JP2001218453A - Switching power supply - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明は、スイッチング電源
装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply.
【0002】[0002]
【従来の技術】従来より使用されているスイッチング電
源装置を図11に示す。図11に示すスイッチング電源
装置101は、直流電源102によって印加された直流
電圧が、この直流電源102にコレクタが接続されたN
PN型トランジスタ103のスイッチング動作によっ
て、所定のデューティを持つパルスに変換される。この
トランジスタ103は、そのベースに駆動信号を与える
駆動回路111によって、ON/OFF制御がなされ
る。2. Description of the Related Art FIG. 11 shows a conventional switching power supply. In the switching power supply device 101 shown in FIG. 11, the DC voltage applied by the DC power
The pulse is converted into a pulse having a predetermined duty by the switching operation of the PN transistor 103. The ON / OFF control of the transistor 103 is performed by a driving circuit 111 that supplies a driving signal to the base.
【0003】そして、トランジスタ103がONのと
き、このトランジスタ103を介して与えられる直流電
源102からの直流電圧によって、トランジスタ103
のエミッタに接続されたコイル104に電流が流れて、
エネルギーが蓄えられるとともに、負荷112にエネル
ギーが供給される。又、トランジスタ103がOFFの
とき、トランジスタ103のエミッタにカソードが接続
されるとともにアノードが接地されたダイオード106
を通じて、コイル104に蓄えられたエネルギーが負荷
112に与えられる。When the transistor 103 is turned on, a DC voltage supplied from the DC power supply 102 through the transistor 103 causes the transistor 103 to turn on.
Current flows through the coil 104 connected to the emitter of
Energy is stored and energy is supplied to the load 112. When the transistor 103 is OFF, a diode 106 whose cathode is connected to the emitter of the transistor 103 and whose anode is grounded.
Through this, the energy stored in the coil 104 is given to the load 112.
【0004】このようなスイッチング電源装置101
は、負荷112に与える出力電圧が差動増幅器107の
非反転入力端子に与えられ、その反転入力端子に接続さ
れた基準電圧108の電圧と比較される。そして、この
差動増幅器107で、両者の差を増幅して出力し、この
出力がPWMコンパレータ109の非反転入力端子に入
力される。PWMコンパレータ109では、反転入力端
子に発振器110からの三角波が入力され、差動増幅器
107の出力に応じたデューティを有するパルスを駆動
回路111に出力する。そして、このパルスによって、
駆動回路111がトランジスタ103のベース電流を制
御して、トランジスタ103のON/OFF制御を行
う。[0004] Such a switching power supply device 101
Is applied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 107 and compared with a reference voltage 108 connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 107. The difference between the two is amplified by the differential amplifier 107 and output, and the output is input to the non-inverting input terminal of the PWM comparator 109. In the PWM comparator 109, a triangular wave from the oscillator 110 is input to the inverting input terminal, and a pulse having a duty corresponding to the output of the differential amplifier 107 is output to the drive circuit 111. And with this pulse,
The drive circuit 111 controls the base current of the transistor 103 to perform ON / OFF control of the transistor 103.
【0005】このようにして、負荷112に与えられる
電圧がフィードバックされることによって、トランジス
タ103のONする期間がパルス幅変調(PWM)制御
されて、スイッチング電源装置101の出力電圧が所定
の値に安定化される。又、コイル104と負荷112と
の接続ノードに、一端が接地された平滑コンデンサ10
5の他端が接続される。この平滑コンデンサ105によ
って、コイル104を流れる電流が平滑化され、負荷1
12に供給される。In this way, the voltage applied to the load 112 is fed back, so that the ON period of the transistor 103 is controlled by pulse width modulation (PWM), so that the output voltage of the switching power supply 101 becomes a predetermined value. Be stabilized. A smoothing capacitor 10 having one end grounded is connected to a connection node between the coil 104 and the load 112.
5 is connected to the other end. The current flowing through the coil 104 is smoothed by the smoothing capacitor 105 so that the load 1
12 is supplied.
【0006】[0006]
【発明が解決しようとする課題】このような動作を行う
スイッチング電源装置101は、図12(a)のよう
に、トランジスタ103がONの期間では、コイル10
4に流れる電流の傾きが正となり、トランジスタ103
がOFFの期間では、コイル104に流れる電流の傾き
が負となる。このコイル104に流れる電流が、平滑コ
ンデンサ105で平滑化されて負荷112に供給される
が、平滑コンデンサ105のESR(等価直列抵抗)に
よって、図12(b)のように、スイッチング電源装置
101の出力電圧にリップル電圧が重畳する。このリッ
プル電圧Vpは、下の(1)式で表される。 Vp=rc×Vo×(Vi−Vo)/(Vi×L×f) …(1) 尚、rc:平滑コンデンサ105のESR値、L:コイ
ル104のインダクタンス値、f:発振器110からの
三角波の発振周波数f、Vi:直流電源102の電圧
値、Vo:スイッチング電源装置101の出力電圧値、
である。As shown in FIG. 12 (a), the switching power supply device 101 performing such an operation has the coil 10 when the transistor 103 is ON.
4 has a positive slope, and the transistor 103
Is OFF, the gradient of the current flowing through the coil 104 is negative. The current flowing through the coil 104 is smoothed by the smoothing capacitor 105 and supplied to the load 112. The ESR (equivalent series resistance) of the smoothing capacitor 105 causes the switching power supply device 101 to perform a smoothing operation as shown in FIG. The ripple voltage is superimposed on the output voltage. This ripple voltage Vp is expressed by the following equation (1). Vp = rc × Vo × (Vi−Vo) / (Vi × L × f) (1) where, rc: ESR value of the smoothing capacitor 105, L: inductance value of the coil 104, f: triangular wave from the oscillator 110 Oscillation frequency f, Vi: voltage value of DC power supply 102, Vo: output voltage value of switching power supply 101,
It is.
【0007】このスイッチング電源101が電力を供給
する負荷112として、一定の出力電圧精度が決められ
たICチップなどがあげられる。このようなICチップ
は、例えば、5V±50mVのように、その入力リップ
ル電圧許容値が決められている。よって、スイッチング
電源回路101の出力リップル電圧をある一定値以下に
する必要がある。この出力リップル電圧を小さくするに
は、(1)式より、平滑コンデンサ105のESR値r
cを小さくするか、コイル104のインダクタンス値L
を大きくするか、発振器110からの三角波の発振周波
数fを高くすることによって実現できる。As the load 112 to which the switching power supply 101 supplies power, an IC chip or the like having a fixed output voltage accuracy can be cited. Such an IC chip has an input ripple voltage allowable value, for example, 5 V ± 50 mV. Therefore, it is necessary to reduce the output ripple voltage of the switching power supply circuit 101 to a certain fixed value or less. In order to reduce the output ripple voltage, the ESR value r
c or reduce the inductance value L of the coil 104.
Can be increased or the oscillation frequency f of the triangular wave from the oscillator 110 can be increased.
【0008】しかしながら、平滑コンデンサのESR値
を小さくする場合は、この平滑コンデンサのサイズを大
きくする必要がある。又、コイルのインダクタンス値を
大きくする場合についても、コイルのサイズを大きくす
る必要がある。このように、平滑コンデンサ又はコイル
のサイズを大きくすることによって、スイッチング電源
装置を構成する回路サイズが大きくなり、コストアップ
につながる。又、発振器の発振周波数を大きくした場
合、トランジスタのON/OFFの繰り返しによって、
その出力のロスが大きくなるために、電源効率が悪くな
る。However, when reducing the ESR value of the smoothing capacitor, it is necessary to increase the size of the smoothing capacitor. Also, when increasing the inductance value of the coil, it is necessary to increase the size of the coil. As described above, by increasing the size of the smoothing capacitor or the coil, the size of the circuit constituting the switching power supply device increases, which leads to an increase in cost. When the oscillation frequency of the oscillator is increased, the ON / OFF of the transistor is repeated to
Since the output loss increases, the power supply efficiency deteriorates.
【0009】更に、平滑コンデンサとして、一般的に、
電解アルミコンデンサが使用されるが、この電解アルミ
コンデンサは、低温時において、そのESR値が大幅に
上昇する。よって、スイッチング電源装置の出力リップ
ル電圧が、低温時に、大幅に上昇してしまうことがあ
る。Further, as a smoothing capacitor, generally,
Although an electrolytic aluminum capacitor is used, the ESR value of this electrolytic aluminum capacitor significantly increases at a low temperature. Therefore, the output ripple voltage of the switching power supply may increase significantly at low temperatures.
【0010】このような問題を鑑みて、本発明は、出力
リップル電圧を検出して、この出力リップル電圧が上昇
したとき、発振器からの発振信号の発振周波数を切り換
えることによって、出力リップル電圧を低減させるスイ
ッチング電源装置を提供することを目的とする。In view of such a problem, the present invention detects an output ripple voltage and reduces the output ripple voltage by switching the oscillation frequency of an oscillation signal from an oscillator when the output ripple voltage rises. It is an object of the present invention to provide a switching power supply device that causes the switching power supply device to perform a switching operation.
【0011】[0011]
【課題を解決するための手段】上記のような目的を達成
するために、本発明のスイッチング電源装置は、入力直
流電圧をスイッチング動作によってパルス電圧信号に変
換するスイッチング素子と、該スイッチング素子より与
えられるパルス電圧信号を出力直流電圧に変換する変換
手段と、該変換手段からの出力直流電圧に基づいてパル
ス幅変調したPWM信号を出力するパルス幅変調手段
と、該パルス幅変調手段から与えられるPWM信号によ
って前記スイッチング素子のON/OFF制御を行う駆
動手段と、前記変換手段からの出力直流電圧を平滑化す
るための平滑コンデンサと、を有し、入力直流電圧の電
圧値を変換して出力直流電圧として出力するスイッチン
グ電源装置において、前記変換手段からの出力直流電圧
に表れるリップル電圧の大きさを検出するリップル電圧
検出手段を有し、該リップル電圧検出手段で検出した前
記リップル電圧の大きさに応じて、前記PWM信号を生
成する際に用いる発振信号の発振周波数を切り換えるこ
とを特徴とする。In order to achieve the above object, a switching power supply of the present invention comprises a switching element for converting an input DC voltage into a pulse voltage signal by a switching operation, and a switching element for converting the input DC voltage into a pulse voltage signal. Converting means for converting a pulse voltage signal into an output DC voltage, pulse width modulating means for outputting a PWM signal pulse width modulated based on the output DC voltage from the converting means, and PWM provided from the pulse width modulating means. A drive unit for performing ON / OFF control of the switching element by a signal; and a smoothing capacitor for smoothing an output DC voltage from the conversion unit. In a switching power supply device that outputs a voltage, a ripple voltage that appears in an output DC voltage from the conversion unit. A ripple voltage detecting means for detecting the magnitude of the ripple voltage, and switching an oscillation frequency of an oscillation signal used for generating the PWM signal in accordance with the magnitude of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means. Features.
【0012】このようなスイッチング電源装置におい
て、前記リップル電圧検出手段で検出されたリップル電
圧が大きくなると、前記パルス幅変調手段でPWM信号
を生成する際に用いる三角波となる発振信号の発振周波
数を高くするように切り換える。このようにすることに
よって、リップル電圧を低減させることができる。In such a switching power supply device, when the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means increases, the oscillation frequency of the triangular oscillation signal used when generating the PWM signal by the pulse width modulating means increases. Switch to By doing so, the ripple voltage can be reduced.
【0013】又、本発明のスイッチング電源装置は、入
力直流電圧をスイッチング動作によってパルス電圧信号
に変換するスイッチング素子と、該スイッチング素子よ
り与えられるパルス電圧信号を出力直流電圧に変換する
変換手段と、該変換手段からの出力直流電圧に基づいて
パルス幅変調したPWM信号を出力するパルス幅変調手
段と、該パルス幅変調手段から与えられるPWM信号に
よって前記スイッチング素子のON/OFF制御を行う
駆動手段と、前記変換手段からの出力直流電圧を平滑化
するための平滑コンデンサと、を有し、入力直流電圧の
電圧値を変換して出力直流電圧として出力するスイッチ
ング電源装置において、前記変換手段からの出力直流電
圧に表れるリップル電圧の最大値を検出するリップル電
圧検出手段と、該リップル電圧検出手段で検出したリッ
プル電圧の最大値と、基準値と比較する比較手段と、前
記パルス幅変調手段に発振信号を発振する発振信号生成
手段と、該比較手段の比較結果に応じて前記発振信号生
成手段より発振される発振信号の発振周波数を切り換え
る発振周波数切換手段と、を有することを特徴とする。Further, the switching power supply of the present invention comprises a switching element for converting an input DC voltage into a pulse voltage signal by a switching operation, a conversion means for converting a pulse voltage signal given from the switching element to an output DC voltage, Pulse width modulation means for outputting a PWM signal pulse-width modulated based on the output DC voltage from the conversion means, and driving means for performing ON / OFF control of the switching element by the PWM signal given from the pulse width modulation means; And a smoothing capacitor for smoothing the output DC voltage from the conversion means, and a switching power supply device for converting the voltage value of the input DC voltage and outputting it as an output DC voltage, wherein the output from the conversion means A ripple voltage detecting means for detecting a maximum value of a ripple voltage appearing in a DC voltage; A comparison unit that compares the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detection unit with a reference value; an oscillation signal generation unit that oscillates an oscillation signal to the pulse width modulation unit; Oscillation frequency switching means for switching the oscillation frequency of the oscillation signal oscillated by the oscillation signal generation means.
【0014】このようなスイッチング電源装置におい
て、前記リップル電圧検出手段を、その周波数が前記発
振信号の発振周波数と同等の周波数となる信号を通過さ
せるバンドパスフィルタで構成することによって、前記
PWM信号と同期するようにして発生するリップル電圧
を検出することができる。In such a switching power supply device, the ripple voltage detecting means is constituted by a band-pass filter that passes a signal whose frequency is equal to the oscillation frequency of the oscillation signal, so that the PWM signal and the ripple signal are detected. A ripple voltage generated in synchronization can be detected.
【0015】又、前記比較手段が、前記リップル電圧が
最大になるときに同期して比較するための同期信号を生
成する同期手段と、前記同期信号に応じて動作するとと
もに、前記リップル電圧の最大値が第1基準値より大き
いか否かを判定する第1判定手段と、前記同期信号に応
じて動作するとともに、前記リップル電圧の最大値が第
2基準値より小さいか否かを判定する第2判定手段とで
構成され、前記リップル電圧の最大値が前記第1基準値
より大きくなったとき、前記発振周波数切換手段によっ
て、前記発振信号生成手段から発振される前記発振信号
の発振周波数を第1発振周波数から第2発振周波数に切
り換えるとともに、前記リップル電圧の最大値が前記第
2基準値より小さくなったとき、前記発振周波数切換手
段によって、前記発振信号生成手段から発振される前記
発振信号の発振周波数を前記第2発振周波数から前記第
1発振周波数に切り換えるようにする。The comparing means generates a synchronizing signal for synchronizing when the ripple voltage becomes maximum, and operates in response to the synchronizing signal. First determining means for determining whether the value is greater than a first reference value, and operating in response to the synchronization signal, and determining whether the maximum value of the ripple voltage is less than a second reference value. And when the maximum value of the ripple voltage is greater than the first reference value, the oscillation frequency switching means changes the oscillation frequency of the oscillation signal oscillated from the oscillation signal generation means to a second value. Switching from the first oscillation frequency to the second oscillation frequency, and when the maximum value of the ripple voltage becomes smaller than the second reference value, The oscillation frequency of the oscillation signal oscillated from Fushingo generating means to switch to said first oscillation frequency from said second oscillation frequency.
【0016】このとき、前記同期手段が、前記パルス幅
変調手段からのPWM信号に基づいて、前記同期信号を
生成するようにする。この同期手段をコンデンサと抵抗
で構成される微分回路で構成することによって、PWM
信号がハイレベルになる瞬間に同期するような同期信号
を生成することができる。このような同期信号を、前記
第1、第2判定手段に与えることによって、リップル電
圧が最大となったときの値を第1、第2基準値のそれぞ
れと比較することができる。At this time, the synchronization means generates the synchronization signal based on the PWM signal from the pulse width modulation means. By configuring this synchronization means with a differentiating circuit composed of a capacitor and a resistor, the PWM
It is possible to generate a synchronization signal that synchronizes at the moment when the signal goes high. By providing such a synchronization signal to the first and second determination means, the value when the ripple voltage becomes maximum can be compared with each of the first and second reference values.
【0017】又、このようなスイッチング電源装置で、
まず、第1判定手段で、リップル電圧の最大値が前記第
1基準値が大きくなったと判定されると、前記発振信号
の発振周波数が前記第1発振周波数から前記第2発振周
波数に切り換える。その後、第2判定手段で、リップル
電圧の最大値が前記第1基準値より小さい前記第2基準
値より小さくなったとき、前記発振信号の発振周波数を
前記第2発振周波数から前記第1発振周波数に切り換え
て、基の状態に戻す。このように、前記発振信号の発振
周波数を、前記第1発振周波数から前記第2発振周波数
に一旦切り換えた後、前記第1発振周波数に戻す場合に
おいて、検出するリップル電圧の最大値と前記発振信号
の発振周波数の関係にヒステリシスを形成する。In such a switching power supply,
First, when the first determination means determines that the maximum value of the ripple voltage has increased the first reference value, the oscillation frequency of the oscillation signal is switched from the first oscillation frequency to the second oscillation frequency. Thereafter, when the maximum value of the ripple voltage is smaller than the second reference value smaller than the first reference value, the oscillation frequency of the oscillation signal is changed from the second oscillation frequency to the first oscillation frequency. To return to the original state. As described above, when the oscillation frequency of the oscillation signal is once switched from the first oscillation frequency to the second oscillation frequency and then returned to the first oscillation frequency, the maximum value of the ripple voltage to be detected and the oscillation signal A hysteresis is formed in the relationship between the oscillation frequencies.
【0018】又、このようなスイッチング電源装置にお
いて、前記変換手段からの出力直流電圧の電圧値に応じ
て、前記基準値を調整する調整手段を設けても構わな
い。このような調整手段を、前記変換手段からの出力直
流電圧よりリップル電圧を除いた電圧信号を得るための
ローパスフィルタと、前記出力直流電圧を分圧して第1
基準値とする第1分圧手段と、前記第1基準値を更に分
圧して第2基準値とする第2分圧手段とで構成し、前記
変換手段からの出力直流電圧の電圧値に応じて、前記第
1、第2基準値を調整するようにしても構わない。Further, in such a switching power supply device, an adjusting means for adjusting the reference value may be provided according to the voltage value of the output DC voltage from the converting means. Such an adjusting means includes a low-pass filter for obtaining a voltage signal obtained by removing a ripple voltage from the output DC voltage from the conversion means, and a first filter for dividing the output DC voltage to obtain a first signal.
A first voltage dividing means for setting a reference value; and a second voltage dividing means for further dividing the first reference value and setting a second reference value. Thus, the first and second reference values may be adjusted.
【0019】更に、このようなスイッチング電源装置に
おいて、前記発振信号生成手段が、充放電を繰り返すこ
とによって発振信号を生成する発振信号生成用コンデン
サを有し、前記発振周波数切換回路によって、前記発振
信号生成用コンデンサが充放電を行う際に流れる電流の
大きさを切り換えることで、前記発振信号の発振周波数
を切り換えるようにしても構わない。Further, in such a switching power supply device, the oscillation signal generation means has an oscillation signal generation capacitor for generating an oscillation signal by repeating charging and discharging, and the oscillation frequency switching circuit causes the oscillation signal generation circuit to generate the oscillation signal. The oscillation frequency of the oscillation signal may be switched by switching the magnitude of the current flowing when the generation capacitor performs charging and discharging.
【0020】[0020]
【発明の実施の形態】<第1の実施形態>本発明の第1
の実施形態のスイッチング電源装置について、図面を参
照して説明する。図1は、本実施形態のスイッチング電
源装置の内部構成を示すブロック回路図である。図2及
び図3は、本実施形態のスイッチング電源装置の各部の
動作を示すタイムチャートである。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS <First Embodiment> A first embodiment of the present invention
The switching power supply according to the embodiment will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the switching power supply of the present embodiment. 2 and 3 are time charts showing the operation of each part of the switching power supply of the present embodiment.
【0021】図1のスイッチング電源装置1は、直流電
源8から供給される直流電圧を変換して負荷9に出力す
る出力部2と、出力部2から出力される直流電圧を制御
する制御部3と、出力部2から出力される直流電圧より
リップル電圧を検出するリップル電圧検出手段4と、リ
ップル電圧検出手段4で検出したリップル電圧を基準値
生成手段6から与えられる基準値と比較する比較器5
と、基準値生成手段6と、制御部3内の発振器3dの発
振周波数を切り換える周波数切換手段7とから構成され
る。The switching power supply device 1 shown in FIG. 1 includes an output unit 2 for converting a DC voltage supplied from a DC power supply 8 and outputting the converted DC voltage to a load 9, and a control unit 3 for controlling the DC voltage output from the output unit 2. A ripple voltage detecting means 4 for detecting a ripple voltage from a DC voltage output from the output unit 2, and a comparator for comparing the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 with a reference value provided from a reference value generating means 6 5
And reference value generating means 6 and frequency switching means 7 for switching the oscillation frequency of the oscillator 3d in the control section 3.
【0022】このようなスイッチング電源装置1におい
て、出力部2は、直流電源8にコレクタが接続されたN
PN型トランジスタ2aと、トランジスタ2aのエミッ
タにカソードが接続されるとともにアノードが接地され
たダイオード2bと、一端がトランジスタ2aのエミッ
タとダイオード2bのカソードとの接続ノードに接続さ
れたコイル2cと、このコイル2cの他端に一端が接続
されるとともにその他端が接地された平滑コンデンサ2
dとを有する。そして、コイル2cと平滑コンデンサ2
dとの接続ノードに一端が接地された負荷9の他端が接
続される。In such a switching power supply device 1, the output unit 2 includes a DC power supply 8 having a collector connected to N
A PN transistor 2a, a diode 2b having a cathode connected to the emitter of the transistor 2a and an anode grounded, a coil 2c having one end connected to a connection node between the emitter of the transistor 2a and the cathode of the diode 2b, A smoothing capacitor 2 having one end connected to the other end of the coil 2c and the other end grounded
d. Then, the coil 2c and the smoothing capacitor 2
The other end of the load 9, one end of which is grounded, is connected to the connection node with the node d.
【0023】又、制御部3は、コイル2cと平滑コンデ
ンサ2dとの接続ノードに表れる出力Aが非反転入力端
子に入力されるとともに反転入力端子に基準電圧3bの
電圧Vtが入力される差動増幅器3aと、この差動増幅
器3aの出力が非反転入力端子に入力されるとともに発
振器3dからの三角波Fが反転入力端子に入力されるP
WMコンパレータ3cと、三角波Fを発振する発振器3
dと、PWMコンパレータ3cの出力に応じてトランジ
スタ2aのON/OFF制御を行う駆動回路3eとを有
する。又、駆動回路3eは、トランジスタ2aのベース
に信号を与えることによって、トランジスタ2aのON
/OFF制御を行う。尚、図1において、Bがリップル
電圧検出手段4の出力を、CがPWMコンパレータ3c
の出力を、Dが比較器5の出力を、それぞれ表す。Further, the control unit 3 controls a differential circuit in which the output A appearing at the connection node between the coil 2c and the smoothing capacitor 2d is input to the non-inverting input terminal and the voltage Vt of the reference voltage 3b is input to the inverting input terminal. The amplifier 3a and the output of the differential amplifier 3a are input to the non-inverting input terminal and the triangular wave F from the oscillator 3d is input to the inverting input terminal.
WM comparator 3c and oscillator 3 for oscillating triangular wave F
d, and a drive circuit 3e that performs ON / OFF control of the transistor 2a in accordance with the output of the PWM comparator 3c. The drive circuit 3e provides a signal to the base of the transistor 2a to turn on the transistor 2a.
/ OFF control is performed. In FIG. 1, B indicates the output of the ripple voltage detecting means 4, and C indicates the PWM comparator 3c.
, And D represents the output of the comparator 5, respectively.
【0024】このようなスイッチング電源装置1は、直
流電源8によって印加された直流電圧が、トランジスタ
2aが図2(a)のようなスイッチング動作を行うこと
によって、所定のデューティを持つパルスに変換され
る。そして、トランジスタ2aがONのとき、このトラ
ンジスタ2aを介して与えられる直流電源8からの直流
電圧によって、コイル2cに電流が流れて、エネルギー
が蓄えられるとともに、負荷9にエネルギーが供給され
る。又、トランジスタ2aがOFFのとき、ダイオード
2bを通じて、コイル2cに蓄えられたエネルギーが負
荷9に与えられる。In such a switching power supply device 1, the DC voltage applied by the DC power supply 8 is converted into a pulse having a predetermined duty by the transistor 2a performing a switching operation as shown in FIG. You. When the transistor 2a is ON, a current flows through the coil 2c by the DC voltage from the DC power supply 8 supplied through the transistor 2a, energy is stored, and energy is supplied to the load 9. When the transistor 2a is OFF, the energy stored in the coil 2c is supplied to the load 9 through the diode 2b.
【0025】このとき、コイル2cを流れる電流が図2
(b)のようになるが、このコイル2cを流れる電流の
交流成分が平滑コンデンサ2dに流れることによって、
コイル2cを流れる電流が平滑化され、負荷9に直流電
流を流す。又、このとき、負荷9にかかる電圧は、図2
(c)のように、出力部2の出力Aとなる直流電圧に、
平滑コンデンサ2dに流れる電流と平滑コンデンサ2d
の抵抗成分(ESR)とによって表れるリップル電圧が
重畳される。At this time, the current flowing through the coil 2c is
(B), the AC component of the current flowing through the coil 2c flows through the smoothing capacitor 2d,
The current flowing through the coil 2c is smoothed, and a direct current flows through the load 9. At this time, the voltage applied to the load 9 is as shown in FIG.
As shown in (c), the DC voltage that is the output A of the output unit 2 is:
Current flowing through smoothing capacitor 2d and smoothing capacitor 2d
A ripple voltage expressed by the resistance component (ESR) is superimposed.
【0026】又、負荷9に与える出力Aが差動増幅器3
aの非反転入力端子に与えられ、その反転入力端子に与
えられる基準電圧3bの電圧Vtと比較される。そし
て、この差動増幅器3aで、両者の差を増幅して出力
し、この出力がPWMコンパレータ3cの非反転入力端
子に入力される。PWMコンパレータ3cでは、反転入
力端子に発振器3dからの図3(a)のような三角波F
が入力され、差動増幅器3aの出力に応じたデューティ
を有するパルスとなる出力Cを駆動回路3eに出力す
る。即ち、図3(b)のように、PWMコンパレータ3
cの出力Cが、図3(a)の差動増幅器3aの出力が発
振器3dからの三角波Fより大きいときはハイレベル
(Hi)となり、又、図3(a)の差動増幅器3aの出
力が発振器3dからの三角波Fより小さいときはローレ
ベル(Low)となる。The output A applied to the load 9 is the differential amplifier 3
a is applied to the non-inverting input terminal and is compared with the voltage Vt of the reference voltage 3b applied to the inverting input terminal. Then, the differential amplifier 3a amplifies and outputs the difference between the two, and the output is input to the non-inverting input terminal of the PWM comparator 3c. In the PWM comparator 3c, a triangular wave F as shown in FIG.
And outputs an output C, which becomes a pulse having a duty corresponding to the output of the differential amplifier 3a, to the drive circuit 3e. That is, as shown in FIG.
When the output C of c is higher than the triangular wave F from the oscillator 3d, the output of the differential amplifier 3a of FIG. 3A becomes high level (Hi), and the output of the differential amplifier 3a of FIG. Is smaller than the triangular wave F from the oscillator 3d.
【0027】そして、この出力Cによって、駆動回路3
eがトランジスタ2aのベース電流を制御して、図3
(c)のように、トランジスタ2aのON/OFF制御
を行う。即ち、PWMコンパレータ3cの出力がHiの
ときはトランジスタ2aをOFFとし、又、PWMコン
パレータ3cの出力がLowのときはONとする。この
ようにして、負荷9に与えられる出力Aの電圧がフィー
ドバックされることによって、トランジスタ2aのON
する期間がパルス幅変調(PWM)制御される。よっ
て、トランジスタ2aが発振器3dの三角波Fの周波数
にて適切なデューティーでスイッチング動作され、スイ
ッチング電源回路1の出力Aの電圧が所定の値に安定化
される。The output C allows the driving circuit 3
e controls the base current of transistor 2a, and FIG.
As shown in (c), ON / OFF control of the transistor 2a is performed. That is, the transistor 2a is turned off when the output of the PWM comparator 3c is Hi, and turned on when the output of the PWM comparator 3c is Low. Thus, the voltage of the output A given to the load 9 is fed back, so that the ON state of the transistor 2a is turned on.
The pulse width modulation (PWM) control is performed during this period. Therefore, the switching operation of the transistor 2a is performed with an appropriate duty at the frequency of the triangular wave F of the oscillator 3d, and the voltage of the output A of the switching power supply circuit 1 is stabilized at a predetermined value.
【0028】又、リップル電圧検出手段4では、図2
(c)のような出力部2の出力Aに表れるリップル電圧
を検出する。この検出されたリップル電圧が、比較器5
で基準値生成手段6による基準値と比較される。この比
較器5での比較結果となる信号が周波数切換手段7に与
えられ、そして、周波数切換手段7は比較器5の信号に
応じて、発振器3dより発振される三角波の発振周波数
を適切な周波数に切り換える。In the ripple voltage detecting means 4, FIG.
A ripple voltage appearing at the output A of the output unit 2 as shown in (c) is detected. The detected ripple voltage is supplied to the comparator 5
Is compared with the reference value by the reference value generation means 6. A signal which is a result of comparison by the comparator 5 is given to the frequency switching means 7, and the frequency switching means 7 changes the oscillation frequency of the triangular wave oscillated from the oscillator 3d to an appropriate frequency in accordance with the signal of the comparator 5. Switch to.
【0029】例えば、直流電源8の電圧が12V、出力
部2からの出力Aの出力電圧設定値が5Vとし、又、負
荷9のリップル電圧許容値がそのピークトゥピークで5
0mVと要求されているものとする。このリップル電圧
許容値をもとに、基準値生成手段6で基準値が生成され
る。このとき、コイル2cのインダクタンスの値を21
0μH、室温状態での平滑コンデンサ2dのESRを
0.1Ω、発振器3dの三角波Fの発振周波数を50k
Hzに設定すると、上述した(1)式より、出力Aに表
れるリップル電圧のピークトゥピークが28mVとな
り、負荷9のリップル許容電圧値内に収まる。即ち、リ
ップル電圧検出装置4で検出されたリップル電圧が、基
準値生成手段6より与えられる基準値より小さくなる。
このとき、周波数切換装置7による三角波Fの発振周波
数の切り換えが行われず、三角波Fは、発振器3dより
50kHzの発振周波数で発振される。For example, the voltage of the DC power supply 8 is 12 V, the output voltage set value of the output A from the output unit 2 is 5 V, and the allowable ripple voltage of the load 9 is 5
It is assumed that 0 mV is required. The reference value is generated by the reference value generation means 6 based on the ripple voltage allowable value. At this time, the value of the inductance of the coil 2c is set to 21.
0 μH, the ESR of the smoothing capacitor 2d at room temperature is 0.1Ω, and the oscillation frequency of the triangular wave F of the oscillator 3d is 50k.
When the frequency is set to Hz, the peak-to-peak of the ripple voltage appearing at the output A is 28 mV according to the above equation (1), which is within the allowable ripple voltage value of the load 9. That is, the ripple voltage detected by the ripple voltage detection device 4 becomes smaller than the reference value given by the reference value generation means 6.
At this time, the oscillation frequency of the triangular wave F is not switched by the frequency switching device 7, and the triangular wave F is oscillated at an oscillation frequency of 50 kHz from the oscillator 3d.
【0030】又、一般的に、平滑コンデンサ2dには電
解アルミコンデンサが用いられるが、このような電解ア
ルミコンデンサは、−20℃の状態では、室温状態に比
べて、そのESRが約2倍になる。よって、上記のよう
な例において、室温状態でそのESRが0.1Ωとなる
平滑コンデンサ2dのESRが、−20℃の状態では、
約0.2Ωとなる。そのため、上述した(1)式より、
出力Aに表れるリップル電圧のピークトゥピークが56
mVとなり、負荷9のリップル許容電圧値よりも大きく
なる。即ち、リップル電圧検出装置4で検出されたリッ
プル電圧が、基準値生成手段6より与えられる基準値よ
り大きくなる。このとき、周波数切換装置7による三角
波Fの発振周波数の切り換えが行われ、三角波Fは、発
振器3dより100kHzの発振周波数で発振される。
このように三角波Fの発振周波数を100kHzに切り
換えることによって、上述した(1)式より、出力Aに
表れるリップル電圧のピークトゥピークが28mVとな
り、再び、負荷9のリップル許容電圧値内に収まる。In general, an electrolytic aluminum capacitor is used as the smoothing capacitor 2d. Such an electrolytic aluminum capacitor has an ESR about twice as high at -20 ° C. as at room temperature. Become. Therefore, in the above example, when the ESR of the smoothing capacitor 2d whose ESR is 0.1Ω at room temperature is −20 ° C.,
It becomes about 0.2Ω. Therefore, from the above equation (1),
The peak-to-peak ripple voltage appearing at the output A is 56
mV, which is larger than the ripple allowable voltage value of the load 9. That is, the ripple voltage detected by the ripple voltage detection device 4 becomes larger than the reference value provided by the reference value generation means 6. At this time, the oscillation frequency of the triangular wave F is switched by the frequency switching device 7, and the triangular wave F is oscillated at an oscillation frequency of 100 kHz from the oscillator 3d.
By switching the oscillation frequency of the triangular wave F to 100 kHz in this manner, the peak-to-peak of the ripple voltage appearing at the output A becomes 28 mV according to the above-described equation (1), and falls within the ripple allowable voltage value of the load 9 again.
【0031】<第2の実施形態>本発明の第2の実施形
態のスイッチング電源装置について、図面を参照して説
明する。図4は、本実施形態のスイッチング電源装置の
内部構成を示すブロック回路図である。又、図5は、リ
ップル電圧検出手段、比較器及び同期手段の内部構成を
示すブロック回路図である。又、図6は、発振器及び周
波数切換手段の内部構成を示すブロック回路図である。
尚、図4のスイッチング電源装置において、図1のスイ
ッチング電源装置と同一の目的で使用する部分について
は同一の記号を付して、その詳細な説明は省略する。<Second Embodiment> A switching power supply according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 4 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the switching power supply device of the present embodiment. FIG. 5 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the ripple voltage detecting means, the comparator and the synchronizing means. FIG. 6 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the oscillator and the frequency switching means.
In the switching power supply device of FIG. 4, portions used for the same purpose as in the switching power supply device of FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【0032】図4に示すスイッチング電源装置1aは、
第1の実施形態(図1)のスイッチング電源装置1に、
同期手段10が新たに設けられた構成となるスイッチン
グ電源装置である。即ち、スイッチング電源装置1aに
は、PWMコンパレータ3cの出力Cに同期して比較器
5aが動作を行うように、PWMコンパレータ3cの出
力Cが入力されるとともに比較器5aを出力Cに応じて
動作させる同期手段10が設けられる。尚、E1,E2
は、基準値生成手段6で生成された基準値を、Gは、同
期手段10の出力を表す。The switching power supply device 1a shown in FIG.
In the switching power supply device 1 of the first embodiment (FIG. 1),
This is a switching power supply device having a configuration in which a synchronization unit 10 is newly provided. That is, the output C of the PWM comparator 3c is input to the switching power supply device 1a and the comparator 5a operates according to the output C so that the comparator 5a operates in synchronization with the output C of the PWM comparator 3c. Synchronizing means 10 is provided. In addition, E1, E2
Represents the reference value generated by the reference value generation means 6, and G represents the output of the synchronization means 10.
【0033】尚、このようなスイッチング電源装置1a
において、トランジスタ2aのスイッチング動作と、コ
イル2cを流れる電流及び負荷9にかかる電圧との関係
が、第1の実施形態と同様に図2のようになるととも
に、PWMコンパレータ3cへの入力とその出力及びト
ランジスタ2aのスイッチング動作の関係が、第1の実
施形態と同様に図3のようになる。Incidentally, such a switching power supply device 1a
2, the relationship between the switching operation of the transistor 2a, the current flowing through the coil 2c, and the voltage applied to the load 9 becomes as shown in FIG. 2 as in the first embodiment, and the input to the PWM comparator 3c and its output FIG. 3 shows the relationship between the switching operation of the transistor 2a and the switching operation of the transistor 2a as in the first embodiment.
【0034】このようなスイッチング電源装置1aのリ
ップル電圧検出手段4、比較器5a及び同期手段10に
ついて、図5を参照して説明する。まず、リップル電圧
検出手段4について説明する。図2に示すように、出力
Aに重畳するリップル電圧は、トランジスタ2aのスイ
ッチング動作に同期した変化を行うことがわかる。又、
図3より、このトランジスタ2aのスイッチング動作
は、PWMコンパレータ3cに入力される三角波Fの発
振周波数に同期したものであることがわかる。よって、
リップル電圧が、発振器3dからの三角波Fの発振周波
数に同期した変化を行う。故に、第1の実施形態で示し
た例のように、三角波Fの発振周波数が50kHzと1
00kHzで切り換えられるものとしたとき、リップル
電圧の周波数が50kHz〜100kHzとなる。The ripple voltage detecting means 4, the comparator 5a and the synchronizing means 10 of the switching power supply 1a will be described with reference to FIG. First, the ripple voltage detecting means 4 will be described. As shown in FIG. 2, it can be seen that the ripple voltage superimposed on the output A changes in synchronization with the switching operation of the transistor 2a. or,
FIG. 3 shows that the switching operation of the transistor 2a is synchronized with the oscillation frequency of the triangular wave F input to the PWM comparator 3c. Therefore,
The ripple voltage changes in synchronization with the oscillation frequency of the triangular wave F from the oscillator 3d. Therefore, as in the example shown in the first embodiment, the oscillation frequency of the triangular wave F is 50 kHz and 1 kHz.
Assuming that switching is performed at 00 kHz, the frequency of the ripple voltage is 50 kHz to 100 kHz.
【0035】このように、発振器3dからの三角波Fの
発振周波数に同期した信号となるリップル電圧を検出す
るには、このリップル電圧による信号を通過させるフィ
ルタによって、リップル電圧検出手段4を構成すること
によって実現できる。即ち、図4のように、リップル電
圧検出手段4は、出力Aが一端にかかるコンデンサ21
と、このコンデンサ21の他端に一端が接続されるとと
もに他端が接地された抵抗22と、コンデンサ21と抵
抗22との接続ノードに一端が接続された抵抗23と、
この抵抗23の他端に一端が接続されるとともに他端が
接地されたコンデンサ24とから構成されたフィルタで
ある。又、リップル電圧検出装置4の出力Bは、抵抗2
3とコンデンサ24との接続ノードから出力される。As described above, in order to detect a ripple voltage which becomes a signal synchronized with the oscillation frequency of the triangular wave F from the oscillator 3d, the ripple voltage detecting means 4 is constituted by a filter which passes the signal based on the ripple voltage. Can be realized by That is, as shown in FIG. 4, the ripple voltage detecting means 4 is connected to the capacitor 21 whose output A is applied to one end.
A resistor 22 having one end connected to the other end of the capacitor 21 and the other end grounded; a resistor 23 having one end connected to a connection node between the capacitor 21 and the resistor 22;
This filter includes a capacitor 24 having one end connected to the other end of the resistor 23 and the other end grounded. The output B of the ripple voltage detecting device 4 is a resistor 2
3 is output from the connection node between the capacitor 3 and the capacitor 24.
【0036】即ち、コンデンサ21の容量値と抵抗22
の抵抗値をそれぞれ適切に設定することにより、出力部
2の出力Aより直流電圧及び低周波成分を除くことがで
きる。そして、抵抗23の抵抗値とコンデンサ24の容
量値をそれぞれ適切に設定することにより、発振器3d
からの三角波Fの発振周波数に同期したリップル電圧を
通過させるバンドパスフィルタが構成され、出力Bとし
て出力される。That is, the capacitance value of the capacitor 21 and the resistance 22
By properly setting the resistance values of the DC voltage and the low frequency component, the output A of the output unit 2 can be removed. By appropriately setting the resistance value of the resistor 23 and the capacitance value of the capacitor 24, the oscillator 3d
A band-pass filter that allows a ripple voltage synchronized with the oscillation frequency of the triangular wave F from the filter to pass is formed, and is output as an output B.
【0037】このような構成のリップル電圧検出装置4
において、上述した例のように、三角波Fの発振周波数
が50kHzと100kHzで切り換えられるものとし
たとき、50kHz〜100kHzの信号を通過させる
ことができるフィルタを構成する必要がある。よって、
このとき、コンデンサ21,24の容量値を、それぞ
れ、0.033μF、15pFとするとともに、抵抗2
2,23の抵抗値をともに10kΩとすることで、50
kHz〜100kHzの信号となるリップル電圧を通過
させることができるフィルタとしてリップル電圧検出装
置が構成される。The ripple voltage detecting device 4 having such a configuration
In the case where the oscillation frequency of the triangular wave F is switched between 50 kHz and 100 kHz as in the example described above, it is necessary to configure a filter that can pass a signal of 50 kHz to 100 kHz. Therefore,
At this time, the capacitance values of the capacitors 21 and 24 are set to 0.033 μF and 15 pF, respectively, and the resistance 2
By setting both resistance values of 2 and 23 to 10 kΩ, 50
A ripple voltage detection device is configured as a filter that can pass a ripple voltage that becomes a signal of kHz to 100 kHz.
【0038】次に、同期手段10について説明する。同
期手段10は、一端にPWMコンパレータ3cからの出
力Cが与えられるコンデンサ25と、このコンデンサ2
5の他端に一端が接続されるとともに他端が接地された
抵抗26によって構成される微分回路である。そして、
このコンデンサ25と抵抗26の接続ノードに表れる出
力Gが同期信号として比較器5aに与えられる。Next, the synchronizing means 10 will be described. The synchronization means 10 includes a capacitor 25 having one end to which the output C from the PWM comparator 3c is provided,
5 is a differentiating circuit composed of a resistor 26 having one end connected to the other end and the other end grounded. And
The output G appearing at the connection node between the capacitor 25 and the resistor 26 is given to the comparator 5a as a synchronization signal.
【0039】このような構成の同期手段10の動作につ
いて、以下に説明する。まず、PWMコンパレータ3c
の出力CがLowのときは、コンデンサ25を通じて同
期手段10の出力GがLowとなる。そして、出力Cが
LowからHiになったとき、コンデンサ25から抵抗
26に電流が流れて同期手段10の出力GがHiにな
る。その後、コンデンサ25の容量値と抵抗26の抵抗
値によって決定される時間でコンデンサ25が充電され
るため、コンデンサ25の両端にかかる電圧が上昇し
て、同期手段10の出力Gの電圧が低下してLowとな
る。このように、PWMコンパレータ3cの出力CがL
owからHiになる瞬間にHiになるような出力Gが、
同期手段10より出力される。The operation of the synchronizing means 10 having such a configuration will be described below. First, the PWM comparator 3c
Is low, the output G of the synchronization means 10 through the capacitor 25 is low. When the output C changes from low to high, a current flows from the capacitor 25 to the resistor 26, and the output G of the synchronization means 10 changes to high. Thereafter, since the capacitor 25 is charged for a time determined by the capacitance value of the capacitor 25 and the resistance value of the resistor 26, the voltage applied to both ends of the capacitor 25 increases, and the voltage of the output G of the synchronization means 10 decreases. To be Low. Thus, the output C of the PWM comparator 3c is L
An output G that becomes Hi at the moment when the signal changes from ow to Hi is
It is output from the synchronization means 10.
【0040】又、図3より、PWMコンパレータ3cの
出力がLowからHiとなるとき、トランジスタ2aが
ONからOFFにスイッチングしていることがわかる。
又、図2より、トランジスタ2aがONからOFFにス
イッチングしているとき、リップル電圧が最大となって
いることがわかる。よって、同期手段10より出力され
る出力Gが、PWMコンパレータ3cの出力がLowか
らHiとなるときに、Hiとなるため、リップル電圧が
最大となるときにHiとなることがわかる。FIG. 3 shows that when the output of the PWM comparator 3c changes from low to high, the transistor 2a switches from ON to OFF.
FIG. 2 shows that the ripple voltage is maximum when the transistor 2a switches from ON to OFF. Therefore, it can be seen that the output G output from the synchronization means 10 becomes Hi when the output of the PWM comparator 3c changes from Low to Hi, and becomes Hi when the ripple voltage becomes maximum.
【0041】次に、比較器5aについて説明する。比較
器5aは、リップル電圧検出手段4の出力Bが非反転入
力端子に入力される差動増幅器31と、リップル電圧検
出手段4の出力Bが反転入力端子に入力される差動増幅
器32と、差動増幅器31,32の出力がそれぞれ入力
されるAND回路33,34と、AND回路33の出力
がセット端子Sに入力されるとともにAND回路34の
出力がリセット端子Rに入力されるRSフリップフロッ
プ35とから構成される。Next, the comparator 5a will be described. The comparator 5a includes a differential amplifier 31 having the output B of the ripple voltage detecting means 4 input to the non-inverting input terminal, a differential amplifier 32 having the output B of the ripple voltage detecting means 4 input to the inverting input terminal, AND circuits 33 and 34 to which the outputs of the differential amplifiers 31 and 32 are respectively input, and an RS flip-flop to which the output of the AND circuit 33 is input to a set terminal S and the output of the AND circuit 34 is input to a reset terminal R 35.
【0042】このような比較器5aにおいて、基準値生
成手段6より生成された基準値E1が差動増幅器31の
反転入力端子に、基準値生成手段6より生成された基準
値E2が差動増幅器32の非反転入力端子に、それぞれ
入力される。又、同期手段10の出力Gが、AND回路
33,34の両方に入力される。即ち、抵抗23とコン
デンサ24との接続ノードが差動増幅回路31の非反転
入力端子及び差動増幅回路32の反転入力端子に接続さ
れるとともに、コンデンサ25と抵抗26との接続ノー
ドがAND回路33,34それぞれの一方の入力端子に
接続される。又、基準値生成手段6より与えられる基準
値E1,E2は、基準値生成手段6において、その電圧
値がE1>E2の関係になるように生成される。更に、
RSフリップフロップ35の出力端子Qの出力が、比較
器5aの出力Dとして周波数切換手段7に入力される。In such a comparator 5a, the reference value E1 generated by the reference value generating means 6 is applied to the inverting input terminal of the differential amplifier 31, and the reference value E2 generated by the reference value generating means 6 is applied to the differential amplifier. It is input to each of the 32 non-inverting input terminals. The output G of the synchronization means 10 is input to both of the AND circuits 33 and 34. That is, the connection node between the resistor 23 and the capacitor 24 is connected to the non-inverting input terminal of the differential amplifier circuit 31 and the inverting input terminal of the differential amplifier circuit 32, and the connection node between the capacitor 25 and the resistor 26 is connected to the AND circuit. 33, 34 are connected to one input terminal. The reference values E1 and E2 given by the reference value generating means 6 are generated by the reference value generating means 6 so that the voltage values satisfy a relationship of E1> E2. Furthermore,
The output of the output terminal Q of the RS flip-flop 35 is input to the frequency switching means 7 as the output D of the comparator 5a.
【0043】このような構成の比較器5aの動作につい
て、以下に説明する。抵抗23とコンデンサ24との接
続ノードに表れるリップル電圧検出手段4の出力Bの電
圧が、基準値生成手段6より与えられる基準値E1の電
圧より大きくなったとき、差動増幅器31よりHiとな
る信号が出力される。このとき、コンデンサ25と抵抗
26との接続ノードに表れる同期手段10の出力GがA
ND回路33の一方の入力端子に入力されるため、この
出力GがHiとなったときにのみ、差動増幅器31より
出力される信号がRSフリップフロップ35のセット端
子Sに与えられる。The operation of the comparator 5a having such a configuration will be described below. When the voltage of the output B of the ripple voltage detecting means 4 appearing at the connection node between the resistor 23 and the capacitor 24 becomes higher than the voltage of the reference value E1 given by the reference value generating means 6, the differential amplifier 31 becomes Hi. A signal is output. At this time, the output G of the synchronization means 10 appearing at the connection node between the capacitor 25 and the resistor 26 is A
Since the signal is input to one input terminal of the ND circuit 33, the signal output from the differential amplifier 31 is supplied to the set terminal S of the RS flip-flop 35 only when the output G becomes Hi.
【0044】よって、出力部2の出力Aに表れるリップ
ル電圧が最大となるときに差動増幅器31より出力され
る信号がRSフリップフロップ35のセット端子Sに与
えられるため、リップル電圧の最大値が基準値E1と比
較されたときの結果がRSフリップフロップ35のセッ
ト端子Sに与えられることとなる。即ち、リップル電圧
検出手段4で検出されたリップル電圧の最大値が、基準
値E1の電圧より大きくなったとき、RSフリップフロ
ップ35のセット端子SにHiの信号が与えられる。こ
のように、RSフリップフロップ35のセット端子Sに
Hiの信号が与えられると、RSフリップフロップ35
がセットされて出力端子QよりHiとなる出力Dを周波
数切換手段7に出力する。Therefore, the signal output from the differential amplifier 31 is given to the set terminal S of the RS flip-flop 35 when the ripple voltage appearing at the output A of the output unit 2 becomes maximum, so that the maximum value of the ripple voltage becomes The result of the comparison with the reference value E1 is given to the set terminal S of the RS flip-flop 35. That is, when the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 becomes larger than the voltage of the reference value E1, a Hi signal is supplied to the set terminal S of the RS flip-flop 35. Thus, when the Hi signal is given to the set terminal S of the RS flip-flop 35, the RS flip-flop 35
Is set and the output D which becomes Hi from the output terminal Q is output to the frequency switching means 7.
【0045】又、リップル電圧検出手段4の出力Bの電
圧が基準値生成手段6より与えられる基準値E2の電圧
より小さくなったとき、差動増幅器32よりHiとなる
信号が出力される。AND回路34も、AND回路33
と同様に、同期手段10の出力Gが一方の入力端子に入
力されるため、この出力GがHiとなったときにのみ、
差動増幅器32より出力される信号がRSフリップフロ
ップ35のリセット端子Rに与えられる。When the voltage of the output B of the ripple voltage detecting means 4 becomes smaller than the voltage of the reference value E2 given by the reference value generating means 6, a signal which becomes Hi from the differential amplifier 32 is output. The AND circuit 34 is also an AND circuit 33
Similarly to the above, since the output G of the synchronization means 10 is input to one input terminal, only when this output G becomes Hi,
A signal output from the differential amplifier 32 is provided to a reset terminal R of the RS flip-flop 35.
【0046】よって、出力部2の出力Aに表れるリップ
ル電圧が最大となるときに差動増幅器32より出力され
る信号がRSフリップフロップ35のリセット端子Rに
与えられるため、リップル電圧の最大値が基準値E2と
比較されたときの結果がRSフリップフロップ35のリ
セット端子Rに与えられることとなる。即ち、リップル
電圧検出手段4で検出されたリップル電圧の最大値が、
基準値E2の電圧より小さくなったとき、RSフリップ
フロップ35のリセット端子RにHiの信号が与えられ
る。このように、RSフリップフロップ35のリセット
端子RにHiの信号が与えられると、RSフリップフロ
ップ35がリセットされて出力端子QよりLowとなる
出力Dを周波数切換手段7に出力する。Therefore, when the ripple voltage appearing at the output A of the output unit 2 becomes maximum, the signal output from the differential amplifier 32 is given to the reset terminal R of the RS flip-flop 35, so that the maximum value of the ripple voltage becomes The result of the comparison with the reference value E2 is given to the reset terminal R of the RS flip-flop 35. That is, the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 is:
When the voltage becomes lower than the reference value E2, a Hi signal is supplied to the reset terminal R of the RS flip-flop 35. As described above, when the Hi signal is supplied to the reset terminal R of the RS flip-flop 35, the RS flip-flop 35 is reset, and the output D which becomes Low from the output terminal Q is output to the frequency switching means 7.
【0047】以上より、リップル電圧検出手段4で検出
されたリップル電圧の最大値が基準値生成手段6より与
えられる基準値E1の電圧より大きくなったとき、RS
フリップフロップ35がセットされることによって、比
較器5aの出力DがHiとなる。その後、リップル電圧
検出手段4で検出されたリップル電圧の最大値が基準値
生成手段6より与えられる基準値E2の電圧より小さく
なったとき、RSフリップフロップ35がリセットされ
ることによって、比較器5aの出力DがLowになって
もとの状態に戻る。尚、電源投入後、リップル電圧検出
手段4で検出されたリップル電圧の最大値が基準値生成
手段6より与えられる基準値E1の電圧より小さい通常
時においては、比較器5aの出力DはLowである。As described above, when the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 becomes larger than the voltage of the reference value E1 given by the reference value generating means 6, RS
By setting the flip-flop 35, the output D of the comparator 5a becomes Hi. Thereafter, when the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 becomes smaller than the voltage of the reference value E2 given by the reference value generating means 6, the RS flip-flop 35 is reset, and the comparator 5a is reset. Becomes low and returns to the original state. After the power is turned on, in a normal state where the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 is smaller than the voltage of the reference value E1 given by the reference value generating means 6, the output D of the comparator 5a is Low. is there.
【0048】上述した例のように、直流電圧8の電圧が
12V、出力Aの設定値が5V、コイル2cのインダク
タンスの値が210μH、室温状態での平滑コンデンサ
2dのESRが0.1Ωであるとともに、発振器3dの
三角波Fの発振周波数を50kHzと100kHzとで
切り換えることとしたときに、例えば、基準値E1,E
2の電圧を、それぞれ、20mV、5mVと設定する。As in the above-described example, the voltage of the DC voltage 8 is 12 V, the set value of the output A is 5 V, the inductance value of the coil 2 c is 210 μH, and the ESR of the smoothing capacitor 2 d at room temperature is 0.1 Ω. At the same time, when the oscillation frequency of the triangular wave F of the oscillator 3d is switched between 50 kHz and 100 kHz, for example, the reference values E1, E
2 are set to 20 mV and 5 mV, respectively.
【0049】このとき、室温においては、上述した
(1)式より、出力Aに表れるリップル電圧のピークト
ゥピークが28mVとなり、リップル電圧検出手段4で
検出されたリップル電圧の最大値、即ち、出力Bの最大
値が14mVとなる。よって、この出力Bの最大値が基
準値E1よりも小さく基準値E2よりも大きいため、差
動増幅器31,32の出力がともにLowとなる。その
ため、RSフリップフロップ35は、セットもリセット
もされていない状態であるため、比較器5aの出力Dが
Lowとなる。出力DがLowであるため、周波数切換
手段7によって発振周波数が50kHzの三角波Fが発
振器3dより発振されるように制御される。At this time, at room temperature, the peak-to-peak of the ripple voltage appearing at the output A is 28 mV according to the above equation (1), and the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4, that is, the output The maximum value of B is 14 mV. Therefore, since the maximum value of the output B is smaller than the reference value E1 and larger than the reference value E2, both outputs of the differential amplifiers 31 and 32 become Low. Therefore, since the RS flip-flop 35 is not set or reset, the output D of the comparator 5a becomes Low. Since the output D is low, the frequency switching means 7 controls the triangular wave F having an oscillation frequency of 50 kHz so as to be oscillated by the oscillator 3d.
【0050】そして、低温の環境にスイッチング電源装
置1aにおいたとき、平滑コンデンサ2dのESRが大
きくなるとともに、出力Aに表れるリップル電圧のピー
クトゥピークの値が大きくなる。このリップル電圧のピ
ークトゥピークが40mVよりも大きい42mVになっ
たとき、即ち、リップル電圧検出手段4の出力Bの最大
値が20mVよりも大きい21mVになったとき、出力
Bの最大値が基準値E1の電圧値より大きくなっている
ので、差動増幅器31よりHiの信号がRSフリップフ
ロップ35のセット端子Sに与えられるとともに、差動
増幅器32よりLowの信号がRSフリップフロップ3
5のリセット端子Rに与えられる。よって、RSフリッ
プフロップ35がセットされる。そのため、比較器5a
の出力DがHiとなる。出力DがHiであるため、周波
数切換手段7によって発振周波数が100kHzの三角
波Fが発振器3dより発振されるように制御される。When the switching power supply 1a is placed in a low temperature environment, the ESR of the smoothing capacitor 2d increases, and the peak-to-peak value of the ripple voltage appearing at the output A increases. When the peak-to-peak of the ripple voltage becomes 42 mV which is larger than 40 mV, that is, when the maximum value of the output B of the ripple voltage detecting means 4 becomes 21 mV which is larger than 20 mV, the maximum value of the output B becomes the reference value. Since the voltage is higher than the voltage value of E1, the Hi signal is supplied from the differential amplifier 31 to the set terminal S of the RS flip-flop 35, and the Low signal is supplied from the differential amplifier 32 to the RS flip-flop 3.
5 reset terminal R. Therefore, the RS flip-flop 35 is set. Therefore, the comparator 5a
Becomes Hi. Since the output D is Hi, the frequency switching means 7 controls the triangular wave F having an oscillation frequency of 100 kHz to be oscillated by the oscillator 3d.
【0051】このように100kHzの発振周波数の三
角波Fが発振器3dより発振されると、リップル電圧の
ピークトゥピークが(1)式より21mVになる。よっ
て、リップル電圧検出手段4の出力Bの最大値が10.
5mVとなり、基準値E1より小さく且つ基準値E2よ
り大きくなる。よって、差動増幅器31,32より出力
される信号が、ともにLowとなる。故に、RSフリッ
プフロップ35のセット端子S及びリセット端子Rに入
力される信号がともにLowであるため、RSフリップ
フロップ35がセットされた状態のままとなり、出力端
子Qより出力される比較器5aの出力DはHiのままで
ある。よって、周波数切換手段7によって発振周波数が
100kHzの三角波Fが発振器3dより発振されるよ
うに制御される。When the triangular wave F having an oscillation frequency of 100 kHz is oscillated by the oscillator 3d, the peak-to-peak ripple voltage becomes 21 mV according to the equation (1). Therefore, the maximum value of the output B of the ripple voltage detecting means 4 is 10.
5 mV, which is smaller than the reference value E1 and larger than the reference value E2. Therefore, the signals output from the differential amplifiers 31 and 32 are both Low. Therefore, since the signals input to the set terminal S and the reset terminal R of the RS flip-flop 35 are both low, the RS flip-flop 35 remains set and the comparator 5a output from the output terminal Q Output D remains Hi. Therefore, the frequency switching means 7 controls so that the triangular wave F having an oscillation frequency of 100 kHz is oscillated by the oscillator 3d.
【0052】そして、三角波Fの発振周波数が100k
Hzの状態のままで、元の室温の環境にスイッチング電
源装置1aにおいたとき、平滑コンデンサ2dのESR
が小さくなるとともに、出力Aに表れるリップル電圧の
ピークトゥピークの値が小さくなる。このリップル電圧
のピークトゥピークが10mVよりも小さい9mVにな
ったとき、即ち、リップル電圧検出手段4の出力Bの最
大値が5mVよりも小さい4.5mVになったとき、出
力Bの最大値が基準値E2の電圧値より小さくなってい
るので、差動増幅器32よりHiの信号がRSフリップ
フロップ35のリセット端子Rに与えられるとともに、
差動増幅器31よりLowの信号がRSフリップフロッ
プ35のセット端子Sに与えられる。よって、RSフリ
ップフロップ35がリセットされる。そのため、比較器
5aの出力DがLowとなる。出力DがLowであるた
め、周波数切換手段7によって発振周波数が50kHz
の三角波Fが発振器3dより発振されるように制御され
て、通常動作に戻る。The oscillation frequency of the triangular wave F is 100 k
Hz, when the switching power supply device 1a is placed in the original room temperature environment, the ESR of the smoothing capacitor 2d is reduced.
And the peak-to-peak value of the ripple voltage appearing at the output A decreases. When the peak-to-peak of the ripple voltage becomes 9 mV which is smaller than 10 mV, that is, when the maximum value of the output B of the ripple voltage detecting means 4 becomes 4.5 mV which is smaller than 5 mV, the maximum value of the output B becomes Since it is smaller than the voltage value of the reference value E2, a Hi signal is supplied from the differential amplifier 32 to the reset terminal R of the RS flip-flop 35,
A Low signal is supplied from the differential amplifier 31 to the set terminal S of the RS flip-flop 35. Therefore, the RS flip-flop 35 is reset. Therefore, the output D of the comparator 5a becomes Low. Since the output D is low, the oscillation frequency is set to 50 kHz by the frequency switching means 7.
Is controlled by the oscillator 3d to return to the normal operation.
【0053】又、スイッチング電源装置1aの発振器3
d及び周波数切換手段7について、図6を参照して説明
する。まず、発振器3dについて説明する。発振器3d
は、エミッタに電圧VDDが印加されたPNP型トランジ
スタ61a,61b,61cと、トランジスタ61aの
ベース及びコレクタに一端が接続された抵抗61dと、
エミッタが接地されたNPN型トランジスタ64a,6
4b,64cと、電圧VDDとグランド電圧間に直列に接
続された抵抗63a,63b,63cと、一端に電圧V
DDが印加された抵抗63dと、抵抗63dの他端がベー
スに接続されるとともにエミッタが接地されたNPN型
トランジスタ63eと、抵抗63dの他端がコレクタに
接続されるとともにエミッタが接地されたNPN型トラ
ンジスタ63fと、抵抗63a,63bの接続ノードに
非反転入力端子が接続された差動増幅器62と、一端が
差動増幅器62の反転入力端子に接続されるとともに他
端が接地されたコンデンサ65とで構成される。The oscillator 3 of the switching power supply 1a
d and the frequency switching means 7 will be described with reference to FIG. First, the oscillator 3d will be described. Oscillator 3d
A PNP type transistor 61a, 61b, 61c having a voltage VDD applied to the emitter, a resistor 61d having one end connected to the base and collector of the transistor 61a,
NPN-type transistors 64a, 64 whose emitters are grounded
4b, 64c; resistors 63a, 63b, 63c connected in series between the voltage VDD and the ground voltage;
A resistor 63d to which DD is applied, an NPN transistor 63e having the other end of the resistor 63d connected to the base and the emitter grounded, and an NPN transistor having the other end of the resistor 63d connected to the collector and the emitter grounded. Amplifier 63 having a non-inverting input terminal connected to the connection node of the type transistor 63f, the resistors 63a and 63b, and a capacitor 65 having one end connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 62 and the other end grounded. It is composed of
【0054】又、抵抗63aの一端に電圧VDDが印加さ
れるとともに抵抗63cの一端が接地され、抵抗63
b,63cの接続ノードにトランジスタ63eのコレク
タが接続される。差動増幅器62の出力端子にはトラン
ジスタ63f,64cのベースが接続される。又、トラ
ンジスタ61aのベース及びコレクタにトランジスタ6
1b,61cのベースが接続され、トランジスタ64b
のベース及びコレクタにトランジスタ64aのベースと
トランジスタ64cのコレクタが接続される。更に、ト
ランジスタ61b,61cのコレクタがそれぞれトラン
ジスタ64a,64bのコレクタに接続されるととも
に、トランジスタ61b,64aのコレクタが接続され
た接続ノードが差動増幅器62の反転入力端子に接続さ
れる。The voltage VDD is applied to one end of the resistor 63a, and one end of the resistor 63c is grounded.
The collector of transistor 63e is connected to the connection node between b and 63c. The output terminals of the differential amplifier 62 are connected to the bases of the transistors 63f and 64c. The transistor 6a is connected to the base and the collector of the transistor 61a.
1b and 61c are connected, and the transistor 64b
Are connected to the base and collector of transistor 64a and the collector of transistor 64c. Further, the collectors of the transistors 61b and 61c are connected to the collectors of the transistors 64a and 64b, respectively, and the connection node to which the collectors of the transistors 61b and 64a are connected is connected to the inverting input terminal of the differential amplifier 62.
【0055】このように、トランジスタ61a,61
b,61c及びトランジスタ64a,64bが、それぞ
れ、カレントミラー回路を形成するが、トランジスタ6
1a,61b,61cは、そのベース抵抗が1:1:1
となるようなカレントミラー回路を形成し、又、トラン
ジスタ64a,64bは、そのベース抵抗が1:2とな
るようなカレントミラー回路を形成する。又、このよう
な構成の発振器3dは、VDD×(抵抗63bの抵抗値+
抵抗63cの抵抗値)/(抵抗63aの抵抗値+抵抗63
bの抵抗値+抵抗63cの抵抗値)を最大値Vmax、VDD
×(抵抗63bの抵抗値)/(抵抗63aの抵抗値+抵抗
63bの抵抗値)を最小値Vminとする三角波Fを出力す
る。このような発振器3dの動作について、以下に説明
する。As described above, the transistors 61a, 61
b, 61c and transistors 64a, 64b form a current mirror circuit, respectively.
1a, 61b and 61c have base resistances of 1: 1: 1.
The transistors 64a and 64b form a current mirror circuit having a base resistance of 1: 2. Further, the oscillator 3d having such a configuration is provided as follows: VDD × (the resistance value of the resistor 63b +
(Resistance value of resistance 63c) / (resistance value of resistance 63a + resistance 63)
b) + the resistance of the resistor 63c) to the maximum values Vmax, VDD
A triangular wave F having a minimum value Vmin of × (resistance value of resistor 63b) / (resistance value of resistor 63a + resistance value of resistor 63b) is output. The operation of the oscillator 3d will be described below.
【0056】まず、三角波Fの電圧の傾きが正の場合、
差動増幅器62の非反転入力端子に入力される電圧がV
maxとなり、差動増幅器62の出力がHiとなる。この
とき、トランジスタ63f,64cがON、トランジス
タ63eがOFFとなる。よって、このように三角波F
の電圧の傾きが正で、その値がVmaxより小さいとき
は、差動増幅器62の非反転入力端子に入力される電圧
が常にVmaxである。First, when the voltage gradient of the triangular wave F is positive,
When the voltage input to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 62 is V
max, and the output of the differential amplifier 62 becomes Hi. At this time, the transistors 63f and 64c are turned on, and the transistor 63e is turned off. Therefore, the triangular wave F
Is positive and the value is smaller than Vmax, the voltage input to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 62 is always Vmax.
【0057】このとき、トランジスタ61aに流れる電
流と同量の電流がトランジスタ61b,61cに流れて
いる。そして、トランジスタ64cがONであるため、
トランジスタ64a,64bがOFFになる。よって、
トランジスタ61bを流れる電流がコンデンサ65に流
れてコンデンサ65が充電されることによって、差動増
幅器62の反転入力端子にかかる電圧が高くなる。その
ため、三角波Fの電圧が上昇する。又、トランジスタ6
1cを流れる電流は、トランジスタ64cを流れる。At this time, the same amount of current as the current flowing through the transistor 61a flows through the transistors 61b and 61c. Then, since the transistor 64c is ON,
The transistors 64a and 64b are turned off. Therefore,
When the current flowing through the transistor 61b flows through the capacitor 65 and charges the capacitor 65, the voltage applied to the inverting input terminal of the differential amplifier 62 increases. Therefore, the voltage of the triangular wave F increases. Also, transistor 6
The current flowing through 1c flows through transistor 64c.
【0058】そして、三角波Fの電圧がVmaxより高く
なる、即ち、差動増幅器62の反転入力端子にかかる電
圧がVmaxより高くなると、差動増幅器62の出力がL
owとなるので、トランジスタ63f,64cがOFF
になるとともに、トランジスタ63eがONになる。よ
って、抵抗63b,63cの接続ノードがトランジスタ
63eを介して接地された状態にほぼ等しくなるため、
差動増幅器62の非反転入力端子にかかる電圧がVmin
となる。When the voltage of the triangular wave F becomes higher than Vmax, that is, when the voltage applied to the inverting input terminal of the differential amplifier 62 becomes higher than Vmax, the output of the differential amplifier 62 becomes L
ow, the transistors 63f and 64c are turned off.
And the transistor 63e is turned on. Therefore, the connection node between the resistors 63b and 63c is almost equal to the state where the connection node is grounded via the transistor 63e.
The voltage applied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 62 is Vmin
Becomes
【0059】このとき、トランジスタ61aに流れる電
流と同量の電流がトランジスタ61b,61cに流れて
いる。そして、トランジスタ64cがOFFであるた
め、トランジスタ64a,64bがONになる。よっ
て、トランジスタ61bを流れる電流がトランジスタ6
4aに流れるとともに、トランジスタ61cを流れる電
流がトランジスタ64bに流れる。今、トランジスタ6
1a,61b,61cを流れる電流をIeとすると、ト
ランジスタ64a,64bがそのベース抵抗が1:2の
カレントミラー回路を構成するため、トランジスタ64
aに2×Ieの電流が、トランジスタ64bにIeの電
流が流れようとする。よって、コンデンサ65より充電
された電荷がトランジスタ64aを介して残りのIe分
の電流として放電される。そのため、三角波Fの電圧が
降下する。At this time, the same amount of current as the current flowing through the transistor 61a flows through the transistors 61b and 61c. Then, since the transistor 64c is OFF, the transistors 64a and 64b are ON. Therefore, the current flowing through the transistor 61b is
4a, the current flowing through the transistor 61c flows through the transistor 64b. Now transistor 6
Assuming that the current flowing through 1a, 61b, 61c is Ie, the transistors 64a, 64b form a current mirror circuit having a base resistance of 1: 2.
A current of 2 × Ie flows through a, and a current of Ie flows through transistor 64b. Therefore, the charge charged from the capacitor 65 is discharged as the current for the remaining Ie via the transistor 64a. Therefore, the voltage of the triangular wave F drops.
【0060】そして、三角波Fの電圧がVminより低く
なる、即ち、差動増幅器62の反転入力端子にかかる電
圧がVminより低くなると、差動増幅器62の出力がH
iとなるので、トランジスタ63f,64cが再びON
になるとともに、トランジスタ63eがOFFになる。
よって、差動増幅器62の非反転入力端子にかかる電圧
が再びVmaxとなり、上述した動作を行うことによっ
て、三角波Fの電圧が上昇する。このような動作を繰り
返すことによって、三角波Fが発振器3dより発振され
る。When the voltage of the triangular wave F becomes lower than Vmin, that is, when the voltage applied to the inverting input terminal of the differential amplifier 62 becomes lower than Vmin, the output of the differential amplifier 62 becomes H
i, the transistors 63f and 64c are turned on again
And the transistor 63e is turned off.
Therefore, the voltage applied to the non-inverting input terminal of the differential amplifier 62 becomes Vmax again, and the voltage of the triangular wave F increases by performing the above operation. By repeating such an operation, the triangular wave F is oscillated by the oscillator 3d.
【0061】このような動作を行う発振器3dより発振
される三角波Fの発振周波数foは、三角波Fの周期
が、コンデンサ65が充放電する周期に等しいため、下
の(2)式より求まる。尚、(2)式において、Cはコ
ンデンサ65の容量値である。 fo=Ie/{2×C×(Vmax−Vmin)} …(2)The oscillation frequency fo of the triangular wave F oscillated by the oscillator 3d performing such an operation is obtained from the following equation (2) because the cycle of the triangular wave F is equal to the cycle of charging and discharging of the capacitor 65. In the expression (2), C is the capacitance value of the capacitor 65. fo = Ie / {2 × C × (Vmax−Vmin)} (2)
【0062】次に、周波数切換手段7について説明す
る。周波数切換手段7は、発振器3d内の抵抗61dの
他端にコレクタが接続されるとともにベースに比較器5
aの出力Dが入力されるNPN型トランジスタ51と、
トランジスタのコレクタとエミッタとの間に接続された
抵抗52とから構成される。又、トランジスタ51は、
そのエミッタが接地されるとともに、そのベースが比較
器5aのRSフリップフロップ35の出力端子Qに接続
される。Next, the frequency switching means 7 will be described. The frequency switching means 7 includes a collector connected to the other end of the resistor 61d in the oscillator 3d, and a comparator 5 connected to the base.
an NPN transistor 51 to which the output D of a is input;
It comprises a resistor 52 connected between the collector and the emitter of the transistor. Also, the transistor 51
Its emitter is grounded, and its base is connected to the output terminal Q of the RS flip-flop 35 of the comparator 5a.
【0063】このような構成の周波数切換手段7の動作
について、以下に説明する。まず、室温の環境下にある
スイッチング電源装置1aが動作した後、リップル電圧
検出手段4で検出したリップル電圧の最大値が基準値E
1より小さいとき、上述したように、比較器5aのRS
フリップフロップ35の出力端子よりLowの出力Dが
出力される。よって、トランジスタ51がOFFとな
り、発振器3dのトランジスタ61aに流れるコレクタ
電流Ieが、抵抗61d,52に流れる。よって、トラ
ンジスタ61aを流れるコレクタ電流Ieが下の(3)
式で表される。 Ie=(VDD−VBE)/(R1+R2) …(3) 尚、VBE:トランジスタ61aのベース・エミッタ間電
圧、R1:抵抗61dの抵抗値、R2:抵抗52の抵抗
値である。The operation of the frequency switching means 7 having such a configuration will be described below. First, after the switching power supply device 1a in an environment at room temperature operates, the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 is equal to the reference value E.
When it is smaller than 1, as described above, the RS of the comparator 5a
The output D of Low is output from the output terminal of the flip-flop 35. Therefore, the transistor 51 is turned off, and the collector current Ie flowing through the transistor 61a of the oscillator 3d flows through the resistors 61d and 52. Therefore, the collector current Ie flowing through the transistor 61a becomes lower (3)
It is expressed by an equation. Ie = (VDD−VBE) / (R1 + R2) (3) where VBE is the base-emitter voltage of the transistor 61a, R1: the resistance of the resistor 61d, and R2: the resistance of the resistor 52.
【0064】そして、温度の低い環境にスイッチング電
源装置1aをおいて、リップル電圧検出手段4で検出し
たリップル電圧の最大値が基準値E1を超えたとき、上
述したように、比較器5a内のRSフリップフロップ3
5がセットされるため、出力DがHiになる。よって、
トランジスタ51がONとなり、発振器3dのトランジ
スタ61aに流れるコレクタ電流Ieが、抵抗61d及
びトランジスタ51に流れる。よって、トランジスタ6
1aを流れるコレクタ電流Ieが下の(4)式で表され
る。 Ie=(VDD−VBE−VSAT)/(R1) …(4) 尚、VSATは、トランジスタ51の飽和電圧である。When the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 exceeds the reference value E1 in the switching power supply 1a in a low temperature environment, as described above, RS flip-flop 3
Since 5 is set, the output D becomes Hi. Therefore,
The transistor 51 is turned on, and the collector current Ie flowing through the transistor 61a of the oscillator 3d flows through the resistor 61d and the transistor 51. Therefore, transistor 6
The collector current Ie flowing through 1a is expressed by the following equation (4). Ie = (VDD−VBE−VSAT) / (R1) (4) where VSAT is the saturation voltage of the transistor 51.
【0065】その後、室温の環境にスイッチング電源装
置1aをおいて、リップル電圧検出手段4で検出したリ
ップル電圧の最大値が基準値E2を下回ったとき、上述
したように、比較器5a内のRSフリップフロップ35
がリセットされるため、出力DがLowになる。よっ
て、再び、トランジスタ51がOFFとなり、発振器3
dのトランジスタ61aに流れるコレクタ電流Ieが、
抵抗61d,52に流れる。よって、トランジスタ61
aを流れるコレクタ電流Ieが上述した(3)式で表さ
れる。Thereafter, when the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 falls below the reference value E2 in the switching power supply 1a in the environment of the room temperature, the RS in the comparator 5a is switched as described above. Flip-flop 35
Is reset, the output D becomes low. Therefore, the transistor 51 is turned off again, and the oscillator 3
d, the collector current Ie flowing through the transistor 61a is
The current flows to the resistors 61d and 52. Therefore, the transistor 61
The collector current Ie flowing through a is represented by the above-mentioned equation (3).
【0066】このように、トランジスタ51のベースに
RSフリップフロップ35の出力端子Qより出力される
出力Dが与えられることによって、発振器3d内のトラ
ンジスタ61aを流れるコレクタ電流Ieが切り換えら
れる。即ち、コンデンサ65を充放電される電流が調節
されることになるため、(2)式より明らかなように、
発振器3dより発振される三角波Fの発振周波数が切り
換えられる。又、(3)式と(4)式とを比べたとき、
(3)式で表される電流Ieの方が小さくなる。即ち、
トランジスタ51がOFFのときに流れる電流Ieが小
さくなるため、出力DがLowのときの三角波Fの発振
周波数の方が低くなる。As described above, when the output D output from the output terminal Q of the RS flip-flop 35 is applied to the base of the transistor 51, the collector current Ie flowing through the transistor 61a in the oscillator 3d is switched. That is, since the current for charging and discharging the capacitor 65 is adjusted, as is apparent from the equation (2),
The oscillation frequency of the triangular wave F oscillated by the oscillator 3d is switched. Also, when comparing equations (3) and (4),
The current Ie represented by the equation (3) becomes smaller. That is,
Since the current Ie flowing when the transistor 51 is off is small, the oscillation frequency of the triangular wave F when the output D is low is lower.
【0067】<第3の実施形態>本発明の第3の実施形
態のスイッチング電源装置について、図面を参照して説
明する。図7は、本実施形態のスイッチング電源装置の
内部構成を示すブロック回路図である。又、図8は、基
準値生成手段と調整手段の内部構成を示すブロック回路
図である。尚、図7のスイッチング電源装置において、
図4のスイッチング電源装置と同一の目的で使用する部
分については同一の記号を付して、その詳細な説明は省
略する。<Third Embodiment> A switching power supply according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 7 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the switching power supply device of the present embodiment. FIG. 8 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the reference value generating means and the adjusting means. In the switching power supply device of FIG.
Portions used for the same purpose as in the switching power supply device of FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【0068】図7に示すスイッチング電源装置1bは、
第2の実施形態(図4)のスイッチング電源装置1a
に、調整手段11が新たに設けられた構成となるスイッ
チング電源装置である。即ち、スイッチング電源装置1
bには、基準値生成手段6より比較器5aに与えられる
基準値E1,E2を調整する調整手段11が設けられ
る。尚、図7内のリップル電圧検出手段4、同期手段1
0、比較器5a、周波数切換手段7、及び発振器3d
は、第2の実施形態と同様、図5又は図6のブロック回
路図で示される内部構成であるので、その詳細な説明は
省略する。よって、以下に、変更点となる基準値生成手
段6及び調整手段11の構成及びその動作について、図
8を参照して説明する。The switching power supply 1b shown in FIG.
Switching power supply device 1a according to the second embodiment (FIG. 4)
The switching power supply device has a configuration in which the adjusting means 11 is newly provided. That is, the switching power supply device 1
b is provided with adjusting means 11 for adjusting the reference values E1 and E2 provided to the comparator 5a by the reference value generating means 6. The ripple voltage detecting means 4 and the synchronizing means 1 shown in FIG.
0, comparator 5a, frequency switching means 7, and oscillator 3d
Is an internal configuration shown in the block circuit diagram of FIG. 5 or FIG. 6 as in the second embodiment, and therefore detailed description thereof is omitted. Therefore, the configurations and operations of the reference value generating means 6 and the adjusting means 11 which are the points to be changed will be described below with reference to FIG.
【0069】図8に示すように、調整手段11は、可変
の直流電源41で構成されるとともに、基準値生成手段
6は、一端が直流電源41に接続された抵抗42と、一
端が抵抗42の他端に接続されるとともに他端が接地さ
れた抵抗43とで構成される。このように、基準値生成
手段6及び調整手段11が構成されるとき、基準値E1
の値が可変の直流電源41より与えられる電圧値とな
る。また、基準値E2の値が直流電源41より与えられ
る電圧値を抵抗42,43で分圧した電圧値となる。こ
のようにして、基準値生成手段6より基準値E1,E2
が生成されるとともに、調整手段11となる可変の直流
電源41によって基準値E1,E2が調整される。As shown in FIG. 8, the adjusting means 11 comprises a variable DC power supply 41, and the reference value generating means 6 comprises a resistor 42 having one end connected to the DC power supply 41 and a resistor 42 having one end connected to the DC power supply 41. And a resistor 43 connected to the other end and grounded at the other end. Thus, when the reference value generating means 6 and the adjusting means 11 are configured, the reference value E1
Is the voltage value provided from the variable DC power supply 41. The value of the reference value E2 is a voltage value obtained by dividing the voltage value given from the DC power supply 41 by the resistors 42 and 43. In this way, the reference values E1, E2
Is generated, and the reference values E1 and E2 are adjusted by the variable DC power supply 41 serving as the adjusting unit 11.
【0070】<第4の実施形態>本発明の第4の実施形
態のスイッチング電源装置について、図面を参照して説
明する。図9は、本実施形態のスイッチング電源装置の
内部構成を示すブロック回路図である。又、図10は、
基準値生成手段と調整手段の内部構成を示すブロック回
路図である。尚、図9のスイッチング電源装置におい
て、図7のスイッチング電源装置と同一の目的で使用す
る部分については同一の記号を付して、その詳細な説明
は省略する。<Fourth Embodiment> A switching power supply according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 9 is a block circuit diagram showing the internal configuration of the switching power supply device of the present embodiment. Also, FIG.
FIG. 3 is a block circuit diagram showing an internal configuration of a reference value generation unit and an adjustment unit. In the switching power supply device of FIG. 9, portions used for the same purpose as those of the switching power supply device of FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof will be omitted.
【0071】図9に示すスイッチング電源装置1cは、
第3の実施形態(図7)のスイッチング電源装置1bと
異なり、出力部2の出力Aを用いて基準値生成手段6よ
り生成される基準値E1,E2を調整する調整手段11
aが設けられる。尚、図7内のリップル電圧検出手段
4、同期手段10、比較器5a、周波数切換手段7、及
び発振器3dは、第2の実施形態(図4)及び第3の実
施形態と同様、図5又は図6のブロック回路図で示され
る内部構成であるので、その詳細な説明は省略する。よ
って、以下に、変更点となる基準値生成手段6及び調整
手段11aの構成及びその動作について、図10を参照
して説明する。The switching power supply 1c shown in FIG.
Unlike the switching power supply device 1b of the third embodiment (FIG. 7), the adjusting unit 11 that adjusts the reference values E1 and E2 generated by the reference value generating unit 6 using the output A of the output unit 2.
a is provided. The ripple voltage detecting means 4, the synchronizing means 10, the comparator 5a, the frequency switching means 7, and the oscillator 3d in FIG. 7 are the same as those in the second embodiment (FIG. 4) and the third embodiment. Alternatively, since the internal configuration is as shown in the block circuit diagram of FIG. 6, detailed description thereof will be omitted. Therefore, the configurations and operations of the reference value generation unit 6 and the adjustment unit 11a which are the points to be changed will be described below with reference to FIG.
【0072】図10に示すように、調整手段11aは、
一端に出力部2からの出力Aが入力される抵抗44と、
抵抗44の他端に一端が接続されるとともに他端が接地
された抵抗45と、抵抗44,45の接続ノードに一端
が接続されるとともに他端が接地されたコンデンサ46
とから構成される。又、基準値生成手段6は、第3の実
施形態(図8)と同様に、抵抗42,43で構成され、
抵抗42の一端に抵抗44,45及びコンデンサ46の
接続ノードが接続される。As shown in FIG. 10, the adjusting means 11a
A resistor 44 to which an output A from the output unit 2 is input at one end;
A resistor 45 having one end connected to the other end of the resistor 44 and the other end grounded, and a capacitor 46 having one end connected to the connection node of the resistors 44 and 45 and the other end grounded.
It is composed of The reference value generating means 6 is composed of resistors 42 and 43, as in the third embodiment (FIG. 8).
A connection node between the resistors 44 and 45 and the capacitor 46 is connected to one end of the resistor 42.
【0073】このように、基準値生成手段6及び調整手
段11aが構成されるとき、抵抗44,45,42及び
コンデンサ46の接続ノードに表れる電圧が基準値E1
として、抵抗42,43の接続ノードに表れる電圧が基
準値E2として表れる。又、調整手段11aにおいて、
出力部2の出力Aが抵抗44,45で分圧されるととも
に、ローパスフィルタを構成する抵抗44とコンデンサ
46によって出力Aに表れるリップル電圧が除去され
る。このようにして、基準値生成手段6に、出力Aの直
流成分を分圧した電圧が与えられる。As described above, when the reference value generating means 6 and the adjusting means 11a are configured, the voltage appearing at the connection node between the resistors 44, 45, 42 and the capacitor 46 is equal to the reference value E1.
The voltage appearing at the connection node between the resistors 42 and 43 appears as the reference value E2. In the adjusting means 11a,
The output A of the output unit 2 is divided by the resistors 44 and 45, and the ripple voltage appearing at the output A is removed by the resistor 44 and the capacitor 46 constituting the low-pass filter. In this way, a voltage obtained by dividing the DC component of the output A is supplied to the reference value generating means 6.
【0074】上記のように、基準値生成手段6及び調整
手段11aを構成することで、基準値E1,E2を出力
Aの直流成分を用いて設定することができる。よって、
リップル電圧検出手段4で検出されるリップル電圧の許
容値を出力Aの出力電圧の1%以下にするなど、出力A
の出力電圧と相対的にリップル電圧許容値を設定するこ
とができる。このとき、例えば、負荷9への出力電圧を
5V、発振器3dの発振周波数を50kHzのときにリ
ップル電圧検出手段4で検出されるリップル電圧の最大
値における許容値を出力電圧の0.4%以下とする場
合、抵抗42,43,44,45の抵抗値を、それぞ
れ、30kΩ、10kΩ、99.6kΩ、400Ωと
し、コンデンサ46の容量値を3μFとする。このと
き、基準値E1の電圧値が20mV、基準値E2の電圧
値が5mVとなる。By configuring the reference value generating means 6 and the adjusting means 11a as described above, the reference values E1 and E2 can be set using the DC component of the output A. Therefore,
For example, the allowable value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 is set to 1% or less of the output voltage of the output A.
Can be set relative to the output voltage. At this time, for example, when the output voltage to the load 9 is 5 V and the oscillation frequency of the oscillator 3d is 50 kHz, the allowable value of the maximum ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means 4 is 0.4% or less of the output voltage. In this case, the resistances of the resistors 42, 43, 44, and 45 are 30 kΩ, 10 kΩ, 99.6 kΩ, and 400 Ω, respectively, and the capacitance of the capacitor 46 is 3 μF. At this time, the voltage value of the reference value E1 is 20 mV, and the voltage value of the reference value E2 is 5 mV.
【0075】[0075]
【発明の効果】本発明のスイッチング電源装置による
と、出力直流電圧に表れるリップル電圧の大きさをリッ
プル電圧検出手段で検出し、この検出したリップル電圧
の大きさに応じてPWM信号を生成する際に用いる発振
信号の発振周波数を切り換える。よって、スイッチング
電源装置が低温環境などにおかれて、出力直流電圧を平
滑化するために設けられた平滑コンデンサの等価直列抵
抗値の増加によって増大するリップル電圧を、発振周波
数を高くすることによって、減少させることができる。
又、スイッチング電源装置が通常の室温環境下に置かれ
たときには、発振周波数を低くすることによって、発振
信号のスイッチングによるスイッチングロスを抑制する
ことができる。According to the switching power supply of the present invention, the magnitude of the ripple voltage appearing in the output DC voltage is detected by the ripple voltage detecting means, and the PWM signal is generated in accordance with the detected magnitude of the ripple voltage. The oscillation frequency of the oscillation signal used for switching is switched. Therefore, the switching power supply device is placed in a low-temperature environment or the like, and the ripple voltage that increases due to an increase in the equivalent series resistance value of the smoothing capacitor provided for smoothing the output DC voltage is increased by increasing the oscillation frequency. Can be reduced.
Further, when the switching power supply device is placed in a normal room temperature environment, the switching frequency due to the switching of the oscillation signal can be suppressed by lowering the oscillation frequency.
【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]
【図1】第1の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing an internal configuration of a switching power supply device according to a first embodiment.
【図2】スイッチング電源装置の各部の動作を示すタイ
ムチャート。FIG. 2 is a time chart illustrating the operation of each unit of the switching power supply device.
【図3】スイッチング電源装置の各部の動作を示すタイ
ムチャート。FIG. 3 is a time chart illustrating an operation of each unit of the switching power supply device.
【図4】第2の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。FIG. 4 is a block diagram showing an internal configuration of a switching power supply device according to a second embodiment.
【図5】リップル電圧検出手段、比較器及び同期手段の
内部構成を示すブロック回路図。FIG. 5 is a block circuit diagram showing an internal configuration of a ripple voltage detection unit, a comparator, and a synchronization unit.
【図6】発振器及び周波数切換手段の内部構成を示すブ
ロック回路図。FIG. 6 is a block circuit diagram showing the internal configuration of an oscillator and frequency switching means.
【図7】第3の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。FIG. 7 is a block diagram showing an internal configuration of a switching power supply device according to a third embodiment.
【図8】基準値生成手段及び調整手段の内部構成を示す
ブロック回路図。FIG. 8 is a block circuit diagram showing an internal configuration of a reference value generation unit and an adjustment unit.
【図9】第4の実施形態のスイッチング電源装置の内部
構成を示すブロック図。FIG. 9 is a block diagram showing an internal configuration of a switching power supply device according to a fourth embodiment.
【図10】基準値生成手段及び調整手段の内部構成を示
すブロック回路図。FIG. 10 is a block circuit diagram showing an internal configuration of a reference value generation unit and an adjustment unit.
【図11】従来のスイッチング電源装置の内部構成を示
すブロック図。FIG. 11 is a block diagram showing the internal configuration of a conventional switching power supply device.
【図12】図11のスイッチング電源装置の各部の動作
を示すタイムチャート。FIG. 12 is a time chart showing the operation of each part of the switching power supply device of FIG. 11;
1 スイッチング電源装置 2 出力部 3 制御部 4 リップル電圧検出手段 5 比較器 6 基準値生成手段 7 周波数切換手段 8 直流電源 9 負荷 10 同期手段 11 調整手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Switching power supply apparatus 2 Output part 3 Control part 4 Ripple voltage detection means 5 Comparator 6 Reference value generation means 7 Frequency switching means 8 DC power supply 9 Load 10 Synchronization means 11 Adjustment means
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 鈴木 友広 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 増井 謙次 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 久川 浩司 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 (72)発明者 佐藤 努 大阪府大阪市阿倍野区長池町22番22号 シ ャープ株式会社内 Fターム(参考) 5H730 AS01 BB13 BB57 DD02 DD32 FD01 FF02 FG05 FG07 FG25 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuing on the front page (72) Inventor Tomohiro Suzuki 22-22 Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka Inside Sharp Corporation (72) Inventor Kenji Masui 22-22 Nagaikecho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka (72) Inventor Koji Hisakawa 22-22 Nagaike-cho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka Sharp Corporation (72) Inventor Tsutomu 22-22 Nagaike-cho, Abeno-ku, Osaka-shi, Osaka Sharp Corporation F Terms (reference) 5H730 AS01 BB13 BB57 DD02 DD32 FD01 FF02 FG05 FG07 FG25
Claims (8)
てパルス電圧信号に変換するスイッチング素子と、該ス
イッチング素子より与えられるパルス電圧信号を出力直
流電圧に変換する変換手段と、該変換手段からの出力直
流電圧に基づいてパルス幅変調したPWM信号を出力す
るパルス幅変調手段と、該パルス幅変調手段から与えら
れるPWM信号によって前記スイッチング素子のON/
OFF制御を行う駆動手段と、前記変換手段からの出力
直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサと、を有
し、入力直流電圧の電圧値を変換して出力直流電圧とし
て出力するスイッチング電源装置において、 前記変換手段からの出力直流電圧に表れるリップル電圧
の大きさを検出するリップル電圧検出手段を有し、 該リップル電圧検出手段で検出した前記リップル電圧の
大きさに応じて、前記PWM信号を生成する際に用いる
発振信号の発振周波数を切り換えることを特徴とするス
イッチング電源装置。1. A switching element for converting an input DC voltage into a pulse voltage signal by a switching operation, a conversion means for converting a pulse voltage signal given from the switching element into an output DC voltage, and an output DC voltage from the conversion means. Pulse width modulation means for outputting a pulse width modulated PWM signal based on the pulse width modulation means, and ON / OFF of the switching element by a PWM signal given from the pulse width modulation means.
A switching power supply device that has a driving unit that performs OFF control, and a smoothing capacitor for smoothing an output DC voltage from the conversion unit, and that converts a voltage value of an input DC voltage and outputs it as an output DC voltage. A ripple voltage detecting means for detecting a magnitude of a ripple voltage appearing in an output DC voltage from the converting means, and generating the PWM signal in accordance with the magnitude of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means. A switching power supply characterized by switching an oscillation frequency of an oscillation signal used for the switching.
てパルス電圧信号に変換するスイッチング素子と、該ス
イッチング素子より与えられるパルス電圧信号を出力直
流電圧に変換する変換手段と、該変換手段からの出力直
流電圧に基づいてパルス幅変調したPWM信号を出力す
るパルス幅変調手段と、該パルス幅変調手段から与えら
れるPWM信号によって前記スイッチング素子のON/
OFF制御を行う駆動手段と、前記変換手段からの出力
直流電圧を平滑化するための平滑コンデンサと、を有
し、入力直流電圧の電圧値を変換して出力直流電圧とし
て出力するスイッチング電源装置において、 前記変換手段からの出力直流電圧に表れるリップル電圧
の最大値を検出するリップル電圧検出手段と、 該リップル電圧検出手段で検出したリップル電圧の最大
値と、基準値と比較する比較手段と、 前記パルス幅変調手段に発振信号を発振する発振信号生
成手段と、 該比較手段の比較結果に応じて前記発振信号生成手段よ
り発振される発振信号の発振周波数を切り換える発振周
波数切換手段と、 を有することを特徴とするスイッチング電源装置。2. A switching element for converting an input DC voltage into a pulse voltage signal by a switching operation, a conversion means for converting a pulse voltage signal given from the switching element into an output DC voltage, and an output DC voltage from the conversion means. Pulse width modulation means for outputting a pulse width modulated PWM signal based on the pulse width modulation means, and ON / OFF of the switching element by a PWM signal given from the pulse width modulation means.
A switching power supply device that has a driving unit that performs OFF control, and a smoothing capacitor for smoothing an output DC voltage from the conversion unit, and that converts a voltage value of an input DC voltage and outputs it as an output DC voltage. A ripple voltage detecting means for detecting a maximum value of a ripple voltage appearing in the output DC voltage from the converting means; a comparing means for comparing the maximum value of the ripple voltage detected by the ripple voltage detecting means with a reference value; Oscillation signal generation means for oscillating an oscillation signal in the pulse width modulation means, and oscillation frequency switching means for switching the oscillation frequency of the oscillation signal oscillated by the oscillation signal generation means according to the comparison result of the comparison means. A switching power supply device characterized by the above-mentioned.
数が前記発振信号の発振周波数と同等の周波数となる信
号を通過させるバンドパスフィルタで構成されることを
特徴とする請求項2に記載のスイッチング電源装置。3. The switching device according to claim 2, wherein said ripple voltage detecting means is constituted by a band-pass filter that passes a signal whose frequency is equal to the oscillation frequency of said oscillation signal. Power supply.
ための同期信号を生成する同期手段と、 前記同期信号に応じて動作するとともに、前記リップル
電圧の最大値が第1基準値より大きいか否かを判定する
第1判定手段と、 前記同期信号に応じて動作するとともに、前記リップル
電圧の最大値が第2基準値より小さいか否かを判定する
第2判定手段と、を有し、 前記リップル電圧の最大値が前記第1基準値より大きく
なったとき、前記発振周波数切換手段によって、前記発
振信号生成手段から発振される前記発振信号の発振周波
数を第1発振周波数から第2発振周波数に切り換えると
ともに、前記リップル電圧の最大値が前記第2基準値よ
り小さくなったとき、前記発振周波数切換手段によっ
て、前記発振信号生成手段から発振される前記発振信号
の発振周波数を前記第2発振周波数から前記第1発振周
波数に切り換えることを特徴とする請求項2又は請求項
3に記載のスイッチング電源装置。4. A synchronizing means for generating a synchronizing signal for synchronizing and comparing when the ripple voltage is maximum, wherein the comparing means operates in accordance with the synchronizing signal, and A first determination unit that determines whether the value is greater than a first reference value, and a first determination unit that operates in accordance with the synchronization signal and determines whether a maximum value of the ripple voltage is less than a second reference value. And when the maximum value of the ripple voltage is greater than the first reference value, the oscillation frequency switching means changes the oscillation frequency of the oscillation signal oscillated from the oscillation signal generation means. The oscillation frequency is switched from the first oscillation frequency to the second oscillation frequency, and when the maximum value of the ripple voltage is smaller than the second reference value, the oscillation frequency is switched by the oscillation frequency switching means. The switching power supply according to the oscillation frequency of the oscillation signal oscillated from the signal generating means from said second oscillation frequency to claim 2 or claim 3, characterized in that switching to the first oscillation frequency.
からのPWM信号に基づいて、前記同期信号を生成する
ことを特徴とする請求項4に記載のスイッチング電源装
置。5. The switching power supply according to claim 4, wherein the synchronization unit generates the synchronization signal based on a PWM signal from the pulse width modulation unit.
値に応じて、前記基準値を調整する調整手段を有するこ
とを特徴とする請求項2〜請求項5のいずれかに記載の
スイッチング電源装置。6. The switching power supply according to claim 2, further comprising an adjustment unit that adjusts the reference value according to a voltage value of a DC voltage output from the conversion unit. apparatus.
ップル電圧を除いた電圧信号を得るためのローパスフィ
ルタと、前記出力直流電圧を分圧して第1基準値とする
第1分圧手段と、前記第1基準値を更に分圧して第2基
準値とする第2分圧手段とから成る調整手段を有し、 前記変換手段からの出力直流電圧の電圧値に応じて、前
記第1、第2基準値を調整することを特徴とする請求項
4又は請求項5に記載のスイッチング電源装置。7. A low-pass filter for obtaining a voltage signal obtained by removing a ripple voltage from an output DC voltage from the converting means, a first voltage dividing means for dividing the output DC voltage to a first reference value, Adjusting means comprising a second voltage dividing means for further dividing the first reference value to obtain a second reference value, wherein the first and the second are divided in accordance with a voltage value of an output DC voltage from the converting means. The switching power supply according to claim 4 or 5, wherein the two reference values are adjusted.
返すことによって発振信号を生成する発振信号生成用コ
ンデンサを有するとともに、 前記発振周波数切換回路によって、前記発振信号生成用
コンデンサが充放電を行う際に流れる電流の大きさが切
り換えられることで、前記発振信号の発振周波数が切り
換えられることを特徴とする請求項2〜請求項7に記載
のスイッチング電源装置。8. The oscillation signal generation means includes an oscillation signal generation capacitor for generating an oscillation signal by repeating charging and discharging, and the oscillation frequency switching circuit charges and discharges the oscillation signal generation capacitor. The switching power supply device according to claim 2, wherein an oscillation frequency of the oscillation signal is switched by switching a magnitude of a current flowing at that time.
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