JP2002026860A - 復調装置及び復調方法 - Google Patents
復調装置及び復調方法Info
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- JP2002026860A JP2002026860A JP2000210329A JP2000210329A JP2002026860A JP 2002026860 A JP2002026860 A JP 2002026860A JP 2000210329 A JP2000210329 A JP 2000210329A JP 2000210329 A JP2000210329 A JP 2000210329A JP 2002026860 A JP2002026860 A JP 2002026860A
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- pilot signal
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 確実に正確なＳ／Ｎ比を算出して、このＳ／
Ｎ比を軟判定ビタビ復号で用いる信頼度情報として用い
る。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置で用いられるエラー訂
正回路１０は、軟判定ビタビ復号によりエラー訂正を行
う。Ｓ／Ｎ比算出回路１１は、ＳＰ信号に基づき各サブ
キャリアに対するＳ／Ｎ比を算出し、算出したＳ／Ｎ比
を信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供給する。
Ｎ比を軟判定ビタビ復号で用いる信頼度情報として用い
る。 【解決手段】 ＯＦＤＭ受信装置で用いられるエラー訂
正回路１０は、軟判定ビタビ復号によりエラー訂正を行
う。Ｓ／Ｎ比算出回路１１は、ＳＰ信号に基づき各サブ
キャリアに対するＳ／Ｎ比を算出し、算出したＳ／Ｎ比
を信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供給する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直交周波数分割多
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送や通信装置等に
適用される復調装置及び復調方法に関する。
重化伝送（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division
Multiplexing）方式によるデジタル放送や通信装置等に
適用される復調装置及び復調方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、デジタル信号を伝送する方式とし
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
て、直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ：Orthogonal F
requency Division Multiplexing）と呼ばれる変調方式
が提案されている。このＯＦＤＭ方式は、伝送帯域内に
多数の直交する副搬送波（サブキャリア）を設け、それ
ぞれのサブキャリアの振幅及び位相にデータを割り当
て、ＰＳＫ（Phase Shift Keying）やＱＡＭ（Quadratu
re Amplitude Modulation）によりディジタル変調する
方式である。
【０００３】このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャリア
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
で伝送帯域を分割するため、サブキャリア１波あたりの
帯域は狭くなり変調速度は遅くはなるが、トータルの伝
送速度は、従来の変調方式と変わらないという特徴を有
している。また、このＯＦＤＭ方式は、多数のサブキャ
リアが並列に伝送されるためにシンボル速度が遅くなる
という特徴を有している。そのため、このＯＦＤＭ方式
は、シンボルの時間長に対する相対的なマルチパスの時
間長を短くすることができ、マルチパス妨害を受けにく
くなる。また、ＯＦＤＭ方式は、複数のサブキャリアに
対してデータの割り当てが行われることから、変調時に
は逆フーリエ変換を行うＩＦＦＴ（Inverse Fast Fouri
er Transform）演算回路、復調時にはフーリエ変換を行
うＦＦＴ（Fast Fourier Transform）演算回路を用いる
ことにより、送受信回路を構成することができるという
特徴を有している。
【０００４】以上のような特徴からＯＦＤＭ方式は、マ
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
ルチパス妨害の影響を強く受ける地上波ディジタル放送
に適用することが広く検討されている。このようなＯＦ
ＤＭ方式を採用した地上波ディジタル放送としては、例
えば、ＤＶＢ−Ｔ（DigitalVideo Broadcasting-Terres
trial）やＩＳＤＢ−Ｔ（Integrated Services Digital
Broadcasting -Terrestrial）といった規格が提案され
ている。
【０００５】次に、ＯＦＤＭ方式によるデジタルテレビ
ジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説
明する。図３は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構
成図である。なお、ここでは、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモ
ード）に適用したＯＦＤＭ受信装置について説明する。
また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式
で変調されている。さらに、この図３では、ブロック間
で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分
を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場
合には細線で信号成分を表現している。
ジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について説
明する。図３は、従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構
成図である。なお、ここでは、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモ
ード）に適用したＯＦＤＭ受信装置について説明する。
また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１６ＱＡＭ方式
で変調されている。さらに、この図３では、ブロック間
で伝達される信号が複素信号の場合には太線で信号成分
を表現し、ブロック間で伝達される信号が実数信号の場
合には細線で信号成分を表現している。
【０００６】従来のＯＦＤＭ受信装置は、図３に示すよ
うに、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ／Ｄ変
換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ＦＦ
Ｔ演算回路１０６と、ウィンドウ同期回路１０７と、イ
コライザ１０８と、デマッピング回路１０９と、エラー
訂正回路１０とを備えている。
うに、アンテナ１０２と、チューナ１０３と、Ａ／Ｄ変
換回路１０４と、デジタル直交復調回路１０５と、ＦＦ
Ｔ演算回路１０６と、ウィンドウ同期回路１０７と、イ
コライザ１０８と、デマッピング回路１０９と、エラー
訂正回路１０とを備えている。
【０００７】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０
２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３に供
給される。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ１０
２により受信され、ＲＦ信号としてチューナ１０３に供
給される。
【０００８】アンテナ１０２により受信されたＲＦ信号
は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、
Ａ／Ｄ変換回路１０４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／
Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交
復調回路１０５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１
０４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、こ
のＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サン
プル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサ
ンプリングされるようなクロックで量子化する。
は、チューナ１０３によりＩＦ信号に周波数変換され、
Ａ／Ｄ変換回路１０４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／
Ｄ変換回路１０４によりデジタル化され、デジタル直交
復調回路１０５に供給される。なお、Ａ／Ｄ変換回路１
０４は、ＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）においては、こ
のＯＦＤＭ時間領域信号の有効シンボルを２０４８サン
プル、ガードインターバルを例えば５１２サンプルでサ
ンプリングされるようなクロックで量子化する。
【０００９】デジタル直交復調回路１０５は、所定の周
波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジ
タル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯ
ＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０
５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦ
Ｔ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。この
ことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される
前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼
ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結
果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交
復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号
は、ＦＦＴ演算回路１０６及びウィンドウ同期回路１０
７に供給される。
波数（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジ
タル化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯ
ＦＤＭ信号を出力する。このデジタル直交復調回路１０
５から出力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦ
Ｔ演算される前のいわゆる時間領域の信号である。この
ことから、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される
前のベースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼
ぶ。このＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結
果、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチ
ャネル信号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交
復調回路１０５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号
は、ＦＦＴ演算回路１０６及びウィンドウ同期回路１０
７に供給される。
【００１０】ＦＦＴ演算回路１０６は、ＯＦＤＭ時間領
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直
交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０６から出力される信号は、ＦＦＴされた
後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、
以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と
呼ぶ。
域信号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直
交変調されているデータを抽出して出力する。このＦＦ
Ｔ演算回路１０６から出力される信号は、ＦＦＴされた
後のいわゆる周波数領域の信号である。このことから、
以下、ＦＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と
呼ぶ。
【００１１】ＦＦＴ演算回路１０６は、１つのＯＦＤＭ
シンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サ
ンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭ
シンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き
出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、Ｏ
ＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了
位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲の
ことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
シンボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サ
ンプル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭ
シンボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き
出した２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対し
てＦＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、Ｏ
ＦＤＭシンボルの境界から、ガードインターバルの終了
位置までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲の
ことをＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００１２】このようにＦＦＴ演算回路１０６から出力
されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信
号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成
分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となってい
る。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調さ
れた信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライ
ザ１０８に供給される。
されたＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信
号と同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成
分（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となってい
る。この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調さ
れた信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライ
ザ１０８に供給される。
【００１３】ウィンドウ同期回路１０７は、入力された
ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させ
て、ガードインターバル部分とこのガードインターバル
の複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高
い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、
その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生す
る。ＦＦＴウィンドウ同期回路１０７は、発生したウィ
ンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路１０６に供給す
る。
ＯＦＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させ
て、ガードインターバル部分とこのガードインターバル
の複写元となる信号との相関性を求め、この相関性が高
い部分に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、
その境界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生す
る。ＦＦＴウィンドウ同期回路１０７は、発生したウィ
ンドウ同期信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路１０６に供給す
る。
【００１４】イコライザ１０８は、スキャッタードパイ
ロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域
信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅
等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング
回路１０９に供給される。
ロット信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域
信号の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅
等化がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング
回路１０９に供給される。
【００１５】デマッピング回路１０９は、イコライザ１
０８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数
領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行
ってデータの復号をする。例えば、図４に示すように、
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定し
きい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信
号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デ
マッピング回路１０９により復号されたデータは、エラ
ー訂正回路１１０に供給される。
０８により振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数
領域信号を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行
ってデータの復号をする。例えば、図４に示すように、
Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の各レベルに判定し
きい値を設定し、その判定しきい値に基づき、１つの信
号点あたり４ビットで表現されるデータを出力する。デ
マッピング回路１０９により復号されたデータは、エラ
ー訂正回路１１０に供給される。
【００１６】エラー訂正回路１１０は、供給されたデー
タに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符
号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデ
ータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給され
る。
タに対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符
号を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデ
ータは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給され
る。
【００１７】ここで、一般に、ＯＦＤＭ方式において
は、送信時には、データが畳み込み符号により符号化さ
れ、受信時には、受信信号の信頼度情報を用いた軟判定
ビタビ復号が行われる。このような軟判定復号を行うこ
とにより、信頼度情報を用いない通常の硬判定復号に比
べて誤り率特性が向上する。
は、送信時には、データが畳み込み符号により符号化さ
れ、受信時には、受信信号の信頼度情報を用いた軟判定
ビタビ復号が行われる。このような軟判定復号を行うこ
とにより、信頼度情報を用いない通常の硬判定復号に比
べて誤り率特性が向上する。
【００１８】デマッピング回路１０９は、判定しきい値
により区切られた判定領域中に実際の受信信号をデマッ
ピングすることによってデータを復号する。例えば、図
４に示すように、１６ＱＡＭにおいて変調された実際の
受信信号の受信点が、図中Ｚに示す位置にあれば、その
位置を区切る判定領域によって示された“１０１１”と
いう４ビットの値を出力する。
により区切られた判定領域中に実際の受信信号をデマッ
ピングすることによってデータを復号する。例えば、図
４に示すように、１６ＱＡＭにおいて変調された実際の
受信信号の受信点が、図中Ｚに示す位置にあれば、その
位置を区切る判定領域によって示された“１０１１”と
いう４ビットの値を出力する。
【００１９】さらにこのとき、デマッピング回路１０９
は、この復号した値を出力するとともに、実際の受信信
号のＳ／Ｎ比を算出し、算出したＳ／Ｎ比を信頼度情報
として出力している。
は、この復号した値を出力するとともに、実際の受信信
号のＳ／Ｎ比を算出し、算出したＳ／Ｎ比を信頼度情報
として出力している。
【００２０】Ｓ／Ｎ比は、図５に示すように、実際の受
信信号の受信点Ｚ（図中●で示す）から理想的な受信信
号の信号点（図中○で示す）までの距離をノイズ成分と
し、理想的な受信信号の原点からの距離を信号成分と
し、その信号成分に対するノイズ成分の割合として求め
られる。すなわち、Ｓ／Ｎ比は、理想的な受信信号の信
号点を示すベクトルをＳ、実際の受信信号の信号点のベ
クトルをＳ′とすれば、以下の式（１）を算出すること
により求められる。 Ｓ／Ｎ＝｜Ｓ｜／｜（Ｓ−Ｓ′）｜ ・・・（１）
信信号の受信点Ｚ（図中●で示す）から理想的な受信信
号の信号点（図中○で示す）までの距離をノイズ成分と
し、理想的な受信信号の原点からの距離を信号成分と
し、その信号成分に対するノイズ成分の割合として求め
られる。すなわち、Ｓ／Ｎ比は、理想的な受信信号の信
号点を示すベクトルをＳ、実際の受信信号の信号点のベ
クトルをＳ′とすれば、以下の式（１）を算出すること
により求められる。 Ｓ／Ｎ＝｜Ｓ｜／｜（Ｓ−Ｓ′）｜ ・・・（１）
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】ところで、実際の受信
信号のノイズ分布は、判定しきい値で区切られた領域内
に分布しているとは限られない。そのため、実際の受信
信号の受信点が本来位置しなければならない判定領域を
越えて、例えば隣接した判定領域に入ってしまう場合が
ある。この場合、デマッピングして得られるデータが誤
ってしまうことはもちろんのこと、算出するＳ／Ｎ比に
も誤差が生じる。
信号のノイズ分布は、判定しきい値で区切られた領域内
に分布しているとは限られない。そのため、実際の受信
信号の受信点が本来位置しなければならない判定領域を
越えて、例えば隣接した判定領域に入ってしまう場合が
ある。この場合、デマッピングして得られるデータが誤
ってしまうことはもちろんのこと、算出するＳ／Ｎ比に
も誤差が生じる。
【００２２】例えば、図６に示すように、本来信号点Ｃ
の判定領域内に位置しなければならない実際の受信信号
Ｚが、信号点Ｃの判定領域に隣接する信号点Ｄの判定領
域内に位置したとする。この場合、この実際の信号点Ｚ
のＳ／Ｎ比は、本来のノイズ成分Ｎ（即ち、信号点Ｃと
信号点Ｚとの距離）に基づいて算出されずに、信号点Ｄ
との間の誤ったノイズ成分Ｎ′に基づいて算出されてし
まう。
の判定領域内に位置しなければならない実際の受信信号
Ｚが、信号点Ｃの判定領域に隣接する信号点Ｄの判定領
域内に位置したとする。この場合、この実際の信号点Ｚ
のＳ／Ｎ比は、本来のノイズ成分Ｎ（即ち、信号点Ｃと
信号点Ｚとの距離）に基づいて算出されずに、信号点Ｄ
との間の誤ったノイズ成分Ｎ′に基づいて算出されてし
まう。
【００２３】このように従来のＯＦＤＭ受信装置では、
デマッピング時に各データのＳ／Ｎ比を算出しているた
め、確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができず、そ
のため、後段の軟判定復号手段に誤った信頼度情報を出
力してしまっていた。
デマッピング時に各データのＳ／Ｎ比を算出しているた
め、確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができず、そ
のため、後段の軟判定復号手段に誤った信頼度情報を出
力してしまっていた。
【００２４】本発明はこのような状況に鑑みてなされた
ものであり、確実に正確なＳ／Ｎ比を得ることができる
ＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を提供することを
目的とするものである。
ものであり、確実に正確なＳ／Ｎ比を得ることができる
ＯＦＤＭ信号の復調装置及び復調方法を提供することを
目的とするものである。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上述の課題を解決するた
めに、本発明にかかる復調装置は、複数のサブキャリア
に対して有効信号が分割されて直交変調されることによ
り生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力
であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝
送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦ
ＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ
信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数
領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領
域信号から上記パイロット信号を抽出するパイロット信
号抽出手段と、上記抽出したパイロット信号のノイズ成
分を抽出するノイズ検出手段と、上記ノイズ成分に基づ
き上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置に
おけるＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比算出手段とを備え
る。
めに、本発明にかかる復調装置は、複数のサブキャリア
に対して有効信号が分割されて直交変調されることによ
り生成された伝送シンボルを伝送単位とし、特定の電力
であって且つ特定の位相とされたパイロット信号が各伝
送シンボルに離散的に挿入された直交周波数分割（ＯＦ
ＤＭ）信号を復調する復調装置であって、上記ＯＦＤＭ
信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変換して周波数
領域信号を生成するフーリエ変換手段と、上記周波数領
域信号から上記パイロット信号を抽出するパイロット信
号抽出手段と、上記抽出したパイロット信号のノイズ成
分を抽出するノイズ検出手段と、上記ノイズ成分に基づ
き上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置に
おけるＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ比算出手段とを備え
る。
【００２６】この復調装置では、抽出したパイロット信
号に基づき、各サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算
出する。
号に基づき、各サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算
出する。
【００２７】また、本発明にかかる復調方法は、複数の
サブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調さ
れることにより生成された伝送シンボルを伝送単位と
し、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロ
ット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周
波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であっ
て、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリ
エ変換して周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信
号から上記パイロット信号を抽出し、上記抽出したパイ
ロット信号のノイズ成分を抽出し、上記ノイズ成分に基
づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置
におけるＳ／Ｎ比を算出することを特徴とする。
サブキャリアに対して有効信号が分割されて直交変調さ
れることにより生成された伝送シンボルを伝送単位と
し、特定の電力であって且つ特定の位相とされたパイロ
ット信号が各伝送シンボルに離散的に挿入された直交周
波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調する復調方法であっ
て、上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリ
エ変換して周波数領域信号を生成し、上記周波数領域信
号から上記パイロット信号を抽出し、上記抽出したパイ
ロット信号のノイズ成分を抽出し、上記ノイズ成分に基
づき上記パイロット信号が挿入されたサブキャリア位置
におけるＳ／Ｎ比を算出することを特徴とする。
【００２８】この復調方法では、抽出したパイロット信
号に基づき、各サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算
出する。
号に基づき、各サブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算
出する。
【００２９】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態とし
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタルテレ
ビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について
説明する。図１は、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置
のブロック構成図である。なお、このＯＦＤＭ受信装置
は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用した
ものである。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１
６ＱＡＭ方式で変調されているものとする。さらに、こ
の図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の
場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達さ
れる信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現し
ている。
て、本発明を適用したＯＦＤＭ方式によるデジタルテレ
ビジョン放送の受信装置（ＯＦＤＭ受信装置）について
説明する。図１は、本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置
のブロック構成図である。なお、このＯＦＤＭ受信装置
は、本発明をＤＶＢ−Ｔ規格（２Ｋモード）に適用した
ものである。また、受信するＯＦＤＭ信号は、情報が１
６ＱＡＭ方式で変調されているものとする。さらに、こ
の図１では、ブロック間で伝達される信号が複素信号の
場合には太線で信号成分を表現し、ブロック間で伝達さ
れる信号が実数信号の場合には細線で信号成分を表現し
ている。
【００３０】ＯＦＤＭ受信装置は、図１に示すように、
アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デ
ジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィン
ドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピング回路
９と、エラー訂正回路１０と、Ｓ／Ｎ比算出回路１１と
を備えている。
アンテナ２と、チューナ３と、Ａ／Ｄ変換回路４と、デ
ジタル直交復調回路５と、ＦＦＴ演算回路６と、ウィン
ドウ同期回路７と、イコライザ８と、デマッピング回路
９と、エラー訂正回路１０と、Ｓ／Ｎ比算出回路１１と
を備えている。
【００３１】放送局から放送されたデジタルテレビジョ
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
ン放送の放送波は、ＯＦＤＭ受信装置１のアンテナ２に
より受信され、ＲＦ信号としてチューナ３に供給され
る。
【００３２】アンテナ２により受信されたＲＦ信号は、
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号
の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバ
ルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるような
クロックで量子化する。
チューナ３によりＩＦ信号に周波数変換され、Ａ／Ｄ変
換回路４に供給される。ＩＦ信号は、Ａ／Ｄ変換回路４
によりデジタル化され、デジタル直交復調回路５に供給
される。なお、Ａ／Ｄ変換回路４は、ＤＶＢ−Ｔ規格
（２Ｋモード）においては、このＯＦＤＭ時間領域信号
の有効シンボルを２０４８サンプル、ガードインターバ
ルを例えば５１２サンプルでサンプリングされるような
クロックで量子化する。
【００３３】デジタル直交復調回路５は、所定の周波数
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
（キャリア周波数）のキャリア信号を用いて、デジタル
化されたＩＦ信号を直交復調し、ベースバンドのＯＦＤ
Ｍ信号を出力する。このデジタル直交復調回路５から出
力されるベースバンドのＯＦＤＭ信号は、ＦＦＴ演算さ
れる前のいわゆる時間領域の信号である。このことか
ら、以下デジタル直交復調後でＦＦＴ演算される前のベ
ースバンド信号を、ＯＦＤＭ時間領域信号と呼ぶ。この
ＯＦＤＭ時間領域信号は、直交復調された結果、実軸成
分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分（Ｑチャネル信
号）とを含んだ複素信号となる。デジタル直交復調回路
５により出力されるＯＦＤＭ時間領域信号は、ＦＦＴ演
算回路６及びウィンドウ同期回路７に供給される。
【００３４】ＦＦＴ演算回路６は、ＯＦＤＭ時間領域信
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
号に対してＦＦＴ演算を行い、各サブキャリアに直交変
調されているデータを抽出して出力する。このＦＦＴ演
算回路６から出力される信号は、ＦＦＴされた後のいわ
ゆる周波数領域の信号である。このことから、以下、Ｆ
ＦＴ演算後の信号をＯＦＤＭ周波数領域信号と呼ぶ。
【００３５】ＦＦＴ演算回路６は、１つのＯＦＤＭシン
ボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプ
ル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシン
ボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出し
た２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦ
ＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤ
Ｍシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置
までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のこと
をＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
ボルから有効シンボル長の範囲（例えば２０４８サンプ
ル）の信号を抜き出し、すなわち、１つのＯＦＤＭシン
ボルからガードインターバル分の範囲を除き、抜き出し
た２０４８サンプルのＯＦＤＭ時間領域信号に対してＦ
ＦＴ演算を行う。具体的にその演算開始位置は、ＯＦＤ
Ｍシンボルの境界から、ガードインターバルの終了位置
までの間のいずれかの位置となる。この演算範囲のこと
をＦＦＴウィンドウと呼ぶ。
【００３６】このようにＦＦＴ演算回路６から出力され
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された
信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ８
に供給される。
たＯＦＤＭ周波数領域信号は、ＯＦＤＭ時間領域信号と
同様に、実軸成分（Ｉチャンネル信号）と、虚軸成分
（Ｑチャネル信号）とからなる複素信号となっている。
この複素信号は、１６ＱＡＭ方式で直交振幅変調された
信号である。ＯＦＤＭ周波数領域信号は、イコライザ８
に供給される。
【００３７】ウィンドウ同期回路７は、入力されたＯＦ
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。Ｆ
ＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期
信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
ＤＭ時間領域信号を有効シンボル期間分遅延させて、ガ
ードインターバル部分とこのガードインターバルの複写
元となる信号との相関性を求め、この相関性が高い部分
に基づきＯＦＤＭシンボルの境界位置を算出し、その境
界位置を示すウィンドウ同期信号Ｗsyncを発生する。Ｆ
ＦＴウィンドウ同期回路７は、発生したウィンドウ同期
信号ＷsyncをＦＦＴ演算回路６に供給する。
【００３８】イコライザ８は、スキャッタードパイロッ
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化
がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路
９に供給される。
ト信号（ＳＰ信号）を用いて、ＯＦＤＭ周波数領域信号
の位相等化及び振幅等化を行う。位相等化及び振幅等化
がされたＯＦＤＭ周波数領域信号は、デマッピング回路
９に供給される。
【００３９】デマッピング回路９は、イコライザ８によ
り振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号
を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデー
タの復号をする。Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の
各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に
基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデー
タを出力する。デマッピング回路９により復号されたデ
ータは、エラー訂正回路１０に供給される。
り振幅等化及び位相等化されたＯＦＤＭ周波数領域信号
を、１６ＱＡＭ方式に従ってデマッピングを行ってデー
タの復号をする。Ｉチャネル信号及びＱチャネル信号の
各レベルに判定しきい値を設定し、その判定しきい値に
基づき、１つの信号点あたり４ビットで表現されるデー
タを出力する。デマッピング回路９により復号されたデ
ータは、エラー訂正回路１０に供給される。
【００４０】エラー訂正回路１０は、供給されたデータ
に対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号
を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデー
タは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
なお、このエラー訂正回路１０は、Ｓ／Ｎ算出回路１１
により算出された信頼度情報を用いた軟判定ビタビ復号
を行う。
に対して、例えば、ビタビ復号やリード−ソロモン符号
を用いたエラー訂正を行う。エラー訂正が行われたデー
タは、例えば後段のＭＰＥＧ復号回路等に供給される。
なお、このエラー訂正回路１０は、Ｓ／Ｎ算出回路１１
により算出された信頼度情報を用いた軟判定ビタビ復号
を行う。
【００４１】Ｓ／Ｎ比算出回路１１は、ＳＰ信号抽出回
路１２と、Ｓ／Ｎ比演算回路１３と、時間方向フィルタ
１４と、周波数補間フィルタ１５とを有している。
路１２と、Ｓ／Ｎ比演算回路１３と、時間方向フィルタ
１４と、周波数補間フィルタ１５とを有している。
【００４２】ＳＰ信号抽出回路１２は、ＦＦＴ演算回路
６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給され
る。ＳＰ信号抽出回路１２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号
からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭ
シンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は予
め規格により定められている。
６から出力されたＯＦＤＭ周波数領域信号が供給され
る。ＳＰ信号抽出回路１２は、ＯＦＤＭ周波数領域信号
からＳＰ信号のみを抽出する。ＳＰ信号は、各ＯＦＤＭ
シンボルに離散的に挿入されており、その挿入位置は予
め規格により定められている。
【００４３】例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、以下
の式に示すようなインデックス番号ｋのサブキャリアに
ＳＰ信号を挿入することが提案されている。
の式に示すようなインデックス番号ｋのサブキャリアに
ＳＰ信号を挿入することが提案されている。
【００４４】
【数１】
【００４５】ここで、ｋは、ＳＰ信号が挿入されるサブ
キャリアのインデックス番号を示す。ｌは、ＯＦＤＭシ
ンボルのシンボル番号を示す。Ｋｍｉｎは、ＯＦＤＭシ
ンボル内の有効サブキャリアの最小のインデックス番号
を示し、Ｋｍａｘは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキ
ャリアの最大のインデックス番号を示す。また、ｐは、
０以上の整数を示す。なお、インデックス番号ｋは、Ｋ
ｍｉｎ〜Ｋｍａｘの範囲の値をとるものとする。
キャリアのインデックス番号を示す。ｌは、ＯＦＤＭシ
ンボルのシンボル番号を示す。Ｋｍｉｎは、ＯＦＤＭシ
ンボル内の有効サブキャリアの最小のインデックス番号
を示し、Ｋｍａｘは、ＯＦＤＭシンボル内の有効サブキ
ャリアの最大のインデックス番号を示す。また、ｐは、
０以上の整数を示す。なお、インデックス番号ｋは、Ｋ
ｍｉｎ〜Ｋｍａｘの範囲の値をとるものとする。
【００４６】すなわち、この式は、１２本のサブキャリ
アに１本の割合でＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭ
シンボル毎に、ＳＰ信号の挿入位置が、３サブキャリア
ずつシフトすることを意味している。
アに１本の割合でＳＰ信号が挿入され、さらにＯＦＤＭ
シンボル毎に、ＳＰ信号の挿入位置が、３サブキャリア
ずつシフトすることを意味している。
【００４７】ＳＰ信号抽出回路１２は、シンボル毎に異
なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていること
から、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番
号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番
号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格
に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回
路１２は、抽出したＳＰ信号をＳ／Ｎ比演算回路１３に
供給する。また、ＳＰ信号は、Ｍ系列のランダム符号化
がされ、その位相が０°又は１８０°とされている。Ｓ
Ｐ信号抽出回路１２は、Ｍ系列のランダム符号をＳＰ信
号に加算することによって、本来の信号成分を抽出す
る。
なるサブキャリア位置にＳＰ信号が挿入されていること
から、供給されたＯＦＤＭ周波数領域信号のシンボル番
号を参照し、そのシンボル番号からどのインデックス番
号のサブキャリアにＳＰ信号が挿入されているかを規格
に基づき算出し、ＳＰ信号を抽出する。ＳＰ信号抽出回
路１２は、抽出したＳＰ信号をＳ／Ｎ比演算回路１３に
供給する。また、ＳＰ信号は、Ｍ系列のランダム符号化
がされ、その位相が０°又は１８０°とされている。Ｓ
Ｐ信号抽出回路１２は、Ｍ系列のランダム符号をＳＰ信
号に加算することによって、本来の信号成分を抽出す
る。
【００４８】Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、抽出したＳＰ信
号のＳ／Ｎ比を算出する。ＳＰ信号の理想的な信号点
は、予め規格上定められており、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規
格（２ｋモード）の１６ＱＡＭ変調であれば、位相が０
°或いは１８０°であり、振幅が有効信号の平均電力
（α＝１）に対して４／３倍とされている。
号のＳ／Ｎ比を算出する。ＳＰ信号の理想的な信号点
は、予め規格上定められており、例えば、ＤＶＢ−Ｔ規
格（２ｋモード）の１６ＱＡＭ変調であれば、位相が０
°或いは１８０°であり、振幅が有効信号の平均電力
（α＝１）に対して４／３倍とされている。
【００４９】Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、図２に示すよう
に、理想的なＳＰ信号を示すベクトルをＳとし、実際に
受信したＳＰ信号を示すベクトルをＳ′とし、この実際
の受信したＳＰ信号のノイズ成分をＮとすると、以下の
式に示すような演算を行い、Ｓ／Ｎ比を求める。
に、理想的なＳＰ信号を示すベクトルをＳとし、実際に
受信したＳＰ信号を示すベクトルをＳ′とし、この実際
の受信したＳＰ信号のノイズ成分をＮとすると、以下の
式に示すような演算を行い、Ｓ／Ｎ比を求める。
【００５０】
【数２】
【００５１】ここで、さらに、理想的なＳＰ信号のレベ
ルを１とすれば、Ｓ／Ｎ比は、以下のように算出され
る。
ルを１とすれば、Ｓ／Ｎ比は、以下のように算出され
る。
【００５２】
【数３】
【００５３】Ｓ／Ｎ比演算回路１３は、ＳＰ信号に対し
て以上のような演算を行うことにより、Ｓ／Ｎ比を演算
する。このようにＳ／Ｎ比演算回路１３により求められ
た、実際に受信したＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分は、時間方
向フィルタ１４に供給される。
て以上のような演算を行うことにより、Ｓ／Ｎ比を演算
する。このようにＳ／Ｎ比演算回路１３により求められ
た、実際に受信したＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分は、時間方
向フィルタ１４に供給される。
【００５４】時間方向フィルタ１４は、例えばＩＩＲ
（Infinite Impulse Response）フィルタから構成さ
れ、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分を時間軸方向にフィルタリ
ングし、求められたＳ／Ｎ比成分に含まれている時間方
向のノイズを除去する。時間方向フィルタ１４によりフ
ィルタリングされたＳ／Ｎ成分は、１ＯＦＤＭシンボル
単位で、周波数補間フィルタ１５に供給される。
（Infinite Impulse Response）フィルタから構成さ
れ、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比成分を時間軸方向にフィルタリ
ングし、求められたＳ／Ｎ比成分に含まれている時間方
向のノイズを除去する。時間方向フィルタ１４によりフ
ィルタリングされたＳ／Ｎ成分は、１ＯＦＤＭシンボル
単位で、周波数補間フィルタ１５に供給される。
【００５５】周波数補間フィルタ１５は、例えばＦＩＲ
（Finite Impulse Response）フィルタから構成され、
ＳＮ比成分をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシン
ボルのすべてのサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推
定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、３本のサ
ブキャリアに対して１本の割合でＳＰ信号が供給され
る。従って、周波数補間フィルタ１５は、３倍補間フィ
ルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入されていない周波数の
特性を補間して求め、例えば２０４８本のうちの情報が
変調されている１７０５本の全てのサブキャリアにおけ
るＳ／Ｎ比を求める。この周波数補間フィルタ１５によ
り求められた全サブキャリアに対するＳ／Ｎ比は、信頼
度情報としてエラー訂正回路１０に供給される。
（Finite Impulse Response）フィルタから構成され、
ＳＮ比成分をサブキャリア方向に補間し、ＯＦＤＭシン
ボルのすべてのサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推
定する。例えば、ＤＶＢ−Ｔ規格においては、３本のサ
ブキャリアに対して１本の割合でＳＰ信号が供給され
る。従って、周波数補間フィルタ１５は、３倍補間フィ
ルタ等を用いて、ＳＰ信号が挿入されていない周波数の
特性を補間して求め、例えば２０４８本のうちの情報が
変調されている１７０５本の全てのサブキャリアにおけ
るＳ／Ｎ比を求める。この周波数補間フィルタ１５によ
り求められた全サブキャリアに対するＳ／Ｎ比は、信頼
度情報としてエラー訂正回路１０に供給される。
【００５６】以上のように本発明の実施の形態のＯＦＤ
Ｍ受信装置１では、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出し、この
ＳＰ信号のＳ／Ｎ比に基づき各サブキャリアに対するＳ
／Ｎ比を推定して求めている。ＳＰ信号のＳ／Ｎ比は、
実際のＳＰ信号の受信点がどのような位置にあっても算
出することができ、そのため、例えば、ノイズの分布範
囲が大きい場合であっても確実に正確なＳ／Ｎ比を算出
することができる。
Ｍ受信装置１では、ＳＰ信号のＳ／Ｎ比を算出し、この
ＳＰ信号のＳ／Ｎ比に基づき各サブキャリアに対するＳ
／Ｎ比を推定して求めている。ＳＰ信号のＳ／Ｎ比は、
実際のＳＰ信号の受信点がどのような位置にあっても算
出することができ、そのため、例えば、ノイズの分布範
囲が大きい場合であっても確実に正確なＳ／Ｎ比を算出
することができる。
【００５７】なお、以上、本発明を適用した実施の形態
を説明するにあたり、変調方式として１６ＱＡＭ方式を
用いたＯＦＤＭ受信装置を例にとって説明したが、変調
方式はこのような１６ＱＡＭに限らず、ＱＰＳＫ、６４
ＱＡＭ、１２８ＱＡＭといった他の変調方式であっても
よい。
を説明するにあたり、変調方式として１６ＱＡＭ方式を
用いたＯＦＤＭ受信装置を例にとって説明したが、変調
方式はこのような１６ＱＡＭに限らず、ＱＰＳＫ、６４
ＱＡＭ、１２８ＱＡＭといった他の変調方式であっても
よい。
【００５８】また、このＯＦＤＭ受信装置１では、ＳＰ
信号のＳ／Ｎ比を算出することによって各サブキャリア
に対するＳ／Ｎ比を算出しているが、このＳＰ信号とと
もに、キャリア周波数の同期をとるためのコンティニュ
アルパイロット信号ＣＰを用いてもよい。
信号のＳ／Ｎ比を算出することによって各サブキャリア
に対するＳ／Ｎ比を算出しているが、このＳＰ信号とと
もに、キャリア周波数の同期をとるためのコンティニュ
アルパイロット信号ＣＰを用いてもよい。
【００５９】また、このＯＦＤＭ受信装置１は、算出し
たＳ／Ｎ比を信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供
給するのみならず、外部出力してもよい。例えば、この
ＯＦＤＭ受信装置１の受信感度を示す外部モニタや、ア
ンテナの受信感度を示すモニタ等に出力し、Ｓ／Ｎ比を
表示するようにしてもよい。
たＳ／Ｎ比を信頼度情報としてエラー訂正回路１０に供
給するのみならず、外部出力してもよい。例えば、この
ＯＦＤＭ受信装置１の受信感度を示す外部モニタや、ア
ンテナの受信感度を示すモニタ等に出力し、Ｓ／Ｎ比を
表示するようにしてもよい。
【００６０】また、このＯＦＤＭ受信装置１のイコライ
ザ８は、ＳＰ信号を抽出して、このＳＰ信号の位相変動
量及び振幅変動量に基づき伝送路の伝達特性を推定し、
この推定した伝達特性に基づき各サブキャリアに対する
波形等化を行っている。このイコライザ８は、ＳＰ信号
を抽出する抽出回路と、ＳＰ信号を時間方向にフィルタ
リングしてノイズを除去するＩＩＲフィルタと、ＳＰ信
号を周波数方向にフィルタリングして各サブキャリアに
対する伝達特性の補間をするＦＩＲフィルタと、ＦＦＴ
演算をして得られたＯＦＤＭの周波数領域の信号に対し
て各サブキャリアに対する伝達特性を複素除算する複素
除算回路とから構成されるのが一般的である。そのた
め、Ｓ／Ｎ比算出回路１１のＳＰ信号抽出回路、時間方
向フィルタ、周波数方向フィルタをそれぞれイコライザ
が備える回路と共用化して用いてもよい。
ザ８は、ＳＰ信号を抽出して、このＳＰ信号の位相変動
量及び振幅変動量に基づき伝送路の伝達特性を推定し、
この推定した伝達特性に基づき各サブキャリアに対する
波形等化を行っている。このイコライザ８は、ＳＰ信号
を抽出する抽出回路と、ＳＰ信号を時間方向にフィルタ
リングしてノイズを除去するＩＩＲフィルタと、ＳＰ信
号を周波数方向にフィルタリングして各サブキャリアに
対する伝達特性の補間をするＦＩＲフィルタと、ＦＦＴ
演算をして得られたＯＦＤＭの周波数領域の信号に対し
て各サブキャリアに対する伝達特性を複素除算する複素
除算回路とから構成されるのが一般的である。そのた
め、Ｓ／Ｎ比算出回路１１のＳＰ信号抽出回路、時間方
向フィルタ、周波数方向フィルタをそれぞれイコライザ
が備える回路と共用化して用いてもよい。
【００６１】
【発明の効果】本発明にかかる復調装置及び復調方法で
は、抽出したパイロット信号に基づき、各サブキャリア
位置におけるＳ／Ｎ比を算出する。
は、抽出したパイロット信号に基づき、各サブキャリア
位置におけるＳ／Ｎ比を算出する。
【００６２】このことにより、本発明では、各サブキャ
リア毎に確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができ
る。さらに、後段に軟判定復号手段が設けられた場合
に、この軟判定復号手段に正確な信頼度情報を出力する
ことができる。
リア毎に確実に正確なＳ／Ｎ比を算出することができ
る。さらに、後段に軟判定復号手段が設けられた場合
に、この軟判定復号手段に正確な信頼度情報を出力する
ことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したＯＦＤＭ受信装置のブロック
構成図である。
構成図である。
【図２】受信したスキャッタードパイロット信号のＳ／
Ｎ比について説明する図である。
Ｎ比について説明する図である。
【図３】従来のＯＦＤＭ受信装置のブロック構成図であ
る。
る。
【図４】１６ＱＡＭの変調信号をデマッピングして復号
する処理について説明する図である。
する処理について説明する図である。
【図５】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のデマッピング回
路によるＳ／Ｎ比の算出処理について説明する図であ
る。
路によるＳ／Ｎ比の算出処理について説明する図であ
る。
【図６】上記従来のＯＦＤＭ受信装置のデマッピング回
路により正確にＳ／Ｎ比が算出できない場合について説
明する図である。
路により正確にＳ／Ｎ比が算出できない場合について説
明する図である。
１ ＯＦＤＭ受信装置、２ アンテナ、３ チューナ、
４ Ａ／Ｄ変換回路、５ デジタル直交復調回路、６
ＦＦＴ演算回路、７ ウィンドウ制御回路、８イコライ
ザ、９ デマッピング回路、１０ エラー訂正回路、１
１ Ｓ／Ｎ比算出回路
４ Ａ／Ｄ変換回路、５ デジタル直交復調回路、６
ＦＦＴ演算回路、７ ウィンドウ制御回路、８イコライ
ザ、９ デマッピング回路、１０ エラー訂正回路、１
１ Ｓ／Ｎ比算出回路
Claims (8)
- 【請求項１】 複数のサブキャリアに対して有効信号が
分割されて直交変調されることにより生成された伝送シ
ンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の
位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的
に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調装置において、 上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変
換して周波数領域信号を生成するフーリエ変換手段と、 上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出する
パイロット信号抽出手段と、 上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出するノ
イズ検出手段と、 上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入され
たサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算出するＳ／Ｎ
比算出手段とを備える復調装置。 - 【請求項２】 上記Ｓ／Ｎ比算出手段は、パイロット信
号が挿入されたサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比か
ら、有効信号が含まれる全サブキャリア位置におけるＳ
／Ｎ比を推定することを特徴とする請求項１記載の復調
装置。 - 【請求項３】 上記フーリエ変換手段から出力された周
波数領域信号から送信データを復号する復号手段と、 上記Ｓ／Ｎ比算出手段により推定されたＳ／Ｎ比を信頼
度情報として用いて、上記復号手段により復号された上
記送信データの軟判定復号を行う軟判定復号手段とを備
えることを特徴とする請求項２記載の復調装置。 - 【請求項４】 上記Ｓ／Ｎ比算出手段は、算出したＳ／
Ｎ比を時間方向にフィルタリングすることを特徴とする
請求項１記載の復調装置。 - 【請求項５】 複数のサブキャリアに対して有効信号が
分割されて直交変調されることにより生成された伝送シ
ンボルを伝送単位とし、特定の電力であって且つ特定の
位相とされたパイロット信号が各伝送シンボルに離散的
に挿入された直交周波数分割（ＯＦＤＭ）信号を復調す
る復調方法において、 上記ＯＦＤＭ信号を上記伝送シンボル単位でフーリエ変
換して周波数領域信号を生成し、 上記周波数領域信号から上記パイロット信号を抽出し、 上記抽出したパイロット信号のノイズ成分を抽出し、 上記ノイズ成分に基づき上記パイロット信号が挿入され
たサブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を算出することを
特徴とする復調方法。 - 【請求項６】 パイロット信号が挿入されたサブキャリ
ア位置におけるＳ／Ｎ比から、有効信号が含まれる全サ
ブキャリア位置におけるＳ／Ｎ比を推定することを特徴
とする請求項５記載の復調方法。 - 【請求項７】 上記周波数領域信号から送信データを復
号し、 推定された有効信号が含まれる全サブキャリア位置にお
けるＳ／Ｎ比を信頼度情報として用いて、復号された上
記送信データの軟判定復号を行うことを特徴とする請求
項６記載の復調方法。 - 【請求項８】 算出したＳ／Ｎ比を時間方向にフィルタ
リングすることを特徴とする請求項５記載の復調方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000210329A JP4362955B2 (ja) | 2000-07-11 | 2000-07-11 | 復調装置及び復調方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000210329A JP4362955B2 (ja) | 2000-07-11 | 2000-07-11 | 復調装置及び復調方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002026860A true JP2002026860A (ja) | 2002-01-25 |
| JP4362955B2 JP4362955B2 (ja) | 2009-11-11 |
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ID=18706612
Family Applications (1)
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| WO2004107622A1 (ja) * | 2003-05-30 | 2004-12-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Ｏｆｄｍ信号受信装置及びｏｆｄｍ信号受信方法 |
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