JP2001506072A

JP2001506072A - ディジタル的に変調された信号の双方向復調方法および装置

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Publication number: JP2001506072A
Application number: JP52585998A
Authority: JP
Inventors: ボトムリイ，グレゴリイ，イー．; デント，ポール，ダブリュ．; コイルピライ，ラビンダー，ディ．; チェンナケシュ，サンディープ
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 1996-12-05
Filing date: 1997-12-03
Publication date: 2001-05-08
Also published as: EP1013037B1; DE69735602T2; CN1245606A; WO1998025383A1; TW384587B; AU5518498A; CN100403745C; DE69735602D1; US5909465A; EP1013037A1; CA2274101A1

Abstract

(57)【要約】フェージング通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法および装置である。複数の予め定められたデータ符号（１１）、複数の未知のデータ符号（１２）、および複数の第２の予め定められたデータ符号（１３）が順番に受信される（２０１）。受信された複数のデータ符号は格納され（１０４，２０１）、格納されている複数の第１及び第２の予め定められたデータ符号から、第１及び第２のセットの基準符号がそれぞれ決定される（１０８）。基準信号の第１セットに基づいて、格納されている未知のデータ符号の予め選択された数で構成された第１ブロックが、第１の予め定められたデータ符号の近くで受信された未知の符号から開始されるように前向き復調される（１５４，２０３）。基準信号の第２セットに基づいて、格納されている未知のデータ符号の予め選択された数で構成された第２ブロックが、第２の予め定められたデータ符号の近くで受信された未知の符号から開始されるように前向き復調される。前向きおよび後ろ向き復調データ符号の復調品質を指示する性能指数（ＦＯＭ）値（５６，５７）が２つのブロックに対して決定され、互いに比較される（１５３，２０４）。前向きまたは後ろ向き復調データ符号のいずれかが、ＦＯＭ値の比較に基づいて復調データとして選択されて出力され、２つの新たなブロックが選択されて、全ての符号が復調されるまで処理が繰り返される。ＦＯＭは信号強度を含むパラメータに基づいている。

Description

【発明の詳細な説明】ディジタル的に変調された信号の双方向復調方法および装置発明の背景産業上の利用分野本発明はディジタル的に変調された信号の復調に係わり、更に詳細にはフェージング、歪みおよび符号間干渉の様な混信現象に曝される無線チャンネルを通して受信されたこの様な信号に関する。従来の技術移動体無線電話システムで使用される様なディジタル的に変調された無線信号の通信に於いて、移動体で受信される基地局からの信号の品質は無線信号を通信で使用する際の自然現象の干渉によって時間と共に影響される。無線受信に関するほとんどの問題に共通な要因は、受信機での希望する信号が熱雑音または干渉信号の何れに比較しても弱すぎるという点にある。干渉信号は希望する信号と同一チャンネル上で受信機により受信された全ての希望しない信号と特徴づけられる。建物の様な障害物が存在するような環境下で使用される移動体無線で共通な送信に係わる別の問題は、対数正規フェージングによるものである。この現象は移動局と基地局の送受信アンテナの間に位置する建物や丘の様な自然の障害物で生成される陰影効果の結果生じる。移動局は環境の中を動き回るので、受信された信号強度はその時点で送信及び受信アンテナの間に存在する障害物の型の関数として増減する。都市環境の中で運用されている移動体無線システムで信号強度に影響を与えるその他の現象はレイリーフェージングである。この型の信号劣化は、放送信号が送信アンテナから受信アンテナヘ２つ以上の経路を取るため、移動局が唯１つではなく複数の信号を受信する時に生じる。これらの多重信号の１つは送信アンテナから直接やって来るであろうが、その他のいくつかのものは受信アンテナに到達する前に最初に建物及びその他の障害物で反射されるので、互いに位相が僅かに遅延している。互いに位相がシフトされている同一信号を複数受信すると、結果として信号のベクトル和となり受信アンテナで実際に受信されるのは合成信号となる。場合によっては受信された信号のベクトル和は非常に低く、むしろゼロに近く結果としてフェージングディップを生じ、そこでは受信信号が仮想的に消滅する。移動中の移動体局の場合、２つの継続するレイリーフェージングによるフェージングディップが経過する時間は、受信信号の周波数とその移動体局が移動している速度の両方に依存する。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）が使用されているようなディジタル変調無紳システムの場合、別の無線送信の困難さが生じる。これらの困難さの１つは時問分散と呼ばれ、あるディジタル情報を表す信号が受信アンテナ部分で、元の信号がその受信アンテナからかなり離れた物体で反射されたことによる、別の連続酌に送信される符号と干渉した場合に発生する。従って受信機にとってその時点で検出されたどれが実際の符号であるかを判断するのが困難になる。ＴＤＭＡの様なディジタル変調信号を使用する際に固有の別の送信現象は、各々の移動体局はＴＤＭＡフレームの特定の割り当てられた時間スロットの間のみ送信し、その他の時間は黙っていなければならないと言う事実により生じる。そうでないと、その移動体が同一フレームの別の時間スロットに割り当てられた別の移動体からの呼により干渉されてしまう。ディジタル変調信号の時間分散及びその結果生じる符号間干渉を処理するために使用される１つの技術は受信機内でのイコライゼーションである。最適受信機は送信で使用される特定型式のチャンネルに適合されているので、イコライゼーションはチャンネルの数式モデルを生成し、受信機をこのモデルに調整する。受信機が信号反射の距離と強度とを知れば、信号バーストが検出された際にこれを考慮する事が出来る。移動体無線環境に於いて、イコライザは送信チャンネル、例えば空中インタフェースのモデルを生成し、そのチャンネル内で最も可能性の高いデータ送信シーケンスを計算する。例えば、ＴＤＭＡディジタル変調データは別々の時間スロット内に配置されたバースト内で送信される。“トレーニンクシーケンス”は既知のパターンを含み、良好な自己相関属性が各バースト内の何処かに配置されている。このトレーニングシーケンスはイコライザがチャンネルモデルを作成する際に使用される。チャンネルモデルは時間と共に変化するので、各バースト毎に追従される。イコライザ内でのトレーニング手順は受信信号バーストを１つまたは複数のトレーニングパターンをシフトしたものと相関を取ることを含み、チャンネルのインパルス応答の対応する複数の点（位相および強度の両方）を決定する。ＭＬＳＥイコライザは典型的にチャンネルの線形、有限インパルス応答（ＦＩＲ）モデル、すなわち横断フィルタまたはタップ出力に適用される複素掛け算重みを有するタップ遅延線を実行する。重み付き出力は足し合わされて、そのチャンネルのインパルス応答の時間スパン内に含まれるはずの各々の可能性のあるデータ符号パターンに対して、次のデータ符号で受信されるべき信号波形を予測する。予測された波形は実際に受信された波形と比較されて、各々のデータ符号パターンが“正しい”（すなわち受信されたパターン）確率に関する計量値（ｍｅｔｒｉｃｓ）が積算される。各計量値は予測された波形と受信された波形との間の整合の確度に基づいている。そのチャンネルのインパルス応答の時間スパンの中に含まれるはずのデータ符号パターンはそのシステムの“状態”に対応する。この様なイコライザは“ビタビ”イコライザと呼ばれることもあり、ジェー・ジー・プロアキス（J.G.Proakis）著、ディジタル通信、第２版、ニューヨーク：マグロウヒル、第６．３章および第６．７章（１９８９年）に記載されている。遅延線タップ出力に適用される重みは、下記の式の中のＪ係数、ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃ ．．．．ｃ_jである：Ｓ_i＝ｃ₁Ｄ_i＋ｃ₂Ｄ_i-1＋ｃ₃Ｄ_i-2．．．．ｃ_jＤ_i-j，ここでＳ_iはデータ符号パターンＤ_i＋Ｄ_i-1＋Ｄ_i-2．．．．のシーケンスに対して予測された信号である。係数は通常既知のトレーニングパターンから計算される。バイナリデータ符号（すなわち、１および０）でシグナリングした場合、計算されるべき予測信号の数は２^jである。M'ary（例えば４元信号）データ符号も使用できることが理解される。受信信号からチャンネルモデルを最適に更新する種々の方法が知られており、例えばヨーロッパ特許出願第９０８５０３０１．４号，１９９０年９月１０日出願に記載されている。最適な方法は個別のチャンネルモデルを各々のビタビ状態に対して維持し、その状態の１つが新たな状態の最適先行値として選択されたとき、その状態に対応するチャンネルモデルが更新され、新たな状態に対するチャンネルモデルとなる。従って、チャンネルモデルが常に、その時点までに受信された最適変調データシーケンスから導かれることが保証される。デント（Dent）に付与された、米国特許第５，３３１，６６６号、名称“適応最尤変調器”（Adapted Maximum Likelihood Modulator）は適応ビタビイコライザの変形種を記載しており、これはシステム起動中を除いて予測を生成するためにチャンネルモデルをしない、従ってチャンネルモデルパラメータを更新しない。むしろ、最初にチャンネルモデルを更新するという中間ステップを経ずに、各状態に対する信号予測を直接更新する方法がデントの‘６６６特許に記載されており、これはここに参照することで含まれている。ビタビイコライザはそれらの機能を実行する際に下記のステップを含む：（１）チャンネルの有限インパルス応答（ＦＩＲ）モデルのタップ係数を決定する；（２）そのチャンネルモデルのインパルス応答長内に含まれると仮定できる、全ての可能性のあるデータ符号シーケンスに対して、決定されたタップ係数に基づき受信されるべき信号値を予測する；（３）各仮定された値を実際に受信された信号値と比較し、不整合を計算する（通常受信値と仮定値との間の差を２乗する）；（４）各々の仮定された符号シーケンスに対して、計算された不整合を、“状態”とも呼ばれる仮定された符号シーケンスと一致する先行値シーケンスの累積不整合に加算する（累積不整合値は“経路計量値”と呼ばれる）；そして（５）新たな仮定された状態に遷移出来る、考えられる先行値シーケンスの“最適なもの”を選定する、すなわち新たな状態に対して最小の経路計量値を与える先行値シーケンスを選択する。従って経路計量値は仮定された符号シーケンスと実際に受信された信号との間の相関の程度を表す信頼係数と考えられる。理解されるようにビタビイコライザはシーケンシャル最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ：maximum likelihood sequence estimator）の１形式であり、これは受信データ符号ストリームを復号または復調する。ＭＬＳＥ推定器およびその他のイコライズ法が上記のジェー・ジー・プロアキス（J.G.Proakis）の参考文献に記載されている。図１は１６状態を有するＭＬＳＥイコライザ内のデータ構造及び流れを図示しており、予測される信号値は４つの先行バイナリ符号（ビット）と新たな１ビットに基づくと仮定されている。この例のチャンネルインパルス応答長（Ｊ）は従って５符号である、すなわち最新エコーは最短信号経路に比較して４符号遅延し得る。図１を参照すると、ＭＬＳＥ処理サイクルは状態００００の仮定符号履歴が真で、新たなビット“０”が送信されたと仮定するところから開始される。その結果チャンネルモデル４０は、検出されるべき信号値が５ビット符号履歴０００００を与えるように予測される。これは比較器５０で実際に受信された信号値と比較されて不整合値が生成される。これは加算器５１で先の状態００００経路計量値に加算され、新たな００００状態に対する候補計量値を生成する。しかしながら、新たな状態００００の新経路計量値に対する別の候補を新ビット“０”に対して正しい履歴を含む状態１０００を仮定して導くことも可能である。これは００００−０も１０００−０も両方とも、最も古い（最も左側の）ビットが左シフトされて押し出されて、４ビット状態数として符号履歴メモリの中に格納される場合に、新たな状態（０−００００）を導くからである。この候補は１００００をチャンネルモデル４０に供給し、この様にして得られた予測を入力信号と比較器５０の中で比較し、その結果得られた不整合値を状態１０００に関連する先の累積不整合（経路計量値）に加算器５２の中で加算して評価される。続いて加算器５１及び５２からの２つの候補値は比較器５３で比較され、２つの内の小さい方が新たな状態００００の新経路計量値となるように選択される。更に選択された先行状態に関連する履歴メモリ５５の内容が選択されて新状態００００の符号履歴となる。また、選択されたビット履歴は左シフトされて０または１が最も右の位置に、状態００００または１０００に基づいて入力され、選択された候補経路計量値となる。次に新たな状態０００１を生成するために新たなビットを“１”とし、また状態００００または１０００のいずれかを候補先行器と仮定して上記の手順が繰り返される。次に上記の手順が全ての状態対、これは８つの状態に分けられる、を用いて繰り返され下記の様に全部で１６個の新状態が導かれる：０００１，１００１で新状態００１０及び００１１を生成００１０，１０１０で新状態０１００及び０１０１を生成００１１，１０１１で新状態０１１０及び０１１１を生成０１００，１１００で新状態１０００及び１００１を生成０１０１，１１０１で新状態１０１０及び１０１１を生成０１１０，１１１０で新状態１１００及び１１０１を生成０１１１，１１１１で新状態１１１０及び１１１１を生成上記の処理サイクルの最後に、１つの信号サンプルが処理されて追加ビットが復調され符号履歴メモリ５５の中に挿入される。履歴メモリ内の古いビットには同じ値に収斂する傾向が有り、その点でそのビットは最終的な確かな決定値として抽出出来、履歴メモリは１ビット短縮出来る。履歴メモリの成長を切りつめる別の方法が従来技術分野で知られており、例えば最小経路計量値を有する状態から最も古いビットを取り除くやり方である。メモリが十分で有れば、全ての受信値が処理されるまでビットを取り出す必要はない。理解されるであろうがＭＬＳＥイコライザはデータ符号パターンのいくつかのシーケンス、従って予測波形のいくつかのシーケンスが有効で無いことを認識する。例えば、ある瞬間（すなわち１ビット期間）にチャンネルがバイナリデータ符号パターン１００１０を搬送しているという予測、および次の瞬間（すなわち次のビット期間）にチャンネルがバイナリデータ符号パターン１１００１を搬送しているという予測は矛盾している、何故ならばパターン１００１０の次に来られるパターンは００１００または００１０１のみだからである（チャンネルを通して左シフトが行われると仮定する）。またその様な条件下では、００１００及び００１０１パターンの各々は先行値として１００１０または０００１０のいずれかしか取り得ない。従って、遷移規則のセットは予測波形の各々のシーケンスに対して計量値が順番に累積されうる方法の数を制限する。理解されるであろうが、この様な従来技術による復調器は受信信号に対して前向き方向のみに作用する：受信されたトレーニングパターンはこれから受信されるデータ符号の予測波形を求めるために使用される。過酷なチャンネルフェージング、符号相互間干渉、周波数エラーなどのために、トレーニングパターンが失われたり、または過度に歪みが生じた場合、この様な前向き復調器は復調を正確に行う前に、次のトレーニングパターンが正しく受信されるまで待たなければならない。その結果、それらのトレーニングパターンの間に挟まれた期間に送信されたデータは失われる。デントその他に付与された、米国特許第５，３３５，２５０号、名称“ディジタル変調信号の双方向復調用方法および装置”では、トレーニングパターンの間に挟まれた期間に送信されたデータの損失を最小にするための技術が開示されている。この技術は間に挟まれたデータの復調を受信されたトレーニングパターンから前向きだけでなく、次に受信されたトレーニングパターンから後ろ向きにも復調することを含む。一般的にこの技術は受信された信号サンプルのシーケンスを格納し、格納されたシーケンスを時間的に反転し、そして格納され時間的に反転されたシーケンスのそれぞれ前向き及び後ろ向き復調の両方に対する品質係数を推定し、前向き復調でいくつのデータ符号が復号されるべきかまた後ろ向き復調でいくつが復号出来るべきかを決定する。 ‘２５０特許に記載された技術に於いて、トレーニングパターンからどちらの向きで復調を継続するかを決定する基準はＭＬＳＥイコライザ内の計量値に基づき、これは典型的に受信されたデータ内の雑音レベルに関係する。復調信号の精度は雑音レベルのみではなく信号強度にも依存するので、トレーニングパターンからどちらの方向で復調するかを決定するための技術は、より良い性能を得るために信号強度と雑音レベルの両方に関係する別のパラメータを考慮している。本発明に基づくシステムはこの様な技術を取り入れている。発明の要約本発明はディジタル変調信号の双方向ディジタル変調の性能を強化するための方法および装置を提供しており、符号のブロックを処理し、イコライザ計量値以外のパラメータから得ることの出来る、処理された符号ブロックに関連する性能指数（ＦＯＭ）に基づいてどちらの方向に復調を継続するかを決定する。本発明のシステムで使用されるパラメータの中には：予測され受信された値から得ることの出来る信号強度の推定値；信号強度と雑音との比；受信データから得られる受信信号強度（信号と雑音電力とを加えたもの）の推定値；及び受信信号と雑音電力とを加えたものを雑音で割って得られた比から求まるパラメータがある。１つの特徴として本発明は、通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を双方向に復調しており、予め定められたデータ符号に対応する複数の第１信号サンプル、未知のデータ符号に対応する第２の複数の信号サンプル、そして第２の予め定められたデータ符号のセットに対応する第３の複数の信号サンプルを順番に受信して実施している。受信された複数のデータサンプルは格納され、第１及び第２の基準信号のセットが、格納されている複数の第１及び第３サンプルからそれぞれ決定される。その中に予め選択された数の符号を有する未知のデータ符号のブロックが、基準信号の第１セットを用いて、第１の複数の信号サンプルに近い方で受信された信号サンプルから始めて前向き復調される。その中に予め選択された数の符号を有する未知のデータ符号のブロックはまた、基準信号の第２セットを用いて、第３の複数の信号サンプルに近い方で受信された信号サンプルから始めて後ろ向き復調される。データ符号ブロックのそれぞれ前向き、及び後ろ向き復調に於ける復調品質を示す品質値が決定され、互いに比較される。比較された品質値の高い方に基づいて、前向きまたは後ろ向き復調データ符号のいずれかが復調データとして出力するために選択される。追加のデータ符号のブロックが順番に、全ての複数の信号サンプルが復調されるまで処理される。更に別の特徴として本発明のシステムは通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調しており、予測された受信値から得られる信号推定（Ｓ_est）を含む種々のパラメータに基づく性能指数を用いて復調品質を示す品質値を決定することで実施している。図面の簡単な説明本発明の方法及びシステムの更に完全な理解は、添付図を参照して行われる提出された実施例に関する以下の詳細な説明を参照することにより得られるであろう、ここで、図１は復調器を実現するために使用できる最尤アルゴリズムの図式表現である。図２は本発明に基づき処理するための信号の一部のフォーマットを示す図を示す。図２Ｂはディジタルセルラ電話システム内で送信される信号の一部のフォーマットを示す。図３は送信されたデータ符号を前向き及び後ろ向き方向の両方で復調するためのシステムのブロック図。図４Ａは本発明のシステムに基づく送信データ符号を復調するための最適方向を決定するためのシステムのブロック図。図４Ｂは本発明のシステムに基づく図４Ａのシステムで変調の最適方向を決定するための制御ロジックの図式図。図５は本発明のシステムに基づくステップ式双方向イコライズの図式的表現。図６は本発明の方法およびシステムを図示する流れ図。実施例の詳細な説明図２Ａは本発明に基づく方法および装置で処理されるデータ変調信号の部分１０のフォーマットを示す。部分１０は：複数の第１の予め定められたデータ符号１１、これは事前に受信機で知られており第１の複数の未知のデータ符号１２に先行する；複数の第２の予め定められたデータ符号１３、これは事前に受信機で知られており第２の複数の未知のデータ符号１４に先行する；そして複数の第３の予め定められたデータ符号１５、これは事前に受信機で知られている、を含む。部分１０は通信信号のごく一部であって図示を目的として用いられていることを理解されたい。時間マルチプレクス通信システムでは、データ符号１２はデータ符号１１をそのイコライザトレーニングパターンとして使用する第１受信機で受信されると意図され、またデータ符号１４はデータ符号１３をそのイコライザトレーニングパターンとして使用する第２受信機で受信されると意図されている。第１及び第２受信機は、同じフレームの別のスロット内でＴＤＭＡ無線信号を受信している別々の受信機である。双方向復調技術によれば、第１及び第２の予め定められた符号の複数１１，１３が１つの受信機で使用され、間に挟まれる複数の未知のデータ符号１２の復調を改善している。また複数の第２の予め定められたデータ符号１３は別の受信機で後の複数の第３の予め定められたデータ符号１５と共に使用されて、間に挟まれた複数の未知のデータ符号１４を復調することが可能である。理解されるように複数の第１及び第２の予め定められた符号は複数の第３の予め定められた符号と同一であるので、予め定められたデータ符号のパターンを未知のデータ符号１２の中に分散させて、未知の符号をより良く復調することが可能である。本発明に基づく装置は、好適に先に説明した様な１つのＭＬＳＥイコライザを採用している。‘２５０特許に記載されている様な、ビタビ復調器では経路計量値は、既に復号された符号の累積品質の測度として働く。次に図３を参照すると、‘２５０特許に基づく送信データ符号の双方向復調用装置１００は受信信号サンプリング器１０２を含み、これは受信信号を適切な処理を行った後にディジタル化する。信号サンプル値は次に好適なメモリ１０４の中に格納される。信号サンプルはメモリ１０４から、制御器１０６で生成された制御信号に応答して呼び出され、ビタビ復調器１０８に供給される。制御器１０６はまた信号サンプリング器１０２にトリガを掛けるための適切にタイミングを取られた信号も生成する。格納された信号サンプルは最初メモリ１０４から通常の時間順序で呼び出される、すなわちデータ符号１１、続いて未知のデータ符号１２の順番である。先に説明したように、ビタビ復調器１０８は既知の符号１１を用いて、受信信号サンプル値のいくつかを使用するビタビ復調器を初期化する。続いてビタビ復調器は符号１２を受信信号サンプル値のいくつかを用いて復調する。次に制御器１０６は受信信号サンプルをメモリ１０４から時間的に逆の順番で呼び出す、すなわち予め定められた符号１１３（逆）、続いて未知のデータ符号１２（逆）、そして後ろ向き信号サンプルはビタビ復調器１０９に供給される。ビタビ復調器１０９は後ろ向き信号サンプルを前向き信号サンプルが処理されたのと同様の方法で処理する。従って予め定められた符号１３の時間を逆向きに取られたシーケンスが、未知のデータ符号１２の各々可能性のある時間を逆向きに取られたシーケンスと期待される信号サンプル値を予測するために使用され、そして最善の整合を与える（最小累積経路計量値）予測が決定される。比較器１１０は前向き及び後ろ向き復調の最善整合経路計量値を比較し、より小さな最善整合経路計量値に対応する予測データ符号シーケンスが未知のデータ符号パターン１２の復調として選択される。理解されるであろうが、ここで説明されている操作は、信号サンプルおよび中間計算結果を保持するためのランダムアクセスメモリ、ΛＤＤ，ＳＵＢＴＲＡＣＴ，及びＭＵＬＴＩＰＬＹの演算を実行することの出来る算術ロジックユニット（ＡＬＵ）、並びにＡＬＵ用の命令リストを保持し、命令の実行を１つの位置からリスト内の別の位置に強度比較を実施するために使用されるＳＵＢＴＲＡＣＴの様な算術演算の結果に基づいて転送することの出来る制御装置を備えたプログラムメモリで構成された信号処理装置で実行することが出来る。好適な信号処理装置は、例えばテキサスインスツルメント社製の型式ＴＭＳ３２０Ｃ５０ディジタル信号処理装置である。先に説明したように、第２予め定められた符号シーケンス、またはトレーニングパターンを使用することにより、双方向復調は予め定められた符号シーケンスの喪失（例えば、チャンネルフェージングによる喪失）に対して効果的にロバストである。例えば、予め定められた信号シーケンスの１つに近い方で発生した深いフェージングは、チャンネルモデルが受信信号に基づいて更新されている（すなわちイコライザが適応型）従来の復調器ではエラーを誘導しかねない。これに比較して、本発明の復調器は影響されないはずである：フェージングがトレーニングパターン１３よりもトレーニングパターン１１に近い方で生じた場合、逆向き復調が前向き復調よりも、より長いデータ符号シーケンスに成功し（逆向き復調に対してより小さな経路計量値を生成する）、処理装置１１０で選択されるであろう。従って図示されている双方向復調器は継続して復調された符号のより長いランレングスを与える復調方向を選択する。この望ましい傾向は図３の回路で有用な別の技術でも補強されており、そこでは２つの部分経路計量値が受信された未知のデータ符号１２の半分を前向き復調し、残りの半分を後ろ向き復調することにより決定される。全ての符号１２を前向き、及び後ろ向き復調する事で決定された各々の最善整合経路計量値が続いて、２つの部分経路計量値の合計と比較され、３つの経路計量値の最善のものに対応する予測データ符号シーケンスが選択されて未知のデータ符号パターンの復調として出力される。以上は無視できるほど少量の追加処理を必要とするが、未知のデータ符号シーケンスの中央に近いところで発生する深いフェージングに対してロバスト性を追加する。以上指摘されたように本発明の方法およびシステムは、信号品質情報は計量値成長（Ｎ＾）だけではなく、信号強度（Ｓ＾）または信号と雑音との和（Ｓ＾＋Ｎ＾）、同様にこれらのパラメータの雑音に対するある比率をも含むことが出来ると認識している。更に本発明によるシステムは前向きまたは後ろ向き復調の方向を、従来技術による‘５０特許の様な単一符号ではなくて、符号期間のグループに基づいて制御している。次に図４Ａを参照すると、本発明の原理に基づいて構築されたシステムのブロック図が示されている。メモリ１５１は復調対象データサンプル１５２を受け取り、それらを信号サンプル値として格納する。信号サンプルはメモリ１５１から制御器１５３で生成された制御信号に応答して呼び出され、前向き復調器１５４と後ろ向き復調器１５５の両方に供給される。復調品質情報は前向き復調器１５４から制御器１５３へライン１５６を経由して結合され、一方品質情報は後ろ向き復調器１５５から制御器１５３へライン１５７を経由して結合される。前向き復調器１５４と後ろ向き復調器１５５の両方からの出力符号情報はマルチプレクサ１５８に接続され、その出力は完全な符号情報１５９を含む。図４Ａの処理回路は符号のブロック、例えばある時点の１２、を処理し、これはメモリ１５１から抽出されてブロック性能指数（ＦＯＭ）に基づいてどちらの方向に復調を継続するかを決定する。性能指数はいくつかの異なる基準を含む事が可能であり、（１）Ｎ_est（雑音値）、これは従来技術による‘２５０特許で採用されているように計量値の成長から得られる；（２）Ｓ_est（信号値）、これは予測された受信値から得られる；（３）Ｓ_est／Ｎ_est（信号対雑音比）；（４）（Ｓ＋Ｎ）_est（これは受信データから得られる）；（Ｓ＋Ｎ）_est／Ｎ_estを含む。方向決定を行うためにどのＦＯＭを採用するかを選択するために種々の判定基準を使用できる；例えば（Ｓ＋Ｎ）_estが用いられた場合、２つの変調方向が出会う点を事前に計算出来る。別のＦＯＭを使用することも可能であろう、例えばＳ_estに代わるものとして復調器のチャンネルタップ推定値から得られるチャンネル利得がある。更に、本発明はコスト関数手法で実施することも可能であり、これは下記を含む：（１）先に説明した、信号そして／または雑音電力推定値；（２）同期品質情報；（３）同期ワードからの距離、追尾不確かさを考慮；そして／または（４）フェージング深さ情報または相対信号そして／または雑音情報。コスト関数は代数的に表現することも、または規則の組によって表現することも出来る。再び図４Ａを参照すると、サンプルの２つのブロックがメモリ１５１から抽出されており、１つは復調器１５４で前向き復調され、１つは復調器１５５で後ろ向き復調され、予め選択された性能指数（ＦＯＭ）に基づく品質情報がライン５６及び５７を経由して制御器回路１５３に送られる。品質情報の２つのセットが互いに比較され、制御ブロック１５３内で達した復調の向きに関する決定は、より高い品質結果を提供する。その後、システムはデータの第２ブロックをより良い結果を生成する方向で復調し、その復調の品質をもう一方の方向での前回の結果と比較して、復調対象の符号の次のブロックに対して同じ向きを継続するかまたは向きを変更するかを決定する。符号情報は前向き復調器１５４と後ろ向き復調器１５５の各々で生成され、それはマルチプレクサ１５８に出力されて完全な符号情報１５９を受信機の残りの回路に送る。制御ユニット１５３は前向きブロックＦＯＭを後ろ向きブロックＦＯＭと比較する。前向きブロックＦＯＭの方が良好な場合、次の前向きブロックが復調される。そうでない場合、次の後ろ向きブロックが復調される。図４Ｂを参照すると、ここには図４Ａ内の制御回路１５３の動作を図示する機能図が示されている。図４Ｂの論理回路は下記の論理アルゴリズムを実行する。ここでｄｅｔは入力が正の場合“１”または“ｏｎ”を生成する。図４Ｂから分かるように、前向きでのライン１６１上の信号と雑音との和は後ろ向きでのライン１６２上の雑音倍を掛け算され、一方前向きでのライン１６３上の雑音は後ろ向きでのライン１６４上の信号と雑音との和の倍数を掛け算される。それぞれの積の間の差が引き算演算１６５の中で取られ、検出器１６６を通って前向き制御信号をライン１６７上に供給し、後ろ向き制御信号を１６８上に好適に供給する。下記の様な別のアルゴリズムを論理制御回路で実行出来ることが理解されよう：図５を簡単に参照すると、ここには本発明の１つの特徴として実行される双方向イコライズのステップが図式的に示されている。未知の符号のシーケンス１７１が既知の符号１７２と１７３の２つのブロックの間に配置されている。未知の符号は符号の第１ブロックを１７４に於いて前向きに、また符号の第２ブロックを１７５に於いて後ろ向きに復調する事により双方向的に復調されている。両方向の復調結果の分析に基づいて、より良い向き（この例では前向き）が選択され、前向き変調が１７６及び１７７で継続される。１７８はより良い結果を与える方向に応じた、逆向きでの復調を表す。１７９で前向きの復調を再開した後、１８１で後ろ向きの復調が続いている。符号１７１の未知ブロック全体の復調は後続の３つの前向き復調１８２，１８３及び１８４で完了する。従って理解されるように、符号の後続のブロックの復調方向をどの様に変更するかは、１つの方向の復調からもう一方に対してより良い結果が得られ、元の送信データに近いより高い品質の出力信号を得られるか否かによって機能している。本発明はブロック長が未知の符号の長さと同じ時にも使用できることに注意されたい。この場合、信号ブロックは前向き及び後ろ向きの両方で復調される。第１前向きブロックとして符号のブロックが既知の符号１１であることが有利である。この場合符号値は既知であり、これは復調器を正しく検出された符号値に制約するために使用できる。このブロックに対するＦＯＭは更に計算され、既に説明したように使用される。同様の手法を既知の符号13に対して後ろ向きで使用できる。次に図６を参照すると、ここには本発明の方法およびシステムの１つの特徴を図示する流れ図が示されている。２０１に於いて、システムはデータサンプルを受け取り格納し、２０２に於いて受信データの両端を同期させて復調に備える。２０３に於いて、システムは１ブロックを前向き復調し１ブロックを後ろ向き復調する。２つの反対方向での復調結果は２０４で比較されてどちらがより高い品質結果を生成するかが決定される。２０５に於いて、システムはどちらの方向がより良い品質出力を生成するかを問い合わせ、前向き復調の場合２０６でもう１ブロックだけ前向きに継続される。そのブロックが復調された後、システムは２０７に於いてデータサンプルが完全に復調されたか否かを評価し、未だの場合システムは２０４に戻って最も最近の前向き及び後ろ向き復調ブロックの品質を比較する。しかしながら２０５に於いて、後ろ向きの復調がより高い品質を生成すると判断された場合、システムは２０８に於いて後ろ向きでの復調を継続し、２０９に於いてシステムが信号サンプルを完全に復調したか否かを評価する。まだの場合、システムは２０４に戻って最も最近の前向き及び後ろ向き復調ブロックの品質を比較する。全信号サンプルユニットの復調が行われた時、システムは２１０で終了する。上記の方法は多状態ビタビイコライザよりもより簡単な復調器で使用できることが理解されよう。例えば、経路計量値も生成する符号毎の復調器をビタビ復調器を単状態に簡略化することで構築出来るであろう。この様な簡略化されたビタビ復調器は各々の受信信号サンプルを、データ符号が取りうる全ての値に対応する基準信号値と比較し、どの基準値（従ってどのデータ符号）に受信信号が最も近く整合するかを決定し、残留不整合を累積品質測度または経路計量値として累積する。復調器はビタビイコライザである必要が無いことに注意されたい。これはビタビ以外の別のイコライザ型式または任意の復調器型式が可能である。復調に関する品質情報は検出器の型式に依存する。例えば、検出器が線形または判定フィードバックイコライザの場合、品質は平均２乗誤差またはフィルタ係数値を含む。先の方法はまた差分符号化変調、最小シフトキー（“ＭＳＫ”）４−ＭＳＫ，またはＤＱＰＳＫでも使用できて、そこではデータは信号サンプル間の変化で符号化されており、またはＰＳＫまたはＱＰＳＫの様なコヒーレント変調ではデータは信号サンプルの絶対値で符号化されている。差分変調では、前向き及び後ろ向き復調符号シーケンスは絶対信号値を表し、これは隣接する値を比較して差分的に復号して変化、従って送信されたデータを決定する。本発明の１つの重要なアプリケーションは、ＣＴＩＡ標準ＩＳ−１３６に適合するセルラ電話機基地局で送信されるπ／４−ＤＱＰＳＫ信号を受信する場合である。送信データのフォーマットが図２Ｂに示されている。同期またはトレーニング用の１４個の予め定められた符号のグループ１６が、各々２ビットのデータを含む未知の４元データ符号のグループ１７に先行している。グループ１７は６個と６５個の符号の２つのサブグループを含み、通常ＣＤＶＣＣと呼ばれる６個の予め定められた符号の別のグループ18に先行する。グループ１６−１８の後に、各々２ビットのデータを含む未知の４元データ符号からなる別のグループ１９、１４個の予め定められた符号からなる別のグループ２０が続く。グループ１９は６５個と６個の符号の２つのサブグループを含む。前向き及び後ろ向き方向の観点で見るとき、このフォーマットが対称であることに注意されたい。本発明のシステムは符号グループ１７の前向き復調を予め定められた符号のグループ１６を用いて実行し、グループ１７の後ろ向き復調を既知の６個の符号ＣＤＶＣＣ１８を用いて実行する。部分経路計量値の比較及び符号選択処理はデータ符号グループ１７と１９に対して個別に実施される。これに代わって、データ符号グループ１７，１８及び１９を未知として取り扱い、前向き復調をデータ符号グループ１６から、また後ろ向き復調をデータ符号グループ２０から進めることも可能である。復調器１５４及び１５５のいくつかの詳細な操作はπ／４−ＤＱＰＳＫの差分復号によるもので、次のように取り扱われる。４つの状態の１つが新たな状態の先行値に成りうるものとして評価されると、仮定された状態遷移で表現される差分符号が計算される。例えば、先行状態００から後続状態００への遷移は差分符号００を意味し（何故ならば２を法として００＋００＝００）、１１から１０への遷移は差分符号０１を意味し（何故ならば２を法として１１＋０１＝１０）、以下同様。差分符号を構成する２つの構成ビットに対してソフト情報が、残留経路計量値と差分符号に含まれる各々のビットを順番に反転した遷移に関する経路計量値との間の差として生成し、差分符号ビット対の正負の符号と合致する差が符号履歴の中に入力される。このソフト値は後ほど、ソフト決定としてビタビ畳み込み復号器の誤り訂正復号処理で使用される。本発明はＴＤＭＡシステムに制限されるものではない。これはまたＦＤＭＡ，ＣＤＭＡおよびハイブリッドシステムでも使用できる。例えば、本発明は拡散スペクトル変調を使用し、パイロット符号が存在する直接シーケンスＣＤＭＡシステムにも適用できる。パイロット符号は既知の符号に相当する。復調は相関受信機で実行される。必要に応じて、多重相関、続いてRake結合が実行される。品質情報はRake結合器の出力の強度として表現される。チャンネルタップ係数推定値も使用できる。本発明の方法および装置の提出された実施例を添付図に図示し先の詳細な説明の中で説明してきたが、本発明は開示された実施例に制限されるものではなく、以下の特許請求の範囲に記載されそこで定められている本発明の精神から逸脱することなく、種々の再構成、変更および置き換えが出来ることを理解されたい。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項【提出日】平成１０年１２月２日（１９９８．１２．２）【補正内容】明細書ディジタル的に変調された信号の双方向復調方法および装置発明の背景産業上の利用分野発明はディジタル的に変調された信号の復調に係わり、更に詳細にはフェージング、歪みおよび符号間干渉の様な混信現象に曝される無線チャンネルを通して受信されたこの様な信号に関する。従来の技術移動体無線電話システムで使用される様なディジタル的に変調された無線信号の通信に於いて、移動体で受信される基地局からの信号の品質は無線信号を通信で使用する際の自然現象の干渉によって時間と共に影響される。無線受信に関するほとんどの問題に共通な要因は、受信機での希望する信号が熱雑音または干渉信号の何れに比較しても弱すぎるという点にある。干渉信号は希望する信号と同一チャンネル上で受信機により受信された全ての希望しない信号と特徴づけられる。建物の様な障害物が存在するような環境下で使用される移動体無線で共通な送信に係わる別の問題は、対数正規フェージングによるものである。この現象は移動局と基地局の送受信アンテナの間に位置する建物や丘の様な自然の障害物で生成される陰影効果の結果生じる。移動局は環境の中を動き回るので、受信された信号強度はその時点で送信及び受信アンテナの間に存在する障害物の型の関数として増減する。都市環境の中で運用されている移動体無線システムで信号強度に影響を与えるその他の現象はレイリーフェージングである。この型の信号劣化は、放送信号が送信アンテナから受信アンテナへ２つ以上の経路を取るため、移動局が唯１つではなく複数の信号を受信する時に生じる。これらの多重信号の１つは送信アンテナから直接やって来るであろうが、その他のいくつかのものは受信アンテナに到達する前に最初に建物及びその他の障害物で反射されるので、互いに位相が僅かに遅延している。互いに位相がシフトされている同一信号を複数受信すると、結果として信号のベクトル和となり受信アンテナで実際に受信されるのは合成信号となる。場合によっては受信された信号のベクトル和は非常に低く、むしろゼロに近く結果としてフェージングディップを生じ、そこでは受信信号が仮想的に消滅する。移動中の移動体局の場合、２つの継続するレイリーフェージングによるフェージングディップが経過する時間は、受信信号の周波数とその移動体局が移動している速度の両方に依存する。時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）が使用されているようなディジタル変調無線システムの場合、別の無線送信の困難さが生じる。これらの困難さの１つは時間分散と呼ばれ、あるディジタル情報を表す信号が受信アンテナ部分で、元の信号がその受信アンテナからかなり離れた物体で反射されたことによる、別の連続的に送信される符号と干渉した場合に発生する。従って受信機にとってその時点で検出されたどれが実際の符号であるかを判断するのが困難になる。ＴＤＭＡの様なディジタル変調信号を使用する際に固有の別の送信現象は、各々の移動体局はＴＤＭＡフレームの特定の割り当てられた時間スロットの間のみ送信し、その他の時間は黙っていなければならないと言う事実により生じる。そうでないと、その移動体が同一フレームの別の時間スロットに割り当てられた別の移動体からの呼により干渉されてしまう。ディジタル変調信号の時間分散及びその結果生じる符号間干渉を処理するために使用される１つの技術は受信機内でのイコライゼーションである。最適受信機は送信で使用される特定型式のチャンネルに適合されているので、イコライゼーションはチャンネルの数式モデルを生成し、受信機をこのモデルに調整する。受信機が信号反射の距離と強度とを知れば、信号バーストが検出された際にこれを考慮する事が出来る。移動体無線環境に於いて、イコライザは送信チャンネル、例えば空中インタフェースのモデルを生成し、そのチャンネル内で最も可能性の高いデータ送信シーケンスを計算する。例えば、ＴＤＭＡディジタル変調データは別々の時間スロット内に配置されたバースト内で送信される。“トレーニングシーケンス”は既知のパターンを含み、良好な自己相関属性が各バースト内の何処かに配置されている。このトレーニングシーケンスはイコライザがチャンネルモデルを作成する際に使用される。チャンネルモデルは時間と共に変化するので、各バースト毎に追従される。イコライザ内でのトレーニング手順は受信信号バーストを１つまたは複数のトレーニングパターンをシフトしたものと相関を取ることを含み、チャンネルのインパルス応答の対応する複数の点（位相および強度の両方）を決定する。ＭＬＳＥイコライザは典型的にチャンネルの線形、有限インパルス応答（ＦＩＲ）モデル、すなわち横断フィルタまたはタップ出力に適用される複素掛け算重みを有するタップ遅延線を実行する。重み付き出力は足し合わされて、そのチャンネルのインパルス応答の時間スパン内に含まれるはずの各々の可能性のあるデータ符号パターンに対して、次のデータ符号で受信されるべき信号波形を予測する。予測された波形は実際に受信された波形と比較されて、各々のデータ符号パターンが“正しい”（すなわち受信されたパターン）確率に関する計量値（ｍｅｔｒｉｃｓ）が積算される。各計量値は予測された波形と受信された波形との間の整合の確度に基づいている。そのチャンネルのインパルス応答の時間スパンの中に含まれるはずのデータ符号パターンはそのシステムの“状態”に対応する。この様なイコライザは“ビタビ”イコライザと呼ばれることもあり、ジェー・ジー・プロアキス（J.G.Proakis）著、ディジタル通信、第２版、ニューヨーク：マグロウヒル、第６．３章および第６．７章（１９８９年）に記載されている。遅延線タップ出力に適用される重みは、下記の式の中のＪ係数、ｃ₁，ｃ₂，ｃ₃ ．．．．ｃ_jである：Ｓ_i：ｃ₁Ｄ_i＋ｃ₂Ｄ_i-1＋ｃ₃Ｄ_i-2．．．．ｃ_jＤ_i-j，ここでＳ_iはデータ符号パターンＤ_i＋Ｄ_i-1＋Ｄ_i-2．．．．のシーケンスに対して予測された信号である。係数は通常既知のトレーニングパターンから計算される。バイナリデータ符号（すなわち、１および０）でシグナリングした場合、計算されるべき予測信号の数は２^jである。M'ary（例えば４元信号）データ符号も使用できることが理解される。受信信号からチャンネルモデルを最適に更新する種々の方法が知られており、例えばヨーロッパ特許出願番号ＥＰ−Ａ−０４２５４５８，１９９０年９月１０日出願に記載されている。最適な方法は個別のチャンネルモデルを各々のビタビ状態に対して維持し、その状態の１つが新たな状態の最適先行値として選択されたとき、その状態に対応するチャンネルモデルが更新され、新たな状態に対するチャンネルモデルとなる。従って、チャンネルモデルが常に、その時点までに受信された最適変調データシーケンスから導かれることが保証される。デント（Dent）に付与された、米国特許第５，３３１，６６６号、名称“適応最尤変調器“（Adapted Maximum Likelihood Modulator）は適応ビタビイコライザの変形種を記載しており、これはシステム起動中を除いて予測を生成するためにチャンネルモデルをしない、従ってチャンネルモデルパラメータを更新しない。むしろ、最初にチャンネルモデルを更新するという中間ステップを経ずに、各状態に対する信号予測を直接更新する方法がデントの‘６６６特許に記載されており、これはここに参照することで含まれている。ビタビイコライザはそれらの機能を実行する際に下記のステップを含む：（１）チャンネルの有限インパルス応答（ＦＩＲ）モデルのタップ係数を決定する；（２）そのチャンネルモデルのインパルス応答長内に含まれると仮定できる、全ての可能性のあるデータ符号シーケンスに対して、決定されたタップ係数に基づき受信されるべき信号値を予測する；（３）各仮定された値を実際に受信された信号値と比較し、不整合を計算する（通常受信値と仮定値との間の差を２乗する）；（４）各々の仮定された符号シーケンスに対して、計算された不整合を、“状態”とも呼ばれる仮定された符号シーケンスと一致する先行値シーケンスの累積不整合に加算する（累積不整合値は“経路計量値”と呼ばれる）；そして（５）新たな仮定された状態に遷移出来る、考えられる先行値シーケンスの“最適なもの”を選定する、すなわち新たな状態に対して最小の経路計量値を与える先行値シーケンスを選択する。従って経路計量値は仮定された符号シーケンスと実際に受信された信号との間の相関の程度を表す信頼係数と考えられる。理解されるようにビタビイコライザはシーケンシャル最尤シーケンス推定器（ＭＬＳＥ：maximum likelihood sequence estimator）の１形式であり、これは受信データ符号ストリームを復号または復調する。ＭＬＳＥ推定器およびその他のイコライズ法が上記のジェー・ジー・プロアキス（J.G.Proakis）の参考文献に記載されている。復調信号の精度は雑音レベルのみではなく信号強度にも依存するので、トレーニングパターンからどちらの方向で復調するかを決定するための技術は、より良い性能を得るために信号強度と雑音レベルの両方に関係する別のパラメータを考慮している。本発明に基づくシステムはこの様な技術を取り入れている。ＤＥ４３１１６０４Ｃ１／米国特許第５，６３３，８６０号は、送信チャンネルの識別パラメータを決定するために用いられる中央試験シーケンスを具備したＴＤＭＡバーストの信頼性制御されたデータ検出を行う方法を開示している。データは中央試験シーケンスの両端に付加され、各々Ｍサンプル信号値を有するＮ区分に副分割される。各々のＮ区分に対する信頼性を測定するための技術を用いて、送信チャンネルの識別パラメータが決定される。米国特許第５，４００，３６２号はディジタル時間分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）無線通信システムを開示しており、これは符号化された符号をディジタル情報に復調するために用いられる受信機を含む。符号化された符号は前向き及び後ろ向きに、信号対雑音比に関連して計算された計量値を用いて、ディジタル情報に復調される。発明の要約本発明はディジタル変調信号の双方向ディジタル変調の性能を強化するための方法および装置を提供しており、符号のブロックを処理し、イコライザ計量値以外のパラメータから得ることの出来る、処理された符号ブロックに関連する性能指数（ＦＯＭ）に基づいてどちらの方向に復調を継続するかを決定する。本発明のシステムで使用されるパラメータの中には：予測され受信された値から得ることの出来る信号強度の推定値；信号強度と雑音との比：受信データから得られる受信信号強度（信号と雑音電力とを加えたもの）の推定値；及び受信信号と雑音電力とを加えたものを雑音で割って得られた比から求まるパラメータがある。１つの特徴として本発明は、通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を双方向に復調するためのシステムおよび方法を指向している。この方法は予め定められたデータ符号に対応する複数の第１信号サンプル、未知のデータ符号に対応する第２の複数の信号サンプル、そして第２の予め定められたデータ符号のセットに対応する第３の複数の信号サンプルを順番に受信し格納することを含む。その後、第１の複数の既知のデータ符号の近くで受信された未知のデータの第１ブロックが前向き復調される。同様に第２の複数の既知のデータ符号の近くで受信された未知のデータの第２ブロックが後ろ向き復調される。未知のデータ符号の前向き及び後ろ向き復調は品質値（雑音電力、信号電力及び信号電力と雑音電力との和の組み合わせの少なくとも１つに基づく性能指数）を決定し、これは未知のデータ符号の復調品質を指示しており、これらは比較されて最善方向の指示を生成する。最善方向の指示が決定されると、前向きまたは後ろ向き復調ステップが、未知のデータ符号の残りのブロックに対して繰り返される。図面の簡単な説明本発明の方法及びシステムの更に完全な理解は、添付図を参照して行われる提出された実施例に関する以下の詳細な説明を参照することにより得られるであろう、ここで、図１は復調器を実現するために使用できる最尤アルゴリズムの図式表現である。図２は本発明に基づき処理するための信号の一部のフォーマットを示す図を示す。図２Ｂはディジタルセルラ電話システム内で送信される信号の一部のフォーマットを示す。図３は送信されたデータ符号を前向き及び後ろ向き方向の両方で復調するためのシステムのブロック図。図４Ａは本発明のシステムに基づく送信データ符号を復調するための最適方向を決定するためのシステムのブロック図。図４Ｂは本発明のシステムに基づく図４Ａのシステムで変調の最適方向を決定するための制御ロジックの図式図。図５は本発明のシステムに基づくステップ式双方向イコライズの図式的表現。図６は本発明の方法およびシステムを図示する流れ図。実施例の詳細な説明図２Ａは本発明に基づく方法および装置で処理されるデータ変調信号の部分１０のフォーマットを示す。部分１０は：複数の第１の予め定められたデータ符号１１、これは事前に受信機で知られており第１の複数の未知のデータ符号１２に先行する；複数の第２の予め定められたデータ符号１３、これは事前に受信機で知られており第２の複数の未知のデータ符号１４に先行する；そして複数の第３の予め定められたデータ符号１５、これは事前に受信機で知られている、を含む。部分１０は通信信号のごく一部であって図示を目的として用いられていることを理解されたい。時間マルチプレクス通信システムでは、データ符号１２はデータ符号１１をそのイコライザトレーニングパターンとして使用する第１受信機で受信されると意図され、またデータ符号１４はデータ符号１３をそのイコライザトレーニングパターンとして使用する第２受信機で受信されると意図されている。先に説明したように、ビタビ復調器１０８は既知の符号１１を用いて、受信信号サンプル値のいくつかを使用するビタビ復調器を初期化する。続いてビタビ復調器は符号１２を受信信号サンプル値のいくつかを用いて復調する。次に制御器１０６は受信信号サンプルをメモリ１０４から時間的に逆の順番で呼び出す、すなわち予め定められた符号１３（逆）、続いて未知のデータ符号１２（逆）、そして後ろ向き信号サンプルはビタビ復調器１０９に供給される。ビタビ復調器１０９は後ろ向き信号サンプルを前向き信号サンプルが処理されたのと同様の方法で処理する。従つて予め定められた符号１３の時間を逆向きに取られたシーケンスが、未知のデータ符号１２の各々可能性のある時間を逆向きに取られたシーケンスと期待される信号サンプル値を予測するために使用され、そして最善の整合を与える（最小累積経路計量値）予測が決定される。比較器１１０は前向き及び後ろ向き復調の最善整合経路計量値を比較し、より小さな最善整合経路計量値に対応する予測データ符号シーケンスが未知のデータ符号パターン１２の復調として選択される。理解されるであろうが、ここで説明されている操作は、信号サンプルおよび中間計算結果を保持するためのランダムアクセスメモリ、ＡＤＤ，ＳＵＢＴＲＡＣＴ，及びＭＵＬＴＩＰＬＹの演算を実行することの出来る算術ロジックユニット（ＡＬＵ）、並びにＡＬＵ用の命令リストを保持し、命令の実行を１つの位置からリスト内の別の位置に強度比較を実施するために使用されるＳＵＢＴＲＡＣＴの様な算術演算の結果に基づいて転送することの出来る制御装置を備えたプログラムメモリで構成された信号処理装置で実行することが出来る。好適な信号処理装置は、例えばテキサスインスツルメント社製の型式ＴＭＳ３２０Ｃ５０ディジタル信号処理装置である。別のＦＯＭを使用することも可能であろう、例えばＳ_estに代わるものとして復調器のチャンネルタップ推定値から得られるチャンネル利得がある。更に、本発明はコスト関数手法で実施することも可能であり、これは下記を含む：（１）先に説明した、信号そして／または雑音電力推定値；（２）同期品質情報；（３）同期ワードからの距離、追尾不確かさを考慮；そして／または（４）フェージング深さ情報または相対信号そして／または雑音情報。コスト関数は代数的に表現することも、または規則の組によって表現することも出来る。再び図４Ａを参照すると、サンプルの２つのブロックがメモリ１５１から抽出されており、１つは復調器１５４で前向き復調され、１つは復調器１５５で後ろ向き復調され、予め選択された性能指数（ＦＯＭ）に基づく品質情報がライン１５６及び１５７を経由して制御器回路１５３に送られる。品質情報の２つのセットが互いに比較され、制御ブロック１５３内で達した復調の向きに関する決定は、より高い品質結果を提供する。その後、システムはデータの第２ブロックをより良い結果を生成する方向で復調し、その復調の品質をもう一方の方向での前回の結果と比較して、復調対象の符号の次のブロックに対して同じ向きを継続するかまたは向きを変更するかを決定する。符号情報は前向き復調器１５４と後ろ向き復調器１５５の各々で生成され、それはマルチプレクサ１５８に出力されて完全な符号情報１５９を受信機の残りの回路に送る。制御ユニット１５３は前向きブロックＦＯＭを後ろ向きブロックＦＯＭと比較する。前向きブロックＦＯＭの方が良好な場合、次の前向きブロックが復調される。そうでない場合、次の後ろ向きブロックが復調される。図4Bを参照すると、ここには図４Ａ内の制御回路１５３の動作を図示する機能図が示されている。図４Ｂの論理回路は下記の論理アルゴリズムを実行する。ここでｄｅｔは入力が正の場合“１”または“ｏｎ”を生成する。図４Ｂから分かるように、前向きでのライン１６１上の信号と雑音との和は後ろ向きでのライン１６２上の雑音倍を掛け算され、一方前向きでのライン１６３上の雑音は後ろ向きでのライン１６４上の信号と雑音との和の倍数を掛け算される。それぞれの積の問の差が引き算演算１６５の中で取られ、検出器１６６を通って前向き制御信号をライン１６７上に供給し、後ろ向き制御信号を１６８上に好適に供給する。下記の様な別のアルゴリズムを論理制御回路で実行出来ることが理解されよう：図５を簡単に参照すると、ここには本発明の１つの特徴として実行される双方向イコライズのステップが図式的に示されている。未知の符号のシーケンス１７１が既知の符号１７２と１７３の２つのブロックの間に配置されている。未知の符号は符号の第１ブロックを１７４に於いて前向きに、また符号の第２ブロックを１７５に於いて後ろ向きに復調する事により双方向的に復調されている。そのブロックが復調された後、システムは２０７に於いてデータサンプルが完全に復調されたか否かを評価し、未だの場合システムは２０４に戻って最も最近の前向き及び後ろ向き復調ブロックの品質を比較する。しかしながら２０５に於いて、後ろ向きの復調がより高い品質を生成すると判断された場合、システムは２０８に於いて後ろ向きでの復調を継続し、２０９に於いてシステムが信号サンプルを完全に復調したか否かを評価する。まだの場合、システムは２０４に戻って最も最近の前向き及び後ろ向き復調ブロックの品質を比較する。全信号サンプルユニットの復調が行われた時、システムは２１０で終了する。上記の方法は多状態ビタビイコライザよりもより簡単な復調器で使用できることが理解されよう。例えば、経路計量値も生成する符号毎の復調器をビタビ復調器を単状態に簡略化することで構築出来るであろう。この様な簡略化されたビタビ復調器は各々の受信信号サンプルを、データ符号が取りうる全ての値に対応する基準信号値と比較し、どの基準値（従ってどのデータ符号）に受信信号が最も近く整合するかを決定し、残留不整合を累積品質測度または経路計量値として累積する。復調器はビタビイコライザである必要が無いことに注意されたい。これはビタビ以外の別のイコライザ型式または任意の復調器型式が可能である。復調に関する品質情報は検出器の型式に依存する。例えば、検出器が線形または判定フィ一ドバックイコライザの場合、品質は平均２乗誤差またはフィルタ係数値を含む。４つの状態の１つが新たな状態の先行値に成りうるものとして評価されると、仮定された状態遷移で表現される差分符号が計算される。例えば、先行状態００から後続状態００への遷移は差分符号００を意味し（何故ならば２を法として００＋００＝００）、１１から１０への遷移は差分符号０１を意味し（何故ならば２を法として１１＋０１＝１０）、以下同様。差分符号を構成する２つの構成ビットに対してソフト情報が、残留経路計量値と差分符号に含まれる各々のビットを順番に反転した遷移に関する経路計量値との間の差として生成し、差分符号ビット対の正負の符号と合致する差が符号履歴の中に入力される。このソフト値は後ほど、ソフト決定としてビタビ畳み込み復号器の誤り訂正復号処理で使用される。本発明はＴＤＭＡシステムに制限されるものではない。これはまたＦＤＭＡ，ＣＤＭＡおよびハイブリッドシステムでも使用できる。例えば、本発明は拡散スペクトル変調を使用し、パイロット符号が存在する直接シーケンスＣＤＭＡシステムにも適用できる。パイロット符号は既知の符号に相当する。復調は相関受信機で実行される。必要に応じて、多重相関、続いてRake結合が実行される。品質情報はRake結合器の出力の強度として表現される。チャンネルタップ係数推定値も使用できる。本発明の方法および装置の提出された実施例を添付図に図示し先の詳細な説明の中で説明してきたが、本発明は開示された実施例に制限されるものではなく、以下の特許請求の範囲に記載されそこで定められている本発明から逸脱することなく、種々の再構成、変更および置き換えが出来ることを理解されたい。請求の範囲 1. 通信チャンネルを通して送信されたデータ符号の双方向復調方法であって：第１の複数の既知のデータ符号（１７２）、第２の複数の未知のデータ符号（１７１）、および第３の複数の既知のデータ符号（１７３）を順番に受信し（２０１）；第１の複数の既知のデータ符号、第２の複数の未知のデータ符号、および第３の複数の既知のデータ符号を格納し（２０１）；前記第１の複数の既知のデータ符号の近くで受信された第２の複数の未知のデータ符号の第１ブロックを前向き復調し（２０２）；前記第２の複数の既知のデータ符号の近くで受信された第２の複数の未知のデータ符号の第２ブロックを後ろ向き復調し（２０２）；未知のデータ符号の前向き復調された第１ブロックと、後ろ向き復調された第２ブロック内の復調品質を指示する品質値を決定し、前記品質値は雑音電力、信号電力及び信号電力と雑音電力との和の組み合わせのいずれか１つに基づく複数の性能指数を含み；最善方向を示す指示を生成するために品質値を比較し（２０４）；比較するステップ内で決定された最善方向指示に基づいて、前向き復調のステップまたは後ろ向き復調のステップのいずれかを未知のデータ符号の後続ブロックに対して繰り返す（２０５）、以上のステップを特徴とする前記方法。 2. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、更に復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが、同期品質情報及びフェージング深さ情報の少なくとも１つを含む、コスト関数手法に基づく前記複数の性能指数を含むことを特徴とする、前記方法。 3. 請求項１記載の方法に於いて更に、品質値を決定するための前記ステップが、信号電力に対する雑音電力比、信号電力と雑音電力の和に対する雑音電力比、及びチャンネル利得の少なくとも１つに基づく前記複数の性能指数の１つを含むことを特徴とする、前記方法。 4. 請求項１記載の方法に於いて更に、前記比較するためのステップが前向き制御アルゴリズムと後ろ向き制御アルゴリズムとを実行することを特徴とする、前記方法。 5. 請求項４記載の方法に於いて更に、前向き制御アルゴリズムを実行する前記ステップが：前向き復調された第１ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第１積を決定し；後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、前向き復調された第１ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第２積を決定し；そして第２積を第１積から引き算する、以上のステップを含むことを特徴とする前記方法。 6. 請求項４記載の方法に於いて更に、後ろ向き制御アルゴリズムを実行する前記ステップが：後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、前向き復調された第１ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第１積を決定し；前向き復調された第１ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第２積を決定し；そして第２積を第１積から引き算する、以上のステップを含むことを特徴とする前記方法。 7. 請求項１記載の方法に於いて更に、比較する前記ステップが論理制御アルゴリズムを実行することを含み、これが：前向き復調された第１ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、前向き復調された第１ブロック内で決定された雑音電力で割り算して第１の値を決定し；後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された雑音電力で割り算して第２の値を決定し；そして前記第１の値が前記第２の値より大きいかを判定する、以上のステップを含むことを特徴とする前記方法。 8. 通信チャンネルを通して送信されたデータ符号の双方向復調システムであって：第１の複数の既知のデータ符号（１７２）、第２の複数の未知のデータ符号（１７１）、および第３の複数の既知のデータ符号（１７３）を順番に受信するための手段と；第１の複数の既知のデータ符号、第２の複数の未知のデータ符号、および第３の複数の既知のデータ符号を格納するための手段（１５１）と；前記第１の複数の既知のデータ符号の近くで受信された第２の複数の未知のデータ符号の第１ブロックを前向き復調するための手段（１５４）と；前記第２の複数の既知のデータ符号の近くで受信された第２の複数の未知のデータ符号の第２ブロックを後ろ向き復調するための手段（１５５）と；未知のデータ符号の前向き復調された第１ブロックと、後ろ向き復調された第２ブロック内の復調品質を指示する品質値を決定するための手段（１５３）で、前記品質値は雑音電力、信号電力及び信号電力と雑音電力との和の組み合わせのいずれか１つに基づく複数の性能指数を含む、前記手段と；最善方向を示す指示を生成するために品質値を比較するための手段と；品質値の比較に基づいて、前向き復調のステップまたは後ろ向き復調のステップのいずれかを未知のデータ符号の後続ブロックに対して選択するための手段とを含むことを特徴とする前記システム。 9. 請求項８記載のシステムに於いて、更に復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が、同期品質情報及びフェージング深さ情報の少なくとも１つを含む、コスト関数手法に基づく前記複数の性能指数の１つを含むことを特徴とする、前記システム。 10．請求項８記載のシステムに於いて更に、品質値を決定するための前記手段が、信号電力に対する雑音電力比、信号電力と雑音電力の和に対する雑音電力比、及びチャンネル利得の少なくとも１つに基づく前記複数の性能指数の１つを含むことを特徴とする、前記システム。 11．請求項８記載のシステムに於いて更に、前記比較するための手段が前向き制御アルゴリズムと後ろ向き制御アルゴリズムとを実行するための手段を含むことを特徴とする、前記システム。 12．請求項１１記載のシステムに於いて更に、前向き制御アルゴリズムが、前向き復調された第１ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第１積を決定し、そして後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、前向き復調された第１ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第２積を決定し、そして続いて第２積を第１積から引き算するように動作可能であることを特徴とする前記システム。 13．請求項１１記載のシステムに於いて更に、後ろ向き制御アルゴリズムが、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、前向き復調された第１ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第１積を決定し、そして前向き復調された第１ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された雑音電力に掛け算して第２積を決定し、そして続いて第２積を第１積から引き算するように動作可能であることを特徴とする前記システム。 14．請求項８記載のシステムに於いて更に、比較するための前記手段が論理制御アルゴリズムを実行するための手段を含み、これが前向き復調された第１ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、前向き復調された第１ブロック内で決定された雑音電力で割り算して第１の値を決定し、そして後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された信号電力と雑音電力との和の前記組み合わせを、後ろ向き復調された第２ブロック内で決定された雑音電力で割り算して第２の値を決定し、そして続いて前記第１の値が前記第２の値より大きいかを判定するように動作可能であることを特徴とする前記システム。【図１】【図２】【図４】【図５】【図４】

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＳ，ＦＩ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，ＭＣ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ，ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＧＨ，ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，ＵＧ，ＺＷ)，ＥＡ(ＡＭ，ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＡ，ＢＢ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＵ，ＣＺ，ＤＥ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，ＧＢ，ＧＥ，ＧＨ，ＨＵ，ＩＤ，ＩＬ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＣ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ，ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，ＰＬ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ，ＳＬ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＺ，ＶＮ，ＹＵ，ＺＷ (72)発明者コイルピライ，ラビンダー，ディ. アメリカ合衆国ノースカロライナ，ケイリイ，ハミルトンコート 1238，アパートメントエイ (72)発明者チェンナケシュ，サンディープアメリカ合衆国ノースカロライナ，ケイリイ，グレンアベイドライブ 311 【要約の続き】ブロックに対して決定され、互いに比較される（１５３，２０４）。前向きまたは後ろ向き復調データ符号のいずれかが、ＦＯＭ値の比較に基づいて復調データとして選択されて出力され、２つの新たなブロックが選択されて、全ての符号が復調されるまで処理が繰り返される。ＦＯＭは信号強度を含むパラメータに基づいている。

Claims

【特許請求の範囲】 1. 通信チャンネルを通して送信されたデータ符号の双方向復調方法であって：（ａ）予め定められたデータ符号に相当する複数の第１信号サンプル、未知のデータ符号に相当する第２の複数の信号サンプル、および第２の予め定められたデータ符号のセットに相当する第３の複数の信号サンプルを順番に受信し；（ｂ）受信した複数のデータサンプルを格納し；（ｃ）予め選択された数の符号に相当する前記信号サンプルのブロックを、前記第１の複数の信号サンプルに近くで受信されたかまたはそれを含む信号サンプルから開始するように前向き復調し；（ｄ）前記予め選択された数の符号に相当する前記信号サンプルのブロックを、前記第３の複数の信号サンプルに近くで受信されたかまたはそれを含む信号サンプルから開始するように後ろ向き復調し；（ｅ）データ符号の前向きおよび後ろ向き復調されたブロックのそれぞれの復調品質を表す品質値を決定し；（ｆ）品質値を比較して最善方向を示す指示を生成し；（ｇ）ステップ（ｆ）で決定された最善方向の指示に基づいて、データ符号の残りのブロックに対してステップ（ｃ）またはステップ（ｄ）のいずれかを繰り返す、以上のステップを含む前記方法。 2. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが性能指数を含み、これが：計量値成長から得られる雑音電力に基づいている、前記方法。 3. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが性能指数を含み、これが：予測受信値から得られる信号電力に基づいている、前記方法。 4. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが性能指数を含み、これが：推定信号電力に対する推定雑音電力比に基づいている、前記方法。 5. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが性能指数を含み、これが：受信データから得られる信号と雑音電力との和に基づいている、前記方法。 6. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが性能指数を含み、これが：信号と雑音電力との和と雑音電力の比に基づいている、前記方法。 7. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記ステップが性能指数を含み、これが：チャンネル利得に基づいている、前記方法。 8. 請求項１記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するための方法に於いて、前記複数の連続する符号ブロックの各々の前向き及び後ろ向き復調からの出力が、復調結果の品質の程度に依存して選択される、前記方法。 9. 通信チャンネルを通して送信されたデータ符号の双方向復調システムであって：（ａ）予め定められたデータ符号に相当する複数の第１信号サンプル、未知のデータ符号に相当する第２の複数の信号サンプル、および第２の予め定められたデータ符号のセットに相当する第３の複数の信号サンプルを順番に受信する手段と；（ｂ）受信した複数のデータサンプルを格納する手段と；（ｃ）予め選択された数の符号に相当する前記信号サンプルのブロックを、前記第１の複数の信号サンプルに近くで受信されたかまたはそれを含む信号サンプルから開始するように前向き復調するための手段と；（ｄ）前記予め選択された数の符号に相当する前記信号サンプルのブロックを、前記第３の複数の信号サンプルに近くで受信されたかまたはそれを含む信号サンプルから開始するように後ろ向き復調するための手段と；（ｅ）データ符号の前向きおよび後ろ向き復調されたブロックのそれぞれの復調品質を表す品質値を決定するための手段と；（ｆ）品質値を比較して最善方向を示す指示を生成するための手段とを含む、前記システム。 10．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が性能指数を含み、これが：計量値成長から得られる雑音電力に基づいている、前記システム。 11．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が性能指数を含み、これが：予測受信値から得られる信号電力に基づいている、前記システム。 12．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が性能指数を含み、これが：推定信号電力に対する推定雑音電力比に基づいている、前記システム。 13．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が性能指数を含み、これが：受信データから得られる信号と雑音電力との和に基づいている、前記システム。 14．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が性能指数を含み、これが：信号と雑音電力との和と雑音電力の比に基づいている、前記システム。 15．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、復調品質を指示する品質値を決定するための前記手段が性能指数を含み、これが：チャンネル利得に基づいている、前記システム。 16．請求項９記載の通信チャンネルを通して送信されたデータ符号を復調するためのシステムに於いて、前記複数の連続する符号ブロックの各々の前向き及び後ろ向き復調からの出力が、復調結果の品質の程度に依存して選択される、前記システム。 17．通信チャンネルを通して送信されたデータ符号の双方向復調方法であって：（ａ）予め定められたデータ符号に相当する複数の第１信号サンプル、未知のデータ符号に相当する第２の複数の信号サンプル、および第２の予め定められたデータ符号のセットに相当する第３の複数の信号サンプルを順番に受信し；（ｂ）受信した複数のデータサンプルを格納し；（ｃ）予め選択された数の符号に相当する前記信号サンプルのブロックを、前記第１の複数の信号サンプルに近くで受信されたかまたはそれを含む信号サンプルから開始するように前向き復調し；（ｄ）前記予め選択された数の符号に相当する前記信号サンプルのブロックを、前記第３の複数の信号サンプルに近くで受信されたかまたはそれを含む信号サンプルから開始するように後ろ向き復調し；（ｅ）データ符号の前向きおよび後ろ向き復調されたブロックのそれぞれの復調品質を表す品質値を決定し；（ｆ）品質値を比較して最善方向を示す指示を生成し；（ｇ）最善方向指示に基づいて前向きまたは後ろ向き復調のいずれかを、前記ブロック内の複数の符号の復調データとして選択して出力し；（ｈ）前記最善方向指示を用いて前記未知のデータ符号のブロックを復調し；（ｉ）前記最善方向で復調された前記未知のデータ符号のブロックの復調品質を指示する品質値を決定し；（ｊ）前記最善方向の復調品質を指示する品質値と前記もう一方の方向からの品質値とを比較し；（ｋ）前記未知のデータ符号の前記ブロック内の複数の符号に対する復調データとして、最善方向復調データ符号または前記もう一方の方向の復調データ符号のいずれかを選択して出力し；そして（１）複数の信号サンプルの全てが復調されるまで、データ符号の残りのブロックに対してステップ（ｈ）からステップ（ｋ）を繰り返す、以上のステップを含む前記方法。 18．拡散スペクトルディジタル通信システムに於いて、データを双方向復調するための方法であって：複数の信号サンプルを受信して前記サンプルを格納し；前記信号サンプルを前向き復調して、前向き復調符号と少なくとも１つの前向き性能指数を生成し；前記信号サンプルを後ろ向き復調して、後ろ向き復調符号と少なくとも１つの後ろ向き性能指数を生成し；そして前記前向きまたは後ろ向き性能指数の相対値に基づいて、前向きまたは後ろ向き復調符号値を選択する、以上のステップを含む、前記方法。 19．請求項１８記載のデータを復調するための方法に於いて、前記少なくとも１つの前記前向き及び後ろ向き性能指数が：収斂値、チャンネルトップ推定値、および受信信号強度のいずれかから得られる雑音電力を含む、前記方法。 20．請求項１８記載のデータを復調するための方法に於いて、前記少なくとも１つの前記前向き及び後ろ向き性能指数が：チャンネルトップ推定値から得られる信号電力を含む、前記方法。 21．請求項１８記載のデータを復調するための方法に於いて、前記少なくとも１つの前記前向き及び後ろ向き性能指数が：推定信号電力と推定雑音電力との比を含む、前記方法。 22．請求項１８記載のデータを復調するための方法に於いて、前記少なくとも１つの前記前向き及び後ろ向き性能指数が：受信データから得られた信号と雑音電力との和を含む、前記方法。 23．請求項１８記載のデータを復調するための方法に於いて、前記少なくとも１つの前記前向き及び後ろ向き性能指数が：信号と雑音電力との和と雑音電力との比を含む、前記方法。 24．請求項１８記載のデータを復調するための方法に於いて、前記少なくとも１つの前記前向き及び後ろ向き性能指数が：チャンネル利得を含む、前記方法。 25．データを双方向復調するための拡散スペクトルディジタル通信システムであって：複数の信号サンプルを受信して前記サンプルを格納するための手段と；前記信号サンプルを前向き復調して、前向き復調符号と少なくとも１つの前向き性能指数を生成するための手段と；前記信号サンプルを後ろ向き復調して、後ろ向き復調符号と少なくとも１つの後ろ向き性能指数を生成するための手段と；そして前記前向きまたは後ろ向き性能指数の相対値に基づいて、前向きまたは後ろ向き復調符号値を選択するための手段とを含む、前記システム。