩＧＢＴのオン通電時間をＴon、搬送波のスイッ
チング周期をＴ、チョッパ変換装置４の入力段直流電圧
をＥＤＣとすると（数４）式で表される。
【００１４】 Ｖoave＝ＥＤＣ×（Ｔon／Ｔ） …（数４） なお、（数４）式が成立するのは一方極性出力電圧の降
圧チョッパ＝１象限チョッパ回路方式の場合である。ま
た出力電流リプルΔＩは、負荷７をコイルとした場合、
そのインダクタンスをＬとすると（数５）で表される。
圧チョッパ＝１象限チョッパ回路方式の場合である。ま
た出力電流リプルΔＩは、負荷７をコイルとした場合、
そのインダクタンスをＬとすると（数５）で表される。
【００１５】 ΔＩ＝ＥＤＣ×｛１−(Ｔon／Ｔ)｝×Ｔon／Ｌ …（数５） ここでＴon／Ｔ＝Don duty（Don duty：ＩＧＢＴのオン
時間）と置くと Ｖoave＝ＥＤＣ×Don duty …（数６） ΔＩ＝ＥＤＣ×｛１−(Don duty)｝×Don duty×Ｔ／Ｌ …（数７） となる。
時間）と置くと Ｖoave＝ＥＤＣ×Don duty …（数６） ΔＩ＝ＥＤＣ×｛１−(Don duty)｝×Don duty×Ｔ／Ｌ …（数７） となる。
【００１６】（数６）式より、チョッパ変換装置４の出
力電圧平均値Ｖoaveが一定値のもとではDon dutyも一定
であり、Don duty一定の条件において（数７）式より出
力電流リプルΔＩはスイッチング周期Ｔに比例する。す
なわち、スイッチング周期Ｔを小さくする（スイッチン
グ周波数ｆswを高くする）ことにより出力電流リプルΔ
Ｉを小さくできる。
力電圧平均値Ｖoaveが一定値のもとではDon dutyも一定
であり、Don duty一定の条件において（数７）式より出
力電流リプルΔＩはスイッチング周期Ｔに比例する。す
なわち、スイッチング周期Ｔを小さくする（スイッチン
グ周波数ｆswを高くする）ことにより出力電流リプルΔ
Ｉを小さくできる。
【００１７】一方ＩＧＢＴの損失には、定常損失Ｐsat
と、スイッチング損失Ｐswとの２つがあり、両者の損失
によるＩＧＢＴの接合部温度上昇が定格使用以下となる
ようにＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc ，スイッチング周波数
ｆsw（＝１／Ｔ、Ｔ：スイッチング周期）を決定する必
要がある。ここで定常損失Ｐsat とスイッチング損失Ｐ
swは、ＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc ，スイッチング周波数
ｆswに比例関係にあり、スイッチング周波数ｆswが一定
の場合ＩＧＢＴの損失はＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc が大
きくなるにしたがい増加し、一方ＩＧＢＴコレクタ電流
Ｉc が一定の場合スイッチング周波数ｆswが高くなるに
したがい増加する。そこで、本実施例ではＩＧＢＴコレ
クタ電流Ｉｃが小さい場合はＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc
が大きい場合よりもスイッチング周波数ｆswを高くして
運転する。
と、スイッチング損失Ｐswとの２つがあり、両者の損失
によるＩＧＢＴの接合部温度上昇が定格使用以下となる
ようにＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc ，スイッチング周波数
ｆsw（＝１／Ｔ、Ｔ：スイッチング周期）を決定する必
要がある。ここで定常損失Ｐsat とスイッチング損失Ｐ
swは、ＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc ，スイッチング周波数
ｆswに比例関係にあり、スイッチング周波数ｆswが一定
の場合ＩＧＢＴの損失はＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc が大
きくなるにしたがい増加し、一方ＩＧＢＴコレクタ電流
Ｉc が一定の場合スイッチング周波数ｆswが高くなるに
したがい増加する。そこで、本実施例ではＩＧＢＴコレ
クタ電流Ｉｃが小さい場合はＩＧＢＴコレクタ電流Ｉc
が大きい場合よりもスイッチング周波数ｆswを高くして
運転する。
【００１８】ここで搬送波周波数指令回路１６では、出
力電流指令値Ｉpat を入力し、IGBTコレクタ電流Ｉc と
スイッチング周波数ｆswとの関係より、ＩＧＢＴの発生
損失および出力電流リプルが最適となるスイッチング周
波数ｆswが演算され、その出力（搬送波周波数パターン
指令）が電圧／周波数コンバータ１７を経由して搬送波
発振回路１１に入力される。搬送波発振回路１１では、
入力された搬送波周波数パターン指令にしたがい搬送波
ＴＲＩの周波数（スイッチング周期Ｔ）が可変制御され
る。
力電流指令値Ｉpat を入力し、IGBTコレクタ電流Ｉc と
スイッチング周波数ｆswとの関係より、ＩＧＢＴの発生
損失および出力電流リプルが最適となるスイッチング周
波数ｆswが演算され、その出力（搬送波周波数パターン
指令）が電圧／周波数コンバータ１７を経由して搬送波
発振回路１１に入力される。搬送波発振回路１１では、
入力された搬送波周波数パターン指令にしたがい搬送波
ＴＲＩの周波数（スイッチング周期Ｔ）が可変制御され
る。
【００１９】本実施例によれば、ＩＧＢＴのスイッチン
グ周波数は出力電流指令値により可変制御され、低出力
電流領域でも出力電流リプルは小さく制御することが可
能となる。
グ周波数は出力電流指令値により可変制御され、低出力
電流領域でも出力電流リプルは小さく制御することが可
能となる。
【００２０】上記実施例では、出力電圧の極性が１方向
の降圧チョッパでパワー半導体デバイスはＩＧＢＴの場
合を説明したが、自己消弧形のパワー半導体デバイスで
あれば、ＩＧＢＴ以外の、パワー半導体デバイスでもよ
く、また、両極性の２象限チョッパ、それ以上の象限の
チョッパ方式、及びチョッパ変換装置が並列ｎ多重の場
合でも同様な効果を得ることができる。
の降圧チョッパでパワー半導体デバイスはＩＧＢＴの場
合を説明したが、自己消弧形のパワー半導体デバイスで
あれば、ＩＧＢＴ以外の、パワー半導体デバイスでもよ
く、また、両極性の２象限チョッパ、それ以上の象限の
チョッパ方式、及びチョッパ変換装置が並列ｎ多重の場
合でも同様な効果を得ることができる。
【００２１】また上記実施例では、搬送波周波数指令回
路１６に出力電流指令値Ｉpat を入力してスイッチング
周波数ｆswを演算しているが、出力電流検出値Ｉout を
入力してもよい。
路１６に出力電流指令値Ｉpat を入力してスイッチング
周波数ｆswを演算しているが、出力電流検出値Ｉout を
入力してもよい。
【００２２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の直流電源
装置によれば、チョッパ変換装置の出力電流によってス
イッチング周波数を可変制御するので、低出力電流領域
の出力電流リプルを小さくできる。また本発明の直流電
源装置によれば、小型のパッシブフィルタで、低出力電
流領域から定格出力電流の領域においてリプル規定値を
満足するようにできる。
装置によれば、チョッパ変換装置の出力電流によってス
イッチング周波数を可変制御するので、低出力電流領域
の出力電流リプルを小さくできる。また本発明の直流電
源装置によれば、小型のパッシブフィルタで、低出力電
流領域から定格出力電流の領域においてリプル規定値を
満足するようにできる。
【図１】本発明の直流電源回路を示す。
【図２】従来技術の直流電源回路のブロック図を示す。
【図３】パルス幅変調の説明図を示す。
【符号の説明】 １…交流電源、２…自励式順変換装置、３…直流フィル
タ、４…チョッパ変換装置、５…直流リアクトル、６…
直流コンデンサ、７…負荷、８…直流電流検出器、９…
ドライバー回路、１０…コンパレータ、１１…搬送波発
振回路、１２…自動電圧制御回路、１３…自動電流制御
回路、１４…出力電流指令回路、１５…直流パッシブフ
ィルタ、１６…搬送波周波数指令回路、１７…電圧／周
波数コンバータ。
タ、４…チョッパ変換装置、５…直流リアクトル、６…
直流コンデンサ、７…負荷、８…直流電流検出器、９…
ドライバー回路、１０…コンパレータ、１１…搬送波発
振回路、１２…自動電圧制御回路、１３…自動電流制御
回路、１４…出力電流指令回路、１５…直流パッシブフ
ィルタ、１６…搬送波周波数指令回路、１７…電圧／周
波数コンバータ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 久保 宏 茨城県日立市幸町三丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立事業所内 (72)発明者 矢吹 正明 茨城県日立市幸町三丁目２番１号 日立エ ンジニアリング株式会社内 Ｆターム(参考） 5H730 AS01 BB11 BB57 DD02 FD01 FD31 FF02 FG05 FG07 FG22
Claims (3)
- 【請求項１】パワー半導体デバイスを用いた交流を直流
に変換する順電力変換装置と、順電力変換装置にて変換
された直流を同じくパワー半導体デバイスを用いて所定
の直流電力に変換するチョッパ変換装置、及び出力リプ
ルを低減するための直流パッシブフィルタとで構成され
た直流電源装置において、 チョッパ変換装置のスイッチング周波数をチョッパ出力
電流値に対して連続的に可変制御する制御回路を具備し
たことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項２】請求項１に記載の直流電源装置において、
前記チョッパ変換装置のスイッチング周波が、低出力電
流領域では定格出力電流時のスイッチング周波数より高
いことを特徴とする直流電源装置。 - 【請求項３】請求項２に記載の直流電源装置において、
前記チョッパ変換装置のスイッチング素子がＩＧＢＴで
あることを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001135723A JP2002330581A (ja) | 2001-05-07 | 2001-05-07 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001135723A JP2002330581A (ja) | 2001-05-07 | 2001-05-07 | 直流電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002330581A true JP2002330581A (ja) | 2002-11-15 |
Family
ID=18983134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001135723A Pending JP2002330581A (ja) | 2001-05-07 | 2001-05-07 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002330581A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011160646A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Samsung Mobile Display Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び有機電界発光表示装置 |
| JP2012130180A (ja) * | 2010-12-16 | 2012-07-05 | Nichicon Corp | 電源装置 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6369428A (ja) * | 1986-09-11 | 1988-03-29 | 富士電機株式会社 | パルス電源装置 |
| JPH09308233A (ja) * | 1996-05-16 | 1997-11-28 | Nec Eng Ltd | Ｄｃ／ｄｃコンバータ |
| JP2000059990A (ja) * | 1998-08-17 | 2000-02-25 | Hitachi Ltd | 安定化電源装置 |
-
2001
- 2001-05-07 JP JP2001135723A patent/JP2002330581A/ja active Pending
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| US8791886B2 (en) | 2010-02-03 | 2014-07-29 | Samsung Display Co., Ltd. | DC-DC converter and organic light emitting display device including the same |
| JP2012130180A (ja) * | 2010-12-16 | 2012-07-05 | Nichicon Corp | 電源装置 |
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