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JP2002345239A - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置

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JP2002345239A
JP2002345239A JP2002066904A JP2002066904A JP2002345239A JP 2002345239 A JP2002345239 A JP 2002345239A JP 2002066904 A JP2002066904 A JP 2002066904A JP 2002066904 A JP2002066904 A JP 2002066904A JP 2002345239 A JP2002345239 A JP 2002345239A
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voltage
turned
switch element
switching element
secondary winding
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Eiji Takegami
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TDK Lambda Corp
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Publication date
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    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 動作停止時における外部からの電流の流れ込
みを阻止する。 【解決手段】 並列運転中にＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ
の動作が停止すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａに出力
電圧Ｖｏが印加される。しかし、トランジスタ32の端子
電圧Ｖｘはツェナー電圧Ｖｚに達せず、ＭＯＳ型ＦＥＴ
11はターンオンしない。また、スイッチング素子８のオ
ン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧
Ｖgsは、二次巻線７の両端間電圧Ｖｓにのみ依存する。
このため、入力電圧Ｖｉをワイドレンジに変動させて
も、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsは入
力電圧Ｖｉと同じ倍率にしか変動しない。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、トランスの二次側
にある整流スイッチ素子や転流スイッチ素子を、スイッ
チング素子に同期させてオン・オフさせる同期整流方式
のスイッチング電源装置に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】主スイッチング素子の
高周波スイッチングにより、トランスの一次巻線に直流
入力電圧を断続的に印加し、トランスの二次巻線に発生
する交流電圧を整流素子により整流して直流出力電圧を
得るＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、トランスの二次側
にある整流素子および転流素子としてＭＯＳ型ＦＥＴを
用い、このＭＯＳ型ＦＥＴを前記主スイッチング素子の
スイッチングに同期してオン・オフさせる回路構成は、
これらの素子の電力損失を低減させるための有効な手段
として従来から知られている。しかし、こうした同期整
流方式のＤＣ／ＤＣコンバータを共通する負荷に複数台
（例えば２台）接続して並列運転を行なった場合には、
次のような問題がある。
【０００３】すなわち、各ＤＣ／ＤＣコンバータにおけ
る負荷バランスが均衡した状態から、負荷変動などの何
らかの原因で他方のＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が
上昇した場合、一方のＤＣ／ＤＣコンバータはその内部
の制御回路が出力電圧の上昇を検出して、出力電圧を下
げる方向、つまり主スイッチング素子のパルス導通幅を
狭める方向に制御する。やがてこの制御が限界に達する
と、主スイッチング素子はその動作を停止した状態にな
り、動作中の他方のＤＣ／ＤＣコンバータから動作停止
状態にある一方のＤＣ／ＤＣコンバータの出力回路に出
力電圧が印加されると、前記整流用のＭＯＳ型ＦＥＴの
ゲートが順バイアスされ、ＭＯＳ型ＦＥＴがオンしてし
まう。こうなると、他方のＤＣ／ＤＣコンバータからＭ
ＯＳ型ＦＥＴを介してトランスの二次巻線に電流が流れ
込むので、トランスのコアが飽和して二次巻線が略短絡
状態に陥り、さらに大きな電流がＭＯＳ型ＦＥＴに流れ
て、ＭＯＳ型ＦＥＴが破損する場合がある。また、一方
のＤＣ／ＤＣコンバータは他方のＤＣ／ＤＣコンバータ
からの電流を吸い込み続け、整流用および転流用のＭＯ
Ｓ型ＦＥＴが自励発振を開始して、これらの素子が発熱
から場合によっては故障に至る問題を有していた。
【０００４】これを具体的な例として示したのが、図９
の回路図である。同図において、１Ａ，１Ｂ…は共通の
負荷２に並列接続されるＤＣ／ＤＣコンバータ、３は各
ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ，１Ｂ…に直流入力電圧Ｖｉ
を供給する直流電源であり、各ＤＣ／ＤＣコンバータ１
Ａ，１Ｂ…は同一構成を有している。各ＤＣ／ＤＣコン
バータ１Ａ，１Ｂ…において、５は一次側と二次側とを
絶縁する電圧変換用のトランス、８はトランス５の一次
巻線６に直列接続される例えばＭＯＳ型ＦＥＴなどの主
スイッチング素子であり、主スイッチング素子８をオン
・オフすることにより、トランス１の一次巻線６の直流
入力電圧Ｖｉを断続的に印加し、トランス１の二次巻線
７より交流電圧を取り出すようになっている。
【０００５】前記一次巻線６の両端間には、ＭＯＳ型Ｆ
ＥＴからなる補助スイッチング素子９とコンデンサ10と
を直列接続して構成されるアクティブクランプ回路71が
接続される。前記主スイッチング素子８と補助スイッチ
ング素子９は、共にオフ期間となるデッドタイムを有し
ながら交互にオン・オフされる。これにより、トランス
５の励磁インダクタンスと、各スイッチング素子８，９
の寄生キャパシタンス（図１０参照）が共振し、スイッ
チング素子８，９のターンオンおよびターンオフ時にお
けるゼロ電圧スイッチングが達成される。なお、72は主
スイッチング素子８のドレイン・ソース間に逆並列接続
されるボディダイオード、73は補助スイッチング素子９
のドレイン・ソース間に逆並列接続されるボディダイオ
ードである。
【０００６】トランス５の二次巻線７には、整流素子と
してのＭＯＳ型ＦＥＴ11が直列接続されると共に、この
二次巻線７とＭＯＳ型ＦＥＴ11とにより構成される直列
回路の両端間に、転流素子としてのＭＯＳ型ＦＥＴ22が
接続される。前記ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートは、主スイ
ッチング素子８がオンの時に正極性の電圧が誘起される
二次巻線７のドット側端子に接続される一方、ＭＯＳ型
ＦＥＴ22のゲートは、主スイッチング素子８がオフの時
に正極性の電圧が誘起される二次巻線７の非ドット側端
子に接続され、ＭＯＳ型ＦＥＴ22の両端間にはチョーク
コイル13と平滑コンデンサ14との直列回路が接続され
る。そして、ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22を主スイッチング素
子８に同期してオン・オフさせることにより、トランス
５の二次巻線７に発生する交流電圧を整流し、この整流
出力をさらにチョークコイル13と平滑コンデンサ14で平
滑することにより、平滑コンデンサ14の両端間から直流
出力電圧Ｖｏを得るようにしている。なお75，76は、Ｍ
ＯＳ型ＦＥＴ11，22のドレイン・ソース間にそれぞれ逆
並列接続されるボディダイオードである。
【０００７】17はこの直流出力電圧Ｖｏを監視し、直流
出力電圧Ｖｏの変動に応じて主スイッチング素子８や補
助スイッチング素子９のゲートに供給する駆動信号のパ
ルス導通幅を可変する制御回路であり、この制御回路17
によるフィードバック制御によって、直流出力電圧Ｖｏ
の安定化が図られる。
【０００８】図１０は、上記図９における並列運転スイ
ッチング電源装置において、出力電圧Ｖｏの差異により
動作停止したＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの回路図をあら
わしたものである。ここでは、各スイッチング素子８，
９およびＭＯＳ型ＦＥＴ11，22の寄生キャパシタンス82
〜85を考慮している。トランス５の一次側にある各スイ
ッチング素子８，９が完全にオフ状態にあり、主スイッ
チング素子８にはボディダイオード72と寄生キャパシタ
ンス82との並列回路が、また補助スイッチング素子９に
はボディダイオード73と寄生キャパシタンス83との並列
回路がそれぞれ接続される。さらにトランス５の二次側
には、出力電圧Ｖｏを供給する他のＤＣ／ＤＣコンバー
タ１Ｂが、電圧源87として等価的に接続される。
【０００９】図１０の状態では、次の図１１の波形図に
示す状態１〜状態４の過程を経て、ＭＯＳ型ＦＥＴ11，
22が自励発振する。なお、この図１１の波形図におい
て、最上段にあるのはＭＯＳ型ＦＥＴ11のドレイン・ソ
ース間電圧ＶSR1で、以下、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のドレイ
ン・ソース間電圧ＶSR2、チョークコイル13を流れるチ
ョーク電流ｉＬ、トランス５の二次巻線７を流れる励磁
電流ｉＬｍである。
【００１０】図１２は、状態１の等価回路である。な
お、91はトランス５の一次側の合成キャパシタンスで、
各寄生キャパシタンス82，83の静電容量をそれぞれＣQ
1，ＣQ2とし、トランス５の一次巻線６と二次巻線７と
の巻数比をｎ：１とすると、合成キャパシタンス91の静
電容量はｎ２（ＣQ1＋ＣQ2）となる。また92は、トラン
ス５の励磁インダクタンスである。この状態１は、転流
用のＭＯＳ型ＦＥＴ22がターンオンし、整流用のＭＯＳ
型ＦＥＴ11がターンオフした後に開始するもので、主ス
イッチング素子８および補助スイッチング素子９はいず
れもオフしている。ここでは、トランス５の励磁インダ
クタンス92と各寄生キャパシタンス82，83，84との共振
によって、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のドレイン・ソース間電圧
ＶSR1が正弦波状に変化する。一方、チョークコイル13
を流れるチョーク電流ｉＬは、転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ
22がオンしている関係で直線状に変化する。そして、Ｍ
ＯＳ型ＦＥＴ11のドレイン・ソース間電圧ＶSR1がゼロ
になると、状態１は終了して次の状態２に移行する。
【００１１】図１３は、状態２の等価回路である。この
状態２は、整流用のＭＯＳ型ＦＥＴ11がターンオンし、
転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22がターンオフした後に開始す
るもので、チョークコイル13のインダクタンスと各寄生
キャパシタンス82，83，85との共振によって、ＭＯＳ型
ＦＥＴ22のドレイン・ソース間電圧ＶSR2がゼロから正
弦波状に増加する。そして、このＭＯＳ型ＦＥＴ22のド
レイン・ソース間電圧ＶSR2が、Ｖｉ／ｎに等しくなる
と、状態２は終了して次の状態３に移行する。
【００１２】図１４は、状態３の等価回路である。この
状態３では、主スイッチング素子８のボディダイオード
72が導通して、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のドレイン・ソース間
電圧ＶSR2をＶｉ／ｎにクランプする。93は、そのとき
の等価的な電圧源を示している。状態２に移行した時点
から、チョークコイル13を流れる逆向きのチョーク電流
ｉＬと、トランス５の二次巻線７を流れる逆向きの励磁
電流ｉＬｍは減少するが、これらの電流値の合計が正に
転じると（ｉＬ＋ｉＬｍ＞０）、補助スイッチング素子
９のボディダイオード73がターンオフし、次の状態４に
移行する。
【００１３】状態４の等価回路は、前記図１３と同じで
ある。すなわち、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のドレイン・ソース
間電圧ＶSR2は正弦波状に減少してゼロになり、ここで
状態１の初期時に戻る。こうした４つの状態によって、
ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22の自励発振が継続するが、この自
励発振は各ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22の電圧ストレスを発生
させるだけでなく、ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22の性能低下を
もたらすこともある。さらに、自励発振周波数はスイッ
チング周波数と異なっており、複数台のＤＣ／ＤＣコン
バータ１Ａ，１Ｂ間で様々な妨害が発生する。
【００１４】こうした動作停止状態において、整流用の
ＭＯＳ型ＦＥＴ11がオンしないような回路構成が、例え
ば特開平１１−８９７４号公報などに提案されている。
これを図１５に示すと、ここでは二次巻線７とＭＯＳ型
ＦＥＴ11とにより構成される直列回路の両端間に、転流
素子としての転流ダイオード12が接続される。さらに、
転流ダイオード12の両端間にはチョークコイル13と平滑
コンデンサ14との直列回路が接続され、ＭＯＳ型ＦＥＴ
11をスイッチング素子８に同期してオン・オフさせるこ
とにより、トランス５の二次巻線７に発生する交流電圧
Ｖｓを整流し、この整流出力をさらにチョークコイル13
と平滑コンデンサ14で平滑することにより、平滑コンデ
ンサ14の両端間から直流出力電圧Ｖｏを得るようにして
いる。
【００１５】この回路では、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート
にツェナーダイオード21を直列接続した点が着目され
る。このツェナーダイオード21は、トランス５の二次巻
線７に発生するオン時電圧Ｖｓonに対しては導通するも
のの、出力電圧Ｖｏに対しては導通しない特性のものが
用いられており、一方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａが動
作を停止した状態でも、他方のＤＣ／ＤＣコンバータ１
Ｂからの出力電圧Ｖｏにより整流用のＭＯＳ型ＦＥＴ11
がオンしないようになっている。これにより、他方のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ１ＢからＭＯＳ型ＦＥＴ11を介して
トランス５の二次巻線７に電流が流れ込むのを防止し、
トランス１のコアが飽和することに起因するＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ11の破損を回避することができる。
【００１６】ところで、近年は広範囲な入力電圧Ｖｉに
対応できるいわゆるワイドレンジ化に対応したＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ１Ａ，１Ｂ…が市場で要求されている。そ
の場合、図１５に示す回路例では、整流素子であるＭＯ
Ｓ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsが大きく変動
し、入力電圧Ｖｉのワイドレンジ化に対応することが難
かしいという問題を抱えている。
【００１７】これを図１６の波形図に基づき、より詳細
に説明すると、図１５の回路図において、トランス５の
一次巻線６と二次巻線７との巻数比をＮ：１とし、ツェ
ナーダイオード21のツェナー電圧をＶｚとして考える
と、二次巻線７に発生する電圧をＶｓと、ＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsは、図１６に示すよう
になる。なお、図１６におけるＴonはスイッチング素子
８のオン期間、Ｔoffはスイッチング素子８のオフ期間
である。
【００１８】特にスイッチング素子８のオン期間中（Ｔ
on）は、スイッチング素子８のドレイン−ソース間が短
絡状態にあるため、トランス１の二次巻線７に発生する
電圧Ｖｓonは、入力電圧Ｖｉと一次巻線６の巻数比との
積（Ｖｓon＝Ｖｉ／Ｎ）となる。また、このときのＭＯ
Ｓ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsonは、前記二
次巻線７に発生する電圧Ｖｓonからツェナー電圧Ｖｚを
引いた値（Ｖｉ／Ｎ−Ｖｚ）となる。
【００１９】一つの例として、入力電圧Ｖｉ＝100Ｖ，
巻数比Ｎ＝５，ツェナーダイオード21のツェナー電圧Ｖ
ｚ＝17Ｖであるとすると、スイッチング素子８のオン時
におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgs
onは３Ｖとなる。ここで各ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ，
１Ｂ…を、入力電圧Ｖｉ＝150Ｖに対応させようとする
と、前記ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgs
onは13Ｖになる。これは、入力電圧Ｖｉを1.5倍変動さ
せたのに対し、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電
圧Ｖgsonは4.3倍も変動することになり、その変動差が
極めて大きい。したがって、入力電圧Ｖｉを高くすると
既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥＴ11をそのまま使
用できなくなって、入力電圧Ｖｉのワイドレンジ化に対
応することが困難であった。
【００２０】そこで本発明は上記問題点に鑑み、動作停
止時における外部からの電流の流れ込みを阻止すること
を共通の目的とする。そして、第１の目的は入力電圧の
ワイドレンジ化に対応できるスイッチング電源装置を提
供することにある。また第２の目的は、動作停止時にお
ける整流スイッチ素子や転流スイッチ素子の自励発振を
確実に防止できる並列運転スイッチング電源装置を提供
することにある。また第３の目的は、動作中においては
整流スイッチ素子のオン抵抗を小さくでき、停止中にお
いては外部から出力電圧が印加されても、整流スイッチ
素子がオンしないスイッチング電源装置を提供すること
にある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１におけ
るスイッチング電源装置は、トランスの一次巻線に接続
されるスイッチング素子をオン・オフさせ、前記トラン
スの二次巻線より交流電圧を取出し、この交流電圧を前
記二次巻線に直列接続された同期整流用の整流スイッチ
素子で整流して直流出力電圧を得るスイッチング電源装
置において、前記整流スイッチ素子の制御端子と前記ス
イッチング素子のオン時に正極性の電圧を発生する前記
二次巻線の一端との間に接続するスイッチ素子と、前記
スイッチング素子のオン時に前記二次巻線の一端に発生
する電圧により前記スイッチ素子をオンにして、この電
圧を前記整流スイッチ素子の制御端子に供給する定電圧
素子とを備えて構成される。
【００２２】この場合、動作時において、スイッチング
素子のオン時には、トランスの二次巻線の一端に正極性
の電圧が発生するが、このときのスイッチ素子の端子電
圧は二次巻線の両端間電圧と等しく、定電圧素子の規定
電圧よりも高くなるので、スイッチ素子がオンして、整
流スイッチ素子の制御端子に二次巻線の両端間電圧がそ
のまま印加される。これにより整流スイッチ素子は直ち
にターンオンし、整流素子としての電力損失を低減でき
る。
【００２３】一方、動作停止時において外部から出力電
圧が印加されると、スイッチ素子の端子電圧はこの出力
電圧に等しく、定電圧素子の規定電圧に達しないので、
整流スイッチ素子はターンオンしない。よって動作停止
中に整流スイッチ素子を介して、トランスの二次巻線に
電流が流れ込むのを防止できる。
【００２４】さらに、スイッチング素子のオン時におけ
る整流スイッチ素子の制御端子電圧が、定電圧素子の規
定電圧の影響を受けず、トランスの二次巻線の両端間電
圧にのみ依存する。このため、入力電圧をワイドレンジ
に変動させても、整流スイッチ素子の制御端子電圧は入
力電圧と同じ倍率にしか変動せず、既存の耐圧特性を有
する整流スイッチ素子の利用も容易になる。
【００２５】本発明の請求項２におけるスイッチング電
源装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチン
グ素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線より
交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線に直列
接続された同期整流用の整流スイッチ素子で整流して直
流出力電圧を得るスイッチング電源装置において、前記
整流スイッチ素子の制御端子と前記スイッチング素子の
オン時に正極性の電圧を発生する前記二次巻線の一端と
の間に接続するスイッチ素子と、前記スイッチング素子
のオン時に前記二次巻線の一端に発生する電圧をレベル
シフトして前記整流スイッチ素子の制御端子に印加する
第１の定電圧素子と、前記整流スイッチ素子の制御端子
に印加する電圧レベルの最大値を規定する第２の定電圧
素子とを備えて構成される。
【００２６】この場合、動作時において、スイッチング
素子のオン時には、トランスの二次巻線の一端に正極性
の電圧が発生するが、このときのスイッチ素子の端子電
圧は二次巻線の両端間電圧と等しく、第１の定電圧素子
の規定電圧よりも高くなるので、スイッチ素子がオンし
て、整流スイッチ素子の制御端子に二次巻線の両端間電
圧がレベルシフトして印加される。これにより整流スイ
ッチ素子は直ちにターンオンし、整流素子としての電力
損失を低減できる。
【００２７】一方、動作停止時において外部から出力電
圧が印加されると、スイッチ素子の端子電圧はこの出力
電圧に等しく、第１の定電圧素子の規定電圧に達しない
ので、整流スイッチ素子はターンオンしない。よって動
作停止中に整流スイッチ素子を介して、トランスの二次
巻線に電流が流れ込むのを防止できる。
【００２８】さらに、入力電圧をワイドレンジに上昇さ
せると、整流スイッチ素子の整流素子電圧の最大値が第
２の定電圧素子により規定されるため、既存の耐圧特性
を有する整流スイッチ素子の利用も容易になる。これに
より、動作停止状態における電流の流れ込みを阻止しつ
つも、入力電圧のワイドレンジ化に対応することが可能
になる。
【００２９】本発明の請求項３におけるスイッチング電
源装置は、トランスの一次巻線に接続されるスイッチン
グ素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線より
交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線側に接
続された整流スイッチ素子と、転流スイッチ素子と、平
滑用のチョークコイルおよびコンデンサとにより整流平
滑して直流出力電圧を得るスイッチング電源装置におい
て、前記スイッチング素子のオフ時に正極性の電圧が発
生する前記二次巻線の一端と前記転流スイッチ素子の制
御端子との間に充電用スイッチ素子を接続すると共に、
動作時における前記スイッチング素子のオフ期間中には
前記充電用スイッチ素子をオンにし、動作停止時には前
記充電用スイッチ素子をオフにするように構成したもの
である。
【００３０】この場合、動作時においてスイッチング素
子のオフ時には、トランスの二次巻線の一端に正極性の
電圧が発生するが、ここで充電用スイッチ素子がオンす
るので、転流スイッチ素子の制御端子にトランスの二次
巻線に発生する電圧が印加され、この転流スイッチ素子
がターンオンする。したがって、それまでチョークコイ
ルに蓄えられていたエネルギーが、転流スイッチ素子を
通して出力側に送り出される。
【００３１】また、動作停止時において外部から出力電
圧が印加されると、充電用スイッチ素子はオフしたまま
で、トランスの二次巻線の一端と転流スイッチ素子の制
御端子との間が切り離されるので、この転流スイッチ素
子ひいては整流スイッチ素子が何度もオン・オフを繰り
返すことはない。したがって、整流用および転流用の各
スイッチ素子による自励発振を確実に防止できる。
【００３２】本発明の請求項４におけるスイッチング電
源装置は、前記充電用スイッチの両端間に放電素子を並
列接続したものである。
【００３３】この場合、転流スイッチ素子の制御端子に
電荷が蓄積された状態で動作停止しても、この電荷はダ
イオードや抵抗などの放電素子を介して速やかに放電さ
れる。したがって、動作停止状態において転流スイッチ
素子を速やかにターンオフさせることが可能になり、整
流用および転流用の各スイッチ素子による自励発振をよ
り確実に防止できる。
【００３４】本発明における請求項５のスイッチング電
源装置は、スイッチング素子のオン時にトランスの二次
巻線の一端に発生した電圧を整流スイッチ素子の制御端
子に供給して、この整流スイッチ素子をオンさせる一
方、前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの二
次巻線の他端に電圧が発生すると、駆動回路から転流ス
イッチ素子の制御端子に駆動信号を供給して、この転流
スイッチ素子をオンさせると共に、前記トランスの二次
巻線の一端と前記整流スイッチ素子の制御端子との間に
スイッチ素子を挿入接続したスイッチング電源装置にお
いて、前記駆動回路が駆動信号を供給している間は、こ
の駆動信号によって前記スイッチ素子をオンにし、前記
スイッチング素子の動作停止に伴ない前記駆動回路から
の駆動信号が途絶えると、前記スイッチ素子をオフにす
るオン・オフ切換回路を備えたものである。
【００３５】この場合、スイッチング素子の動作中は、
スイッチング素子のオフ期間中に駆動回路から整流スイ
ッチ素子に供給される駆動信号を利用して、トランスの
二次巻線の一端と整流スイッチ素子の制御素子との間に
あるスイッチ素子をオンすることで、スイッチング素子
のオン期間に同期して整流スイッチ素子を十分なゲート
・ソース間電圧でオンさせることができる。また、スイ
ッチング素子の停止中は、駆動回路から供給される駆動
信号が途絶えることを利用してスイッチ素子をオフにす
ることで、外部からいかなる出力電圧が印加されても、
整流スイッチ素子をターンオンさせないようにする。こ
のように、駆動回路から駆動信号が供給されているか否
かによって、スイッチ素子のオン・オフ動作を決めてい
るため、動作中においては整流スイッチ素子のオン抵抗
を小さくでき、停止中においては外部から出力電圧が印
加されても、整流スイッチ素子がオンしないようにする
ことができる。
【００３６】また、請求項６のスイッチング電源装置に
おける前記オン・オフ切換回路は、前記駆動回路からの
駆動信号をコンデンサに充電して、前記スイッチ素子が
常時オンするようにその充電電圧を該スイッチ素子の制
御端子に供給する一方で、前記駆動回路からの駆動信号
が途絶えると放電抵抗により前記コンデンサを放電する
ピークチャージ回路であることを特徴とする。
【００３７】上記スイッチ素子は、少なくともスイッチ
ング素子のオン期間中にオンしていればよいが、そのた
めに駆動回路からの駆動信号を反転させ、スイッチ素子
の制御端子に供給する反転回路を設けると、オン・オフ
の切換わりのタイミングなどで設計が困難になる。その
点、本実施例におけるピークチャージ回路は、スイッチ
ング素子の動作中に、コンデンサの充電電圧を利用して
スイッチ素子を常時オンにするので、こうしたオン・オ
フタイミングを考慮する必要がなく設計が容易になる。
しかも、スイッチング素子の動作が停止すると、放電抵
抗によりコンデンサは速やかに放電するので、停止中に
外部から出力電圧が印加されても、整流スイッチ素子を
確実にオンさせないようにすることができる。
【００３８】
【発明の実施形態】以下、本発明における好ましい実施
態様について、添付図面を参照して詳細に説明する。な
お、各実施例において、従来例と同一部分には同一符号
を付し、その共通する箇所の説明は重複するため省略す
る。
【００３９】図１は、本発明の第１実施例を示す好まし
い並列運転スイッチング電源装置の回路図である。同図
において、本実施例におけるトランス５の二次側にある
整流素子は、前述した同期整流用の電界効果トランジス
タすなわちＭＯＳ型ＦＥＴ11の他に、このＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11のゲートとスイッチング素子８のオン時に正極性の
電圧が発生するトランス５のドット側端子との間に接続
されるスイッチ素子としてのＰＮＰ型トランジスタ32
と、このトランジスタ32の制御端子であるベースとＭＯ
Ｓ型ＦＥＴ11のソースとの間に接続される定電圧素子と
してのツェナーダイオード33をそれぞれ備えている。ツ
ェナーダイオード33は、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のソースを基
準として、二次巻線７のドット側端子に接続するトラン
ジスタ32の端子電圧すなわちエミッタ電圧Ｖｘがツェナ
ー電圧Ｖｚ以下のときに、トランジスタ32をオフする一
方で、エミッタ電圧Ｖｘがツェナー電圧Ｖｚに達したと
きに、トランジスタ32をオンさせるもので、ここでのツ
ェナーダイオード33は、トランス５の二次巻線７に発生
するオン時電圧Ｖｓよりも低く、かつ出力電圧Ｖｏより
も高いツェナー電圧Ｖｚを有する特性のものが選定され
る。さらに、34はトランジスタ32のエミッタ・コレクタ
間に逆並列接続されるダイオードで、これはＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ11のオフ時に、ゲートに蓄積された電荷を放電させ
るためのものである。なお、その他の構成は、従来例で
示す図１５と共通している。
【００４０】次に、上記構成についてその動作を図２の
波形図を参照しながら説明する。なお、この図２におい
て、上段はトランス５の二次巻線７に発生する電圧をＶ
ｓであり、また下段はＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソー
ス間電圧Ｖgsである。
【００４１】本実施例におけるＤＣ／ＤＣコンバータ１
Ａ，１Ｂ…は、パルス幅制御のフォワード型コンバータ
で、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの動作時には、スイッチ
ング素子８をオン，オフすることにより、トランス５の
一次巻線６に直流入力電圧Ｖｉが断続的に印加され、ト
ランス５の二次巻線７に交流電圧Ｖｓが発生する。スイ
ッチング素子８のオン期間中（Ｔon）は、直流電源３か
らの直流入力電圧Ｖｉがトランス５の一次巻線６に印加
され、二次巻線７のドット側端子に一次巻線６との巻数
比（１／Ｎ）に比例したオン時電圧Ｖｓon（＝Ｖｉ／
Ｎ）が発生する。このときトランジスタ32のエミッタ電
圧Ｖｘは二次巻線７のオン時電圧Ｖｓonに等しく、ツェ
ナーダイオード33のツェナー電圧Ｖｚよりも高くなるの
で、ツェナーダイオード33が導通してトランジスタ32が
オンし、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgs
onは、二次巻線７のオン時電圧Ｖｓonと等しくなる（Ｖ
gson＝Ｖｉ／Ｎ）。したがって、ＭＯＳ型ＦＥＴ11はス
イッチング素子８に同期して直ちにオンするので、整流
素子としての電力損失を低減できると共に、トランス５
の二次巻線７に発生するオン時電圧ＶｓonがＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ11により整流され、チョークコイル13および負荷２
にエネルギーが供給される。
【００４２】やがて、スイッチング素子８がオフ期間
（Ｔoff）になると、トランス５の一次巻線６に発生す
るリセット電圧により、今度は二次巻線７の非ドット側
端子に正極性の電圧が発生する。トランジスタ32のエミ
ッタ電圧Ｖｘはツェナーダイオード33のツェナー電圧Ｖ
ｚよりも低くなるので、トランジスタ32ひいてはＭＯＳ
型ＦＥＴ11はオフし、代わりに転流ダイオード12がオン
する。これにより、チョークコイル13を流れる慣性電流
が負荷２にエネルギーとして供給され続ける。平滑コン
デンサ14は出力電圧Ｖｏのリップルを吸収するもので、
また制御回路17はスイッチング素子８のゲートに駆動信
号を供給すると同時に、出力電圧Ｖｏの変動を検出して
駆動信号のパルス導通幅を可変し、出力電圧Ｖｏの安定
化を図っている。
【００４３】ここで、何らかの原因で他方のＤＣ／ＤＣ
コンバータ１Ｂの出力電圧Ｖｏが上昇したとすると、一
方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａはその内部の制御回路17
が出力電圧Ｖｏの上昇を検出して、スイッチング素子８
のパルス導通幅を狭める方向に制御する。やがてこの制
御が限界に達すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａは動作
停止状態になり、動作中のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂか
ら動作停止状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの出力
回路に出力電圧Ｖｏが印加されるが、ここでのトランジ
スタ32のエミッタ電圧Ｖｘは出力電圧Ｖｏに等しく、ツ
ェナーダイオード33のツェナー電圧Ｖｚよりも低いの
で、ツェナーダイオード33は導通せず、トランジスタ32
ひいてはＭＯＳ型ＦＥＴ11もターンオンしない。したが
って、動作中のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂから動作停止
中のＤＣ／ＤＣコンバータ１ＡのＭＯＳ型ＦＥＴ11を介
してトランス５の二次巻線７に電流が流れ込むのを防止
し、トランス１のコアが飽和することに起因するＭＯＳ
型ＦＥＴ11の破損を回避できる。
【００４４】本実施例の回路構成において着目すべき点
は、スイッチング素子８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsonが、ツェナーダイオ
ード33のツェナー電圧Ｖｚの影響を受けず、トランス５
の二次巻線７の両端間電圧Ｖｓonにのみ依存することで
ある。すなわち、前述の例と同じく、入力電圧Ｖｉ＝10
0Ｖ，巻数比Ｎ＝５，ツェナーダイオード33のツェナー
電圧Ｖｚ＝17Ｖの場合を想定すると、スイッチング素子
８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース
間電圧Ｖgsonは、二次巻線７の両端間電圧Ｖｓonに等し
く20Ｖとなる。ここで各ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ，１
Ｂ…を、入力電圧Ｖｉ＝150Ｖに対応させようとする
と、前記ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgs
onは30Ｖになる。このように、入力電圧Ｖｉを1.5倍変
動させても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧
Ｖgsonは同様に1.5倍しか変動しないので、入力電圧Ｖ
ｉを高くしても既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥＴ
11がそのまま使用し易くなる。しかも、並列運転時に一
方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａが動作停止状態に陥って
も、ツェナーダイオード33により同期整流用のＭＯＳ型
ＦＥＴ11を確実にオフさせ続けることができるので、動
作停止状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａへの電流の
流れ込みを阻止しつつも、入力電圧Ｖｉのワイドレンジ
化に対応することが、僅かスイッチ素子であるトランジ
スタ32と定電圧素子であるツェナーダイオード33を付加
しただけで容易に実現できる。
【００４５】以上のように本実施例によれば、トランス
５の一次巻線６に接続されるスイッチング素子８をオン
・オフさせ、トランス５の二次巻線７より交流電圧を取
出し、この交流電圧を二次巻線７に直列接続された同期
整流用の電界効果トランジスタであるＭＯＳ型ＦＥＴ11
により整流して直流出力電圧Ｖｉを得るＤＣ／ＤＣコン
バータ１Ａ，１Ｂ…を並列接続してなる並列運転スイッ
チング電源装置において、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートと
スイッチング素子８のオン時に正極性の電圧を発生する
二次巻線７の一端（ドット側端子）との間に接続するス
イッチ素子としてのトランジスタ32と、このトランジス
タの制御端子であるベースに接続し、スイッチング素子
８のオン時に二次巻線７の一端に発生する電圧Ｖｓonに
よりトランジスタ32をオンにして、この電圧ＶｓonをＭ
ＯＳ型ＦＥＴ11のゲートに供給するツェナーダイオード
33とを備えている。
【００４６】ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの動作時におい
て、スイッチング素子８のオン時には、トランス５の二
次巻線７の一端に正極性の電圧が発生するが、このとき
のトランジスタ32の端子電圧Ｖｘは二次巻線７の両端間
電圧Ｖｓonと等しく、ツェナーダイオード33のツェナー
電圧Ｖｚよりも高くなるので、トランジスタ32がオンし
て、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgson
に、二次巻線７の両端間電圧Ｖｓonがそのまま印加され
る。これによりＭＯＳ型ＦＥＴ11は直ちにターンオン
し、整流素子としての電力損失を低減できる。
【００４７】一方、他方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂの
出力電圧Ｖｏが上昇し、一方のＤＣ／ＤＣコンバータ１
Ａの動作が停止すると、この動作停止状態にあるＤＣ／
ＤＣコンバータ１Ａの出力回路に上昇した出力電圧Ｖｏ
が印加される。しかし、トランジスタ32の端子電圧Ｖｘ
はこの出力電圧Ｖｏに等しく、ツェナーダイオード33の
ツェナー電圧Ｖｚに達しないので、ＭＯＳ型ＦＥＴ11は
ターンオンしない。よって動作停止中のＤＣ／ＤＣコン
バータ１ＡのＭＯＳ型ＦＥＴ11を介して、トランス５の
二次巻線７に電流が流れ込むのを防止できる。
【００４８】さらに、スイッチング素子８のオン時にお
けるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgson
が、ツェナーダイオード33のツェナー電圧Ｖｚの影響を
受けず、トランス５の二次巻線７の両端間電圧Ｖｓonに
のみ依存する。このため、入力電圧Ｖｉをワイドレンジ
に変動させても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間
電圧Ｖgsonは入力電圧Ｖｉと同じ倍率にしか変動せず、
既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥＴ11の利用も容易
になる。これにより、動作停止状態にあるＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１Ａへの電流の流れ込みを阻止しつつも、入力
電圧Ｖｉのワイドレンジ化に対応することが可能にな
る。
【００４９】次に、本発明の第２実施例を図３および図
４に基づき説明する。好ましい回路図を示す図３におい
て、ここでは同期整流用の電界効果トランジスタすなわ
ちＭＯＳ型ＦＥＴ11の他に、このＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲ
ートとスイッチング素子８のオン時に正極性の電圧が発
生するトランス５のドット側端子との間に接続されるＭ
ＯＳ型ＦＥＴからなるスイッチ素子52と、ＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11のソースと二次巻線７のドット側端子に接続するス
イッチ素子52の一端すなわちドレインとの間に接続する
抵抗53，定電圧素子としてのツェナーダイオード54およ
び第２のツェナーダイオード55の直列回路とを備え、ツ
ェナーダイオード54，55の接続点をスイッチ素子52の制
御端子であるゲートに接続して構成される。第１のツェ
ナーダイオード54は、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のソースを基準
として、二次巻線７のドット側端子に接続するスイッチ
素子52の端子電圧Ｖｘがツェナー電圧Ｖｚ1以下のとき
に、スイッチ素子52をオフする一方で、端子電圧Ｖｘが
ツェナー電圧Ｖｚ1に達したときに、スイッチ素子52を
オンさせるもので、ここでの第１のツェナーダイオード
54は、トランス５の二次巻線７に発生するオン時電圧Ｖ
ｓよりも低く、かつ出力電圧Ｖｏよりも高いツェナー電
圧Ｖｚ1を有する特性のものが選定される。また第２の
ツェナーダイオード55は、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・
ソース間電圧の最大値Ｖgsmax（図４参照）をそのツェ
ナー電圧Ｖｚ2にクランプするものである。
【００５０】次に、上記構成についてその動作を図４の
波形図を参照しながら説明する。なお、この図４におい
て、上段はトランス５の二次巻線７に発生する電圧Ｖｓ
であり、また下段はＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース
間電圧Ｖgsである。
【００５１】スイッチング素子８のオン期間中（Ｔon）
は、直流電源３からの直流入力電圧Ｖｉがトランス５の
一次巻線６に印加され、二次巻線７のドット側端子に一
次巻線６との巻数比（１／Ｎ）に比例したオン時電圧Ｖ
ｓon（＝Ｖｉ／Ｎ）が発生する。このときスイッチ素子
52の端子電圧Ｖｘは二次巻線７のオン時電圧Ｖｓonに等
しく、ツェナーダイオード54のツェナー電圧Ｖｚ1より
も高くなるので、ツェナーダイオード54が導通してスイ
ッチ素子52がオンし、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソー
ス間電圧Ｖgsonは、二次巻線７のオン時電圧Ｖｓonから
ツェナーダイオード44のツェナー電圧Ｖｚ1を差し引い
た値と等しくなる（Ｖgson＝Ｖｉ／Ｎ−Ｖｚ1）。した
がって、ＭＯＳ型ＦＥＴ11はスイッチング素子８に同期
して直ちにオンするので、整流素子としての電力損失を
低減できると共に、トランス５の二次巻線７に発生する
オン時電圧ＶｓonがＭＯＳ型ＦＥＴ11により整流され、
チョークコイル13および負荷２にエネルギーが供給され
る。
【００５２】やがて、スイッチング素子８がオフ期間
（Ｔoff）になると、トランス５の一次巻線６に発生す
るリセット電圧により、今度は二次巻線７の非ドット側
端子に正極性の電圧が発生する。スイッチ素子52の端子
電圧Ｖｘはツェナーダイオード54のツェナー電圧Ｖｚ1
よりも低くなるので、スイッチ素子52ひいてはＭＯＳ型
ＦＥＴ11はオフし、代わりに転流ダイオード12がオンす
る。これにより、チョークコイル13を流れる慣性電流が
負荷２にエネルギーとして供給され続ける。
【００５３】ここで、何らかの原因で他方のＤＣ／ＤＣ
コンバータ１Ｂの出力電圧Ｖｏが上昇し、ＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１Ａが動作停止状態になって、動作中のＤＣ／
ＤＣコンバータ１Ｂから動作停止状態にあるＤＣ／ＤＣ
コンバータ１Ａの出力回路に出力電圧Ｖｏが印加される
ようになると、スイッチ素子52の端子電圧Ｖｘは出力電
圧Ｖｏに等しく、ツェナーダイオード54のツェナー電圧
Ｖｚ1よりも低いので、ツェナーダイオード54は導通せ
ず、スイッチ素子52ひいてはＭＯＳ型ＦＥＴ11もターン
オンしない。したがって、動作中のＤＣ／ＤＣコンバー
タ１Ｂから動作停止中のＤＣ／ＤＣコンバータ１ＡのＭ
ＯＳ型ＦＥＴ11を介してトランス５の二次巻線７に電流
が流れ込むのを防止し、トランス５のコアが飽和するこ
とに起因するＭＯＳ型ＦＥＴ11の破損を回避できる。
【００５４】本実施例の回路構成において着目すべき点
は、入力電圧Ｖｉをレベルシフトするのに伴ない、スイ
ッチング素子８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲ
ート・ソース間電圧Ｖgsonが上昇すると、このＭＯＳ型
ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsonがツェナーダイ
オード55のツェナー電圧Ｖｚ2に達した時点で一定値に
クランプされることである。すなわち図４に示すよう
に、スイッチング素子８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11のゲート・ソース間電圧の最大値Ｖgsmaxは、ツェ
ナーダイオード55のツェナー電圧Ｖｚ2により規定され
る。したがって、入力電圧Ｖｉをワイドレンジ化により
上昇させても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電
圧Ｖgsonは同様に1.5倍しか変動しないので、入力電圧
Ｖｉを高くしても既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11がそのまま使用し易くなる。
【００５５】このように本実施例では、トランス５の一
次巻線６に接続されるスイッチング素子８をオン・オフ
させ、トランス５の二次巻線７より交流電圧を取出し、
この交流電圧を二次巻線７に直列接続された同期整流用
の電界効果トランジスタであるＭＯＳ型ＦＥＴ11により
整流して直流出力電圧Ｖｉを得るＤＣ／ＤＣコンバータ
１Ａ，１Ｂ…を並列接続してなる並列運転スイッチング
電源装置において、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートとスイッ
チング素子８のオン時に正極性の電圧を発生する二次巻
線７の一端との間に接続するスイッチ素子52と、スイッ
チング素子８のオン時に二次巻線７の一端に発生する電
圧ＶｓonをレベルシフトしてＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート
に印加する第１のツェナーダイオード54と、ＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ11のゲートに印加する電圧レベルの最大値を規定す
る第２のツェナーダイオード55とを備えている。
【００５６】ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの動作時におい
て、スイッチング素子８のオン時には、トランス５の二
次巻線７の一端に正極性の電圧が発生するが、このとき
のスイッチ素子52の端子電圧Ｖｘは二次巻線７の両端間
電圧Ｖｓonと等しく、ツェナーダイオード54のツェナー
電圧Ｖｚ1よりも高くなるので、スイッチ素子52がオン
して、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgson
に、二次巻線７の両端間電圧Ｖｓonがレベルシフトして
印加される。これによりＭＯＳ型ＦＥＴ11は直ちにター
ンオンし、整流素子としての電力損失を低減できる。
【００５７】一方、他方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂの
出力電圧Ｖｏが上昇し、一方のＤＣ／ＤＣコンバータ１
Ａの動作が停止すると、この動作停止状態にあるＤＣ／
ＤＣコンバータ１Ａの出力回路に上昇した出力電圧Ｖｏ
が印加される。しかし、スイッチ素子52の端子電圧Ｖｘ
はこの出力電圧Ｖｏに等しく、ツェナーダイオード54の
ツェナー電圧Ｖｚ1に達しないので、ＭＯＳ型ＦＥＴ11
はターンオンしない。よって動作停止中のＤＣ／ＤＣコ
ンバータ１ＡのＭＯＳ型ＦＥＴ11を介して、トランス５
の二次巻線７に電流が流れ込むのを防止できる。
【００５８】さらに、入力電圧Ｖｉをワイドレンジに上
昇させると、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧
の最大値Ｖgsmaxが第２のツェナーダイオード55により
規定されるため、既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11の利用も容易になる。これにより、動作停止状態に
あるＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａへの電流の流れ込みを阻
止しつつも、入力電圧Ｖｉのワイドレンジ化に対応する
ことが可能になる。
【００５９】また、スイッチング素子８のオン時におい
て、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgson
は、二次巻線７の両端間電圧Ｖｓonよりも低くレベルシ
フトした電圧が印加されるので、第１実施例のものより
も低耐圧のＭＯＳ型ＦＥＴ11を利用できる利点がある。
【００６０】図５は、本発明の第３実施例を示す好まし
い並列運転スイッチング電源装置の回路図である。第１
実施例と異なる箇所の構成について説明すると、ここで
は第１実施例の転流ダイオード12に代わって転流用の電
界効果トランジスタすなわちＭＯＳ型ＦＥＴ22が設けら
れ、そのゲートがトランス５の非ドット側端子に直接で
はなく、ダイオード43と充電スイッチ素子44との直列回
路を介して接続されている。また、ＭＯＳ型ＦＥＴ22の
ゲート・ソース間には別の放電用スイッチ素子45が接続
される。これらのスイッチ素子44，45は、フォトカプラ
などの絶縁素子47によりトランス５の一次側にある制御
回路17と電気的に絶縁した状態で接続される。制御回路
17は、主スイッチング素子８のゲートに供給するパルス
駆動信号を検出して、充電用スイッチ素子44および放電
用スイッチ素子45をそれぞれ動作させる機能を有してお
り、ここでは、主スイッチング素子８がオンすると、充
電用スイッチ素子44をオフにし、放電用スイッチ素子45
をオンにする一方で、主スイッチング素子８がオフする
と、充電用スイッチ素子44をオンにし、放電用スイッチ
素子45をオフにする。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ
の動作停止時、すなわち制御回路17の発振停止時には、
双方のスイッチ素子44，45がいずれもオフするようにな
っている。なお、本実施例では、図９に示すアクティブ
クランプ回路12の構成を省略しているが、勿論これを付
加したものでもよい。
【００６１】次に、上記構成についてその作用を図６の
波形図を参照しながら説明する。同図において、最上段
にあるのはチョークコイル13を流れるチョーク電流ｉＬ
で、以下、主スイッチング素子８のドレイン・ソース間
電圧ＶDS、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖ
GS1、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲート・ソース間電圧ＶGS2を
それぞれ示している。また、図中左側は定常時の波形、
右側は制御回路17の発振停止時の波形を示している。
【００６２】主スイッチング素子８のオン期間中（Ｔo
n）は、直流電源３からの直流入力電圧Ｖｉがトランス
５の一次巻線６に印加され、一次巻線６との巻数比に比
例したオン時電圧が、二次巻線７のドット側端子に正極
性として発生する。このときトランジスタ32がオンし、
ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧ＶGS1が二次
巻線７のオン時電圧と等しくなって、ＭＯＳ型ＦＥＴ11
は主スイッチング素子８に同期して直ちにオンするのは
前述した通りである。また、主スイッチング素子８のオ
ン期間中は、充電用スイッチ素子44がオフ、放電用スイ
ッチ素子45がオンになり、それまでＭＯＳ型ＦＥＴ22の
ゲートに蓄積された電荷が放電用スイッチ45を介して急
速に放電される。
【００６３】やがて、主スイッチング素子８がオフ期間
（Ｔoff）になると、トランジスタ32のエミッタ電圧は
ツェナーダイオード33のツェナー電圧よりも低くなり、
トランジスタ32ひいてはＭＯＳ型ＦＥＴ11はオフする。
それと共に、制御回路17は充電用スイッチ素子44をオ
ン、放電用スイッチ素子45をオフにし、転流用のＭＯＳ
型ＦＥＴ22をターンオンさせる。これにより、チョーク
コイル13を流れる慣性電流が負荷２にエネルギーとして
供給され続ける。
【００６４】ここで、何らかの原因で他方のＤＣ／ＤＣ
コンバータ１Ｂの出力電圧Ｖｏが上昇し、制御回路17の
発振が停止してＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａが動作停止状
態になると、動作中のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂから動
作停止状態にあるＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの出力回路
に、電圧源としての出力電圧Ｖｏが印加される。このと
き主スイッチング素子８と、充電用および放電用の各ス
イッチ素子44，45は、いずれもオフ状態になる。
【００６５】トランス５の一次巻線６にリセット電圧が
発生する状態で、制御回路17の発振が停止すると、図６
に示すように、転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートに
は、このＭＯＳ型ＦＥＴ22をオンするのに十分な電荷が
蓄積されており、自然放電によってＭＯＳ型ＦＥＴ22の
ゲート・ソース間電圧ＶGS2が徐々に低下する。また、
制御回路17の発振停止直後はＭＯＳ型ＦＥＴ22がオンし
ているので、チョークコイル13のエネルギー放出に伴な
うチョーク電流ｉＬが正方向に流れるが、やがて他のＤ
Ｃ／ＤＣコンバータ１Ｂからの出力電圧により、チョー
クコイル13にエネルギーを蓄える逆向きのチョーク電流
ｉＬが直線的に増加して流れる。
【００６６】その後、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートに蓄積
された電荷が自然放電すると、ＭＯＳ型ＦＥＴ22はター
ンオフし、以後転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22はオフ状態に
ロックされる。すると、それまでチョークコイル13に蓄
えられたエネルギーにより、このチョークコイル13が起
電力となって、トランジスタ32のエミッタにはツェナー
ダイオード33のツェナー電圧以上の端子電圧が発生す
る。これにより整流用のＭＯＳ型ＦＥＴ11がターンオン
し、チョークコイル13のエネルギー放出により逆向きの
チョーク電流ｉＬは直線的に減少する。しかし、転流用
のＭＯＳ型ＦＥＴ22はオフ状態にロックされ、チョーク
コイル13に再びエネルギーが蓄積されることはないの
で、ＭＯＳ型ＦＥＴ11が再度ターンオンすることはな
い。また、トランジスタ32のエミッタ電圧は、ツェナー
ダイオード33のツェナー電圧よりも低くなり、ツェナー
ダイオード33は導通せず、トランジスタ32ひいては整流
用のＭＯＳ型ＦＥＴ11もターンオンしない。したがっ
て、動作中のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂから動作停止中
のＤＣ／ＤＣコンバータ１ＡのＭＯＳ型ＦＥＴ11を介し
てトランス５の二次巻線７に電流が流れ込むのを防止で
きる。こうして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの動作停止
時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11，22の自励発振を防止でき
ると共に、転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22のドレイン・ソー
ス間に発生するサージ電圧も低減できる。
【００６７】以上のように本実施例では、トランス５の
一次巻線６に接続される主スイッチング素子８をオン・
オフさせ、トランス５の二次巻線７より交流電圧を取出
し、この交流電圧を二次巻線７側に接続された整流用の
ＭＯＳ型ＦＥＴ11と、転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22と、平
滑用のチョークコイル13およびコンデンサ14とにより整
流平滑して直流出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータ１
Ａ，１Ｂ…を並列接続してなる並列運転スイッチング電
源装置において、主スイッチング素子８のオフ時に正極
性の電圧が発生する二次巻線７の一端（非ドット側端
子）とＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートとの間に充電用スイッ
チ素子44を接続すると共に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ
の動作時における主スイッチング素子８のオフ期間中に
は充電用スイッチ素子44をオンにし、ＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１Ａの動作停止時には充電用スイッチ素子44をオフ
にするように構成している。
【００６８】このようにすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１Ａの動作時において、主スイッチング素子８のオフ時
には、トランス５の二次巻線７の非ドット側端子に正極
性の電圧が発生するが、ここで充電用スイッチ素子44が
オンするので、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートにトランス５
の二次巻線７に発生する電圧が印加され、このＭＯＳ型
ＦＥＴ22がターンオンする。したがって、それまでチョ
ークコイル13に蓄えられていたエネルギーが、ＭＯＳ型
ＦＥＴ22を通して出力側に送り出される。
【００６９】また、他方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ｂの
出力電圧が上昇し、一方のＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの
動作が停止すると、この動作停止状態にあるＤＣ／ＤＣ
コンバータ１Ａの出力回路に、他方のＤＣ／ＤＣコンバ
ータ１Ｂの出力電圧Ｖｏが印加される。しかし、充電用
スイッチ素子44はオフしたままで、トランス５の二次巻
線７の非ドット側端子とＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートとの
間が切り離されるので、ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22が何度も
オン・オフを繰り返すことはない。したがって、整流用
および転流用の各ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22による自励発振
を確実に防止できる。
【００７０】次に、本発明の第４実施例を図７に基づき
説明する。同図において、ここではトランス５の二次巻
線７の非ドット側端子と転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲ
ートとの間に前記充電用スイッチ素子44を接続すると共
に、この充電用スイッチ素子44の両端間に放電用のダイ
オード46を並列接続して構成される。
【００７１】この場合、トランス５の一次巻線６にリセ
ット電圧が発生する状態で、制御回路17の発振が停止す
ると、転流用のＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートには、このＭ
ＯＳ型ＦＥＴ22をオンするのに十分な電荷が蓄積されて
いるが、第３実施例とは異なりダイオード46を介して電
荷が放電するので、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲート・ソース
間電圧ＶGS2は急速に低下し、ＭＯＳ型ＦＥＴ22は速や
かにターンオフする。したがって、チョークコイル13に
エネルギーを蓄える逆向きのチョーク電流ｉＬの増加量
も小さく、その後の整流用のＭＯＳ型ＦＥＴ11のオン時
間も短かい。こうして、第３実施例と同様に、ＤＣ／Ｄ
Ｃコンバータ１Ａの動作停止時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ
11，22の自励発振を防止できると共に、転流用のＭＯＳ
型ＦＥＴ22のドレイン・ソース間に発生するサージ電圧
も低減できる。
【００７２】このように本実施例では、充電用スイッチ
44の両端間に放電素子としてのダイオード46を並列接続
しているので、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートに電荷が蓄積
された状態でＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａの動作が停止し
ても、この電荷は放電用のダイオード46を介して速やか
に放電される。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１Ａ
の動作停止状態において、ＭＯＳ型ＦＥＴ22を速やかに
ターンオフさせることが可能になり、整流用および転流
用の各ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22による自励発振をより確実
に防止できる。なお、ここでの放電素子としては、他に
抵抗などを用いてもよい。
【００７３】図８は、本発明の第５実施例を示す回路図
である。なお便宜上、ここでは一次巻線６の巻数をＮ
ｐ，二次巻線７の巻数をＮｓとする。また、制御回路17
の構成も前記各実施例と同一なので省略する。さらに、
ここでは単独のＤＣ／ＤＣコンバータ１だけを示してい
るが、勿論他の実施例と同様に各ＤＣ／ＤＣコンバータ
１Ａ，１Ｂ…による並列運転を行なってもよい。
【００７４】トランス５の二次側には、トランス５の二
次巻線７に誘起された電圧を出力電圧Ｖｏとして負荷２
に供給する出力回路が設けられる。この出力回路は、二
次巻線７の一端から負荷２に至る出力電圧ラインにドレ
イン・ソースが挿入接続される整流スイッチ素子として
のＭＯＳ型ＦＥＴ11と、二次巻線７とＭＯＳ型ＦＥＴ11
との直列回路間にドレイン・ソースが接続される転流ス
イッチ素子としてのＭＯＳ型ＦＥＴ22とを備えた同期整
流回路57を有する。
【００７５】同期整流回路57は、二次巻線７のドット端
子とＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートとの間に、そのドレイン
とソースが接続され、ＭＯＳ型ＦＥＴ22に供給されるゲ
ート駆動信号電圧をピークチャージした電圧で駆動する
スイッチ素子52と、スイッチング素子８のオフ時にＭＯ
Ｓ型ＦＥＴ22にゲート駆動信号を供給するゲート駆動回
路58の他に、このゲート駆動回路58の出力端子にアノー
ドを接続したダイオード59と、このダイオード59のカソ
ードに一端を接続し、他端をＭＯＳ型ＦＥＴ11が挿入接
続される出力電圧ラインに接続したコンデンサ60と、こ
のコンデンサ60の両端間に接続する放電用の抵抗61とか
らなり、ダイオード59のカソードとコンデンサ60との接
続点をスイッチ素子52のゲートに接続したオン・オフ切
換回路62を備えている。このオン・オフ切換回路62は、
ゲート駆動回路58がＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲートにゲート
駆動信号を供給している間、すなわちスイッチング素子
８の動作中は、スイッチ素子52をオンにし続ける一方
で、スイッチング素子８の動作停止に伴ないゲート駆動
回路58からゲート駆動信号が供給されなくなると、スイ
ッチ素子52をオフにしてＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートを強
制的に切離し、外部からいかなる出力電圧Ｖｏが印加さ
れても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11をオンさせないようにするも
のである。さらに、本実施例におけるゲート駆動回路68
は、スイッチング素子８がスイッチング動作していない
装置の停止時になると、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲート・ソ
ース間電圧Ｖgs’を０ボルトに遮断するものを選定す
る。これにより、ゲート駆動回路58からのゲート駆動信
号が途絶えると、オン・オフ切換回路62を構成するダイ
オード59がオフして、コンデンサ60を抵抗61で速やかに
放電させることができる。
【００７６】次に、その作用を説明すると、スイッチン
グ電源装置の動作中において、スイッチング素子８のオ
ン期間中は、前述のように二次巻線７のドット側端子に
一次巻線６との巻数比（Ｎｓ／Ｎｐ）に比例したオン時
電圧（Ｖｉ・Ｎｓ／Ｎｐ）が発生する。スイッチング素
子８がオン・オフ動作を繰り返す間は、スイッチング素
子８のオフ期間にゲート駆動回路58から供給されるＨ
（高）レベルのゲート駆動信号によってダイオード59が
オンし、このダイオード59を介してコンデンサ60が充電
される。コンデンサ60はスイッチング素子８がオフにな
る毎に充電されるので、スイッチング素子８のオン期間
において、ゲート駆動回路58からのゲート駆動信号が一
時的にＬ（低）レベルに切換わっても、コンデンサ60の
充電電圧値はゲート駆動信号のピーク電圧値にほぼ等し
くなる。そのため、スイッチ素子52の制御端子であるゲ
ートにコンデンサ60の充電電圧が印加され、このスイッ
チ素子52がオンし、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース
間電圧Ｖgsは、前記二次巻線７のオン時電圧に等しくな
る（Ｖgs＝Ｖｉ・Ｎｓ／Ｎｐ）。これにより、トランス
５の二次巻線７よりＭＯＳ型ＦＥＴ11を通して、チョー
クコイル13や負荷２にエネルギーが供給される。なお、
スイッチング素子８のオン期間中は、ゲート駆動回路58
からのゲート駆動信号がＬレベルになっており、ＭＯＳ
型ＦＥＴ22はオフする。
【００７７】ここで重要なのは、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲ
ート・ソース間電圧Ｖgsは、入力電圧Ｖｉとトランス２
の巻数比だけに依存し、オン・オフ切換回路62を構成す
る各素子（ダイオード59，コンデンサ60，抵抗61）を含
めて、他のいかなる素子の影響を受けないことにある。
【００７８】例えば前記図３に示す回路で、一次巻線６
の巻数をＮｐ，二次巻線７の巻数をＮｓとすると、スイ
ッチング素子８のオン期間中におけるスイッチ素子52の
ドレイン端子電圧は、ツェナーダイオード54のツェナー
電圧ＶZ1よりも高く、ツェナーダイオード54が導通して
スイッチ素子52がオンするが、このときのＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsは、前記二次巻線７の
オン時電圧からツェナーダイオード54のツェナー電圧Ｖ
Z1と、スイッチ素子52自身のスレッシュホールド電圧Ｖ
th52とを差し引いた値と等しくなる（Ｖgs＝Ｖｉ・Ｎｓ
／Ｎｐ−ＶZ1−Ｖth52）。
【００７９】また、入力電圧Ｖｉの変動に伴なって、ス
イッチング素子８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11の
ゲート・ソース間電圧Ｖgsが上昇しても、このＭＯＳ型
ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsは、ツェナーダイ
オード55のツェナー電圧ＶZ2からスイッチ素子52のスレ
ッシュホールド電圧Ｖth52を差し引いた値に達した時点
で一定値にクランプされる。すなわち、スイッチング素
子８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソー
ス間電圧の最大値Ｖgs(max)は、ツェナーダイオード55
のツェナー電圧Ｖｚ2からスイッチ素子52のスレッシュ
ホールド電圧Ｖth52を差し引いた値に等しい（Ｖgs(ma
x)＝Ｖｚ2−Ｖth52）。したがって、入力電圧Ｖｉをあ
る程度広範囲に可変しても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート
・ソース間電圧Ｖgsの変動が小さく抑制され、入力電圧
Ｖｉを高くしても既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ11がそのまま使用し易くなる。
【００８０】しかし、スイッチング素子８が動作してい
ない停止時に、外部から出力電圧Ｖｏが印加された場
合、その出力電圧Ｖｏからツェナーダイオード54のツェ
ナー電圧ＶZ1と、スイッチ素子52のスレッシュホールド
電圧Ｖth52とを差し引いた値が、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のス
レッシュホールド電圧Ｖth11を超えてしまうと、すなわ
ち、Ｖth11＞Ｖｏ−ＶZ1−Ｖth52なる関係が成立する
と、出力電圧ラインに挿入接続されたＭＯＳ型ＦＥＴ11
がオンして、電源装置内の各素子にストレスが発生す
る。
【００８１】このような事態が起こらないようにするに
は、ツェナーダイオード54のツェナー電圧ＶZ1を大き
く、かつスイッチ素子52のスレッシュホールド電圧Ｖth
52を大きくするように設計を行なえばよい。そうすれ
ば、ある程度高い出力電圧Ｖｏであっても、ＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ11のゲート・ソース間電圧はスレッシュホールド電
圧Ｖth11にまでは達せず、ＭＯＳ型ＦＥＴ11がオンする
ことは防止される。しかし、ツェナー電圧ＶZ1とスレッ
シュホールド電圧Ｖth52が大きく設計されていると、電
源装置の動作中において、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・
ソース間電圧Ｖgsが小さくなる。この場合、ＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ11のオン抵抗が大きくなって、同期整流方式本来の
特徴である電源装置の高効率化が達成できなくなる。つ
まり、動作中においてＭＯＳ型ＦＥＴ11のオン抵抗を小
さくする一方で、停止中において外部から出力電圧Ｖｏ
が印加されても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11がオンしないような
最適な設計を行なうことが、双方のトレードオフにより
困難である。
【００８２】その点、本実施例のものは、他の素子の影
響を受けることなくＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース
間電圧Ｖgsを高く設定できるので、ＭＯＳ型ＦＥＴ11の
オン抵抗は小さくなり、同期整流方式本来の特徴である
電源装置の高効率化が達成できる。
【００８３】やがて、スイッチング素子８がオフ期間に
なると、二次巻線７の非ドット側端子に発生する電圧に
より、ゲート駆動回路58からＭＯＳ型ＦＥＴ22にゲート
駆動信号が送り出され、ＭＯＳ型ＦＥＴ22がオンする。
これにより、チョークコイル13を流れる慣性電流が負荷
２にエネルギーとして供給され続ける。一方、スイッチ
素子52はスイッチング素子８のオフ期間もオンし続けて
いるが、二次巻線７の非ドット側端子に正極性の電圧が
発生している関係で、ＭＯＳ型ＦＥＴ11はオフする。
【００８４】また、入力電圧Ｖｉの変動に伴なって、ス
イッチング素子８のオン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11の
ゲート・ソース間電圧Ｖgsが上昇しても、このＭＯＳ型
ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧Ｖgsは、ＭＯＳ型ＦＥ
Ｔ22のゲート・ソース間電圧Ｖgs’からダイオード59の
順方向電圧降下Ｖfと、スイッチ素子52のスレッシュホ
ールド電圧Ｖth52を差し引いた値に達した時点で一定値
にクランプされる。すなわち、スイッチング素子８のオ
ン時におけるＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧
の最大値Ｖgs(max)は、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲート・ソ
ース間電圧Ｖgs’からダイオード59の順方向電圧降下Ｖ
fと、スイッチ素子52のスレッシュホールド電圧Ｖth52
を差し引いた値に等しい（Ｖgs(max)＝Ｖgs’−Ｖf−Ｖ
th52）。したがって、入力電圧Ｖｉをある程度広範囲に
可変しても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲート・ソース間電圧
Ｖgsの変動が小さく抑制され、入力電圧Ｖｉを高くして
も既存の耐圧特性を有するＭＯＳ型ＦＥＴ11がそのまま
使用し易くなる。
【００８５】さらに、スイッチング素子８が動作してい
ない停止時になると、ゲート駆動回路58からＭＯＳ型Ｆ
ＥＴ22へのゲート駆動信号の供給が途絶えて、ＭＯＳ型
ＦＥＴ22のゲート・ソース間電圧Ｖgs’は０ボルトとな
る。すると、コンデンサ60に蓄えられていたエネルギー
は抵抗61に素早く移動して放電し、スイッチ素子52のゲ
ート・ソース間電圧が低下して、スイッチ素子52はオフ
のままの状態となる。すなわち、ＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲ
ート・ソース間電圧Ｖgsは、前記最大値Ｖgs(max)の関
係式から０ボルトになり、ＭＯＳ型ＦＥＴ11，22は共に
オフする。したがって、外部からいかなる出力電圧Ｖｏ
が印加されても、ＭＯＳ型ＦＥＴ22のゲート・ソース間
電圧Ｖgs’が０ボルトである限り、出力電圧ラインに挿
入接続されたＭＯＳ型ＦＥＴ11はターンオンせず、電源
装置内の各素子にストレスが発生することを確実に防止
できる。
【００８６】以上のように本実施例は、スイッチング素
子８のオン時にトランス５の二次巻線７の一端（ドット
側端子）に発生した正極性の電圧を整流スイッチ素子で
あるＭＯＳ型ＦＥＴ11の制御端子すなわちゲートに供給
して、このＭＯＳ型ＦＥＴ11をオンさせる一方、スイッ
チング素子８のオフ時にトランス５の二次巻線７の他端
（非ドット側端子）に正極性の電圧が発生すると、駆動
回路としてのゲート駆動回路58から転流スイッチ素子で
あるＭＯＳ型ＦＥＴ22の制御端子すなわちゲートに駆動
信号を供給して、このＭＯＳ型ＦＥＴ22をオンさせると
共に、トランス５の二次巻線７の一端（ドット側端子）
とＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートとの間にスイッチ素子52を
挿入接続したスイッチング電源装置において、ゲート駆
動回路58が駆動信号を供給している間は、この駆動信号
によってスイッチ素子52をオンにし、スイッチング素子
８の動作停止に伴ないゲート駆動回路58からの駆動信号
が途絶えると、スイッチ素子52をオフにするオン・オフ
切換回路62を備えている。
【００８７】この場合、スイッチング素子８の動作中
は、スイッチング素子８のオフ期間中にゲート駆動回路
58からＭＯＳ型ＦＥＴ22に供給される駆動信号（ゲート
駆動信号）を利用して、トランス５の二次巻線７の一端
とＭＯＳ型ＦＥＴ11のゲートとの間にあるスイッチ素子
52をオンすることで、スイッチング素子８のオン期間に
同期してＭＯＳ型ＦＥＴ11を十分なゲート・ソース間電
圧Ｖgsでオンさせることができる。また、スイッチング
素子８の停止中は、ゲート駆動回路58から供給される駆
動信号が途絶えることを利用してスイッチ素子52をオフ
にすることで、外部からいかなる出力電圧Ｖｏが印加さ
れても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11をターンオンさせないように
する。このように、ゲート駆動回路58から駆動信号が供
給されているか否かによって、スイッチ素子52のオン・
オフ動作を決めているため、動作中においてはＭＯＳ型
ＦＥＴ11のオン抵抗を小さくでき、停止中においては外
部から出力電圧Ｖｏが印加されても、ＭＯＳ型ＦＥＴ11
がオンしないようにすることができる。
【００８８】また、実施例中のオン・オフ切換回路62
は、ゲート駆動回路58からの駆動信号をコンデンサ60に
充電して、スイッチ素子52がスイッチング素子８のオン
・オフに拘らず常時オンするように、その充電電圧をス
イッチ素子52の制御端子であるゲートに供給する一方
で、ゲート駆動回路58からの駆動信号が途絶えると、放
電抵抗61を利用してコンデンサ60を速やかに放電するピ
ークチャージ回路で構成されている。
【００８９】スイッチ素子52は、少なくともスイッチン
グ素子８のオン期間中にオンしていればよいが、そのた
めにゲート駆動回路58からの駆動信号を反転させ、スイ
ッチ素子52の制御端子に供給する反転回路を設けると、
オン・オフの切換わりのタイミングなどで設計が困難に
なる。その点、本実施例におけるピークチャージ回路
は、スイッチング素子８の動作中に、コンデンサ60の充
電電圧を利用してスイッチ素子52を常時オンにするの
で、こうしたオン・オフタイミングを考慮する必要がな
く設計が容易になる。しかも、スイッチング素子８の動
作が停止すると、放電抵抗61によりコンデンサ60は速や
かに放電するので、停止中に外部から出力電圧Ｖｏが印
加されても、整流スイッチ素子であるＭＯＳ型ＦＥＴ11
を確実にオンさせないようにすることができる。
【００９０】なお、本発明は前記実施例に限定されるも
のではなく、種々の変形実施が可能である。例えばスイ
ッチング素子としては実施例中におけるＭＯＳ型ＦＥＴ
の他に、例えばＢＪＴ（バイポーラトランジスタ）やＩ
ＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）や、トラ
ンジスタとダイオードを組み合わせた構成などを使用で
きる。また、各実施例において、ＤＣ／ＤＣコンバータ
１Ａ，１Ｂ…を単独で運転させてもよい。さらに、第３
実施例や第４実施例における充電スイッチ素子44やそれ
に関連する構成を、他の第１，第２，第５実施例に組み
込んでもよい。
【００９１】
【発明の効果】本発明の請求項１のスイッチング電源装
置によれば、動作停止時における電流の流れ込みを阻止
しつつも、入力電圧のワイドレンジ化に対応することが
可能になる。
【００９２】本発明の請求項２のスイッチング電源装置
によれば、動作停止時における電流の流れ込みを阻止し
つつも、入力電圧のワイドレンジ化に対応することが可
能になる。
【００９３】本発明の請求項３のスイッチング電源装置
によれば、動作停止時における外部からの電流の流れ込
みを阻止して、動作停止時における整流スイッチ素子や
転流スイッチ素子の自励発振を確実に防止できる。
【００９４】本発明の請求項４のスイッチング電源装置
によれば、動作停止時における整流スイッチ素子や転流
スイッチ素子の自励発振を確実に防止できる。
【００９５】本発明における請求項５のスイッチング電
源装置によれば、動作中においては整流スイッチ素子の
オン抵抗を小さくでき、停止中においては外部から出力
電圧が印加されても、動作停止時における外部からの電
流の流れ込みを阻止して、整流スイッチ素子がオンしな
いようにすることができる。
【００９６】本発明における請求項６のスイッチング電
源によれば、回路設計が容易になるだけでなく、整流ス
イッチ素子を確実にオンさせないようにすることができ
る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例における並列運転スイッチ
ング電源装置の回路図である。
【図２】同上図１におけるトランスの二次巻線電圧と、
ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース間電圧とを示す波形図
である。
【図３】本発明の第２実施例における並列運転スイッチ
ング電源装置の回路図である。
【図４】同上図３におけるトランスの二次巻線電圧と、
ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース間電圧とを示す波形図
である。
【図５】本発明の第３実施例における並列運転スイッチ
ング電源装置の回路図である。
【図６】本発明の第３実施例における各部の波形図であ
る。
【図７】本発明の第４実施例における並列運転スイッチ
ング電源装置の回路図である。
【図８】本発明の第５実施例を示す同期整流方式のスイ
ッチング電源装置の回路図である。
【図９】従来例における並列運転スイッチング電源装置
の回路図である。
【図１０】従来例におけるＤＣ／ＤＣコンバータの動作
停止時における回路図である。
【図１１】従来例における各部の波形図である。
【図１２】図１１の状態１におけるＤＣ／ＤＣコンバー
タの等価的な回路図である。
【図１３】図１１の状態２および状態４におけるＤＣ／
ＤＣコンバータの等価的な回路図である。
【図１４】図１１の状態３におけるＤＣ／ＤＣコンバー
タの等価的な回路図である。
【図１５】別の従来例における並列運転スイッチング電
源装置の回路図である。
【図１６】同上図１５におけるトランスの二次巻線電圧
と、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース間電圧とを示す波
形図である。
【符号の説明】
５ トランス ８ スイッチング素子 11 ＭＯＳ型ＦＥＴ（整流スイッチ素子） 22 ＭＯＳ型ＦＥＴ（転流スイッチ素子） 32 トランジスタ（スイッチ素子） 33 ツェナーダイオード（定電圧素子） 52 スイッチ素子 54 充電用スイッチ素子 56 ダイオード（放電素子） 58 駆動回路（ゲート駆動回路） 60 コンデンサ 61 放電抵抗 62 オン・オフ切換回路（ピークチャージ回路）

Claims (6)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トランスの一次巻線に接続されるスイッ
    チング素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線
    より交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線に
    直列接続された同期整流用の整流スイッチ素子で整流し
    て直流出力電圧を得るスイッチング電源装置において、
    前記整流スイッチ素子の制御端子と前記スイッチング素
    子のオン時に正極性の電圧を発生する前記二次巻線の一
    端との間に接続するスイッチ素子と、前記スイッチング
    素子のオン時に前記二次巻線の一端に発生する電圧によ
    り前記スイッチ素子をオンにして、この電圧を前記整流
    スイッチ素子の制御端子に供給する定電圧素子とを備え
    たことを特徴とするスイッチング電源装置。
  2. 【請求項２】 トランスの一次巻線に接続されるスイッ
    チング素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線
    より交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線に
    直列接続された同期整流用の整流スイッチ素子で整流し
    て直流出力電圧を得るスイッチング電源装置において、
    前記整流スイッチ素子の制御端子と前記スイッチング素
    子のオン時に正極性の電圧を発生する前記二次巻線の一
    端との間に接続するスイッチ素子と、前記スイッチング
    素子のオン時に前記二次巻線の一端に発生する電圧をレ
    ベルシフトして前記整流スイッチ素子の制御端子に印加
    する第１の定電圧素子と、前記整流スイッチ素子の制御
    端子に印加する電圧レベルの最大値を規定する第２の定
    電圧素子とを備えたことを特徴とするスイッチング電源
    装置。
  3. 【請求項３】 トランスの一次巻線に接続されるスイッ
    チング素子をオン・オフさせ、前記トランスの二次巻線
    より交流電圧を取出し、この交流電圧を前記二次巻線側
    に接続された整流スイッチ素子と、転流スイッチ素子
    と、平滑用のチョークコイルおよびコンデンサとにより
    整流平滑して直流出力電圧を得るスイッチング電源装置
    において、前記スイッチング素子のオフ時に正極性の電
    圧が発生する前記二次巻線の一端と前記転流スイッチ素
    子の制御端子との間に充電用スイッチ素子を接続すると
    共に、動作時における前記スイッチング素子のオフ期間
    中には前記充電用スイッチ素子をオンにし、動作停止時
    には前記充電用スイッチ素子をオフにするように構成し
    たことを特徴とするスイッチング電源装置。
  4. 【請求項４】 前記充電用スイッチの両端間に放電素子
    を並列接続したことを特徴とする請求項３記載のスイッ
    チング電源装置。
  5. 【請求項５】 スイッチング素子のオン時にトランスの
    二次巻線の一端に発生した電圧を整流スイッチ素子の制
    御端子に供給して、この整流スイッチ素子をオンさせる
    一方、前記スイッチング素子のオフ時に前記トランスの
    二次巻線の他端に電圧が発生すると、駆動回路から転流
    スイッチ素子の制御端子に駆動信号を供給して、この転
    流スイッチ素子をオンさせると共に、前記トランスの二
    次巻線の一端と前記整流スイッチ素子の制御端子との間
    にスイッチ素子を挿入接続したスイッチング電源装置に
    おいて、前記駆動回路が駆動信号を供給している間は、
    この駆動信号によって前記スイッチ素子をオンにし、前
    記スイッチング素子の動作停止に伴ない前記駆動回路か
    らの駆動信号が途絶えると、前記スイッチ素子をオフに
    するオン・オフ切換回路を備えたことを特徴とするスイ
    ッチング電源装置。
  6. 【請求項６】 前記オン・オフ切換回路は、前記駆動回
    路からの駆動信号をコンデンサに充電して、前記スイッ
    チ素子が常時オンするようにその充電電圧を該スイッチ
    素子の制御端子に供給する一方で、前記駆動回路からの
    駆動信号が途絶えると放電抵抗により前記コンデンサを
    放電するピークチャージ回路であることを特徴とする請
    求項５記載のスイッチング電源装置。
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