JP2002095264A - Ｐｗｍインバータ - Google Patents
ＰｗｍインバータInfo
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- JP2002095264A JP2002095264A JP2000281125A JP2000281125A JP2002095264A JP 2002095264 A JP2002095264 A JP 2002095264A JP 2000281125 A JP2000281125 A JP 2000281125A JP 2000281125 A JP2000281125 A JP 2000281125A JP 2002095264 A JP2002095264 A JP 2002095264A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 電圧形ＰＷＭインバータで電動機を駆動する
電流を三角波信号の頂点でサンプリングして電流検出す
るのでは、配線のインダクタンスと浮遊容量でＬＣ共振
現象が発生し、電流検出が難しくなる。 【解決手段】 インバータ２出力端と電動機３との間の
配線にＬfとＲfのＬ−Ｒ並列回路１３を挿入し、高周波
成分をＲf側に流すことで配線のインダクタンスＬ0と浮
遊容量Ｃ0で構成される直列共振回路の減衰率を大きく
する。これによりインバータ出力電流に含まれるＬＣ共
振によるサージ電流の割合を小さくすることで、基本波
電流成分を良好に抽出できるようにする。
電流を三角波信号の頂点でサンプリングして電流検出す
るのでは、配線のインダクタンスと浮遊容量でＬＣ共振
現象が発生し、電流検出が難しくなる。 【解決手段】 インバータ２出力端と電動機３との間の
配線にＬfとＲfのＬ−Ｒ並列回路１３を挿入し、高周波
成分をＲf側に流すことで配線のインダクタンスＬ0と浮
遊容量Ｃ0で構成される直列共振回路の減衰率を大きく
する。これによりインバータ出力電流に含まれるＬＣ共
振によるサージ電流の割合を小さくすることで、基本波
電流成分を良好に抽出できるようにする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、運転周波数範囲の
広い電動機駆動用の電圧形ＰＷＭインバータの出力電流
の検出によって過負荷保護等を行うＰＷＭインバータに
係り、特に負荷電流を検出するためのインバータと電動
機の配線回路に関する。
広い電動機駆動用の電圧形ＰＷＭインバータの出力電流
の検出によって過負荷保護等を行うＰＷＭインバータに
係り、特に負荷電流を検出するためのインバータと電動
機の配線回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】電圧形ＰＷＭインバータで、誘導電動機
やダンパ巻線付き永久磁石電動機を運転する場合のシス
テム構成を図５に示す。同図の制御装置は、マイクロコ
ンピュータやロジックＩＣを用いたディジタル回路で構
成され、電圧と周波数の制御には三角波と正弦波の比較
方式とする場合である。
やダンパ巻線付き永久磁石電動機を運転する場合のシス
テム構成を図５に示す。同図の制御装置は、マイクロコ
ンピュータやロジックＩＣを用いたディジタル回路で構
成され、電圧と周波数の制御には三角波と正弦波の比較
方式とする場合である。
【０００３】同図において、順変換回路１には直流電力
を得、電圧形にされる逆変換回路（インバータ）２によ
って周波数及び電圧の比（Ｖ／ｆ）を一定にした交流出
力を得、電動機３を駆動する。
を得、電圧形にされる逆変換回路（インバータ）２によ
って周波数及び電圧の比（Ｖ／ｆ）を一定にした交流出
力を得、電動機３を駆動する。
【０００４】制御装置は、周波数設定信号からＶ／ｆ設
定回路４により一定比にした電圧設定値を得、位相積分
回路５により位相設定値を得、三相正弦波発生部６では
位相設定値に応じた周波数で一定振幅の三相正弦波を発
生し、乗算器７1〜７3では三相正弦波にそれぞれ電圧設
定値を乗じることによりその振幅を調節し、コンパレー
タ回路８により三角波発生回路９からの三角波（キャリ
ア信号）との大小を比較し、コンパレータ回路８にはＰ
ＷＭ波形のゲート信号を得、これらゲート信号はデット
タイム作成回路１０により互いに同時ＯＮを無くしたＰ
ＷＭ波形を得、逆変換回路２の各スイッチング素子ＴＵ
〜ＴＺのゲートドライブ信号を得る。
定回路４により一定比にした電圧設定値を得、位相積分
回路５により位相設定値を得、三相正弦波発生部６では
位相設定値に応じた周波数で一定振幅の三相正弦波を発
生し、乗算器７1〜７3では三相正弦波にそれぞれ電圧設
定値を乗じることによりその振幅を調節し、コンパレー
タ回路８により三角波発生回路９からの三角波（キャリ
ア信号）との大小を比較し、コンパレータ回路８にはＰ
ＷＭ波形のゲート信号を得、これらゲート信号はデット
タイム作成回路１０により互いに同時ＯＮを無くしたＰ
ＷＭ波形を得、逆変換回路２の各スイッチング素子ＴＵ
〜ＴＺのゲートドライブ信号を得る。
【０００５】このようなＶ／ｆ一定制御方式で単純に運
転する場合でも、ＰＷＭインバータや電動機の過負荷保
護等の目的で出力電流を検出することが一般的である。
運転周波数範囲の広い電動機駆動用のＰＷＭインバータ
では、直流分の検出も可能なホール素子を用いた電流検
出器をインバータ出力端に設け、出力電流の基本波成分
を比較的低速なＡ／Ｄ変換器で取り込むことができるよ
うにサンプルアンドホールド回路１１1〜１１3を用意
し、三角波発生回路９からの三角波の頂点（山ｏｒ谷）
のタイミングをサンプリングタイミングとして各相の出
力電流をサンプリングし、各サンプリング値はＡ／Ｄ変
換器１２により次の三角波頂点が来る前までにＡ／Ｄ変
換を実行する。
転する場合でも、ＰＷＭインバータや電動機の過負荷保
護等の目的で出力電流を検出することが一般的である。
運転周波数範囲の広い電動機駆動用のＰＷＭインバータ
では、直流分の検出も可能なホール素子を用いた電流検
出器をインバータ出力端に設け、出力電流の基本波成分
を比較的低速なＡ／Ｄ変換器で取り込むことができるよ
うにサンプルアンドホールド回路１１1〜１１3を用意
し、三角波発生回路９からの三角波の頂点（山ｏｒ谷）
のタイミングをサンプリングタイミングとして各相の出
力電流をサンプリングし、各サンプリング値はＡ／Ｄ変
換器１２により次の三角波頂点が来る前までにＡ／Ｄ変
換を実行する。
【０００６】この電流検出方法は、Ｔｕ，Ｔｖ，Ｔｗの
上側３素子が全ＯＮ状態か、Ｔｘ，Ｔｙ、Ｔｚの下側３
素子が全ＯＮ状態となる、出力電圧が零の状態の電流値
を取り込もうとするもので、出力電流経路にインバータ
直流電圧源が入らないため、スイッチングに伴う電流の
脈動成分が小さく、基本波成分を良好に抽出することが
可能である。図６にインバータ出力電流波形と線間電圧
波形および三角波と相電流との関係を示す。
上側３素子が全ＯＮ状態か、Ｔｘ，Ｔｙ、Ｔｚの下側３
素子が全ＯＮ状態となる、出力電圧が零の状態の電流値
を取り込もうとするもので、出力電流経路にインバータ
直流電圧源が入らないため、スイッチングに伴う電流の
脈動成分が小さく、基本波成分を良好に抽出することが
可能である。図６にインバータ出力電流波形と線間電圧
波形および三角波と相電流との関係を示す。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図６の波形は、インバ
ータ出力端と電動機３との間に配線がないか、もしくは
極端に短い配線での波形を示すものであるが、実際には
インバータ出力端と電動機を接続する配線にはインダク
タンス（Ｌ0）と浮遊容量（Ｃ0）が存在し、インバータ
素子のスイッチングによる電圧変化でＬＣ共振現象が発
生し、図７にシミュレーション波形を示すように、電動
機端子間に高いサージ電圧を印加させたり、インバータ
出力電流にサージ電流が重畳してしまい、三角波の頂点
タイミンゲで電流をサンプリングしているにもかかわら
ず、基本波成分の抽出を困難にする場合がある。
ータ出力端と電動機３との間に配線がないか、もしくは
極端に短い配線での波形を示すものであるが、実際には
インバータ出力端と電動機を接続する配線にはインダク
タンス（Ｌ0）と浮遊容量（Ｃ0）が存在し、インバータ
素子のスイッチングによる電圧変化でＬＣ共振現象が発
生し、図７にシミュレーション波形を示すように、電動
機端子間に高いサージ電圧を印加させたり、インバータ
出力電流にサージ電流が重畳してしまい、三角波の頂点
タイミンゲで電流をサンプリングしているにもかかわら
ず、基本波成分の抽出を困難にする場合がある。
【０００８】サージ電圧やサージ電流の大きさは、イン
バータ素子のスイッチング速度や配線条件などによって
異なるが、配線が長い（Ｌ0，Ｃ0とも大）ほど大きくな
る。図７は４００Ｖ系インバータを想定した波形であ
り、三角波キャリア周波数：６ｋＨｚ、線路インダクタ
ンスＬ0：２１.６μＨ、線路浮遊容量Ｃ0：２０ｎＦ、
線路直流抵抗Ｒ0：１３０ｍΩとする場合である。
バータ素子のスイッチング速度や配線条件などによって
異なるが、配線が長い（Ｌ0，Ｃ0とも大）ほど大きくな
る。図７は４００Ｖ系インバータを想定した波形であ
り、三角波キャリア周波数：６ｋＨｚ、線路インダクタ
ンスＬ0：２１.６μＨ、線路浮遊容量Ｃ0：２０ｎＦ、
線路直流抵抗Ｒ0：１３０ｍΩとする場合である。
【０００９】本発明の目的は、キャリア信号になる三角
波の頂点で電流サンプリングを行うのに、配線インダク
タンスと浮遊容量の影響を少なくして出力電流の基本波
成分を抽出できるようにしたＰＷＭインバータを提供す
ることにある。
波の頂点で電流サンプリングを行うのに、配線インダク
タンスと浮遊容量の影響を少なくして出力電流の基本波
成分を抽出できるようにしたＰＷＭインバータを提供す
ることにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は、インバータ出
力端と電動機との間の配線にＬfとＲfのＬ−Ｒ並列回路
を挿入し、高周波成分をＲf側に流すことで配線のイン
ダクタンスＬ0と浮遊容量Ｃ0で構成される直列共振回路
の減衰率を大きくし、これによりインバータ出力電流に
含まれるＬＣ共振によるサージ電流の割合を小さくする
ことで、基本波電流成分を良好に抽出できるようにした
もので、以下の構成を特徴とする。
力端と電動機との間の配線にＬfとＲfのＬ−Ｒ並列回路
を挿入し、高周波成分をＲf側に流すことで配線のイン
ダクタンスＬ0と浮遊容量Ｃ0で構成される直列共振回路
の減衰率を大きくし、これによりインバータ出力電流に
含まれるＬＣ共振によるサージ電流の割合を小さくする
ことで、基本波電流成分を良好に抽出できるようにした
もので、以下の構成を特徴とする。
【００１１】ＰＷＭ波形でゲート制御される電圧形イン
バータから配線を通して電動機に電流を供給し、前記配
線に設けた電流検出器の検出電流からＰＷＭ波形のキャ
リア信号になる三角波の頂点でサンプリングして出力電
流を検出するＰＷＭインバータであって、前記配線の各
相にインダクタンスＬfと抵抗ＲfのＬ−Ｒ並列回路をそ
れぞれ挿入し、前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタンスＬ
fと抵抗Ｒfは、前記配線のインダクタンスＬ0と浮遊容
量Ｃ0で構成される直列共振回路の減衰率を大きくする
定数にした構成を特徴とする。
バータから配線を通して電動機に電流を供給し、前記配
線に設けた電流検出器の検出電流からＰＷＭ波形のキャ
リア信号になる三角波の頂点でサンプリングして出力電
流を検出するＰＷＭインバータであって、前記配線の各
相にインダクタンスＬfと抵抗ＲfのＬ−Ｒ並列回路をそ
れぞれ挿入し、前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタンスＬ
fと抵抗Ｒfは、前記配線のインダクタンスＬ0と浮遊容
量Ｃ0で構成される直列共振回路の減衰率を大きくする
定数にした構成を特徴とする。
【００１２】また、前記Ｌ−Ｒ並列回路の定数は、Ｒf
＝Ｚ0＝√（Ｌ0／Ｃ0）、Ｌf≧２＊Ｌ0としたことを特
徴とする。
＝Ｚ0＝√（Ｌ0／Ｃ0）、Ｌf≧２＊Ｌ0としたことを特
徴とする。
【００１３】また、前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタン
スＬf側の電流を検出し、インバータの基本波電流成分
を抽出する構成を特徴とする。
スＬf側の電流を検出し、インバータの基本波電流成分
を抽出する構成を特徴とする。
【００１４】また、前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタン
スＬfの鉄心にホール素子を組込み、電流検出器と兼用
した構成を特徴とする。
スＬfの鉄心にホール素子を組込み、電流検出器と兼用
した構成を特徴とする。
【００１５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の実施形態を示す
システム構成図である。同図が図５と異なる部分は、逆
変換回路２の出力端と電動機３の配線接続回路の各相に
リアクトルＬ fと抵抗ＲfのＬ−Ｒ並列回路１３をそれぞ
れ直列に挿入した点にある。
システム構成図である。同図が図５と異なる部分は、逆
変換回路２の出力端と電動機３の配線接続回路の各相に
リアクトルＬ fと抵抗ＲfのＬ−Ｒ並列回路１３をそれぞ
れ直列に挿入した点にある。
【００１６】上記の構成において、電動機が接続されて
いない場合の配線路は、簡単なＬＣＲ直列回路で表現で
き、一般には抵抗分Ｒ0は、線路の特性インピーダンス
Ｚ0＝√（Ｌ0／Ｃ0）と比較して十分小さいため、イン
バータ素子のスイッチングによる電圧変化でＬＣＲ直列
回路は減衰率の小さな振動的応答を示す。
いない場合の配線路は、簡単なＬＣＲ直列回路で表現で
き、一般には抵抗分Ｒ0は、線路の特性インピーダンス
Ｚ0＝√（Ｌ0／Ｃ0）と比較して十分小さいため、イン
バータ素子のスイッチングによる電圧変化でＬＣＲ直列
回路は減衰率の小さな振動的応答を示す。
【００１７】そこで、本実施形態では、インバータ出力
部分にＬ−Ｒ並列回路を挿入し、周波数の高い成分をＲ
f側に流すことでＬ0，Ｃ0と構成される直列共振回路の
減衰率を大きくし、インバータ出力電流に含まれるＬＣ
共振によるサージ電流の割合を小さくするものである。
部分にＬ−Ｒ並列回路を挿入し、周波数の高い成分をＲ
f側に流すことでＬ0，Ｃ0と構成される直列共振回路の
減衰率を大きくし、インバータ出力電流に含まれるＬＣ
共振によるサージ電流の割合を小さくするものである。
【００１８】定数設定は、Ｒf＝Ｚ0＝√（Ｌ0／Ｃ0）、
Ｌf≧２＊Ｌ0とし、完全に振動を抑制することはできな
いが、Ｒfでの損失をＰrf＝Ｃ0＊（Ｖdc／ｓｑｒｔ
（３）） 2＊２＊ｆc（ただし、Ｖdc：インバータ直流電
圧［Ｖ］、ｆc＝キャリア周波数［Ｈｚ］）程度に抑え
ることができる経済的な設定とする。
Ｌf≧２＊Ｌ0とし、完全に振動を抑制することはできな
いが、Ｒfでの損失をＰrf＝Ｃ0＊（Ｖdc／ｓｑｒｔ
（３）） 2＊２＊ｆc（ただし、Ｖdc：インバータ直流電
圧［Ｖ］、ｆc＝キャリア周波数［Ｈｚ］）程度に抑え
ることができる経済的な設定とする。
【００１９】図２は、本実施形態を４００Ｖ系インバー
タに適用した場合のシミュレーション波形を示し、図７
に比べてサージ電流を大幅に低減でき、出力電流の検出
が容易になる。
タに適用した場合のシミュレーション波形を示し、図７
に比べてサージ電流を大幅に低減でき、出力電流の検出
が容易になる。
【００２０】図３は、本発明の他の実施形態を示し、同
図が図１と異なる部分は各相電流検出器をＬ−Ｒ並列回
路１３のインダクタンスＬfを通した電流のみを検出す
る酔う回路接続した点にある。
図が図１と異なる部分は各相電流検出器をＬ−Ｒ並列回
路１３のインダクタンスＬfを通した電流のみを検出す
る酔う回路接続した点にある。
【００２１】本実施形態によれば、Ｌf側に流れる電流
のみを検出し、サージ電流成分を検出しにくい構成とし
ており、電流検出を一層容易にする。図４に４００Ｖ系
インバータに適用した場合のＬf、Ｒfおよびインバータ
の出力電流波形を示し、Ｒfに流れるサージ電流成分を
取り除いた電流検出が可能となる。
のみを検出し、サージ電流成分を検出しにくい構成とし
ており、電流検出を一層容易にする。図４に４００Ｖ系
インバータに適用した場合のＬf、Ｒfおよびインバータ
の出力電流波形を示し、Ｒfに流れるサージ電流成分を
取り除いた電流検出が可能となる。
【００２２】なお、図３に示す実施形態において、Ｌf
の鉄心にホール素子を組込み、電流検出器と兼用する構
成とすることができる。
の鉄心にホール素子を組込み、電流検出器と兼用する構
成とすることができる。
【００２３】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、以下の
効果がある。
効果がある。
【００２４】１）インバータ出力部分にＬ−Ｒ並列回路
を挿入し、高周波成分をＲf側に流すことで配線のイン
ダクタンスＬ0と浮遊容量Ｃ0で構成される直列共振回路
の減衰率を大きくし、これによりインバータ出力電流に
含まれるＬＣ共振によるサージ電流の割合を小さくする
ことで、キャリア信号になる三角波の頂点で電流サンプ
リングを行う電圧形ＰＷＭインバータで基本波電流成分
を良好に抽出することができる。
を挿入し、高周波成分をＲf側に流すことで配線のイン
ダクタンスＬ0と浮遊容量Ｃ0で構成される直列共振回路
の減衰率を大きくし、これによりインバータ出力電流に
含まれるＬＣ共振によるサージ電流の割合を小さくする
ことで、キャリア信号になる三角波の頂点で電流サンプ
リングを行う電圧形ＰＷＭインバータで基本波電流成分
を良好に抽出することができる。
【００２５】２）同時に、モータ端子間のサージ電圧を
抑制することができる。
抑制することができる。
【００２６】３）Ｌ−Ｒ回路のＬfの鉄心にホール素子
を組込み、電流検出器と兼用すれば、インバータ装置の
コストダウンが可能となる。
を組込み、電流検出器と兼用すれば、インバータ装置の
コストダウンが可能となる。
【図１】本発明の実施形態を示すシステム構成図。
【図２】実施形態における各部波形図。
【図３】本発明の他の実施形態を示すシステム構成図。
【図４】他の実施形態における各部波形図。
【図５】従来のＰＷＭインバータのシステム構成図。
【図６】インバータの出力端と電動機間の配線がない場
合の各部波形図。
合の各部波形図。
【図７】インバータの出力端と電動機間の配線がある場
合の各部波形図。
合の各部波形図。
２…逆変換回路 ３…電動機 ９…三角波発生回路 １１1〜１１3…サンプルアンドホールド回路 １２…Ａ／Ｄ変換器 １３…Ｌ−Ｒ並列回路
フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA04 BB06 CA01 CB05 CC12 DA05 DB01 DC02 EA02 FA01 FA03 5H576 BB05 CC05 DD02 DD04 DD07 EE04 EE15 GG04 HA02 HB02 JJ03 JJ08 JJ16 JJ22 JJ29 LL22 MM04
Claims (4)
- 【請求項１】 ＰＷＭ波形でゲート制御される電圧形イ
ンバータから配線を通して電動機に電流を供給し、前記
配線に設けた電流検出器の検出電流からＰＷＭ波形のキ
ャリア信号になる三角波の頂点でサンプリングして出力
電流を検出するＰＷＭインバータであって、 前記配線の各相にインダクタンスＬfと抵抗ＲfのＬ−Ｒ
並列回路をそれぞれ挿入し、 前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタンスＬfと抵抗Ｒfは、
前記配線のインダクタンスＬ0と浮遊容量Ｃ0で構成され
る直列共振回路の減衰率を大きくする定数にした構成を
特徴とするＰＷＭインバータ。 - 【請求項２】 前記Ｌ−Ｒ並列回路の定数は、Ｒf＝Ｚ0
＝√（Ｌ0／Ｃ0）、Ｌ f≧２＊Ｌ0としたことを特徴とす
る請求項１に記載のＰＷＭインバータ。 - 【請求項３】 前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタンスＬ
f側の電流を検出し、インバータの基本波電流成分を抽
出する構成を特徴とする請求項１または２に記載のＰＷ
Ｍインバータ。 - 【請求項４】 前記Ｌ−Ｒ並列回路のインダクタンスＬ
fの鉄心にホール素子を組込み、電流検出器と兼用した
構成を特徴とする請求項３に記載のＰＷＭインバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000281125A JP2002095264A (ja) | 2000-09-18 | 2000-09-18 | Ｐｗｍインバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000281125A JP2002095264A (ja) | 2000-09-18 | 2000-09-18 | Ｐｗｍインバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002095264A true JP2002095264A (ja) | 2002-03-29 |
Family
ID=18765830
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000281125A Pending JP2002095264A (ja) | 2000-09-18 | 2000-09-18 | Ｐｗｍインバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002095264A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005020419A1 (ja) * | 2003-08-25 | 2005-03-03 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 電力変換器の制御装置 |
| JP2006020430A (ja) * | 2004-07-02 | 2006-01-19 | Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd | 電力変換装置、モータ、モータ駆動システム、及びモータ駆動システムのメンテナンス方法 |
| JP2006230169A (ja) * | 2005-02-21 | 2006-08-31 | Toshiba Corp | 同期機の制御装置 |
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-
2000
- 2000-09-18 JP JP2000281125A patent/JP2002095264A/ja active Pending
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