JP2001312316A - Current supply controller - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、電流供給制御装置
に係り、具体的には単体電源装置及び集積回路測定装置
等で使用するに好適な電流供給制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a current supply control device, and more particularly, to a current supply control device suitable for use in a single power supply device and an integrated circuit measuring device.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来の電流供給制御装置の構成を図2に
示す。同図において、電流供給制御装置は、CPU1
と、D/A変換器2A〜2Cと、抵抗3A〜3Fと、演
算増幅器4A,4Bと、トランジスタ5と、ダイオード
6と、電流検出回路7と、比較回路8と、スイッチ9A
と、コンデンサ10Aとを有している。11は負荷であ
る。2. Description of the Related Art The configuration of a conventional current supply control device is shown in FIG. In the figure, a current supply control device is a CPU 1
, D / A converters 2A to 2C, resistors 3A to 3F, operational amplifiers 4A and 4B, a transistor 5, a diode 6, a current detection circuit 7, a comparison circuit 8, and a switch 9A.
And a capacitor 10A. 11 is a load.
【0003】CPU1は、D/A変換器2Aと接続さ
れ、D/A変換器2Aの出力端は抵抗3Aを介して演算
増幅器4Aの反転入力端子と接続されている。演算増幅
器4Aの非反転入力端子は接地されている。演算増幅器
4Aの出力端子は、抵抗3Cを介してコンデンサ10A
の一端と接続され、更に負荷11と接続されており、コ
ンデンサ10Aの他端は接地されている。コンデンサ1
0Aの一端と負荷11は、帰還抵抗器3Bを介して演算
増幅器4Aの反転入力端子と接続されている。これによ
り演算増幅器4Aは、出力端子から反転入力端子に至る
経路で負帰還閉ループが形成される。The CPU 1 is connected to a D / A converter 2A, and the output terminal of the D / A converter 2A is connected via a resistor 3A to an inverting input terminal of an operational amplifier 4A. The non-inverting input terminal of the operational amplifier 4A is grounded. The output terminal of the operational amplifier 4A is connected to a capacitor 10A via a resistor 3C.
Of the capacitor 10A, and the other end of the capacitor 10A is grounded. Capacitor 1
One end of 0A and the load 11 are connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 4A via the feedback resistor 3B. Thereby, in the operational amplifier 4A, a negative feedback closed loop is formed in a path from the output terminal to the inverting input terminal.
【0004】また、演算増幅器4Aは、電流制限調整端
子Aを有し、その端子Aにはトランジスタ5のコレクタ
端子が接続されている。トランジスタ5のベースには、
演算増幅器4Bの出力端が接続されており、また演算増
幅器4Bの非反転入力端子にはD/A変換器2Bの出力
端が接続されている。トランジスタ5のエミッタは、抵
抗3Dを介して負電源Bと接続され、かつ演算増幅器4
Bの反転入力端子に接続されている。これにより演算増
幅器4Bの出力端子からトランジスタ5のエミッタを介
して、演算増幅器4Bの反転入力端子に至る経路で負帰
還閉ループが形成されている。The operational amplifier 4A has a current limit adjusting terminal A to which the collector terminal of the transistor 5 is connected. In the base of transistor 5,
The output terminal of the operational amplifier 4B is connected, and the output terminal of the D / A converter 2B is connected to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 4B. The emitter of the transistor 5 is connected to the negative power supply B via the resistor 3D, and the operational amplifier 4
B is connected to the inverting input terminal of B. Accordingly, a negative feedback closed loop is formed in a path from the output terminal of the operational amplifier 4B to the inverting input terminal of the operational amplifier 4B via the emitter of the transistor 5.
【0005】一方、検出抵抗3Cの一端は、演算増幅器
4Aの出力端子に接続され、他端はコンデンサ10Aの
一端と負荷11に接続されており、コンデンサ10Aの
他端は接地されている。また、検出抵抗3Cの一端及び
他端は電流検出回路7の入力側に接続され、電流検出回
路7の出力端は比較回路8の一方に入力端に接続されて
いる。比較回路8の他方の入力端はD/A変換器2Cを
介してCPU1と接続されている。トランジスタ5のコ
レクタは、ダイオード6及び抵抗3Eの直列回路を介し
て負電源Bに接続されている。ダイオード6のカソード
は抵抗3Fを介してスイッチ9Aの一端に接続されてお
り、スイッチ9Aの他端は接地されている。また、スイ
ッチ9Aの制御端子には、比較回路8の出力端子が接続
されている。On the other hand, one end of the detection resistor 3C is connected to the output terminal of the operational amplifier 4A, the other end is connected to one end of the capacitor 10A and the load 11, and the other end of the capacitor 10A is grounded. One end and the other end of the detection resistor 3C are connected to the input side of the current detection circuit 7, and the output end of the current detection circuit 7 is connected to one input end of the comparison circuit 8. The other input terminal of the comparison circuit 8 is connected to the CPU 1 via the D / A converter 2C. The collector of the transistor 5 is connected to a negative power supply B via a series circuit of a diode 6 and a resistor 3E. The cathode of the diode 6 is connected to one end of the switch 9A via the resistor 3F, and the other end of the switch 9A is grounded. The output terminal of the comparison circuit 8 is connected to the control terminal of the switch 9A.
【0006】次に図2に示した従来の電流供給制御装置
の動作について説明する。この装置の機能は、CPU1
で演算増幅器4Aの出力電流IOを制限する電流制限動
作と、CPU1から入力電圧VINを設定し、負荷11
が要求する電流IOを演算増幅器4Aから供給する動作
の2種類に分けられる。まず、出力電流IOを制限する
電流制限動作について説明する。CPU1は、演算増幅
器4Aの出力電流IOを制限する電圧をディジタル信号
で設定し、D/A変換器2Bにてディジタル信号をアナ
ログ信号に変換する。この信号は、演算増幅器4Bに入
力され、トランジスタ5のベース−エミッタ間に電位差
を生じさせ、ベースからエミッタへ電流が流れる。これ
によりトランジスタ5が動作し、負電源B、エミッタ電
圧、抵抗3Dで演算増幅器4Aの電流制限調整端子Aに
流す制限電流IAが決まる。Next, the operation of the conventional current supply control device shown in FIG. 2 will be described. The function of this device is
And a current limiting operation for limiting the output current IO of the operational amplifier 4A, and setting the input voltage VIN from the CPU 1 and the load 11
Of supplying the current IO required by the operational amplifier 4A from the operational amplifier 4A. First, a current limiting operation for limiting the output current IO will be described. The CPU 1 sets a voltage for limiting the output current IO of the operational amplifier 4A by a digital signal, and converts the digital signal into an analog signal by the D / A converter 2B. This signal is input to the operational amplifier 4B, causing a potential difference between the base and the emitter of the transistor 5, and a current flows from the base to the emitter. As a result, the transistor 5 operates, and the limiting current IA flowing to the current limiting adjustment terminal A of the operational amplifier 4A is determined by the negative power supply B, the emitter voltage, and the resistor 3D.
【0007】ここで、抵抗3Dの抵抗値をRD、負電源
Bの電源電圧をVBとすると、トランジスタ5のエミッ
タ電圧はCPU1によりディジタル値で設定され、D/
A変換器2Bでアナログ値に変換された電圧VCにほぼ
等しいため、電流制限調整端子Aに流す制限電流IA
は、Here, assuming that the resistance value of the resistor 3D is RD and the power supply voltage of the negative power supply B is VB, the emitter voltage of the transistor 5 is set by the CPU 1 as a digital value.
Since the voltage is substantially equal to the voltage VC converted into an analog value by the A converter 2B, the limiting current IA flowing to the current limiting adjusting terminal A
Is
【数1】 となる。これで演算増幅器4Aに出力電流IOを過剰に
越えないように電流が制限される。(Equation 1) Becomes This limits the current to the operational amplifier 4A so as not to exceed the output current IO excessively.
【0008】また、演算増幅器4Aの出力電流IOと電
流制限調整端子Aに流れる制限電流IAとは、The output current IO of the operational amplifier 4A and the limit current IA flowing to the current limit adjustment terminal A are:
【数2】 の関係がある。式(2)において、Gは電流増幅率であ
る。CPU1で設定される電流制限電圧VCと出力電流
IOは、式(1)、(2)より、(Equation 2) There is a relationship. In the equation (2), G is a current amplification factor. The current limiting voltage VC and the output current IO set by the CPU 1 are given by equations (1) and (2).
【数3】 の関係になる。この関係式は、図3で示すように出力電
流IOは、CPU1で設定する電流制限電圧VCと比例
関係がある。(Equation 3) Becomes the relationship. In this relational expression, as shown in FIG. 3, the output current IO is proportional to the current limiting voltage VC set by the CPU 1.
【0009】また、検出抵抗3Cには、演算増幅器4A
の出力端子から負荷11へ流れる出力電流IOが流れる
ため、検出抵抗3Cの両端には電位差V1−V2が生じ
る。その電位差は、電流検出回路7で増幅され、比較回
路8の一方の入力端子に検出電圧VRCとして出力され
る。比較回路8の他方の入力端子に設定される判定電圧
VCLの設定は、負荷11が要求する電流に達したか否
かの比較判定を行うため、負荷11を満たす電流よりも
僅かに少ない電流が電流検出回路7で検出される時の電
圧を予めCPU1の制御下にあるメモリに記憶させてお
く。そして、比較回路8で検出電圧VRCと比較判定を
行うため、CPU1からD/A変換器2Cを介して判定
電圧をVCLとして設定する。An operational amplifier 4A is connected to the detection resistor 3C.
, An output current IO flowing from the output terminal to the load 11 flows, so that a potential difference V1−V2 is generated across the detection resistor 3C. The potential difference is amplified by the current detection circuit 7 and output to one input terminal of the comparison circuit 8 as a detection voltage VRC. The setting of the determination voltage VCL set at the other input terminal of the comparison circuit 8 is performed by comparing and determining whether the current required by the load 11 has been reached. The voltage detected by the current detection circuit 7 is stored in a memory under the control of the CPU 1 in advance. Then, in order for the comparison circuit 8 to make a comparison judgment with the detection voltage VRC, the judgment voltage is set as VCL from the CPU 1 via the D / A converter 2C.
【0010】比較回路8では、負荷11が要求する電流
値に達する直前の電流を検出抵抗3Cの電位差で検出
し、電流検出回路7で電圧増幅された検出電圧VRCと
予めCPU1で設定された判定電圧VCLと比較を行
う。図4は負荷11が要求する電流に達するまでの時間
tと検出電圧VRCの波形である。図5は、検出電圧V
RCと判定電圧VCLを比較回路8で比較判定した場合
に演算増幅器4Aにおける電流制限調整端子Aに流れる
電流を示した波形である。図4おいて、時間tr以下の
領域は、負荷11が要求する電流に達するまでの状態で
ある。ここでは、検出電圧VRCは、CPU1から比較
回路8に設定した判定電圧VCLより小さいため、スイ
ッチ9Aはオフ状態を継続する。スイッチ9Aがオフ状
態の時は、ダイオード6は順バイアス方向に電流が流
れ、負電源B電流が流れ込む。つまり、演算増幅器4A
における電流制限調整端子Aに流れる電流は、図5に示
すようにIA+IBとなる。The comparison circuit 8 detects the current immediately before the load 11 reaches the current value required by the potential difference of the detection resistor 3C, and determines the detection voltage VRC amplified by the current detection circuit 7 and the judgment preset by the CPU 1. A comparison is made with the voltage VCL. FIG. 4 shows waveforms of the time t until the load 11 reaches the required current and the detection voltage VRC. FIG. 5 shows the detection voltage V
5 is a waveform showing a current flowing to a current limit adjustment terminal A in an operational amplifier 4A when RC and a determination voltage VCL are compared and determined by a comparison circuit 8; In FIG. 4, a region shorter than the time tr is a state until the current required by the load 11 is reached. Here, since the detection voltage VRC is smaller than the determination voltage VCL set in the comparison circuit 8 from the CPU 1, the switch 9A keeps the OFF state. When the switch 9A is off, a current flows through the diode 6 in the forward bias direction, and a negative power supply B current flows. That is, the operational amplifier 4A
Is IA + IB as shown in FIG.
【0011】また、図4における時間tr以上の領域で
は、負荷11が要求する電流に達し、検出電圧VRCは
CPU1から比較回路8に設定した判定電圧VCLを超
えるため、スイッチ9Aはオン状態となる。スイッチ9
Aがオン状態の時は、負電源Bと接地間が導通し、その
電位差により接地側から負電源Bへ電流ICが流れ込
む。負電源Bの電源電圧をVB、抵抗3E,3Fの抵抗
値をそれぞれ、RE,RFとすると、電流ICは、In the region longer than the time tr in FIG. 4, the current required by the load 11 is reached, and the detection voltage VRC exceeds the determination voltage VCL set by the CPU 1 in the comparison circuit 8, so that the switch 9A is turned on. . Switch 9
When A is in the ON state, conduction is provided between the negative power supply B and the ground, and a current IC flows into the negative power supply B from the ground side due to the potential difference. Assuming that the power supply voltage of the negative power supply B is VB and the resistance values of the resistors 3E and 3F are RE and RF, respectively, the current IC becomes
【数4】 となる。この時、ダイオード6は、逆バイアスになるた
め、負電源Bに流れる電流は、IA+ICとなる。しか
し、電流制限調整端子Aに流れる制限電流は、図5に示
すようにIAのみとなり、最初にCPU1で設定した制
限電流IAが有効になり、出力電流IOは過剰に流れな
いように制限される。(Equation 4) Becomes At this time, since the diode 6 is reverse-biased, the current flowing to the negative power supply B is IA + IC. However, the limit current flowing to the current limit adjustment terminal A is only IA as shown in FIG. 5, and the limit current IA initially set by the CPU 1 becomes effective, and the output current IO is limited so as not to flow excessively. .
【0012】次に、入力電圧の設定に対して負荷11に
電流を供給する動作について説明する。CPU1には、
入力設定電圧に相当するディジタル信号が設定され、D
/A変換器2Aにてそのディジタル信号がアナログ値に
変換される。この信号は、演算増幅器4Aに入力され、
演算増幅器4Aで入力設定電圧まで増幅される。演算増
幅器4Aで増幅された電圧は、負荷11に設定され、演
算増幅器4Aは負荷11が要求している電流IOを供給
する。この時、コンデンサ10Aも充電される。CPU
1からの入力電圧をVIN、抵抗3Aの抵抗値をR1、
帰還抵抗3Bの抵抗値をR2とすると、負帰還閉ループ
により、負荷に印加される電圧値VOは、Next, the operation of supplying a current to the load 11 in response to the setting of the input voltage will be described. In CPU1,
A digital signal corresponding to the input set voltage is set, and D
The digital signal is converted into an analog value by the / A converter 2A. This signal is input to the operational amplifier 4A,
The signal is amplified to the input set voltage by the operational amplifier 4A. The voltage amplified by the operational amplifier 4A is set to the load 11, and the operational amplifier 4A supplies the current IO required by the load 11. At this time, the capacitor 10A is also charged. CPU
The input voltage from 1 is VIN, the resistance of the resistor 3A is R1,
Assuming that the resistance value of the feedback resistor 3B is R2, the voltage value VO applied to the load by the negative feedback closed loop is
【数5】 の関係となり、出力電圧VOは入力設定電圧VINによ
り決定される。(Equation 5) The output voltage VO is determined by the input setting voltage VIN.
【0013】コンデンサ10Aの容量をC、演算増幅器
4Aの出力電流をIO、出力電圧をVOとすると、コン
デンサ10Aに充電される時間tは、Assuming that the capacitance of the capacitor 10A is C, the output current of the operational amplifier 4A is IO, and the output voltage is VO, the time t charged to the capacitor 10A is:
【数6】 であり、式(5)で示される出力電圧VOを式(6)に
代入すると、コンデンサ10Aに充電される時間tは、
次式(7)に示すように、入力電圧VINと出力電流I
Oの関係で成り立っていることが解かる。(Equation 6) When the output voltage VO expressed by the equation (5) is substituted into the equation (6), the time t required to charge the capacitor 10A becomes
As shown in the following equation (7), the input voltage VIN and the output current I
It can be seen that the relationship O is established.
【0014】[0014]
【数7】 CPU1で入力電圧VINが設定されると、コンデンサ
10Aに充電される時間tは、出力電流IOのみに依存
する。図6は、式(7)の関係を示したものであり、出
力電流IOと時間tは反比例の関係がある。コンデンサ
10Aを充電する充電電流をIOCとすると、出力電流
IOは充電電流IOCの値より小さい場合、コンデンサ
10Aの充電時間を多く要し、負荷11に電流を供給す
る時間tが増加する。(Equation 7) When the input voltage VIN is set by the CPU 1, the time t for charging the capacitor 10A depends only on the output current IO. FIG. 6 shows the relationship of Expression (7), and the output current IO and the time t have an inversely proportional relationship. Assuming that the charging current for charging the capacitor 10A is IOC, when the output current IO is smaller than the value of the charging current IOC, a longer charging time for the capacitor 10A is required, and the time t for supplying the current to the load 11 increases.
【0015】[0015]
【発明が解決しようとする課題】従来の電流供給制御装
置では、演算増幅器4Aの電流制限調整端子Aを制御す
る際、検出電圧値VRCが判定電圧VCLより小さい時
点では、スイッチ9Aはオフ状態にある。演算増幅器4
Aの出力電流IOが負荷11とコンデンサ10Aに供給
されると、検出抵抗3Cにより検出される検出電圧VR
Cが判定電圧VCLより大きくなり、スイッチ9Aがオ
ン状態となる。In the conventional current supply control device, when controlling the current limit adjusting terminal A of the operational amplifier 4A, the switch 9A is turned off when the detected voltage value VRC is smaller than the judgment voltage VCL. is there. Operational amplifier 4
When the output current IO of A is supplied to the load 11 and the capacitor 10A, the detection voltage VR detected by the detection resistor 3C
C becomes higher than the determination voltage VCL, and the switch 9A is turned on.
【0016】このスイッチ9Aがオフ状態からオン状態
に切り替えられる際、ダイオード6と抵抗3Eを流れる
電流IBを制御するためにダイオード6のカソードに逆
バイアスをかける。この時、急激な電圧レベルの変化に
より電圧変動を生じさせ、演算増幅器4Aの電流制限調
整端子Aに影響を与え、この影響が直接、演算増幅器4
Aの出力を通じて図8に示すように負荷11、コンデン
サ10Aに供給する出力電圧VOに僅かなスパイクが出
てしまうという問題が有った。本発明はこのような事情
に鑑みてなされたものであり、負荷への出力電流を制限
するために電流制限量を切りかえる際に負荷に供給する
出力電圧におけるスパイク状の電圧変動を無くすことが
できる電流供給制御装置を提供することを目的とする。When the switch 9A is switched from the off state to the on state, a reverse bias is applied to the cathode of the diode 6 to control the current IB flowing through the diode 6 and the resistor 3E. At this time, a voltage change is caused by a sudden change in the voltage level, which affects the current limit adjustment terminal A of the operational amplifier 4A, and this influence directly affects the operational amplifier 4A.
As shown in FIG. 8, there is a problem that a slight spike appears in the output voltage VO supplied to the load 11 and the capacitor 10A through the output of A. The present invention has been made in view of such circumstances, and can eliminate a spike-like voltage fluctuation in an output voltage supplied to a load when switching a current limiting amount in order to limit an output current to a load. It is an object to provide a current supply control device.
【0017】[0017]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、請求項1に記載の発明は、設定された電流値に基づ
いて負荷に電流を供給する電流供給手段と、設定された
電流制限値に基づいて前記電流供給手段が前記負荷に供
給する電流値を制限する電流制限手段と、前記負荷に供
給される電流を電圧値として検出し、該検出電圧を出力
する電流検出手段と、前記電流検出手段の検出電圧を予
め設定された判定電圧と比較する比較手段と、前記比較
手段の比較結果に基づいて前記電流制限手段における電
流制限量を調整する電流調整手段と、前記電流供給手
段、電流制限手段及び比較手段にそれぞれ、所定の設定
値を供給する設定手段とを有する電流供給制御装置であ
って、前記比較手段の出力に基づいて前記電流調整手段
が電流制限量を切り換えるに要する時間を調整する時間
調整手段を有することを特徴とする。According to one aspect of the present invention, there is provided a current supply means for supplying a current to a load based on a set current value; Current limiting means for limiting a current value supplied to the load by the current supply means based on a value, current detection means for detecting a current supplied to the load as a voltage value, and outputting the detected voltage, A comparing unit that compares a detection voltage of the current detecting unit with a predetermined determination voltage; a current adjusting unit that adjusts a current limiting amount in the current limiting unit based on a comparison result of the comparing unit; A current supply control device having setting means for supplying a predetermined set value to each of a current limiting means and a comparing means, wherein the current adjusting means cuts a current limiting amount based on an output of the comparing means. Characterized in that it has a time adjustment means for adjusting the time required for obtaining.
【0018】また、請求項2に記載の発明は、請求項1
に記載の電流供給制御装置において、前記電流調整手段
は、両端間における電位が特定の関係にあるときオン、
オフするスイッチ手段を含み、該スイッチ手段の切換動
作により電流制限量の切り換えができるようになってお
り、前記時間調整手段は、前記スイッチ手段の一方の端
子における電圧を反転増幅する電圧増幅手段と、前記電
圧増幅手段の出力を受けて該電圧増幅手段の出力を受け
た時点から所定時間経過後に前記スイッチ手段をオン状
態からオフ状態に切り換えるように前記スイッチ手段の
他方の端子に印加する電圧を徐々に増加させ、前記スイ
ッチ手段をオン状態からオフ状態に切り換える時間を調
整する時定手段と、前記電圧増幅手段の出力端と前記時
定手段の入力端との間に設けられ前記電流検出手段の検
出電圧が予め設定された判定電圧を超えた際に出力され
る前記比較手段の比較出力に基づいてオン状態となる第
1のスイッチ手段と、前記時定手段の出力端と前記スイ
ッチ手段の他方の端子との間に設けられ前記電流検出手
段の検出電圧が予め設定された判定電圧を超えた際に出
力される前記比較手段の比較出力に基づいてオン状態と
なる第2のスイッチ手段とを有することを特徴とする。The invention described in claim 2 is the same as the invention described in claim 1.
In the current supply control device according to the above, the current adjusting means is turned on when the potential between both ends has a specific relationship,
A switching means for switching off the current limiting amount by a switching operation of the switching means; the time adjusting means includes a voltage amplifying means for inverting and amplifying a voltage at one terminal of the switching means; Receiving a voltage applied to the other terminal of the switch so that the switch is switched from an on state to an off state after a predetermined time has passed from the time when the output of the voltage amplifier is received and the output of the voltage amplifier is received. A time-measuring means for gradually increasing the time for switching the switch means from an on-state to an off-state, and the current detecting means provided between an output terminal of the voltage amplifying means and an input terminal of the time-measuring means. The first switch means which is turned on based on the comparison output of the comparison means which is output when the detected voltage of the comparator exceeds a predetermined judgment voltage A comparison output of the comparing means provided between an output terminal of the timing means and the other terminal of the switch means and output when a detection voltage of the current detection means exceeds a predetermined judgment voltage. And a second switch means that is turned on based on
【0019】また、請求項3に記載の発明は、請求項2
に記載の電流供給制御装置において、前記時定手段は、
前記第1のスイッチ手段に一端が接続され、かつ他端が
第2のスイッチ手段に接続された抵抗と、該抵抗の他端
と接地ラインとの間に接続されたコンデンサとを有する
ことを特徴とする。The invention described in claim 3 is the same as the invention in claim 2
In the current supply control device according to the above, the timing means,
A resistor having one end connected to the first switch means and the other end connected to the second switch means, and a capacitor connected between the other end of the resistor and a ground line. And
【0020】また、請求項4に記載の発明は、請求項1
乃至3のいずれかに記載の電流供給制御装置において、
前記スイッチ手段の両端間の電位状態を監視し、前記ス
イッチ手段の両端間の電位状態に応じた状態信号を出力
する電位状態監視手段と、前記電位状態監視手段の出力
信号と前記比較手段の比較出力との論理積演算を行い、
パワーオフ状態を検出する論理演算手段と、前記時定手
段を構成する抵抗と前記第1のスイッチ手段との接続点
と接地ラインとの間に接続され、前記論理積演算手段の
出力信号に基づいてパワーオフ状態の時のみオン状態と
なる第3のスイッチ手段とを有することを特徴とする。The invention described in claim 4 is the first invention.
4. The current supply control device according to any one of
A potential state monitoring means for monitoring a potential state between both ends of the switch means and outputting a state signal according to a potential state between both ends of the switch means; and comparing an output signal of the potential state monitoring means with the comparison means. Performs a logical AND operation with the output,
A logic operation means for detecting a power-off state, and a connection point between a resistor constituting the timing means and the first switch means, and a ground line, and And a third switch means that is turned on only when the power is off.
【0021】また、請求項5に記載の発明は、請求項1
乃至4のいずれかに記載の電流供給制御装置において、
前記スイッチ手段は、ダイオードであり、前記電圧増幅
手段は、前記ダイオードのアノード電圧を基準電圧と
し、該基準電圧の極性を反転して出力側の必要に応じて
可変増幅する機能を有することを特徴とする。The invention described in claim 5 is the first invention.
The current supply control device according to any one of claims 1 to 4,
The switch means is a diode, and the voltage amplifying means has a function of using the anode voltage of the diode as a reference voltage, inverting the polarity of the reference voltage, and variably amplifying the output side as needed. And
【0022】また、請求項6に記載の発明は、請求項5
に記載の電流供給制御装置において、前記電位状態監視
手段は、前記ダイオードのアノード−カソード間電圧を
監視し、前記ダイオードが順バイアス状態にあるか、逆
バイアス状態にあるかに応じた状態信号を出力すること
を特徴とする。The invention described in claim 6 is the same as the invention in claim 5
Wherein the potential state monitoring means monitors an anode-cathode voltage of the diode, and outputs a state signal according to whether the diode is in a forward bias state or a reverse bias state. It is characterized by outputting.
【0023】また、請求項7に記載の発明は、請求項2
に記載の電流供給制御装置において、前記所定時間は時
定手段を構成する抵抗の抵抗値とコンデンサの容量値と
の積である時定数により決定されることを特徴とする。The invention described in claim 7 is the same as the invention described in claim 2.
Wherein the predetermined time is determined by a time constant, which is a product of a resistance value of a resistor constituting a time determining means and a capacitance value of a capacitor.
【0024】請求項1乃至7に記載の発明によれば、設
定された電流値に基づいて負荷に電流を供給する電流供
給手段と、設定された電流制限値に基づいて前記電流供
給手段が前記負荷に供給する電流値を制限する電流制限
手段と、前記負荷に供給される電流を電圧値として検出
し、該検出電圧を出力する電流検出手段と、前記電流検
出手段の検出電圧を予め設定された判定電圧と比較する
比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記電
流制限手段における電流制限量を調整する電流調整手段
と、前記電流供給手段、電流制限手段及び比較手段にそ
れぞれ、所定の設定値を供給する設定手段とを有する電
流供給制御装置であって、前記比較手段の出力に基づい
て前記電流調整手段が電流制限量を切り換えるに要する
時間を調整する時間調整手段を有するので、該時間調整
手段により電流調整手段が電流制限量を切り換えるに要
する時間を長くすることにより、具体的には電流調整手
段を構成する電流制限量を切り替えるスイッチ手段とし
てのダイオードをオン状態からオフ状態に切り換える際
に上記ダイオードに逆バイアスがかかるまでの時間を長
くすることにより、負荷に供給する出力電圧におけるス
パイク状の電圧変動を無くすことができる。According to the first to seventh aspects of the present invention, the current supply means for supplying a current to the load based on the set current value, and the current supply means based on the set current limit value, A current limiter for limiting a current value supplied to the load, a current detector for detecting a current supplied to the load as a voltage value, and outputting the detected voltage, and a detection voltage of the current detector being set in advance. Comparing means for comparing the current with the determined voltage, current adjusting means for adjusting the current limiting amount in the current limiting means based on the result of comparison by the comparing means, and predetermined values for the current supplying means, the current limiting means and the comparing means, respectively. And a setting means for supplying a set value of the current supply control means for adjusting a time required for the current adjustment means to switch the current limit amount based on an output of the comparison means. Since the current adjusting means has an adjusting means, the time adjusting means increases the time required for the current adjusting means to switch the current limiting amount. Specifically, a diode as a switching means for switching the current limiting amount constituting the current adjusting means is provided. By increasing the time until reverse bias is applied to the diode when switching from the on state to the off state, a spike-like voltage fluctuation in the output voltage supplied to the load can be eliminated.
【0025】[0025]
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して詳細に説明する。本発明の実施の形態に係る
電流供給制御装置の構成を図1に示す。本実施の形態に
係る電流供給制御装置が図2に示した従来の電流供給制
御装置と構成上異なる部分を、図1において点線で囲ん
でいる。図2に示した電流供給制御装置と同一の構成要
素には同一の符号を付してある。Embodiments of the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. FIG. 1 shows a configuration of a current supply control device according to an embodiment of the present invention. A portion of the current supply control device according to the present embodiment that is different in configuration from the conventional current supply control device shown in FIG. 2 is surrounded by a dotted line in FIG. The same components as those of the current supply control device shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
【0026】図1において、本実施の形態に係る電流供
給制御装置は、設定された電流値に基づいて負荷11及
びコンデンサ10Aに電流を供給する、抵抗3A、3
B、3C及び演算増幅器4Aからなる電流供給手段と、
設定された電流制限値に基づいて前記電流供給手段が前
記負荷に供給する電流値を制限する、演算増幅器4B、
トランジスタ5及び抵抗3Dからなる電流制限手段と、
負荷11に供給される電流を電圧値として検出し、該検
出電圧を出力する、検出抵抗3C及び電流検出回路7か
らなる電流検出手段と、電流検出手段の検出電圧VRC
を予め設定された判定電圧VCLと比較する、比較手段
としての比較回路8と、比較手段の比較結果に基づいて
電流制限手段における電流制限量を調整する、ダイオー
ド6及び抵抗3Eからなる電流調整手段と、前記電流供
給手段、電流制限手段及び比較手段にそれぞれ、所定の
設定値を供給する設定手段としてのCPU1と、D/A
変換器2A、2B、2Cとを有している。In FIG. 1, a current supply control device according to the present embodiment supplies a current to a load 11 and a capacitor 10A based on a set current value.
B, 3C and current supply means comprising an operational amplifier 4A;
An operational amplifier 4B for limiting a current value supplied to the load by the current supply means based on the set current limit value;
Current limiting means comprising a transistor 5 and a resistor 3D;
A current detecting means for detecting a current supplied to the load 11 as a voltage value and outputting the detected voltage, the detecting means comprising a detecting resistor 3C and a current detecting circuit 7, and a detection voltage VRC of the current detecting means.
Is compared with a predetermined determination voltage VCL, and a current adjusting means including a diode 6 and a resistor 3E for adjusting a current limiting amount in the current limiting means based on a comparison result of the comparing means. A CPU 1 as setting means for supplying a predetermined set value to each of the current supply means, the current limiting means, and the comparing means;
It has converters 2A, 2B and 2C.
【0027】上記電流調整手段は、両端間における電位
が特定の関係にあるときオン、オフするスイッチ手段と
してのダイオード6を含み、該ダイオードの切換動作に
より電流制限量の切り換えができるようになっている。The current adjusting means includes a diode 6 as a switching means for turning on and off when the potential between both ends is in a specific relationship, and the current limiting amount can be switched by the switching operation of the diode. I have.
【0028】ダイオード6の一方の端子であるアノード
における電圧VAを反転増幅する電圧増幅手段としての
電圧反転増幅回路13と、電圧反転増幅回路13の出力
を受けて電圧反転増幅回路13の出力を受けた時点から
所定時間経過後にダイオード6をオン状態からオフ状態
に切り換えるようにダイオード6の他方の端子であるカ
ソードに印加する電圧VKを徐々に増加させ、ダイオー
ド6をオン状態からオフ状態に切り換える時間を調整す
る、抵抗3F及びコンデンサ10Bからなる時定手段
と、電圧反転増幅回路13の出力端と時定手段の入力端
との間に設けられ電流検出回路7の検出電圧VRCが予
め設定された判定電圧VCLを超えた際に出力される比
較回路8の比較出力に基づいてオン状態となる第1のス
イッチ手段としてのスイッチ9Bと、時定手段の出力端
とダイオード6のカソードとの間に設けられ電流検出回
路7の検出電圧VRCが予め設定された判定電圧VCL
を超えた際に出力される比較回路8の比較出力に基づい
てオン状態となる第2のスイッチ手段としてのスイッチ
9Aとにより、比較回路8の出力に基づいて電流調整手
段が電流制限量を切り換えるに要する時間を調整する時
間調整手段を構成している。The voltage inverting amplifier circuit 13 as voltage amplifying means for inverting and amplifying the voltage VA at the anode, which is one terminal of the diode 6, receives the output of the voltage inverting amplifier circuit 13 and receives the output of the voltage inverting amplifier circuit 13. The voltage VK applied to the cathode, which is the other terminal of the diode 6, is gradually increased so that the diode 6 is switched from the on-state to the off-state after a lapse of a predetermined time from the time when the diode 6 is switched from the on-state to the off-state. And a detection voltage VRC of the current detection circuit 7 which is provided between an output terminal of the voltage inverting amplifier circuit 13 and an input terminal of the timing device, and which is set in advance. The first switch means that is turned on based on the comparison output of the comparison circuit 8 that is output when the voltage exceeds the determination voltage VCL Switch 9B and the determination voltage detection voltage VRC of provided current detection circuit 7 is set in advance between the cathode of the output terminal and the diode 6 for time constant means VCL
The current adjusting means switches the current limiting amount based on the output of the comparison circuit 8 by the switch 9A as the second switching means which is turned on based on the comparison output of the comparison circuit 8 which is output when the current exceeds the threshold. Time adjusting means for adjusting the time required for the operation.
【0029】また、本実施の形態に係る電流供給制御装
置は、ダイオード6の両端間の電位状態を監視し、ダイ
オード6の両端間の電位状態に応じた状態信号を出力す
る、抵抗3G、3H、3I、演算増幅器12からなる電
位状態監視手段と、電位状態監視手段の出力信号と比較
回路8の比較出力との論理積演算を行い、電流供給制御
装置のパワーオフ状態を検出する、論理演算手段として
のNANDゲート14と、時定手段を構成する抵抗3F
とスイッチ9Bとの接続点と接地ラインとの間に接続さ
れ、NANDゲート14の出力信号に基づいてパワーオ
フ状態の時のみオン状態となる第3のスイッチ手段とし
てのスイッチ9Cとを有している。The current supply control device according to the present embodiment monitors the potential state between both ends of the diode 6 and outputs a state signal according to the potential state between both ends of the diode 6. 3I, a logical operation for performing a logical product operation of an output signal of the potential state monitoring device and a comparison output of the comparison circuit 8 to detect a power-off state of the current supply control device. Means as a means, and a resistor 3F constituting a timing means.
Switch 9C, which is connected between the connection point between the switch 9B and the switch 9B and the ground line, and which is turned on only when the power is off based on the output signal of the NAND gate 14, I have.
【0030】図1において図2に示した電流供給制御装
置に比較し追加した部分、すなわち本発明の主要部の構
成、作用について説明する。同図において、Bは負電
源、Cは正電源である。電圧反転増幅回路13の入力端
は、ダイオード6のアノードに接続され、電圧反転増幅
回路13の出力端はスイッチ9Bの一端に接続されてい
る。スイッチ9Bの他端は、抵抗3Fの一端とスイッチ
9Cの一端に接続されている。スイッチ9Cの他端は接
地されている。また、スイッチ9Aの一端は、ダイオー
ド6のカソードに接続され、スイッチ9Aの他端はコン
デンサ10Bの一端と抵抗3Fの他端に接続されてい
る。In FIG. 1, a description will be given of a portion added to the current supply control device shown in FIG. 2, that is, a configuration and an operation of a main portion of the present invention. In the figure, B is a negative power supply, and C is a positive power supply. The input terminal of the voltage inverting amplifier 13 is connected to the anode of the diode 6, and the output terminal of the voltage inverting amplifier 13 is connected to one end of the switch 9B. The other end of the switch 9B is connected to one end of the resistor 3F and one end of the switch 9C. The other end of the switch 9C is grounded. One end of the switch 9A is connected to the cathode of the diode 6, and the other end of the switch 9A is connected to one end of the capacitor 10B and the other end of the resistor 3F.
【0031】コンデンサ10Bの他端は、接地されてい
る。スイッチ9A、9Bの制御端子は、比較回路8の出
力端に接続されている。これらの回路は、ダイオード6
を含むループ構造を形成しており、ダイオード6のアノ
ードとカソード間の電位差(VA−VK)で動作する。
また、コンパレータ12の非反転入力端子は、抵抗3H
の一端と抵抗3Iの一端に接続され、抵抗3Hの他端は
ダイオード6のアノードに接続されている。コンパレー
タ12の反転入力端子は、抵抗3Gの一端に接続され、
その他端はダイオード6のカソードと接続されている。The other end of the capacitor 10B is grounded. The control terminals of the switches 9A and 9B are connected to the output terminal of the comparison circuit 8. These circuits include a diode 6
, And operates with a potential difference (VA−VK) between the anode and the cathode of the diode 6.
The non-inverting input terminal of the comparator 12 has a resistance of 3H.
Is connected to one end of the resistor 3I, and the other end of the resistor 3H is connected to the anode of the diode 6. The inverting input terminal of the comparator 12 is connected to one end of the resistor 3G,
The other end is connected to the cathode of the diode 6.
【0032】コンパレー夕12では、このコンパレー夕
12の非反転入力端子を基準とするアノード電圧VA
と、反転入力端子から入力されるダイオードのカソード
電圧VKとを比較し、出力レベルを決めている。コンパ
レータ12の出力端子は、NANDゲート14の一方の
入力端と抵抗3Jの一端に、更に抵抗3Iの他端に、そ
れぞれ接続されている。抵抗3Jの他端は、正電源Cと
接続されている。このNANDゲート14の他方の入力
端は、比較回路8の出力端子と接続されている。In the comparator 12, the anode voltage VA based on the non-inverting input terminal of the comparator 12 is used.
And the cathode voltage VK of the diode input from the inverting input terminal to determine the output level. The output terminal of the comparator 12 is connected to one input terminal of the NAND gate 14 and one end of the resistor 3J, and further to the other end of the resistor 3I. The other end of the resistor 3J is connected to the positive power supply C. The other input terminal of the NAND gate 14 is connected to the output terminal of the comparison circuit 8.
【0033】図1の点線で囲まれた回路を機能させるに
は、図2に示した従来の電流供給制御装置と同様の動作
が関わってくる。演算増幅器4Aの電圧制限端子Aは、
CPU1で設定された電流制限を受けていない場合、電
圧制限端子Aから負電源Bへ電流IBが流れ、ダイオー
ド6のアノード−カソード間には電位差(VA−VK)
が生じている。この時点では、図1の点線で囲まれた回
路は全く動作しない。負荷11、コンデンサ10Aへ出
力電流IOが供給され、検出抵抗3Cの両端に電位差
(V1−V2)が生じると、その電位差は電流検出回路
7で増幅され、検出電圧VRCとして比較回路8の一方
の入力端子に出力される。比較回路8で、検出電圧VR
CとCPU1で設定されていた判定電圧VCLとの比較
を行い、判定結果を電圧レベルで出力する。The operation of the circuit surrounded by the dotted line in FIG. 1 involves the same operation as that of the conventional current supply control device shown in FIG. The voltage limiting terminal A of the operational amplifier 4A is
When the current limit set by the CPU 1 is not applied, the current IB flows from the voltage limit terminal A to the negative power supply B, and the potential difference (VA-VK) between the anode and the cathode of the diode 6.
Has occurred. At this point, the circuit surrounded by the dotted line in FIG. 1 does not operate at all. When the output current IO is supplied to the load 11 and the capacitor 10A, and a potential difference (V1−V2) is generated between both ends of the detection resistor 3C, the potential difference is amplified by the current detection circuit 7, and is converted to one of the comparison circuits 8 as the detection voltage VRC. Output to the input terminal. In the comparison circuit 8, the detection voltage VR
C is compared with the determination voltage VCL set by the CPU 1, and the determination result is output as a voltage level.
【0034】比較回路8で判定された結果に応じてスイ
ッチ9A、9B、9Cの制御端子にオン/オフ信号が出
力される。ダイオード6のアノード電圧VAは、電圧反
転増幅回路13に入力され、電圧反転増幅回路13でダ
イオード6のアノード電圧VA以上の正電圧VARに変
換増幅される。以降、この電圧を応答電圧VARと呼
ぶ。この電圧反転増幅回路13を介して、応答電圧VA
Rに変換して扱う理由は、ダイオードのアノード電圧V
Aは負電圧であるため、ダイオード6のアノード電圧V
Aと負電源Bの電源電圧との間における電位差が逆転し
てしまった場合、つまり、スイッチ9A、9Bがオン状
態にある時に、負電源Bが突然、ショートあるいは電圧
供給が停止したときに接地状態となった負電源Bとダイ
オード6のアノード電圧VAに電位差を生じさせて、電
流の逆流が起きるのを防ぐためである。An on / off signal is output to the control terminals of the switches 9A, 9B and 9C according to the result determined by the comparison circuit 8. The anode voltage VA of the diode 6 is input to the voltage inverting amplifier 13 and is converted and amplified by the voltage inverting amplifier 13 to a positive voltage VAR equal to or higher than the anode voltage VA of the diode 6. Hereinafter, this voltage is referred to as a response voltage VAR. Through this voltage inverting amplifier circuit 13, the response voltage VA
The reason for converting to R is that the anode voltage V
Since A is a negative voltage, the anode voltage V
When the potential difference between A and the power supply voltage of the negative power supply B is reversed, that is, when the switches 9A and 9B are in the on state, the negative power supply B is suddenly short-circuited or the voltage supply is stopped. This is to prevent a reverse current from flowing by causing a potential difference between the negative power supply B in the state and the anode voltage VA of the diode 6.
【0035】また、この電圧反転増幅回路13では、入
力されている電圧をダイオード6のアノード電圧VAと
置いているだけで電圧反転増幅回路13から出力される
電圧は、電圧反転増幅器13の内部回路による。ここで
は、ダイオード6に逆バイアスをかけるように、アノー
ド電圧VAよりも大きな電圧VARにしなければならな
い。応答電圧VARは、スイッチ9Bの一端に印加され
ており、スイッチ9Bがオン状態となると、抵抗3Fを
通って、コンデンサ10Bを徐々に充電し始める。この
時、スイッチ9Aを介して、抵抗3Eにも電流が流れ、
負電源Bまで達する。つまり、比較回路8でスイッチ9
A、9Bをオン状態にさせると、応答電圧VARから負
電源Bまでの電流経路が形成される。Further, in this voltage inverting amplifier circuit 13, the voltage output from the voltage inverting amplifier circuit 13 is changed only by setting the input voltage as the anode voltage VA of the diode 6. by. Here, the voltage VAR must be higher than the anode voltage VA so as to apply a reverse bias to the diode 6. The response voltage VAR is applied to one end of the switch 9B. When the switch 9B is turned on, the response voltage VAR starts to gradually charge the capacitor 10B through the resistor 3F. At this time, a current also flows to the resistor 3E via the switch 9A,
It reaches the negative power supply B. That is, the comparison circuit 8 uses the switch 9
When A and 9B are turned on, a current path from the response voltage VAR to the negative power supply B is formed.
【0036】ダイオード6のカソード電圧VKは、応答
電圧VARと負電源Bの電圧VB、その間に設けられた
抵抗3F、3Eの分圧比で決まる。コンデンサ10Bが
十分に充電されていると仮定した場合、ダイオード6の
カソード電圧VKは、次式で求まる。The cathode voltage VK of the diode 6 is determined by the response voltage VAR, the voltage VB of the negative power supply B, and the voltage dividing ratio of the resistors 3F and 3E provided therebetween. Assuming that the capacitor 10B is sufficiently charged, the cathode voltage VK of the diode 6 is obtained by the following equation.
【数8】 この抵抗3Fとコンデンサ10Bとで構成される時定回
路は、一般で言う積分回路を形成しており、応答電圧V
ARからダイオード6のカソードヘ、抵抗3Fを通って
コンデンサ10Bに電荷を充電しながら、応答電圧VA
Rの電圧レベルまで電圧を供給するように動作する。こ
の動作は過渡的であり、非線形である。電圧VKへ達す
るまでの状態は図7に示すようにOVからVARまで電
圧が変化している。(Equation 8) The time setting circuit constituted by the resistor 3F and the capacitor 10B forms an integration circuit generally called, and the response voltage V
While charging the capacitor 10B from AR to the cathode of the diode 6 through the resistor 3F, the response voltage VA
It operates to supply a voltage up to the voltage level of R. This operation is transient and non-linear. In the state before reaching the voltage VK, the voltage changes from OV to VAR as shown in FIG.
【0037】コンデンサ10Bの容量をCB、経過時間
をTとおくと、ダイオード6のカソード電圧VKは、次
式で表せる。Assuming that the capacitance of the capacitor 10B is CB and the elapsed time is T, the cathode voltage VK of the diode 6 can be expressed by the following equation.
【数9】 また、ダイオード6のカソード電圧VKが応答電圧VA
Rに達する時間Tは、積分回路を形成している抵抗3F
の抵抗値RFとコンデンサ10Bの容量CBにより定ま
る時定数TAで決まる。(Equation 9) Further, the cathode voltage VK of the diode 6 becomes the response voltage VA.
The time T to reach R depends on the resistance 3F forming the integrating circuit.
Is determined by the time constant TA determined by the resistance value RF and the capacitance CB of the capacitor 10B.
【数10】 本実施の形態で追加した回路は、ダイオード6のアノー
ドから負電源Bへ流れ込む電流IBを制御するため、ダ
イオード6のアノードから負電源Bへ流れる電流経路を
別に用意し、別経路から徐々に電流を増やしていくこと
で、ダイオード6のアノード−カソード間の電位差(V
A−VK)を逆転させることで、演算増幅器4Aの制限
電流IAを有効にし、負荷11及びコンデンサ10Bへ
流れる出力電流IOを制限できるようにしている。(Equation 10) In the circuit added in the present embodiment, a current path flowing from the anode of the diode 6 to the negative power supply B is separately prepared in order to control the current IB flowing from the anode of the diode 6 to the negative power supply B. Is increased, the potential difference between the anode and the cathode of the diode 6 (V
A-VK) is reversed, so that the limiting current IA of the operational amplifier 4A is enabled, and the output current IO flowing to the load 11 and the capacitor 10B can be limited.
【0038】また、この回路は、ダイオード6のアノー
ド−カソード間の電位差(VA−VK)をコンパレータ
12を用いて常に監視している。コンパレータ12は、
ダイオード6のアノード電圧VAを基準電圧とし、ダイ
オード6のカソード電圧VKと比較し、比較結果を電圧
レベルで出力する。アノード電圧VAが、カソード電圧
VKよりも小さい時、コンパレータ12の出力はハイレ
ベル(H)の信号を出力する。また、アノード電圧VA
がカソード電圧VKよりも大きい時、ローレベル(L)
の信号を出力する。このコンパレータ12の電圧レベル
と、比較回路8の出力レベルとがNANDゲート14に
より論理積演算され、この論理積結果によりスイッチ9
Cのオン、オフ状態が制御される。In this circuit, the potential difference (VA-VK) between the anode and the cathode of the diode 6 is constantly monitored by using the comparator 12. Comparator 12
The anode voltage VA of the diode 6 is used as a reference voltage, compared with the cathode voltage VK of the diode 6, and the comparison result is output as a voltage level. When the anode voltage VA is lower than the cathode voltage VK, the output of the comparator 12 outputs a high level (H) signal. Also, the anode voltage VA
Is low level (L) when is higher than the cathode voltage VK.
The signal of is output. The AND operation of the voltage level of the comparator 12 and the output level of the comparison circuit 8 is performed by the NAND gate 14, and the switch 9
The on / off state of C is controlled.
【0039】回路動作を含めて、コンパレータ12の動
作を具体的に説明すると、比較回路8の出力レベルがH
の時、つまり負荷11、コンデンサ10Aが要求する電
流が流れていない場合には、ダイオード6のアノード−
カソード間に電位差(VA−VK)が生じている。この
時、電流IBは、ダイオード6のアノードから負電源B
まで流れており、演算増幅器4Aの電流制限端子Aが無
効になっている。一方、コンパレータ12は、ダイオー
ド6のアノード−カソード間電圧(VA−VK)より、
出力電圧レベルはHとなる。スイッチ9Cは、この時に
オンし、接地側への経路を開放することで、コンデンサ
10Bに充電されていた電荷をグランド(GND)へ流
す(図10)The operation of the comparator 12 including the circuit operation will be specifically described.
In other words, when the current required by the load 11 and the capacitor 10A is not flowing, the anode of the diode 6
A potential difference (VA-VK) occurs between the cathodes. At this time, the current IB is supplied from the anode of the diode 6 to the negative power supply B.
And the current limiting terminal A of the operational amplifier 4A is disabled. On the other hand, the comparator 12 calculates the voltage between the anode and the cathode of the diode 6 (VA-VK).
The output voltage level becomes H. The switch 9C is turned on at this time, and the charge charged in the capacitor 10B flows to the ground (GND) by opening the path to the ground (FIG. 10).
【0040】また、比較回路8の出力レベルがLの時、
つまり負荷11、コンデンサ10Aが要求する電流が流
れている場合、抵抗3Fを介してコンデンサ10Bが充
電され始めたばかりで、ダイオード6のアノード−カソ
ード間が順バイアス状態にある場合、コンパレータ12
の出力電圧レベルはHとなる(図10)。その後、コ
ンデンサ10Bが十分に充電されると、ダイオード6の
アノード−カソード間が逆バイアス状態となる。この結
果、電流IBは流れず、演算増幅器4Aの電流制限端子
Aが有効になり、出力電流IOが制限される。また、コ
ンパレータ12の出力電圧レベルは、Lとなる。更に、
演算増幅器4Aの出力電流IOを負荷11、コンデンサ
10Aに供給してから十分に時間が経過した場合、比較
回路8の出力レベルはLを保持し続け、また、コンパレ
ータ12の出力レベルも同様にLを保持し続けている
(図10)。When the output level of the comparison circuit 8 is L,
That is, when the current required by the load 11 and the capacitor 10A is flowing, the capacitor 10B has just started to be charged via the resistor 3F, and when the anode-cathode of the diode 6 is in the forward bias state, the comparator 12
Becomes H (FIG. 10). Thereafter, when the capacitor 10B is sufficiently charged, a reverse bias state is established between the anode and the cathode of the diode 6. As a result, the current IB does not flow, the current limiting terminal A of the operational amplifier 4A becomes valid, and the output current IO is limited. Further, the output voltage level of the comparator 12 becomes L. Furthermore,
If a sufficient time has elapsed since the output current IO of the operational amplifier 4A was supplied to the load 11 and the capacitor 10A, the output level of the comparison circuit 8 continues to hold L, and the output level of the comparator 12 also becomes L. (FIG. 10).
【0041】負荷10及びコンデンサ10Aに対して演
算増幅器4Aからの出力電流IOの供給を終了させるた
めには、CPU1から終了制御を行う。すると、検出抵
抗3Cの両端の電位差(V1−V2)が小さくなり、再
び比較回路8の出カレベルがHになる。これにより、ス
イッチ9A、9B、9Cがオフになる。この時コンパレ
ータ12の出力電圧レベルは、僅かにローレベル(L)
を保持しているが、ダイオード6のアノード−カソード
間の順バイアスにより、ハイレベル(H)に切り替わる
(図10、)。スイッチ9Cがオン状態となるの
は、この電流供給制御装置の動作開始時と動作終了時に
コンデンサ10Bの充電電荷を放電する時のみである。
これらの機能追加により、不慮の事故でスイッチ9A、
9Bがオフしても、コンデンサ10Bの充電電圧、すな
わち応答電圧VARは、放電されずに保持されているた
め、スイッチ9A、9Bがオン状態になり次第、スイッ
チオフ以前の状況へ復帰させることができる。In order to terminate the supply of the output current IO from the operational amplifier 4A to the load 10 and the capacitor 10A, termination control is performed by the CPU 1. Then, the potential difference (V1-V2) between both ends of the detection resistor 3C becomes small, and the output level of the comparison circuit 8 becomes H again. As a result, the switches 9A, 9B, 9C are turned off. At this time, the output voltage level of the comparator 12 is slightly low level (L).
Is switched to a high level (H) due to the forward bias between the anode and the cathode of the diode 6 (FIG. 10). The switch 9C is turned on only when the charge of the capacitor 10B is discharged at the start and end of the operation of the current supply control device.
With the addition of these functions, the switch 9A,
Even if the switch 9B is turned off, the charging voltage of the capacitor 10B, that is, the response voltage VAR is maintained without being discharged, so that as soon as the switches 9A and 9B are turned on, it is possible to return to the state before the switch was turned off. it can.
【0042】次に本実施の形態に係る電流供給制御装置
の全体の動作について説明する。図1において、まず、
演算増幅器4A の出力電流IOを制限するため、CP
U1は、出力電流IOを制限する電圧をD/A変換器2
Bにディジタル値で設定する。D/A変換器2Bは、こ
のディジタル値をアナログ電圧値VCに変換し、演算増
幅器4Bに電圧VCとして入力し、演算増幅器4A の
電流制限調整端子Aに流す制限電流を電流IAに設定す
る。これにより、演算増幅器4Aに出力電流IOを過剰
に越えないように電流制限が行われる。Next, the overall operation of the current supply control device according to this embodiment will be described. In FIG. 1, first,
To limit the output current IO of the operational amplifier 4A, CP
U1 outputs the voltage limiting output current IO to D / A converter 2
Set a digital value to B. The D / A converter 2B converts the digital value into an analog voltage value VC, inputs the digital value to the operational amplifier 4B as the voltage VC, and sets a current limit to the current limit adjustment terminal A of the operational amplifier 4A as the current IA. As a result, the current is limited so that the output current IO does not excessively exceed the operational amplifier 4A.
【0043】比較回路8における判定電圧VCLの設定
は、CPU1からディジタル値で与えられ、このディジ
タル値はD/A変換器2Cでアナログ値VCLに変換
し、比較回路8の他端へ設定される。また、CPU1に
より、入力電圧がディジタル値で入力され、D/A変換
器2Aでアナログ値VINに変換され、負荷11に設定
される。すると、演算増幅器4Aは負荷11が要求して
いる電流を供給するように動作する。演算増幅器4Aの
出力電流IOは、検出抵抗3Cを通って負荷11に流れ
るため、検出抵抗3Cの両端には(V1−V2)の電位
差が生じる。この電位差は、電流検出回路7で増幅さ
れ、検出電圧VRCとして比較回路8に入力される。The setting of the judgment voltage VCL in the comparison circuit 8 is given as a digital value from the CPU 1, and this digital value is converted into an analog value VCL by the D / A converter 2C and set to the other end of the comparison circuit 8. . The input voltage is input as a digital value by the CPU 1, converted into an analog value VIN by the D / A converter 2 A, and set to the load 11. Then, the operational amplifier 4A operates to supply the current required by the load 11. Since the output current IO of the operational amplifier 4A flows to the load 11 through the detection resistor 3C, a potential difference (V1−V2) is generated between both ends of the detection resistor 3C. This potential difference is amplified by the current detection circuit 7 and input to the comparison circuit 8 as the detection voltage VRC.
【0044】この検出電圧VRCは、比較回路8で判定
電圧VCLと比較され、その比較結果によりスイッチ9
A、9Bが制御される。検出電圧VRCが判定電圧VC
Lより小さい場合、スイッチ9A、9Bはオフ状態を継
続するため、ダイオード6のアノード−カソード間は順
バイアス状態になり、抵抗3Eに電流が流れる。つま
り、演算増幅器4Aの電流制限調整端子Aに流れる電流
は、(IA+IB)になり、出力電流IOは、制限電流
IAの制限電流で設定された電流よりも多く流せるよう
になる。この時、制限電流IAは定電流のように振る舞
い、演算増幅器4Aの出力電流IOは、抵抗3Eに流れ
る電流値IBにより決めることができる。この電流値I
Bは、抵抗3Eの抵抗値のみに依存するため、演算増幅
器4Aが備えている最大電流を出力できるように抵抗3
Eの抵抗値を決めておけば、負荷11及びコンデンサ1
0が要求する電流を供給することができ、更に演算増幅
器4Aの備えている最大電流を駆動する能力で電流供給
をすることができる。The detection voltage VRC is compared with the judgment voltage VCL by the comparison circuit 8 and the switch 9 is determined based on the comparison result.
A and 9B are controlled. The detection voltage VRC is equal to the judgment voltage VC.
If it is smaller than L, the switches 9A and 9B continue to be in the off state, so that a forward bias state is established between the anode and cathode of the diode 6, and a current flows through the resistor 3E. That is, the current flowing to the current limit adjustment terminal A of the operational amplifier 4A becomes (IA + IB), and the output current IO can flow more than the current set by the limit current of the limit current IA. At this time, the limiting current IA behaves like a constant current, and the output current IO of the operational amplifier 4A can be determined by the current value IB flowing through the resistor 3E. This current value I
B depends only on the resistance value of the resistor 3E, so that the resistor 3B can output the maximum current of the operational amplifier 4A.
If the resistance value of E is determined, the load 11 and the capacitor 1
0 can supply the current required, and the current can be supplied with the maximum current driving capability of the operational amplifier 4A.
【0045】また、検出電圧VRCが判定電圧VCLよ
り大きくなった時点でスイッチ9A、9Bはオン状態と
なる。ダイオード6のアノード電圧VAは電圧反転増幅
回路13で反転増幅されて応答電圧VARとなり、この
応答電圧VARは抵抗3Fを介してコンデンサ10Bに
印加され、コンデンサ10Bに充電が開始される。この
充電開始時点から時間CB・RF経過後、ダイオード6
のアノード−カソード間には逆バイアスがかかるため、
電流IBは流れなくなる。これにより演算増幅器4Aの
電流制限調整端子Aから負電源Bに流れる電流は、制限
電流IAのみとなり、演算増幅器4Aは出力電流IOを
制限するように動作する。When the detection voltage VRC becomes higher than the determination voltage VCL, the switches 9A and 9B are turned on. The anode voltage VA of the diode 6 is inverted and amplified by the voltage inverting amplifier circuit 13 to become the response voltage VAR. The response voltage VAR is applied to the capacitor 10B via the resistor 3F, and the capacitor 10B starts charging. After a lapse of time CB / RF from the charging start time, the diode 6
Because a reverse bias is applied between the anode and cathode of
The current IB stops flowing. As a result, the current flowing from the current limit adjustment terminal A of the operational amplifier 4A to the negative power supply B is only the limited current IA, and the operational amplifier 4A operates to limit the output current IO.
【0046】応答電圧VARを、抵抗器3Fとコンデン
サ10Bにより構成される時定回路(積分回路)を介し
てダイオード6のカソードに供給することにより、ダイ
オード6のアノード−カソード間に逆バイアス電圧をか
けるまでの時間を緩やかにする事で、演算増幅器4Aの
電流調整端子Aから負電源Bまでに流れる電流の流れを
IBからIAへ制御し、負荷11、コンデンサ10Aへ
流れる出力電流IOに電流制限時の影響を及ぼさないよ
うにしている。これらの動作により、負荷11及びコン
デンサ10に供給する出力電流IOは、従来装置より、
演算増幅器4Aの電流制限調整端子Aの制御に時間がか
かる。これは、コンデンサ10Bを充電しているためで
あるが、出力電流IOを制限する際に、スイッチ切り替
え時に生じていた僅かなスパイクの影響を無くすことが
できる。The response voltage VAR is supplied to the cathode of the diode 6 via a time-setting circuit (integrating circuit) composed of the resistor 3F and the capacitor 10B, so that a reverse bias voltage is applied between the anode and the cathode of the diode 6. By slowing the time until the application, the current flowing from the current adjustment terminal A of the operational amplifier 4A to the negative power supply B is controlled from IB to IA, and the current is limited to the output current IO flowing to the load 11 and the capacitor 10A. I try not to affect the time. By these operations, the output current IO supplied to the load 11 and the capacitor 10 is smaller than that of the conventional device.
It takes time to control the current limit adjustment terminal A of the operational amplifier 4A. This is because the capacitor 10B is being charged. However, when limiting the output current IO, it is possible to eliminate the influence of a slight spike generated when the switch is switched.
【0047】電流供給制御装置の動作の全体の流れは、
図9に示すようになっている。図10は、図9の点線で
囲まれた回路の動作状態を示す流れ図である。また、図
11は、図9に示す電流供給制御装置の各部の動作状態
を示す説明図である。従来装置では、スイッチオンの
際、瞬時にダイオード6のアノード−カソード間に逆バ
イアスをかけていたため、電流制限調整端子Aの電圧が
急激に変動し、演算増幅器4Aの出力端に過渡的な電圧
変動が見られたが、本実施の形態にかかる電流供給制御
装置では、ダイオード6のアノード−カソード間に緩慢
に逆バイアスをかける為、電流制限調整端子Aの電圧も
緩慢に切り替わるため、演算増幅器4Aの出力には影響
を与えることは無くなる。The overall flow of the operation of the current supply control device is as follows:
It is as shown in FIG. FIG. 10 is a flowchart showing the operation state of the circuit surrounded by the dotted line in FIG. FIG. 11 is an explanatory diagram showing an operation state of each unit of the current supply control device shown in FIG. In the conventional device, when the switch is turned on, a reverse bias is instantaneously applied between the anode and the cathode of the diode 6, so that the voltage of the current limit adjustment terminal A fluctuates rapidly, and the transient voltage is applied to the output terminal of the operational amplifier 4A. Although a fluctuation was observed, in the current supply control device according to the present embodiment, since the reverse bias was slowly applied between the anode and the cathode of the diode 6, the voltage of the current limit adjustment terminal A also switched slowly, so that the operational amplifier The output of 4A is not affected.
【0048】本発明の実施の形態によれば、演算増幅器
4Aに制限電流IAの設定を有効にする際、スイッチ9
A,9Bがオン状態となってからダイオード6に逆バイ
アスをかけるための時間を僅かに長くすることにより、
演算増幅器4Aの電流制限調整端子Aに生じていた急激
な電圧変動を緩和し、緩慢な電圧切り替えを行えるよう
にし、スイッチの切り替え時に発生していた僅かなスパ
イク状の電圧変動を無くすことができる。According to the embodiment of the present invention, when the setting of the limiting current IA to the operational amplifier 4A is made effective, the switch 9
By slightly increasing the time for applying a reverse bias to the diode 6 after A and 9B are turned on,
Sudden voltage fluctuations occurring at the current limit adjustment terminal A of the operational amplifier 4A can be alleviated, slow voltage switching can be performed, and slight spike-like voltage fluctuations generated at the time of switch switching can be eliminated. .
【0049】[0049]
【発明の効果】以上に説明したように本発明によれば、
設定された電流値に基づいて負荷に電流を供給する電流
供給手段と、設定された電流制限値に基づいて前記電流
供給手段が前記負荷に供給する電流値を制限する電流制
限手段と、前記負荷に供給される電流を電圧値として検
出し、該検出電圧を出力する電流検出手段と、前記電流
検出手段の検出電圧を予め設定された判定電圧と比較す
る比較手段と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記
電流制限手段における電流制限量を調整する電流調整手
段と、前記電流供給手段、電流制限手段及び比較手段に
それぞれ、所定の設定値を供給する設定手段とを有する
電流供給制御装置であって、前記比較手段の出力に基づ
いて前記電流調整手段が電流制限量を切り換えるに要す
る時間を調整する時間調整手段を有するので、該時間調
整手段により電流調整手段が電流制限量を切り換えるに
要する時間を長くすることにより、具体的には電流調整
手段を構成する電流制限量を切り替えるスイッチ手段と
してのダイオードをオン状態からオフ状態に切り換える
際に上記ダイオードに逆バイアスがかかるまでの時間を
長くすることにより、負荷に供給する出力電圧における
スパイク状の電圧変動を無くすことができる。According to the present invention as described above,
A current supply unit that supplies a current to a load based on a set current value; a current limit unit that limits a current value supplied to the load by the current supply unit based on a set current limit value; Current detection means for detecting the current supplied to the power supply as a voltage value and outputting the detected voltage, a comparison means for comparing the detection voltage of the current detection means with a predetermined judgment voltage, and a comparison result of the comparison means A current adjusting unit that adjusts a current limiting amount in the current limiting unit based on the current supply unit, and a setting unit that supplies a predetermined set value to each of the current supplying unit, the current limiting unit, and the comparing unit. There is provided a time adjusting means for adjusting a time required for the current adjusting means to switch the current limiting amount based on an output of the comparing means. By increasing the time required for the regulating means to switch the current limiting amount, specifically, when switching the diode as the switching means for switching the current limiting amount constituting the current regulating means from the on state to the off state, the diode is switched to the off state. By increasing the time until the reverse bias is applied, a spike-like voltage fluctuation in the output voltage supplied to the load can be eliminated.
【図1】 本発明の実施の形態に係る電流供給制御装置
の構成を示す回路図。FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a current supply control device according to an embodiment of the present invention.
【図2】 従来の電流供給制御装置の構成を示す回路
図。FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional current supply control device.
【図3】 電流供給制御装置においてCPUで設定する
電流制限電圧VCと出力電流IOとの関係を示す特性
図。FIG. 3 is a characteristic diagram showing a relationship between a current limiting voltage VC set by a CPU and an output current IO in the current supply control device.
【図4】 負荷が要求する電流に達するまでの時間tと
検出電圧VRCとの関係を示す特性図。FIG. 4 is a characteristic diagram showing a relationship between a time t until a load reaches a required current and a detection voltage VRC.
【図5】 検出電圧VRCと出力電流IOとの関係を示
す特性図。FIG. 5 is a characteristic diagram showing a relationship between a detection voltage VRC and an output current IO.
【図6】 時定回路におけるコンデンサの充電時間tと
出力電流との関係を示す特性図。FIG. 6 is a characteristic diagram showing a relationship between a charging time t of a capacitor and an output current in a time setting circuit.
【図7】 図1におけるダイオードのカソード電圧VK
と、カソード電圧VKと経過時間Tとの関係を示す特性
図。FIG. 7 shows a cathode voltage VK of the diode in FIG.
FIG. 5 is a characteristic diagram showing a relationship between a cathode voltage VK and an elapsed time T.
【図8】 本実施の形態に係る電流供給制御装置と従来
の電流供給制御装置におけるスイッチ切り替え時におけ
る出力電圧VOの波形を示す図。FIG. 8 is a diagram showing a waveform of an output voltage VO when a switch is switched between the current supply control device according to the present embodiment and a conventional current supply control device.
【図9】 図1に示した本実施の形態に係る電流供給制
御装置の動作の全体の流れを示す図。FIG. 9 is a diagram showing the overall flow of the operation of the current supply control device according to the embodiment shown in FIG. 1;
【図10】 図9における点線で囲まれた回路の動作の
流れを示す図。FIG. 10 is a diagram showing a flow of operation of a circuit surrounded by a dotted line in FIG. 9;
【図11】 図9に示す電流供給制御装置の各部の動作
状態を示す説明図。11 is an explanatory diagram showing an operation state of each unit of the current supply control device shown in FIG.
1 CPU 2A〜2C D/A変換器 3A〜3J 抵抗 4A〜4B 演算増幅器 5 トランジスタ 6 ダイオード 7 電流検出回路 8 比較回路 9A〜9C スイッチ 10A、10B コンデンサ 11 負荷 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 CPU 2A-2C D / A converter 3A-3J Resistance 4A-4B Operational amplifier 5 Transistor 6 Diode 7 Current detection circuit 8 Comparison circuit 9A-9C Switch 10A-10B Capacitor 11 Load
Claims (7)
を供給する電流供給手段と、 設定された電流制限値に基づいて前記電流供給手段が前
記負荷に供給する電流値を制限する電流制限手段と、前
記負荷に供給される電流を電圧値として検出し、該検出
電圧を出力する電流検出手段と、前記電流検出手段の検
出電圧を予め設定された判定電圧と比較する比較手段
と、前記比較手段の比較結果に基づいて前記電流制限手
段における電流制限量を調整する電流調整手段と、前記
電流供給手段、電流制限手段及び比較手段にそれぞれ、
所定の設定値を供給する設定手段とを有する電流供給制
御装置であって、 前記比較手段の出力に基づいて前記電流調整手段が電流
制限量を切り換えるに要する時間を調整する時間調整手
段を有することを特徴とする電流供給制御装置。A current supply unit that supplies a current to a load based on a set current value; and a current limit that limits a current value supplied to the load by the current supply unit based on a set current limit value. Means, a current detecting means for detecting a current supplied to the load as a voltage value, and outputting the detected voltage; a comparing means for comparing a detection voltage of the current detecting means with a predetermined determination voltage; A current adjusting unit that adjusts a current limiting amount in the current limiting unit based on a comparison result of the comparing unit; and a current supply unit, a current limiting unit, and a comparing unit, respectively.
A current supply control device having setting means for supplying a predetermined set value, comprising: a time adjusting means for adjusting a time required for the current adjusting means to switch the current limiting amount based on an output of the comparing means. A current supply control device characterized by the above-mentioned.
位が特定の関係にあるときオン、オフするスイッチ手段
を含み、該スイッチ手段の切換動作により電流制限量の
切り換えができるようになっており、 前記時間調整手段は、 前記スイッチ手段の一方の端子における電圧を反転増幅
する電圧増幅手段と、 前記電圧増幅手段の出力を受けて該電圧増幅手段の出力
を受けた時点から所定時間経過後に前記スイッチ手段を
オン状態からオフ状態に切り換えるように前記スイッチ
手段の他方の端子に印加する電圧を徐々に増加させ、前
記スイッチ手段をオン状態からオフ状態に切り換える時
間を調整する時定手段と、 前記電圧増幅手段の出力端と前記時定手段の入力端との
間に設けられ前記電流検出手段の検出電圧が予め設定さ
れた判定電圧を超えた際に出力される前記比較手段の比
較出力に基づいてオン状態となる第1のスイッチ手段
と、 前記時定手段の出力端と前記スイッチ手段の他方の端子
との間に設けられ前記電流検出手段の検出電圧が予め設
定された判定電圧を超えた際に出力される前記比較手段
の比較出力に基づいてオン状態となる第2のスイッチ手
段と、 を有することを特徴とする請求項1に記載の電流供給制
御装置。2. The current adjusting means includes switch means for turning on and off when a potential between both ends is in a specific relationship, and a current limiting amount can be switched by a switching operation of the switch means. The time adjusting means includes a voltage amplifying means for inverting and amplifying a voltage at one terminal of the switch means; and A timing means for gradually increasing the voltage applied to the other terminal of the switch means so as to switch the switch means from the on state to the off state, and adjusting a time for switching the switch means from the on state to the off state; The detection voltage of the current detection means provided between the output terminal of the voltage amplification means and the input terminal of the timing means exceeds a predetermined determination voltage. A first switch that is turned on based on a comparison output of the comparison means that is output when the current detection is performed. The first switch is provided between an output terminal of the timing means and the other terminal of the switch. And a second switch unit that is turned on based on a comparison output of the comparison unit that is output when a detection voltage of the unit exceeds a predetermined determination voltage. The current supply control device according to any one of the preceding claims.
段に一端が接続され、かつ他端が第2のスイッチ手段に
接続された抵抗と、該抵抗の他端と接地ラインとの間に
接続されたコンデンサとを有することを特徴とする請求
項2に記載の電流供給制御装置。3. The timing means includes a resistor having one end connected to the first switch means and the other end connected to the second switch means, and a resistor connected between the other end of the resistor and a ground line. The current supply control device according to claim 2, further comprising a capacitor connected to the current supply control device.
監視し、前記スイッチ手段の両端間の電位状態に応じた
状態信号を出力する電位状態監視手段と、 前記電位状態監視手段の出力信号と前記比較手段の比較
出力との論理積演算を行い、パワーオフ状態を検出する
論理演算手段と、 前記時定手段を構成する抵抗と前記第1のスイッチ手段
との接続点と接地ラインとの間に接続され、前記論理積
演算手段の出力信号に基づいてパワーオフ状態の時のみ
オン状態となる第3のスイッチ手段と、 を有することを特徴とする請求項1乃至3のいずれかに
記載の電流供給制御装置。4. A potential state monitoring means for monitoring a potential state between both ends of the switch means and outputting a state signal according to a potential state between both ends of the switch means, and an output signal of the potential state monitoring means. A logical operation unit that performs a logical product operation with the comparison output of the comparison unit to detect a power-off state; and a connection between a resistor that forms the timing unit and the first switch unit and a ground line. And a third switch unit that is turned on only when in a power-off state based on an output signal of the AND operation unit, and that is connected to the third switch unit. Current supply control device.
り、 前記電圧増幅手段は、前記ダイオードのアノード電圧を
基準電圧とし、該基準電圧の極性を反転して出力側の必
要に応じて可変増幅する機能を有することを特徴とする
請求項1乃至4のいずれかに記載の電流供給制御装置。5. The switch means is a diode, and the voltage amplifying means uses the anode voltage of the diode as a reference voltage, inverts the polarity of the reference voltage, and variably amplifies the output side as necessary. The current supply control device according to any one of claims 1 to 4, further comprising:
ドのアノード−カソード間電圧を監視し、前記ダイオー
ドが順バイアス状態にあるか、逆バイアス状態にあるか
に応じた状態信号を出力することを特徴とする請求項5
に記載の電流供給制御装置。6. The potential state monitoring means monitors a voltage between an anode and a cathode of the diode, and outputs a state signal according to whether the diode is in a forward bias state or a reverse bias state. Claim 5
3. The current supply control device according to claim 1.
の抵抗値とコンデンサの容量値との積である時定数によ
り決定されることを特徴とする請求項2に記載の電流供
給制御装置。7. The current supply control device according to claim 2, wherein the predetermined time is determined by a time constant which is a product of a resistance value of a resistor and a capacitance value of a capacitor constituting the time-fixing means. .
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2000131734A JP2001312316A (en) | 2000-04-28 | 2000-04-28 | Current supply controller |
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Publications (1)
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