JP2001238484A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JP2001238484A JP2001238484A JP2000043922A JP2000043922A JP2001238484A JP 2001238484 A JP2001238484 A JP 2001238484A JP 2000043922 A JP2000043922 A JP 2000043922A JP 2000043922 A JP2000043922 A JP 2000043922A JP 2001238484 A JP2001238484 A JP 2001238484A
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- JP
- Japan
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- motor
- wave
- inverter device
- sine wave
- falling
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
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- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ブラシレスモータ、リラクタンスモータ、誘
導電動機に使用されるインバータ装置において、低振
動、低騒音な運転を行うインバータ装置を提供すること
を目的とする。 【解決手段】 本発明は、台形波電圧、あるいは台形波
の立ち上がり部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正
弦波電圧が有する時間高調波成分をフーリエ級数により
解析し、最適な台形波電圧波形あるいは最適な擬似正弦
波電圧波形でモータ運転を行うインバータ装置を提供す
るものである。これにより低振動、低騒音なモータ運転
を行うインバータ装置を得ることができる。
導電動機に使用されるインバータ装置において、低振
動、低騒音な運転を行うインバータ装置を提供すること
を目的とする。 【解決手段】 本発明は、台形波電圧、あるいは台形波
の立ち上がり部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正
弦波電圧が有する時間高調波成分をフーリエ級数により
解析し、最適な台形波電圧波形あるいは最適な擬似正弦
波電圧波形でモータ運転を行うインバータ装置を提供す
るものである。これにより低振動、低騒音なモータ運転
を行うインバータ装置を得ることができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ＢＬモータやリラ
クタンスモータ、誘導電動機を最適に制御するインバー
タ装置に関する。
クタンスモータ、誘導電動機を最適に制御するインバー
タ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、永久磁石を回転子にした同期電動
機（以下ＢＬモータ：ブラシレスモータと略す）や、回
転子の磁気抵抗が回転子位置により変化することで回る
リラクタンスモータ（突極構造の回転子を有するモー
タ、回転子内に空隙を設けることで磁気抵抗を変化させ
るモータ、永久磁石を組み合わせて磁気抵抗を変化させ
るモータ等を含む）を速度制御する場合、回転速度や負
荷によりモータの印加電圧を変化させる必要があり、制
御装置は印加電圧を変化させる手段として、ＰＡＭ（Ｐ
ｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：
パルス波高値）制御やＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅）制御等を用いてい
る。
機（以下ＢＬモータ：ブラシレスモータと略す）や、回
転子の磁気抵抗が回転子位置により変化することで回る
リラクタンスモータ（突極構造の回転子を有するモー
タ、回転子内に空隙を設けることで磁気抵抗を変化させ
るモータ、永久磁石を組み合わせて磁気抵抗を変化させ
るモータ等を含む）を速度制御する場合、回転速度や負
荷によりモータの印加電圧を変化させる必要があり、制
御装置は印加電圧を変化させる手段として、ＰＡＭ（Ｐ
ｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：
パルス波高値）制御やＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ
Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅）制御等を用いてい
る。
【０００３】モータ印加電圧はＢＬモータやリラクタン
スモータを制御する場合、回転子の位置に応じて電圧位
相を同期させる必要があり、一回転当り数百パルス以上
の高度な回転子位置検出器を用いる場合は検出した位相
に同期して印加電圧を正弦波に近似する正弦波ＰＷＭ制
御を用いるが、通常は回転子位置検出器を各相の着磁検
出器で行うセンサー付き方式か、回転中のモータの誘起
電圧を検出して回転子位置を探るセンサーレス方式が主
流であり、ＢＬモータ、リラクタンスモータとも矩形波
で制御する等幅ＰＷＭ制御かＰＡＭ制御が多い。
スモータを制御する場合、回転子の位置に応じて電圧位
相を同期させる必要があり、一回転当り数百パルス以上
の高度な回転子位置検出器を用いる場合は検出した位相
に同期して印加電圧を正弦波に近似する正弦波ＰＷＭ制
御を用いるが、通常は回転子位置検出器を各相の着磁検
出器で行うセンサー付き方式か、回転中のモータの誘起
電圧を検出して回転子位置を探るセンサーレス方式が主
流であり、ＢＬモータ、リラクタンスモータとも矩形波
で制御する等幅ＰＷＭ制御かＰＡＭ制御が多い。
【０００４】矩形波電圧を印加する場合、従来は図４に
示す１８０°通電と呼ばれる電圧か、図５に示す１２０
°通電と呼ばれる電圧が多かった。これは３相モータを
運転するとき前述の回転子着磁検出器を用いると、１相
当り１周期にＮ極とＳ極との１パルスの正負信号を得、
各相が１２０°の位相角度で検出するため、一電気周期
あたり６モードの極位置が判別できるからである。
示す１８０°通電と呼ばれる電圧か、図５に示す１２０
°通電と呼ばれる電圧が多かった。これは３相モータを
運転するとき前述の回転子着磁検出器を用いると、１相
当り１周期にＮ極とＳ極との１パルスの正負信号を得、
各相が１２０°の位相角度で検出するため、一電気周期
あたり６モードの極位置が判別できるからである。
【０００５】しかし１８０°通電、１２０°通電とも第
５次高調波、第７次高調波による振動が大きい欠点を有
しており、静音が求められる送風機用途等では振動対策
が必須であった。
５次高調波、第７次高調波による振動が大きい欠点を有
しており、静音が求められる送風機用途等では振動対策
が必須であった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】以上のような従来の１
８０°通電あるいは１２０°通電と呼ばれる矩形波電圧
を印加しモータ運転を行うインバータ装置においては、
前記矩形波電圧が本質的に有する高調波成分のうち、振
動に最も寄与する第５次と第７次の時間高調波のため振
動、騒音が大きく、低振動化、低騒音化が強く求められ
ている。
８０°通電あるいは１２０°通電と呼ばれる矩形波電圧
を印加しモータ運転を行うインバータ装置においては、
前記矩形波電圧が本質的に有する高調波成分のうち、振
動に最も寄与する第５次と第７次の時間高調波のため振
動、騒音が大きく、低振動化、低騒音化が強く求められ
ている。
【０００７】本発明は台形波電圧、あるいは台形波の立
ち上がり部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波
電圧をモータに印加し、且つ振動に最も寄与する第５次
と第７次の時間高調波を低減して、低振動、低騒音なモ
ータ運転を行うインバータ装置を提供するものである。
ち上がり部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波
電圧をモータに印加し、且つ振動に最も寄与する第５次
と第７次の時間高調波を低減して、低振動、低騒音なモ
ータ運転を行うインバータ装置を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この課題を解決するため
に本発明は、台形波電圧、あるいは台形波の立ち上がり
部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波電圧が有
する時間高調波成分をフーリエ級数により解析し、最適
な台形波電圧波形あるいは最適な擬似正弦波電圧波形で
モータ運転を行うインバータ装置を提供するものであ
る。
に本発明は、台形波電圧、あるいは台形波の立ち上がり
部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波電圧が有
する時間高調波成分をフーリエ級数により解析し、最適
な台形波電圧波形あるいは最適な擬似正弦波電圧波形で
モータ運転を行うインバータ装置を提供するものであ
る。
【０００９】これにより低振動、低騒音なモータ運転を
行うインバータ装置を得ることができる。
行うインバータ装置を得ることができる。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本実施例の電圧波形図であ
る。図１（ａ）は台形波電圧波形を示し、図１（ｂ）は
台形波の立ち上がり部及び立ち下がり部が正弦波である
電圧波形（以下擬似正弦波と略す）を示している。各波
形において電圧が右上がりに変化する部分を立ち上がり
部、電圧が右下がりに変化する部分を立ち下がり部と呼
ぶことにする。
る。図１（ａ）は台形波電圧波形を示し、図１（ｂ）は
台形波の立ち上がり部及び立ち下がり部が正弦波である
電圧波形（以下擬似正弦波と略す）を示している。各波
形において電圧が右上がりに変化する部分を立ち上がり
部、電圧が右下がりに変化する部分を立ち下がり部と呼
ぶことにする。
【００１１】図１（ａ）に示すように１８０°の台形波
の０°の位置から位相角度Ａまで電圧が右上がりに変化
する台形波、あるいは図１（ｂ）に示すように１８０°
の擬似正弦波の０°の位置から位相角度Ａまで電圧が右
上がりに変化する擬似正弦波をフーリエ級数で求める場
合、これらの波形は対称波で且つ奇関数であるからｃｏ
ｓ項は存在せずｓｉｎ項のみ存在し、高調波次数をｎと
おくとｎは奇数（ｎ＝１、３、５、７、…）のみ存在す
る。そして、空間的に１周期を３６０°として１２０°
ずつ位相をずらして３相結線したモータに印加電圧の１
周期を３６０°として１２０°ずつの位相差をもつ３相
電圧（図１でＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧と表示）で
運転しているから、３次の倍数の高調波成分は互いに打
ち消しあって存在しなくなる。ゆえに高調波次数ｎは
１、５、７、１１、１３、…となる。この第５次高調波
と第７次高調波が基本周波数の６倍の振動を発生させる
成分でその値が大きいほど振動が大きく（加振力が強
く）なる。
の０°の位置から位相角度Ａまで電圧が右上がりに変化
する台形波、あるいは図１（ｂ）に示すように１８０°
の擬似正弦波の０°の位置から位相角度Ａまで電圧が右
上がりに変化する擬似正弦波をフーリエ級数で求める場
合、これらの波形は対称波で且つ奇関数であるからｃｏ
ｓ項は存在せずｓｉｎ項のみ存在し、高調波次数をｎと
おくとｎは奇数（ｎ＝１、３、５、７、…）のみ存在す
る。そして、空間的に１周期を３６０°として１２０°
ずつ位相をずらして３相結線したモータに印加電圧の１
周期を３６０°として１２０°ずつの位相差をもつ３相
電圧（図１でＵ相電圧、Ｖ相電圧、Ｗ相電圧と表示）で
運転しているから、３次の倍数の高調波成分は互いに打
ち消しあって存在しなくなる。ゆえに高調波次数ｎは
１、５、７、１１、１３、…となる。この第５次高調波
と第７次高調波が基本周波数の６倍の振動を発生させる
成分でその値が大きいほど振動が大きく（加振力が強
く）なる。
【００１２】図１（ａ）、図１（ｂ）に示す台形波、擬
似正弦波において前記位相角度Ａが０°の時は１８０°
通電の矩形波となり、図６に示す矩形波の第ｎ次高調波
成分の電圧の大きさを前記１８０°通電時の基本波成分
の大きさを１（１００％）とした比でＶ矩（ｎ）とする
と式（１）となる。
似正弦波において前記位相角度Ａが０°の時は１８０°
通電の矩形波となり、図６に示す矩形波の第ｎ次高調波
成分の電圧の大きさを前記１８０°通電時の基本波成分
の大きさを１（１００％）とした比でＶ矩（ｎ）とする
と式（１）となる。
【００１３】
【数１】
【００１４】また、前記台形波の第ｎ次高調波成分の電
圧の大きさを、前記１８０°通電時の基本波成分の大き
さを１（１００％）とした比でＶ台（ｎ）とすると式
（２）となる。
圧の大きさを、前記１８０°通電時の基本波成分の大き
さを１（１００％）とした比でＶ台（ｎ）とすると式
（２）となる。
【００１５】
【数２】
【００１６】同様に前記擬似正弦波の第ｎ次高調波成分
の電圧の大きさを、前記１８０°通電時の基本波成分の
大きさを１（１００％）とした比でＶ正（ｎ）とすると
式（３）となる。
の電圧の大きさを、前記１８０°通電時の基本波成分の
大きさを１（１００％）とした比でＶ正（ｎ）とすると
式（３）となる。
【００１７】
【数３】
【００１８】ここで式（３）においてｎ＝１の場合は式
（４）のようになる。
（４）のようになる。
【００１９】
【数４】
【００２０】式（２）を展開し、台形波電圧波形の一周
期を３６０°とすると、振動に最も寄与する第５次高調
波と第７次高調波の場合、第５次高調波成分は前記位相
角度Ａが３６°（１８０°／５）ならばその成分が０に
なり（式（５））、同じく第７次高調波成分は前記位相
角度Ａが２５．７１°（１８０°／７）ならばその成分
が０であることが分かる。（式（６））。この成分が０
であることは、モータが回転するとき、その時間的高調
波の加振力が０であることを意味し、時間高調波が原因
の振動は発生しない。
期を３６０°とすると、振動に最も寄与する第５次高調
波と第７次高調波の場合、第５次高調波成分は前記位相
角度Ａが３６°（１８０°／５）ならばその成分が０に
なり（式（５））、同じく第７次高調波成分は前記位相
角度Ａが２５．７１°（１８０°／７）ならばその成分
が０であることが分かる。（式（６））。この成分が０
であることは、モータが回転するとき、その時間的高調
波の加振力が０であることを意味し、時間高調波が原因
の振動は発生しない。
【００２１】
【数５】
【００２２】
【数６】
【００２３】故に、前記台形波電圧波形の立ち上がり部
及び立ち下がり部の通電角度幅で表現するなら、第５次
高調波成分が最小となる立ち上がり部及び立ち下がり部
の通電角度幅は３６°×２＝７２°であり、第７次高調
波成分が最小となる立ち上がり部及び立ち下がり部の通
電角度幅は２５．７１°×２＝５１．４２°である。
及び立ち下がり部の通電角度幅で表現するなら、第５次
高調波成分が最小となる立ち上がり部及び立ち下がり部
の通電角度幅は３６°×２＝７２°であり、第７次高調
波成分が最小となる立ち上がり部及び立ち下がり部の通
電角度幅は２５．７１°×２＝５１．４２°である。
【００２４】次に、式（２）を展開し、位相角度ＡをＸ
軸に、各高調波の大きさをＹ軸に図示したのが図２で、
これより上記した各々の位相角度を選ぶと第５次高調波
と第７次高調波の成分が０であることが分かる。
軸に、各高調波の大きさをＹ軸に図示したのが図２で、
これより上記した各々の位相角度を選ぶと第５次高調波
と第７次高調波の成分が０であることが分かる。
【００２５】さらに図２で、第１次高調波成分は基本波
成分と呼ばれ、モータの回転数に寄与する基本波であ
り、その基本波に対する各高調波の成分が振動成分にな
るから、その含有量を基本波で割った値が歪率を意味
し、その値が小さいほど振動が小さくなる。ここで各高
調波成分の実効値を２乗し、それぞれの和の平方根が歪
み成分であり、その歪み成分を基本波の実効値で割った
値が歪率であるから、図２より歪率の最小値は位相角度
Ａで７３．６４°であることが分かる。しかし、前記位
相角度Ａが７３．６４°の時は基本波の成分が減少して
おり、モータの基本回転数時にモータ印加電圧が減少す
るためモータの誘起電圧定数を下げる必要があり、それ
は同じ負荷トルクが加わった時のモータ電流が増加する
ことになるからスイッチングトランジスタの電流容量が
増加するため得策ではなく、そのことから歪率が最小値
となる位相角度Ａは７３．６４°の次に歪率が小さい３
５．１９°、立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度
幅は３５．１９°×２＝７０．３８°であることが図２
より分かる。
成分と呼ばれ、モータの回転数に寄与する基本波であ
り、その基本波に対する各高調波の成分が振動成分にな
るから、その含有量を基本波で割った値が歪率を意味
し、その値が小さいほど振動が小さくなる。ここで各高
調波成分の実効値を２乗し、それぞれの和の平方根が歪
み成分であり、その歪み成分を基本波の実効値で割った
値が歪率であるから、図２より歪率の最小値は位相角度
Ａで７３．６４°であることが分かる。しかし、前記位
相角度Ａが７３．６４°の時は基本波の成分が減少して
おり、モータの基本回転数時にモータ印加電圧が減少す
るためモータの誘起電圧定数を下げる必要があり、それ
は同じ負荷トルクが加わった時のモータ電流が増加する
ことになるからスイッチングトランジスタの電流容量が
増加するため得策ではなく、そのことから歪率が最小値
となる位相角度Ａは７３．６４°の次に歪率が小さい３
５．１９°、立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度
幅は３５．１９°×２＝７０．３８°であることが図２
より分かる。
【００２６】また、式（３）を展開し、擬似正弦波電圧
波形の一周期を３６０°とすると、振動に最も寄与する
第５次高調波と第７次高調波の場合、第５次高調波成分
は前記位相角度Ａが３７．７６°ならばその成分が０に
なり（式（７））、同じく第７次高調波成分は前記位相
角度Ａが２６．２９°ならばその成分が０であることが
分かる。（式（８））。この成分が０であることは、モ
ータが回転するとき、その時間的高調波の加振力が０で
あることを意味し、時間高調波が原因の振動は発生しな
い。
波形の一周期を３６０°とすると、振動に最も寄与する
第５次高調波と第７次高調波の場合、第５次高調波成分
は前記位相角度Ａが３７．７６°ならばその成分が０に
なり（式（７））、同じく第７次高調波成分は前記位相
角度Ａが２６．２９°ならばその成分が０であることが
分かる。（式（８））。この成分が０であることは、モ
ータが回転するとき、その時間的高調波の加振力が０で
あることを意味し、時間高調波が原因の振動は発生しな
い。
【００２７】
【数７】
【００２８】
【数８】
【００２９】故に、前記擬似正弦波電圧波形の立ち上が
り部及び立ち下がり部の通電角度幅で表現するなら、第
５次高調波成分が最小となる立ち上がり部及び立ち下が
り部の通電角度幅は３７．７６°×２＝７５．５２°で
あり、第７次高調波成分が最小となる立ち上がり部及び
立ち下がり部の通電角度幅は２６．２９°×２＝５２．
５８°である。
り部及び立ち下がり部の通電角度幅で表現するなら、第
５次高調波成分が最小となる立ち上がり部及び立ち下が
り部の通電角度幅は３７．７６°×２＝７５．５２°で
あり、第７次高調波成分が最小となる立ち上がり部及び
立ち下がり部の通電角度幅は２６．２９°×２＝５２．
５８°である。
【００３０】次に、式（３）を展開し、位相角度ＡをＸ
軸に、各高調波の大きさをＹ軸に図示したのが図３で、
これより上記した各々の位相角度を選ぶと第５次高調波
と第７次高調波の成分が０であることが分かる。
軸に、各高調波の大きさをＹ軸に図示したのが図３で、
これより上記した各々の位相角度を選ぶと第５次高調波
と第７次高調波の成分が０であることが分かる。
【００３１】さらに図３より、歪率の最小値は位相角度
Ａで３８．３０°、立ち上がり部及び立ち下がり部の通
電角度幅で３８．３０°×２＝７６．６０°であること
が分かる。
Ａで３８．３０°、立ち上がり部及び立ち下がり部の通
電角度幅で３８．３０°×２＝７６．６０°であること
が分かる。
【００３２】なお、従来例の１８０°通電時は式（１）
の位相角度Ａが０°であるから、基本波の成分に対し
て、式（９）より第５次高調波成分は２０％、式（１
０）より第７次高調波成分は１４．３％であり、１２０
°通電時は式（１）の位相角度Ａを３０°として式（１
１）より第５次高調波成分の絶対値は１７．３％、式
（１２）より第７次高調波成分の絶対値は１２．４％で
ある。そして、基本波に対する歪率は式（１３）、式
（１４）より１８０°通電、１２０°通電ともに２４．
６％であることが分かる。
の位相角度Ａが０°であるから、基本波の成分に対し
て、式（９）より第５次高調波成分は２０％、式（１
０）より第７次高調波成分は１４．３％であり、１２０
°通電時は式（１）の位相角度Ａを３０°として式（１
１）より第５次高調波成分の絶対値は１７．３％、式
（１２）より第７次高調波成分の絶対値は１２．４％で
ある。そして、基本波に対する歪率は式（１３）、式
（１４）より１８０°通電、１２０°通電ともに２４．
６％であることが分かる。
【００３３】
【数９】
【００３４】
【数１０】
【００３５】
【数１１】
【００３６】
【数１２】
【００３７】
【数１３】
【００３８】
【数１４】
【００３９】それに対して台形波電圧波形の立ち上がり
部及び立ち下がり部の通電角度幅が７２°ならば、前述
のごとく、第５次高調波成分は０だが、第７次高調波成
分は同様の計算により３．１％、歪率は３．３％であ
り、立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が５
１．４２°ならば第５次高調波成分は７．０％、第７次
高調波成分は０、歪率は７．２％である。第５次高調波
と第７次高調波による歪率が最小値となる立ち上がり部
及び立ち下がり部の通電角度幅が７０．３８°の場合は
第５次高調波成分が０．５％、第７次高調波成分が３．
０％、歪率が３．２％である。
部及び立ち下がり部の通電角度幅が７２°ならば、前述
のごとく、第５次高調波成分は０だが、第７次高調波成
分は同様の計算により３．１％、歪率は３．３％であ
り、立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が５
１．４２°ならば第５次高調波成分は７．０％、第７次
高調波成分は０、歪率は７．２％である。第５次高調波
と第７次高調波による歪率が最小値となる立ち上がり部
及び立ち下がり部の通電角度幅が７０．３８°の場合は
第５次高調波成分が０．５％、第７次高調波成分が３．
０％、歪率が３．２％である。
【００４０】さらに擬似正弦波電圧波形の立ち上がり部
及び立ち下がり部の通電角度幅が７５．５２°ならば、
前述のごとく、第５次高調波成分は０だが、第７次高調
波成分は同様の計算により２．６％、歪率は２．８％で
あり、立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が５
２．５８°ならば第５次高調波成分は６．９％、第７次
高調波成分は０、歪率は７．１％である。第５次高調波
と第７次高調波による歪率が最小値となる立ち上がり部
及び立ち下がり部の通電角度幅が７６．６０°の場合は
第５次高調波成分が０．２％、第７次高調波成分が２．
６％、歪率が２．８％である。
及び立ち下がり部の通電角度幅が７５．５２°ならば、
前述のごとく、第５次高調波成分は０だが、第７次高調
波成分は同様の計算により２．６％、歪率は２．８％で
あり、立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が５
２．５８°ならば第５次高調波成分は６．９％、第７次
高調波成分は０、歪率は７．１％である。第５次高調波
と第７次高調波による歪率が最小値となる立ち上がり部
及び立ち下がり部の通電角度幅が７６．６０°の場合は
第５次高調波成分が０．２％、第７次高調波成分が２．
６％、歪率が２．８％である。
【００４１】電圧波形は図１の位相角度Ａを３６°（立
ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅７２°）と決
めても、スイッチングトランジスタのＯＦＦ時の時間遅
れによるスイッチングトランジスタの同時ＯＮを防止す
るデッドタイムコントロールや回路の遅れ、バラツキ等
が発生することと、図２あるいは図３より角度が数°程
度の変化は振動の増加に著しく増加させないことより、
位相角度Ａの許容角度は、モータの最高回転数を６００
０ｒ／ｍｉｎ（１００ｒ／ｓ）、モータの着磁を８極着
磁とすると、時間波の１周期は２．５ｍＳであり、スイ
ッチングトランジスタのＯＦＦ時の時間遅れによるトラ
ンジスタ同時ＯＮの不都合を防止するデッドタイムは通
常２０μＳ程度は必要であるから、２０μＳは周期を３
６０°とすると３°となり、本願は３°程度のバラツキ
は許容する。
ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅７２°）と決
めても、スイッチングトランジスタのＯＦＦ時の時間遅
れによるスイッチングトランジスタの同時ＯＮを防止す
るデッドタイムコントロールや回路の遅れ、バラツキ等
が発生することと、図２あるいは図３より角度が数°程
度の変化は振動の増加に著しく増加させないことより、
位相角度Ａの許容角度は、モータの最高回転数を６００
０ｒ／ｍｉｎ（１００ｒ／ｓ）、モータの着磁を８極着
磁とすると、時間波の１周期は２．５ｍＳであり、スイ
ッチングトランジスタのＯＦＦ時の時間遅れによるトラ
ンジスタ同時ＯＮの不都合を防止するデッドタイムは通
常２０μＳ程度は必要であるから、２０μＳは周期を３
６０°とすると３°となり、本願は３°程度のバラツキ
は許容する。
【００４２】以上より、台形波電圧をモータに印加する
場合は立ち上がり部及び立下り部の通電角度幅が７２°
なら第５次高調波によるモータの振動成分が０の低振動
な波形を提供でき、５１．４２°なら第７次高調波によ
るモータの振動成分が０の低振動な波形を提供でき、７
０．３８°ならば第５次と第７次の高調波成分の両方に
よる振動が最小な台形波電圧波形を提供できる。
場合は立ち上がり部及び立下り部の通電角度幅が７２°
なら第５次高調波によるモータの振動成分が０の低振動
な波形を提供でき、５１．４２°なら第７次高調波によ
るモータの振動成分が０の低振動な波形を提供でき、７
０．３８°ならば第５次と第７次の高調波成分の両方に
よる振動が最小な台形波電圧波形を提供できる。
【００４３】また、擬似正弦波電圧をモータに印加する
場合は立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度が７
５．５２°なら第５次高調波によるモータの振動成分が
０の低振動な波形を提供でき、５２．５８°なら第７次
高調波によるモータの振動成分が０の低振動な波形を提
供でき、７６．６０°ならば第５次と第７次の高調波成
分の両方による振動が最小な擬似正弦波電圧波形を提供
できる。
場合は立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度が７
５．５２°なら第５次高調波によるモータの振動成分が
０の低振動な波形を提供でき、５２．５８°なら第７次
高調波によるモータの振動成分が０の低振動な波形を提
供でき、７６．６０°ならば第５次と第７次の高調波成
分の両方による振動が最小な擬似正弦波電圧波形を提供
できる。
【００４４】なお、誘導電動機用のインバータ装置は前
述のＢＬモータやリラクタンスモータの場合の着磁検出
器は不要で、センサーからのフィードバックがないオー
プン制御となるが、台形波あるいは擬似正弦波の時間高
調波の考え方は同じであり、本発明の波形であれば時間
高調波による振動の減少は同様である。
述のＢＬモータやリラクタンスモータの場合の着磁検出
器は不要で、センサーからのフィードバックがないオー
プン制御となるが、台形波あるいは擬似正弦波の時間高
調波の考え方は同じであり、本発明の波形であれば時間
高調波による振動の減少は同様である。
【００４５】また、図２より台形波電圧波形において第
５次高調波成分は位相角度Ａが７２°の時、第７次高調
波成分は位相角度Ａが５１．４３°、７７．１４°の時
に０となり、図３より擬似正弦波電圧波形において第７
次高調波成分は位相角度Ａが５２．９６°の時に０とな
り上記振動低下の効果は同じだが、基本波の成分が減少
しており、前述したのと同様にモータの基本回転数時に
モータ印加電圧が減少するためモータの誘起電圧定数を
下げる必要があり、それは同じ負荷トルクが加わった時
のモータ電流が増加することになるからスイッチングト
ランジスタの電流容量が増加するため、得策ではない。
５次高調波成分は位相角度Ａが７２°の時、第７次高調
波成分は位相角度Ａが５１．４３°、７７．１４°の時
に０となり、図３より擬似正弦波電圧波形において第７
次高調波成分は位相角度Ａが５２．９６°の時に０とな
り上記振動低下の効果は同じだが、基本波の成分が減少
しており、前述したのと同様にモータの基本回転数時に
モータ印加電圧が減少するためモータの誘起電圧定数を
下げる必要があり、それは同じ負荷トルクが加わった時
のモータ電流が増加することになるからスイッチングト
ランジスタの電流容量が増加するため、得策ではない。
【００４６】
【発明の効果】以上より、本発明の電圧波形で３相モー
タを運転すると、時間高調波によるモータの振動が減少
し、低振動、低騒音なモータを運転するインバータ装置
を提供することができる。
タを運転すると、時間高調波によるモータの振動が減少
し、低振動、低騒音なモータを運転するインバータ装置
を提供することができる。
【図１】（ａ）本実施例の電圧波形図 （ｂ）本実施例の電圧波形図
【図２】台形波において同位相角度と高調波成分の電圧
の大きさを表現した図
の大きさを表現した図
【図３】擬似正弦波において同位相角度と高調波成分の
電圧の大きさを表現した図
電圧の大きさを表現した図
【図４】従来例で１８０°通電の電圧波形図
【図５】従来例で１２０°通電の電圧波形図
【図６】矩形波電圧波形図
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA01 AA03 AA17 BB06 CC23 DB03 DB05 EA01 EA02 5H550 AA08 BB05 DD03 DD08 DD09 GG03 HA07 HB07 HB16 LL01 5H560 BB12 BB18 EB01 EC04 EC05 JJ12 RR10 XA12 5H570 BB06 DD03 DD08 DD09 HA07 HB07 HB16 5H576 BB04 DD04 DD07 DD09 EE11 HA02 HB02 LL41
Claims (12)
- 【請求項１】 ＢＬモータ、またはリラクタンスモータ
を台形波で運転するインバータ装置において、前記台形
波の立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が７２
°±３°であるインバータ装置。 - 【請求項２】 ＢＬモータ、またはリラクタンスモータ
を台形波で運転するインバータ装置において、前記台形
波の立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が５１
°±３°であるインバータ装置。 - 【請求項３】 ＢＬモータ、またはリラクタンスモータ
を台形波で運転するインバータ装置において、前記台形
波の立ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が７０
°±３°であるインバータ装置。 - 【請求項４】 誘導電動機を台形波で運転するインバー
タ装置において、前記台形波の立ち上がり部及び立ち下
がり部の通電角度幅が７２°±３°であるインバータ装
置。 - 【請求項５】 誘導電動機を台形波で運転するインバー
タ装置において、前記台形波の立ち上がり部及び立ち下
がり部の通電角度幅が５１°±３°であるインバータ装
置。 - 【請求項６】 誘導電動機を台形波で運転するインバー
タ装置において、前記台形波の立ち上がり部及び立ち下
がり部の通電角度幅が７０°±３°であるインバータ装
置。 - 【請求項７】 ＢＬモータ、またはリラクタンスモータ
を運転するインバータ装置において、台形波の立ち上が
り部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波で運転
され、前記擬似正弦波の立ち上がり部及び立ち下がり部
の通電角度幅が７６°±３°であるインバータ装置。 - 【請求項８】 ＢＬモータ、またはリラクタンスモータ
を運転するインバータ装置において、台形波の立ち上が
り部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波で運転
され、前記擬似正弦波の立ち上がり部及び立ち下がり部
の通電角度幅が５３°±３°であるインバータ装置。 - 【請求項９】 ＢＬモータ、またはリラクタンスモータ
を運転するインバータ装置において、台形波の立ち上が
り部及び立ち下がり部が正弦波である擬似正弦波で運転
され、前記擬似正弦波の立ち上がり部及び立ち下がり部
の通電角度幅が７７°±３°であるインバータ装置。 - 【請求項１０】 誘導電動機を運転するインバータ装置
において、台形波の立ち上がり部及び立ち下がり部が正
弦波である擬似正弦波で運転され、前記擬似正弦波の立
ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が７６°±３
°であるインバータ装置。 - 【請求項１１】 誘導電動機を運転するインバータ装置
において、台形波の立ち上がり部及び立ち下がり部が正
弦波である擬似正弦波で運転され、前記擬似正弦波の立
ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が５３°±３
°であるインバータ装置。 - 【請求項１２】 誘導電動機を運転するインバータ装置
において、台形波の立ち上がり部及び立ち下がり部が正
弦波である擬似正弦波で運転され、前記擬似正弦波の立
ち上がり部及び立ち下がり部の通電角度幅が７７°±３
°であるインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000043922A JP2001238484A (ja) | 2000-02-22 | 2000-02-22 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000043922A JP2001238484A (ja) | 2000-02-22 | 2000-02-22 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001238484A true JP2001238484A (ja) | 2001-08-31 |
Family
ID=18566762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000043922A Pending JP2001238484A (ja) | 2000-02-22 | 2000-02-22 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2001238484A (ja) |
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010141990A (ja) * | 2008-12-10 | 2010-06-24 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| US7971650B2 (en) * | 2003-06-21 | 2011-07-05 | Oilfield Equipment Development Center Limited | Electric submersible pumps |
| CN102300363A (zh) * | 2010-06-28 | 2011-12-28 | 东芝照明技术株式会社 | 电源装置以及照明器具 |
| US8766578B2 (en) | 2012-02-27 | 2014-07-01 | Canadian Space Agency | Method and apparatus for high velocity ripple suppression of brushless DC motors having limited drive/amplifier bandwidth |
| JP2014195390A (ja) * | 2013-02-28 | 2014-10-09 | Denso Corp | スイッチトリラクタンスモータの制御装置 |
| US9768710B2 (en) | 2013-01-11 | 2017-09-19 | General Electric Technology Gmbh | Converter |
| US9847737B2 (en) | 2013-12-23 | 2017-12-19 | General Electric Technology Gmbh | Modular multilevel converter leg with flat-top PWM modulation, converter and hybrid converter topologies |
| JPWO2017199302A1 (ja) * | 2016-05-16 | 2018-08-30 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動装置、電動機及び空気調和機 |
-
2000
- 2000-02-22 JP JP2000043922A patent/JP2001238484A/ja active Pending
Cited By (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7971650B2 (en) * | 2003-06-21 | 2011-07-05 | Oilfield Equipment Development Center Limited | Electric submersible pumps |
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| US8797768B2 (en) | 2008-12-10 | 2014-08-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device including short circuit detection device |
| CN102300363A (zh) * | 2010-06-28 | 2011-12-28 | 东芝照明技术株式会社 | 电源装置以及照明器具 |
| US8766578B2 (en) | 2012-02-27 | 2014-07-01 | Canadian Space Agency | Method and apparatus for high velocity ripple suppression of brushless DC motors having limited drive/amplifier bandwidth |
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| US9543877B2 (en) | 2013-02-28 | 2017-01-10 | Denso Corporation | Control apparatus for a switched reluctance motor |
| US9847737B2 (en) | 2013-12-23 | 2017-12-19 | General Electric Technology Gmbh | Modular multilevel converter leg with flat-top PWM modulation, converter and hybrid converter topologies |
| JPWO2017199302A1 (ja) * | 2016-05-16 | 2018-08-30 | 三菱電機株式会社 | 電動機駆動装置、電動機及び空気調和機 |
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