JP2002158549A - デジタルパワーアンプ装置 - Google Patents
デジタルパワーアンプ装置Info
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
- H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/331—Sigma delta modulation being used in an amplifying circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 デジタルアンプ装置で、電源ノイズの影響に
よる出力オーディオ特性の劣化を阻止する。 【解決手段】 入力したオーディオ信号に基づいて、第
１のスイッチング制御信号と、この第１のスイッチング
制御信号を反転させた第２のスイッチング制御信号と
を、等しいタイミングで生成させるスイッチング制御手
段２０を備えて、そのスイッチング制御手段２０で生成
された第１，第２のスイッチング制御信号を、個別に第
１，第２のスイッチング手段３２，３４の制御端子に供
給して、プッシュプルでスイッチングさせるようにし
て、電源のスイッチングにより増幅されたオーディオ信
号を得るようにし、２つのスイッチング手段が発生させ
る輻射が相殺されるようにして、電源ノイズによる出力
特性の劣化を防ぐようにした。
よる出力オーディオ特性の劣化を阻止する。 【解決手段】 入力したオーディオ信号に基づいて、第
１のスイッチング制御信号と、この第１のスイッチング
制御信号を反転させた第２のスイッチング制御信号と
を、等しいタイミングで生成させるスイッチング制御手
段２０を備えて、そのスイッチング制御手段２０で生成
された第１，第２のスイッチング制御信号を、個別に第
１，第２のスイッチング手段３２，３４の制御端子に供
給して、プッシュプルでスイッチングさせるようにし
て、電源のスイッチングにより増幅されたオーディオ信
号を得るようにし、２つのスイッチング手段が発生させ
る輻射が相殺されるようにして、電源ノイズによる出力
特性の劣化を防ぐようにした。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、オーディオ信号を
スピーカ駆動用に増幅させるオーディオパワーアンプ装
置に関し、特にＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パル
ス幅変調）方式などで変調された信号でスイッチング手
段を駆動して増幅を行うデジタルパワーアンプ装置に関
する。
スピーカ駆動用に増幅させるオーディオパワーアンプ装
置に関し、特にＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パル
ス幅変調）方式などで変調された信号でスイッチング手
段を駆動して増幅を行うデジタルパワーアンプ装置に関
する。
【０００２】
【従来の技術】従来、オーディオ信号をスピーカ駆動用
に増幅させるパワーアンプ装置が各種製品化されてい
る。このパワーアンプ装置の１つの方式として、入力し
たデジタルオーディオ信号により変調したパルス信号
で、安定化された電源を直接的にスイッチングして、オ
ーディオ信号を増幅させるデジタルパワーアンプ装置と
称されるものが開発されている。このデジタルパワーア
ンプ装置の場合には、例えば入力したデジタルオーディ
オ信号に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたＰＷ
Ｍ波（以下このＰＷＭ波をＰＷＭ信号を称する）を生成
させ、このＰＷＭ信号を使用して、安定化された直流電
源を高速でスイッチングさせ、そのスイッチングされた
電源からオーディオ信号成分を抽出させる処理を行っ
て、スピーカ駆動信号を得るようにしたものである。
に増幅させるパワーアンプ装置が各種製品化されてい
る。このパワーアンプ装置の１つの方式として、入力し
たデジタルオーディオ信号により変調したパルス信号
で、安定化された電源を直接的にスイッチングして、オ
ーディオ信号を増幅させるデジタルパワーアンプ装置と
称されるものが開発されている。このデジタルパワーア
ンプ装置の場合には、例えば入力したデジタルオーディ
オ信号に基づいて、パルス幅変調（ＰＷＭ）されたＰＷ
Ｍ波（以下このＰＷＭ波をＰＷＭ信号を称する）を生成
させ、このＰＷＭ信号を使用して、安定化された直流電
源を高速でスイッチングさせ、そのスイッチングされた
電源からオーディオ信号成分を抽出させる処理を行っ
て、スピーカ駆動信号を得るようにしたものである。
【０００３】図３は、従来のデジタルパワーアンプ装置
の構成例を示した図である。この図では、ＰＷＭ信号に
よりパワースイッチをスイッチングさせる構成を示して
あり、例えばＰＷＭ信号発生回路９１に供給されるオー
ディオ信号に基づいて、パルス幅変調されたパルス信号
であるＰＷＭ信号を生成させる。ＰＷＭ信号発生回路９
１が出力するＰＷＭ信号は、電源をスイッチングする手
段であるスイッチングモジュール９２に供給する。
の構成例を示した図である。この図では、ＰＷＭ信号に
よりパワースイッチをスイッチングさせる構成を示して
あり、例えばＰＷＭ信号発生回路９１に供給されるオー
ディオ信号に基づいて、パルス幅変調されたパルス信号
であるＰＷＭ信号を生成させる。ＰＷＭ信号発生回路９
１が出力するＰＷＭ信号は、電源をスイッチングする手
段であるスイッチングモジュール９２に供給する。
【０００４】スイッチングモジュール９２内では、供給
されるＰＷＭ信号をバッファアンプ９３を介して第１の
スイッチング素子９５のゲートに供給する。また、供給
されるＰＷＭ信号をインバータゲート９４を介して第２
のスイッチング素子９６のゲートに供給する。第１，第
２のスイッチング素子９５，９６は、例えばＭＯＳ型の
電界効果トランジスタが使用され、ソース・ドレイン間
の導通がゲートに得られるＰＷＭ信号により制御され
る。
されるＰＷＭ信号をバッファアンプ９３を介して第１の
スイッチング素子９５のゲートに供給する。また、供給
されるＰＷＭ信号をインバータゲート９４を介して第２
のスイッチング素子９６のゲートに供給する。第１，第
２のスイッチング素子９５，９６は、例えばＭＯＳ型の
電界効果トランジスタが使用され、ソース・ドレイン間
の導通がゲートに得られるＰＷＭ信号により制御され
る。
【０００５】第１，第２のスイッチング素子９５，９６
は、電源回路９７の直流電源出力をスイッチングする手
段として構成してある。即ち、例えば商用交流電源を整
流，平滑化して安定化させた直流電源を得る電源回路９
７を用意して、この電源回路９７で得られた＋電源の出
力端を、第１のスイッチング素子９５のソースに接続
し、電源回路９７で得られた−電源の出力端を、第２の
スイッチング素子９６のドレインに接続する。そして、
第１のスイッチング素子９５のドレインと第２のスイッ
チング素子９６のソースとを共通に接続し、この接続点
に得られる信号を、スイッチングモジュール９２の出力
としてローパスフィルタ９８に供給する。
は、電源回路９７の直流電源出力をスイッチングする手
段として構成してある。即ち、例えば商用交流電源を整
流，平滑化して安定化させた直流電源を得る電源回路９
７を用意して、この電源回路９７で得られた＋電源の出
力端を、第１のスイッチング素子９５のソースに接続
し、電源回路９７で得られた−電源の出力端を、第２の
スイッチング素子９６のドレインに接続する。そして、
第１のスイッチング素子９５のドレインと第２のスイッ
チング素子９６のソースとを共通に接続し、この接続点
に得られる信号を、スイッチングモジュール９２の出力
としてローパスフィルタ９８に供給する。
【０００６】ローパスフィルタ９８では、スイッチング
素子９５，９６でのスイッチングで信号に含まれた高域
成分を除去して、オーディオ信号成分を抽出する処理が
実行される。抽出されたオーディオ信号は、オーディオ
アンプ装置の出力オーディオ信号としてスピーカ装置９
９に供給し、このスピーカ装置９９から出力させる。
素子９５，９６でのスイッチングで信号に含まれた高域
成分を除去して、オーディオ信号成分を抽出する処理が
実行される。抽出されたオーディオ信号は、オーディオ
アンプ装置の出力オーディオ信号としてスピーカ装置９
９に供給し、このスピーカ装置９９から出力させる。
【０００７】第１，第２のスイッチング素子９５，９６
は、プッシュプルで駆動されるスイッチとして機能す
る。即ち、それぞれのスイッチング素子９５，９６は、
ゲートに供給されるＰＷＭ信号のパルス波形がハイレベ
ルであるとき、ソース・ドレイン間が導通し、ローレベ
ルであるとき非導通となるスイッチング手段であり、第
１のスイッチング素子９５のゲートに供給されるＰＷＭ
信号のパルス波形と、第２のスイッチング素子９６のゲ
ートに供給されるＰＷＭ信号のパルス波形とは、相互に
逆相になるようにしてある。
は、プッシュプルで駆動されるスイッチとして機能す
る。即ち、それぞれのスイッチング素子９５，９６は、
ゲートに供給されるＰＷＭ信号のパルス波形がハイレベ
ルであるとき、ソース・ドレイン間が導通し、ローレベ
ルであるとき非導通となるスイッチング手段であり、第
１のスイッチング素子９５のゲートに供給されるＰＷＭ
信号のパルス波形と、第２のスイッチング素子９６のゲ
ートに供給されるＰＷＭ信号のパルス波形とは、相互に
逆相になるようにしてある。
【０００８】このため、例えば第１のスイッチング素子
９５のゲートに供給されるパルス波形がハイレベルであ
るとき、第２のスイッチング素子９６のゲートに供給さ
れるパルス波形はローレベルになり、第１，第２のスイ
ッチング素子９５，９６の接続点に接続されたローパス
フィルタ９７側には、そのときのスイッチング状態に応
じて＋電源と−電源のいずれか一方が接続されて供給さ
れる状態となる。このようにスイッチングが制御される
ことで、ローパスフィルタ９８の出力で、電源で増幅さ
れたオーディオ信号波形が取り出されることになる。こ
のとき、オーディオ信号波形の中心レベルが０Ｖにな
る。
９５のゲートに供給されるパルス波形がハイレベルであ
るとき、第２のスイッチング素子９６のゲートに供給さ
れるパルス波形はローレベルになり、第１，第２のスイ
ッチング素子９５，９６の接続点に接続されたローパス
フィルタ９７側には、そのときのスイッチング状態に応
じて＋電源と−電源のいずれか一方が接続されて供給さ
れる状態となる。このようにスイッチングが制御される
ことで、ローパスフィルタ９８の出力で、電源で増幅さ
れたオーディオ信号波形が取り出されることになる。こ
のとき、オーディオ信号波形の中心レベルが０Ｖにな
る。
【０００９】なお、オーディオ信号からパルス幅変調さ
れた信号であるＰＷＭ信号を生成させる処理としては、
例えば図４に示す原理で実行される。例えば図４のＡに
示すような正弦波のアナログオーディオ信号があると
き、このアナログオーディオ信号を、１ビット方式のデ
ジタルデータに変換する。ここでは、ＤＳＤ（Direct S
tream Digital ）と称される信号波形のレベルの大小が
パルス波形密度で表現された図４のＢに示す１ビット方
式のデジタルデータとする。そして、この１ビット方式
のデジタルデータに基づいて、パルス幅変調された図４
のＣに示すＰＷＭ信号を生成させる処理が行われる。こ
のようにして生成されたＰＷＭ信号により、電源をスイ
ッチングするスイッチング手段のオン・オフを制御する
ことで、結果的に電源電圧で増幅されたアナログオーデ
ィオ信号と等しい波形が取り出されるものである。
れた信号であるＰＷＭ信号を生成させる処理としては、
例えば図４に示す原理で実行される。例えば図４のＡに
示すような正弦波のアナログオーディオ信号があると
き、このアナログオーディオ信号を、１ビット方式のデ
ジタルデータに変換する。ここでは、ＤＳＤ（Direct S
tream Digital ）と称される信号波形のレベルの大小が
パルス波形密度で表現された図４のＢに示す１ビット方
式のデジタルデータとする。そして、この１ビット方式
のデジタルデータに基づいて、パルス幅変調された図４
のＣに示すＰＷＭ信号を生成させる処理が行われる。こ
のようにして生成されたＰＷＭ信号により、電源をスイ
ッチングするスイッチング手段のオン・オフを制御する
ことで、結果的に電源電圧で増幅されたアナログオーデ
ィオ信号と等しい波形が取り出されるものである。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】ところで、図３に示す
ように、プッシュプルで２つのスイッチング素子を駆動
させる構成とした場合、スイッチングモジュール内でイ
ンバータゲート９４を使用して、一方のスイッチング素
子を駆動するＰＷＭ信号の反転信号を生成させる構成と
なる。ところが、このようにインバータゲートを使用し
て、反転信号を生成させるようにすると、一方のスイッ
チング素子のゲートに供給される制御信号と、他方のス
イッチング素子のゲートに供給される制御信号とで、タ
イミングに微妙なずれが生じることになり、そのタイミ
ングのずれで電源ノイズが発生してしまう問題があっ
た。
ように、プッシュプルで２つのスイッチング素子を駆動
させる構成とした場合、スイッチングモジュール内でイ
ンバータゲート９４を使用して、一方のスイッチング素
子を駆動するＰＷＭ信号の反転信号を生成させる構成と
なる。ところが、このようにインバータゲートを使用し
て、反転信号を生成させるようにすると、一方のスイッ
チング素子のゲートに供給される制御信号と、他方のス
イッチング素子のゲートに供給される制御信号とで、タ
イミングに微妙なずれが生じることになり、そのタイミ
ングのずれで電源ノイズが発生してしまう問題があっ
た。
【００１１】図５は、図３の構成で２つのスイッチング
素子９５，９６をプッシュプル駆動した場合の波形例を
示した図である。例えば、ＰＷＭ信号発生回路９１から
スイッチングモジュール９２に供給されるＰＷＭ信号と
して、図５のＡに示す波形であるとき、このパルス波形
がバッファアンプ９３を通過することで、図５のＢに示
すように、入力したＰＷＭ信号から若干タイミングが遅
れた波形となる。また、スイッチングモジュール９２に
入力したＰＷＭ信号を、インバータゲート９４で反転さ
せることで生成される反転パルス波形についても、図５
のＣに示すように、入力したＰＷＭ波形から若干タイミ
ングが遅れた波形となる。
素子９５，９６をプッシュプル駆動した場合の波形例を
示した図である。例えば、ＰＷＭ信号発生回路９１から
スイッチングモジュール９２に供給されるＰＷＭ信号と
して、図５のＡに示す波形であるとき、このパルス波形
がバッファアンプ９３を通過することで、図５のＢに示
すように、入力したＰＷＭ信号から若干タイミングが遅
れた波形となる。また、スイッチングモジュール９２に
入力したＰＷＭ信号を、インバータゲート９４で反転さ
せることで生成される反転パルス波形についても、図５
のＣに示すように、入力したＰＷＭ波形から若干タイミ
ングが遅れた波形となる。
【００１２】ここで、バッファアンプ９３とインバータ
ゲート９４とは原理的に特性が異なる回路であるため、
図５のＢに示す第１のスイッチング素子９５の制御信号
波形と、図５のＣに示す第２のスイッチング素子９６の
制御信号波形とでは、その波形の立ち上がり，立ち下が
りのタイミングに時間差が発生してしまう。
ゲート９４とは原理的に特性が異なる回路であるため、
図５のＢに示す第１のスイッチング素子９５の制御信号
波形と、図５のＣに示す第２のスイッチング素子９６の
制御信号波形とでは、その波形の立ち上がり，立ち下が
りのタイミングに時間差が発生してしまう。
【００１３】従って、第１のスイッチング素子９５の消
費電流の時間微分（第１の微分成分）は、図５のＤに示
すように、第１のスイッチング素子９５のゲートに供給
されるパルス波形の立ち上がり，立ち下がりで発生す
る。また、第２のスイッチング素子９６の消費電流の時
間微分（第２の微分成分）は、図５のＥに示すように、
第２のスイッチング素子９６のゲートに供給されるパル
ス波形の立ち上がり，立ち下がりで発生し、２つのスイ
ッチング素子９５，９６でずれたタイミングで微分成分
が発生してしまう。従って、スイッチングモジュール９
２から輻射される信号波形としては、それぞれの微分成
分が重畳された図５のＦに示す波形となり、この微分波
形に相当する信号が、ＰＷＭ信号の伝送線路から輻射と
して発生し、各素子の電源ノイズとなってしまう。接続
されたスピーカ装置から出力されるオーディオは、この
電源ノイズの影響を受けて、オーディオ特性が劣化して
しまう。
費電流の時間微分（第１の微分成分）は、図５のＤに示
すように、第１のスイッチング素子９５のゲートに供給
されるパルス波形の立ち上がり，立ち下がりで発生す
る。また、第２のスイッチング素子９６の消費電流の時
間微分（第２の微分成分）は、図５のＥに示すように、
第２のスイッチング素子９６のゲートに供給されるパル
ス波形の立ち上がり，立ち下がりで発生し、２つのスイ
ッチング素子９５，９６でずれたタイミングで微分成分
が発生してしまう。従って、スイッチングモジュール９
２から輻射される信号波形としては、それぞれの微分成
分が重畳された図５のＦに示す波形となり、この微分波
形に相当する信号が、ＰＷＭ信号の伝送線路から輻射と
して発生し、各素子の電源ノイズとなってしまう。接続
されたスピーカ装置から出力されるオーディオは、この
電源ノイズの影響を受けて、オーディオ特性が劣化して
しまう。
【００１４】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、デジタルアンプ装置において、電源ノイズ
の影響による出力オーディオ特性の劣化を阻止すること
にある。
ものであり、デジタルアンプ装置において、電源ノイズ
の影響による出力オーディオ特性の劣化を阻止すること
にある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明は、入力したオー
ディオ信号に基づいて、第１のスイッチング制御信号
と、この第１のスイッチング制御信号を反転させた第２
のスイッチング制御信号とを、等しいタイミングで生成
させるスイッチング制御手段を備えて、そのスイッチン
グ制御手段で生成された第１，第２のスイッチング制御
信号を、個別に第１，第２のスイッチング手段の制御端
子に供給して、プッシュプルでスイッチングさせるよう
にして、電源のスイッチングにより増幅されたオーディ
オ信号を得るようにしたものである。
ディオ信号に基づいて、第１のスイッチング制御信号
と、この第１のスイッチング制御信号を反転させた第２
のスイッチング制御信号とを、等しいタイミングで生成
させるスイッチング制御手段を備えて、そのスイッチン
グ制御手段で生成された第１，第２のスイッチング制御
信号を、個別に第１，第２のスイッチング手段の制御端
子に供給して、プッシュプルでスイッチングさせるよう
にして、電源のスイッチングにより増幅されたオーディ
オ信号を得るようにしたものである。
【００１６】かかる本発明によると、プッシュプルで駆
動される２つのスイッチング手段の一方が導通するタイ
ミングと、他方が非導通になるタイミングとが等しくな
り、各スイッチング手段の消費電流の時間微分は、等し
いタイミングで逆相で発生するようになり、２つのスイ
ッチング手段のトータルの電流としては微分成分が相殺
される。
動される２つのスイッチング手段の一方が導通するタイ
ミングと、他方が非導通になるタイミングとが等しくな
り、各スイッチング手段の消費電流の時間微分は、等し
いタイミングで逆相で発生するようになり、２つのスイ
ッチング手段のトータルの電流としては微分成分が相殺
される。
【００１７】
【発明の実施の形態】以下、図１及び図２を参照して、
本発明の一実施の形態について説明する。
本発明の一実施の形態について説明する。
【００１８】図１は、本例のデジタルパワーアンプ装置
１０の全体構成を示す図である。本例のデジタルパワー
アンプ装置１０は、外部のオーディオ信号源１から供給
されるデジタルオーディオ信号を、１ビット変換部１１
に供給する。信号源１から供給されるデジタルオーディ
オ信号としては、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）か
ら再生したマルチビット方式のデジタルオーディオデー
タ（即ち例えば１サンプルを１６ビットで表現したデー
タ）であり、１ビット変換部１１では、供給されるマル
チビット方式のデジタルオーディオデータを、１ビット
方式のデジタルデータに変換する。即ち、既に図４のＢ
に示したような、１ビットのパルスの密度で表したＤＳ
Ｄ方式のデジタルデータに変換する。このとき、本例の
場合には、例えば６４倍にサンプリングされた１ビット
データ（即ち６４ｆｓ／１ビット）のデジタルオーディ
オデータとする。
１０の全体構成を示す図である。本例のデジタルパワー
アンプ装置１０は、外部のオーディオ信号源１から供給
されるデジタルオーディオ信号を、１ビット変換部１１
に供給する。信号源１から供給されるデジタルオーディ
オ信号としては、例えばコンパクトディスク（ＣＤ）か
ら再生したマルチビット方式のデジタルオーディオデー
タ（即ち例えば１サンプルを１６ビットで表現したデー
タ）であり、１ビット変換部１１では、供給されるマル
チビット方式のデジタルオーディオデータを、１ビット
方式のデジタルデータに変換する。即ち、既に図４のＢ
に示したような、１ビットのパルスの密度で表したＤＳ
Ｄ方式のデジタルデータに変換する。このとき、本例の
場合には、例えば６４倍にサンプリングされた１ビット
データ（即ち６４ｆｓ／１ビット）のデジタルオーディ
オデータとする。
【００１９】この１ビット変換部１１の出力は、デジタ
ルフィルタであるＦＩＲ（Finite Impulse Response ）
フィルタ１２に供給して、１／４にダウンサンプリング
されたデータとする。即ち、例えば６４ｆｓ／１ビット
のデジタルオーディオデータを、１６ｆｓ／２４ビット
のデジタルオーディオデータとする。そして、ＦＩＲフ
ィルタ１２が出力する１６ｆｓ／２４ビットのデジタル
オーディオデータを、デルタΣ変調回路１３に供給し、
１６ｆｓ／６ビットのデータに圧縮する。このデルタΣ
変調回路１３でのデータ圧縮で生成された１６ｆｓ／６
ビットのデータを、ＰＷＭ処理部２０に供給する。
ルフィルタであるＦＩＲ（Finite Impulse Response ）
フィルタ１２に供給して、１／４にダウンサンプリング
されたデータとする。即ち、例えば６４ｆｓ／１ビット
のデジタルオーディオデータを、１６ｆｓ／２４ビット
のデジタルオーディオデータとする。そして、ＦＩＲフ
ィルタ１２が出力する１６ｆｓ／２４ビットのデジタル
オーディオデータを、デルタΣ変調回路１３に供給し、
１６ｆｓ／６ビットのデータに圧縮する。このデルタΣ
変調回路１３でのデータ圧縮で生成された１６ｆｓ／６
ビットのデータを、ＰＷＭ処理部２０に供給する。
【００２０】本例のＰＷＭ処理部２０は、第１のＰＷＭ
信号発生回路２１と第２のＰＷＭ信号発生回路２４の２
つの回路を備えて、それぞれの回路２１，２２で個別に
パルス幅変調された信号を発生させるようにしてある。
それぞれのＰＷＭ信号発生回路２１，２４で発生させる
ＰＷＭ信号のパルス波形は、相互に逆相となるようにし
てあり、また２つのＰＷＭ信号の出力タイミングが等し
くなるように構成してある。
信号発生回路２１と第２のＰＷＭ信号発生回路２４の２
つの回路を備えて、それぞれの回路２１，２２で個別に
パルス幅変調された信号を発生させるようにしてある。
それぞれのＰＷＭ信号発生回路２１，２４で発生させる
ＰＷＭ信号のパルス波形は、相互に逆相となるようにし
てあり、また２つのＰＷＭ信号の出力タイミングが等し
くなるように構成してある。
【００２１】第１のＰＷＭ信号発生回路２１が出力する
ＰＷＭ信号は、Ｄフリップフロップ２２に供給して、こ
のＰＷＭ処理部２０に供給されるクロックに同期したタ
イミングのパルスとし、Ｄフリップフロップ２２が出力
するＰＷＭ信号（以下このＰＷＭ信号を第１のＰＷＭ信
号と称する）を、バッファアンプ２３を介してＰＷＭ処
理部２０から出力させる。
ＰＷＭ信号は、Ｄフリップフロップ２２に供給して、こ
のＰＷＭ処理部２０に供給されるクロックに同期したタ
イミングのパルスとし、Ｄフリップフロップ２２が出力
するＰＷＭ信号（以下このＰＷＭ信号を第１のＰＷＭ信
号と称する）を、バッファアンプ２３を介してＰＷＭ処
理部２０から出力させる。
【００２２】第２のＰＷＭ信号発生回路２４が出力する
ＰＷＭ信号は、Ｄフリップフロップ２５に供給して、こ
のＰＷＭ処理部２０に供給されるクロックに同期したタ
イミングのパルスとし、Ｄフリップフロップ２５が出力
するＰＷＭ信号（以下このＰＷＭ信号を第２のＰＷＭ信
号と称する）を、バッファアンプ２６を介してＰＷＭ処
理部２０から出力させる。
ＰＷＭ信号は、Ｄフリップフロップ２５に供給して、こ
のＰＷＭ処理部２０に供給されるクロックに同期したタ
イミングのパルスとし、Ｄフリップフロップ２５が出力
するＰＷＭ信号（以下このＰＷＭ信号を第２のＰＷＭ信
号と称する）を、バッファアンプ２６を介してＰＷＭ処
理部２０から出力させる。
【００２３】ＰＷＭ処理部２０のバッファアンプ２３か
ら出力される第１のＰＷＭ信号は、スイッチングモジュ
ール３０内のバッファアンプ３１を介して、第１のスイ
ッチング素子３２のゲートに供給する。また、ＰＷＭ処
理部２０のバッファアンプ２６から出力される第２のＰ
ＷＭ信号は、スイッチングモジュール３０内のバッファ
アンプ３３を介して、第２のスイッチング素子３４のゲ
ートに供給する。
ら出力される第１のＰＷＭ信号は、スイッチングモジュ
ール３０内のバッファアンプ３１を介して、第１のスイ
ッチング素子３２のゲートに供給する。また、ＰＷＭ処
理部２０のバッファアンプ２６から出力される第２のＰ
ＷＭ信号は、スイッチングモジュール３０内のバッファ
アンプ３３を介して、第２のスイッチング素子３４のゲ
ートに供給する。
【００２４】第１，第２のスイッチング素子３２，３４
は、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成され、
ソース・ドレイン間の導通がゲートに得られるＰＷＭ信
号により制御される。
は、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタで構成され、
ソース・ドレイン間の導通がゲートに得られるＰＷＭ信
号により制御される。
【００２５】第１，第２のスイッチング素子３２，３４
は、電源回路１５の直流電源出力をスイッチングする手
段として構成してある。即ち、例えば商用交流電源を整
流，平滑化して安定化させた直流電源を得る電源回路１
５を用意して、この電源回路１５で得られた＋電源の出
力端を、第１のスイッチング素子３２のソースに接続
し、電源回路１５で得られた−電源の出力端を、第２の
スイッチング素子３４のドレインに接続する。そして、
第１のスイッチング素子３２のドレインと第２のスイッ
チング素子３４のソースとを共通に接続し、この接続点
に得られる信号を、スイッチングモジュール３０の出力
としてローパスフィルタ１４に供給する。
は、電源回路１５の直流電源出力をスイッチングする手
段として構成してある。即ち、例えば商用交流電源を整
流，平滑化して安定化させた直流電源を得る電源回路１
５を用意して、この電源回路１５で得られた＋電源の出
力端を、第１のスイッチング素子３２のソースに接続
し、電源回路１５で得られた−電源の出力端を、第２の
スイッチング素子３４のドレインに接続する。そして、
第１のスイッチング素子３２のドレインと第２のスイッ
チング素子３４のソースとを共通に接続し、この接続点
に得られる信号を、スイッチングモジュール３０の出力
としてローパスフィルタ１４に供給する。
【００２６】ローパスフィルタ１４では、スイッチング
素子３２，３４でのスイッチングで信号に含まれた高域
成分を除去して、オーディオ信号成分を抽出する処理が
行われる。ローパスフィルタ１４で抽出されたオーディ
オ信号は、オーディオアンプ装置の出力オーディオ信号
として、このデジタルパワーアンプ装置のスピーカ接続
端子に接続されたスピーカ装置２に供給し、このスピー
カ装置２からオーディオ信号を出力させる。
素子３２，３４でのスイッチングで信号に含まれた高域
成分を除去して、オーディオ信号成分を抽出する処理が
行われる。ローパスフィルタ１４で抽出されたオーディ
オ信号は、オーディオアンプ装置の出力オーディオ信号
として、このデジタルパワーアンプ装置のスピーカ接続
端子に接続されたスピーカ装置２に供給し、このスピー
カ装置２からオーディオ信号を出力させる。
【００２７】ここで、２つのスイッチング素子３２，３
４には、相互に逆相のＰＷＭ信号がスイッチング制御信
号としてゲートに供給されるので、この２つのスイッチ
ング素子３２，３４がプッシュプルで駆動されることな
り、０Ｖを中心としてレベルが上下するオーディオ信号
波形がローパスフィルタ１４から抽出される。
４には、相互に逆相のＰＷＭ信号がスイッチング制御信
号としてゲートに供給されるので、この２つのスイッチ
ング素子３２，３４がプッシュプルで駆動されることな
り、０Ｖを中心としてレベルが上下するオーディオ信号
波形がローパスフィルタ１４から抽出される。
【００２８】図２は、図１に示すオーディオアンプ装置
１０の内部の波形例を示した図である。例えば、第１の
ＰＷＭ信号発生回路２１が出力する第１のＰＷＭ信号と
して、図２のＡに示す波形であるとき、第２のＰＷＭ信
号発生回路２４が出力する第２のＰＷＭ信号は、図２の
Ｂに示す波形となり、相互に逆相の第１，第２のＰＷＭ
信号は等しいタイミングで生成される。従って、第１の
ＰＷＭ信号のパルス波形の立ち上がりタイミングと第２
のＰＷＭ信号のパルス波形の立ち下がりタイミングとが
等しくなり、また第１のＰＷＭ信号のパルス波形の立ち
下がりタイミングと第２のＰＷＭ信号のパルス波形の立
ち上がりタイミングとが等しくなる。
１０の内部の波形例を示した図である。例えば、第１の
ＰＷＭ信号発生回路２１が出力する第１のＰＷＭ信号と
して、図２のＡに示す波形であるとき、第２のＰＷＭ信
号発生回路２４が出力する第２のＰＷＭ信号は、図２の
Ｂに示す波形となり、相互に逆相の第１，第２のＰＷＭ
信号は等しいタイミングで生成される。従って、第１の
ＰＷＭ信号のパルス波形の立ち上がりタイミングと第２
のＰＷＭ信号のパルス波形の立ち下がりタイミングとが
等しくなり、また第１のＰＷＭ信号のパルス波形の立ち
下がりタイミングと第２のＰＷＭ信号のパルス波形の立
ち上がりタイミングとが等しくなる。
【００２９】そして、第１のＰＷＭ信号が、Ｄフリップ
フロップ２２，バッファアンプ２３，３１を介して第１
のスイッチング素子３２のゲートにスイッチング制御信
号として供給されることで、この第１のスイッチング素
子３２のゲートに供給されるスイッチング制御信号（図
２のＣ）は、これらの回路を通過するのに要する時間ｔ
1 だけ遅延したタイミングで供給されることになる。ま
た、第２のＰＷＭ信号が、Ｄフリップフロップ２５，バ
ッファアンプ２６，３３を介して第２のスイッチング素
子３４のゲートにスイッチング制御信号として供給され
ることで、この第２のスイッチング素子３４のゲートに
供給されるスイッチング制御信号（図２のＤ）について
も、これらの回路を通過するのに要する時間ｔ1 だけ遅
延したタイミングで供給されることになる。
フロップ２２，バッファアンプ２３，３１を介して第１
のスイッチング素子３２のゲートにスイッチング制御信
号として供給されることで、この第１のスイッチング素
子３２のゲートに供給されるスイッチング制御信号（図
２のＣ）は、これらの回路を通過するのに要する時間ｔ
1 だけ遅延したタイミングで供給されることになる。ま
た、第２のＰＷＭ信号が、Ｄフリップフロップ２５，バ
ッファアンプ２６，３３を介して第２のスイッチング素
子３４のゲートにスイッチング制御信号として供給され
ることで、この第２のスイッチング素子３４のゲートに
供給されるスイッチング制御信号（図２のＤ）について
も、これらの回路を通過するのに要する時間ｔ1 だけ遅
延したタイミングで供給されることになる。
【００３０】従って、第１のスイッチング素子３２での
スイッチングで発生する微分成分（第１の微分成分）
は、図２のＥに示すように、スイッチング制御信号の立
ち上がりタイミングで＋側に発生し、立ち下がりタイミ
ングで−側に発生する。また、第２のスイッチング素子
３４でのスイッチングで発生する微分成分（第２の微分
成分）についても、図２のＦに示すように、スイッチン
グ制御信号の立ち上がりタイミングで＋側に発生し、立
ち下がりタイミングで−側に発生する。
スイッチングで発生する微分成分（第１の微分成分）
は、図２のＥに示すように、スイッチング制御信号の立
ち上がりタイミングで＋側に発生し、立ち下がりタイミ
ングで−側に発生する。また、第２のスイッチング素子
３４でのスイッチングで発生する微分成分（第２の微分
成分）についても、図２のＦに示すように、スイッチン
グ制御信号の立ち上がりタイミングで＋側に発生し、立
ち下がりタイミングで−側に発生する。
【００３１】ここで、本例の場合には第１のスイッチン
グ制御信号と第２のスイッチング制御信号とが、等しい
タイミングで相互に反転した信号であるため、スイッチ
ングモジュール３０からの微分成分の輻射としては、図
２のＥに示す第１の微分成分と第２の微分成分は相互に
相殺するように作用して、結局、図２のＧに示すように
抑えられたものになる。
グ制御信号と第２のスイッチング制御信号とが、等しい
タイミングで相互に反転した信号であるため、スイッチ
ングモジュール３０からの微分成分の輻射としては、図
２のＥに示す第１の微分成分と第２の微分成分は相互に
相殺するように作用して、結局、図２のＧに示すように
抑えられたものになる。
【００３２】このようにスイッチングモジュール全体と
しての輻射が抑制されることで、スイッチング素子での
スイッチングによる電源ノイズが発生せず、パワーアン
プ装置１０に接続されたスピーカ装置２から出力される
オーディオの特性が、電源ノイズの影響で劣化すること
がなく、良好なオーディオ出力特性が確保される。
しての輻射が抑制されることで、スイッチング素子での
スイッチングによる電源ノイズが発生せず、パワーアン
プ装置１０に接続されたスピーカ装置２から出力される
オーディオの特性が、電源ノイズの影響で劣化すること
がなく、良好なオーディオ出力特性が確保される。
【００３３】なお、上述した実施の形態では、ＰＷＭ信
号を生成させるＰＷＭ処理部２０内に、第１のＰＷＭ信
号発生回路２１と第２のＰＷＭ信号発生回路２４の２つ
の回路を設けて、それぞれの回路２１，２４で個別に位
相が反転した２つのＰＷＭ信号を生成させるようにした
が、ＰＷＭ処理部２０内でタイミングが一致した反転Ｐ
ＷＭ信号を生成させることが可能であれば、１つのＰＷ
Ｍ信号発生回路だけを設ける構成として、その１つのＰ
ＷＭ発生回路の出力に基づいて生成されたタイミングの
等しい相互に反転した２つのＰＷＭ信号を、スイッチン
グモジュールに供給する構成としても良い。この場合に
は、必要により２つのＰＷＭ信号の内の一方の信号のタ
イミングを、他方の信号のタイミングに一致させるため
の遅延手段を設けて、タイミングを等しくするようにし
ても良い。
号を生成させるＰＷＭ処理部２０内に、第１のＰＷＭ信
号発生回路２１と第２のＰＷＭ信号発生回路２４の２つ
の回路を設けて、それぞれの回路２１，２４で個別に位
相が反転した２つのＰＷＭ信号を生成させるようにした
が、ＰＷＭ処理部２０内でタイミングが一致した反転Ｐ
ＷＭ信号を生成させることが可能であれば、１つのＰＷ
Ｍ信号発生回路だけを設ける構成として、その１つのＰ
ＷＭ発生回路の出力に基づいて生成されたタイミングの
等しい相互に反転した２つのＰＷＭ信号を、スイッチン
グモジュールに供給する構成としても良い。この場合に
は、必要により２つのＰＷＭ信号の内の一方の信号のタ
イミングを、他方の信号のタイミングに一致させるため
の遅延手段を設けて、タイミングを等しくするようにし
ても良い。
【００３４】上述した図１に示した例のように構成した
場合には、基本的にほぼ同一の構成のＰＷＭ信号発生回
路を２つ設けるだけで、タイミングの等しい第１，第２
のＰＷＭ信号を生成させることができ、タイミング補正
用の遅延手段などを必要としない比較的簡単な回路構成
で、タイミングの等しい相互に反転した２つのＰＷＭ信
号を供給できる構成とすることができる。
場合には、基本的にほぼ同一の構成のＰＷＭ信号発生回
路を２つ設けるだけで、タイミングの等しい第１，第２
のＰＷＭ信号を生成させることができ、タイミング補正
用の遅延手段などを必要としない比較的簡単な回路構成
で、タイミングの等しい相互に反転した２つのＰＷＭ信
号を供給できる構成とすることができる。
【００３５】また、上述した実施の形態では、入力オー
ディオ信号が変換された１ビット方式のデジタルオーデ
ィオデータに基づいて、パルス幅変調されたＰＷＭ信号
を生成させて、パワースイッチであるスイッチング素子
のスイッチングを制御するようにしたが、ＰＤＭ（Puls
e Duration Modulation ）方式などのその他のパルス変
調された信号でスイッチングを制御するいわゆるＤ級パ
ワーアンプ装置にも適用できるものである。
ディオ信号が変換された１ビット方式のデジタルオーデ
ィオデータに基づいて、パルス幅変調されたＰＷＭ信号
を生成させて、パワースイッチであるスイッチング素子
のスイッチングを制御するようにしたが、ＰＤＭ（Puls
e Duration Modulation ）方式などのその他のパルス変
調された信号でスイッチングを制御するいわゆるＤ級パ
ワーアンプ装置にも適用できるものである。
【００３６】
【発明の効果】本発明によると、プッシュプルで駆動さ
れる２つのスイッチング手段の一方が導通するタイミン
グと、他方が非導通になるタイミングとが等しくなり、
各スイッチング手段の消費電流の時間微分は、等しいタ
イミングで逆相で発生するようになり、２つのスイッチ
ング手段のトータルの電流としては微分成分が相殺され
る。従って、スイッチングモジュール部分全体としての
輻射が抑制され、出力オーディオ信号に電源ノイズの影
響がなくなり、出力オーディオ特性を向上させることが
できる。
れる２つのスイッチング手段の一方が導通するタイミン
グと、他方が非導通になるタイミングとが等しくなり、
各スイッチング手段の消費電流の時間微分は、等しいタ
イミングで逆相で発生するようになり、２つのスイッチ
ング手段のトータルの電流としては微分成分が相殺され
る。従って、スイッチングモジュール部分全体としての
輻射が抑制され、出力オーディオ信号に電源ノイズの影
響がなくなり、出力オーディオ特性を向上させることが
できる。
【００３７】この場合、スイッチング制御手段で第１，
第２のスイッチング制御信号を生成させる構成として、
２つのパルス幅変調手段とを備える構成としたことで、
タイミングの等しい相互に反転した波形の第１，第２の
スイッチング制御信号を生成させることが、簡単な構成
で実現できるようになる。
第２のスイッチング制御信号を生成させる構成として、
２つのパルス幅変調手段とを備える構成としたことで、
タイミングの等しい相互に反転した波形の第１，第２の
スイッチング制御信号を生成させることが、簡単な構成
で実現できるようになる。
【図１】本発明の一実施の形態による全体構成の例を示
す構成図である。
す構成図である。
【図２】本発明の一実施の形態による信号波形の例を示
す波形図である。
す波形図である。
【図３】従来のデジタルアンプ装置のスイッチング制御
構成例を示す構成図である。
構成例を示す構成図である。
【図４】ＰＷＭ信号の生成例を示す波形図である。
【図５】従来の信号波形の例を示す波形図である。
１…オーディオ信号源、２…スピーカ装置、１０…デジ
タルパワーアンプ装置、１１…１ビット変換部、１２…
ＦＩＲフィルタ、１３…デルタΣ変調回路、１４…ロー
パスフィルタ、１５…電源回路、２０…ＰＷＭ処理部、
２１…第１のＰＷＭ信号発生回路、２２…Ｄフリップフ
ロップ、２３…バッファアンプ、２４…第２のＰＷＭ信
号発生回路、２５…Ｄフリップフロップ、２６…バッフ
ァアンプ、３０…スイッチングモジュール、３１…バッ
ファアンプ、３２…第１のスイッチング素子、３３…バ
ッファアンプ、３４…第２のスイッチング素子
タルパワーアンプ装置、１１…１ビット変換部、１２…
ＦＩＲフィルタ、１３…デルタΣ変調回路、１４…ロー
パスフィルタ、１５…電源回路、２０…ＰＷＭ処理部、
２１…第１のＰＷＭ信号発生回路、２２…Ｄフリップフ
ロップ、２３…バッファアンプ、２４…第２のＰＷＭ信
号発生回路、２５…Ｄフリップフロップ、２６…バッフ
ァアンプ、３０…スイッチングモジュール、３１…バッ
ファアンプ、３２…第１のスイッチング素子、３３…バ
ッファアンプ、３４…第２のスイッチング素子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J091 AA02 AA17 AA24 AA26 AA41 CA23 CA46 FA19 HA10 HA39 KA03 KA36 KA41 KA42 KA53 KA62 SA05 TA01 TA06 UW01 5J092 AA02 AA17 AA24 AA26 AA41 CA23 CA46 FA19 HA10 HA39 KA03 KA36 KA41 KA42 KA53 KA62 SA05 TA01 TA06 UR06
Claims (2)
- 【請求項１】 入力したオーディオ信号に基づいて、第
１のスイッチング制御信号と、この第１のスイッチング
制御信号を反転させた第２のスイッチング制御信号と
を、等しいタイミングで生成させるスイッチング制御手
段と、 安定化された直流の＋電源及び−電源を得る電源供給手
段と、 上記電源供給手段の＋電源出力に一端が接続され、上記
第１のスイッチング制御信号により一端と他端の間の導
通が制御される第１のスイッチング手段と、 上記電源供給手段の−電源出力に一端が接続され、上記
第２のスイッチング制御信号により一端と他端の間の導
通が制御され、他端が上記第１のスイッチング手段の他
端に接続される第２のスイッチング手段と、 上記第１のスイッチング手段の他端と上記第２のスイッ
チング手段の他端の接続点に得られる信号からオーディ
オ信号成分を抽出して、出力オーディオ信号を得る抽出
手段とを備えたデジタルパワーアンプ装置。 - 【請求項２】 請求項１記載のデジタルパワーアンプ装
置において、 上記スイッチング制御手段として、 入力したオーディオ信号に基づいたパルス幅変調を行
い、そのパルス幅変調された信号を上記第１のスイッチ
ング制御信号とする第１のパルス幅変調手段と、入力し
たオーディオ信号に基づいたパルス幅変調を行い、その
パルス幅変調された信号を上記第２のスイッチング制御
信号とする第２のパルス幅変調手段とを備えたデジタル
パワーアンプ装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000351410A JP2002158549A (ja) | 2000-11-17 | 2000-11-17 | デジタルパワーアンプ装置 |
| US09/992,605 US6586991B2 (en) | 2000-11-17 | 2001-11-14 | Digital power amplifier |
| MYPI20015265A MY134155A (en) | 2000-11-17 | 2001-11-16 | Digital power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000351410A JP2002158549A (ja) | 2000-11-17 | 2000-11-17 | デジタルパワーアンプ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002158549A true JP2002158549A (ja) | 2002-05-31 |
Family
ID=18824476
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000351410A Pending JP2002158549A (ja) | 2000-11-17 | 2000-11-17 | デジタルパワーアンプ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6586991B2 (ja) |
| JP (1) | JP2002158549A (ja) |
| MY (1) | MY134155A (ja) |
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| US8160309B1 (en) | 2007-12-21 | 2012-04-17 | Csr Technology Inc. | Method, apparatus, and system for object recognition and classification |
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2000
- 2000-11-17 JP JP2000351410A patent/JP2002158549A/ja active Pending
-
2001
- 2001-11-14 US US09/992,605 patent/US6586991B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2001-11-16 MY MYPI20015265A patent/MY134155A/en unknown
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