JP2001007730A - 電磁トランスポンダからの距離の検出 - Google Patents
電磁トランスポンダからの距離の検出Info
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 トランスポンダと端末の間の距離測定の新規
な解決策を提供する。端末側で実施され、距離の評価に
トランスポンダからの送信を必要としない。また、臨界
結合位置に対応する距離に対するトランスポンダの位置
から独立した信頼性の高い距離検出を可能とする。 【解決手段】 電磁界を生成する端末（１′）であっ
て、電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポン
ダと協力するように適合され、トランスポンダから端末
への送信を一切必要とせずに端末からトランスポンダま
での距離を決定する手段を含む端末。具体的には、前記
手段が発振回路の電流または発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２
４）の１つまたは複数の部品の両端の電圧を測定する。
また、端末が、高周波交流励振電圧を受け取るように適
合された発振回路を含み、前記手段が、トランスポンダ
によって端末の発振回路上に形成された負荷によって決
まる変数を測定する。
な解決策を提供する。端末側で実施され、距離の評価に
トランスポンダからの送信を必要としない。また、臨界
結合位置に対応する距離に対するトランスポンダの位置
から独立した信頼性の高い距離検出を可能とする。 【解決手段】 電磁界を生成する端末（１′）であっ
て、電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポン
ダと協力するように適合され、トランスポンダから端末
への送信を一切必要とせずに端末からトランスポンダま
での距離を決定する手段を含む端末。具体的には、前記
手段が発振回路の電流または発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２
４）の１つまたは複数の部品の両端の電圧を測定する。
また、端末が、高周波交流励振電圧を受け取るように適
合された発振回路を含み、前記手段が、トランスポンダ
によって端末の発振回路上に形成された負荷によって決
まる変数を測定する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、電磁トランスポン
ダを使用したシステムに関する。電磁トランスポンダ
は、読取り／書込み端末と呼ばれる（一般に固定式の）
装置から、非接触の無線方式で、質問を受けることがで
きる（一般に移動式の）トランシーバである。より詳細
には本発明は、独立した電源を持たないトランスポンダ
に関する。このようなトランスポンダは、自体に含まれ
る電子回路が必要とする電源を、読取り／書込み端末の
アンテナから放射された高周波電磁界から取り出す。本
発明は、トランスポンダ・データの読取りだけをおこな
う端末とともに動作するように適合された読取り専用ト
ランスポンダ、または端末によって修正可能なデータを
含む読取り／書込みトランスポンダに適用される。
ダを使用したシステムに関する。電磁トランスポンダ
は、読取り／書込み端末と呼ばれる（一般に固定式の）
装置から、非接触の無線方式で、質問を受けることがで
きる（一般に移動式の）トランシーバである。より詳細
には本発明は、独立した電源を持たないトランスポンダ
に関する。このようなトランスポンダは、自体に含まれ
る電子回路が必要とする電源を、読取り／書込み端末の
アンテナから放射された高周波電磁界から取り出す。本
発明は、トランスポンダ・データの読取りだけをおこな
う端末とともに動作するように適合された読取り専用ト
ランスポンダ、または端末によって修正可能なデータを
含む読取り／書込みトランスポンダに適用される。
【０００２】より詳細には本発明はトランスポンダによ
る端末からトランスポンダまでの距離の検出、より詳細
にはシステム動作を決定する端末の距離しきい値に対す
るトランスポンダの位置の検出に関する。
る端末からトランスポンダまでの距離の検出、より詳細
にはシステム動作を決定する端末の距離しきい値に対す
るトランスポンダの位置の検出に関する。
【０００３】
【従来の技術】電磁トランスポンダは、トランスポンダ
側および読取り／書込み端末側にあって、アンテナを形
成する巻線を含む発振回路の使用に基づく。これらの回
路は、トランスポンダが読取り／書込み端末の磁界の中
に入ったときに、密な磁界によって結合される。トラン
スポンダ・システムの範囲、すなわち、トランスポンダ
が活動化される端末から最も遠い地点までの距離は、特
に、トランスポンダのアンテナ・サイズ、磁界を発生さ
せている発振回路のコイルの励振周波数、励振の強さ、
およびトランスポンダの電力消費によって決まる。
側および読取り／書込み端末側にあって、アンテナを形
成する巻線を含む発振回路の使用に基づく。これらの回
路は、トランスポンダが読取り／書込み端末の磁界の中
に入ったときに、密な磁界によって結合される。トラン
スポンダ・システムの範囲、すなわち、トランスポンダ
が活動化される端末から最も遠い地点までの距離は、特
に、トランスポンダのアンテナ・サイズ、磁界を発生さ
せている発振回路のコイルの励振周波数、励振の強さ、
およびトランスポンダの電力消費によって決まる。
【０００４】図１に、読取り／書込み装置１（ＳＴＡ）
とトランスポンダ１０（ＣＡＲ）の間でデータを交換す
る従来型のデータ交換システムの一例を、機能的かつ極
めて概略的に示す。
とトランスポンダ１０（ＣＡＲ）の間でデータを交換す
る従来型のデータ交換システムの一例を、機能的かつ極
めて概略的に示す。
【０００５】一般に装置１は、実質的に、増幅器すなわ
ちアンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）の出力端子２ｐと基準
電位（一般に大地電位）にある端子２ｍとの間にあっ
て、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１と直列に接続された
インダクタンスＬ１から成る発振回路から構成される。
増幅器３は、変調器４（ＭＯＤ）が供給した高周波伝送
信号Ｔｘを受け取る。この変調器は、例えば水晶発振器
５からの基準周波を受け取り、さらに、必要に応じて送
信データ信号を受け取る。端末１からトランスポンダ１
０へのデータ伝送が実施されない場合、信号Ｔｘは単
に、トランスポンダが電磁界の中に入った場合にトラン
スポンダを活動化させる電源として使用される。送信デ
ータは、一般にディジタル方式の電子システム、例えば
マイクロプロセッサ６（μＰ）から供給される。
ちアンテナ結合器３（ＤＲＩＶ）の出力端子２ｐと基準
電位（一般に大地電位）にある端子２ｍとの間にあっ
て、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ１と直列に接続された
インダクタンスＬ１から成る発振回路から構成される。
増幅器３は、変調器４（ＭＯＤ）が供給した高周波伝送
信号Ｔｘを受け取る。この変調器は、例えば水晶発振器
５からの基準周波を受け取り、さらに、必要に応じて送
信データ信号を受け取る。端末１からトランスポンダ１
０へのデータ伝送が実施されない場合、信号Ｔｘは単
に、トランスポンダが電磁界の中に入った場合にトラン
スポンダを活動化させる電源として使用される。送信デ
ータは、一般にディジタル方式の電子システム、例えば
マイクロプロセッサ６（μＰ）から供給される。
【０００６】図１に示した例では、コンデンサＣ１とイ
ンダクタンスＬ１との節点が、トランスポンダ１０から
受信し、復調器７（ＤＥＭ）に送るデータ信号Ｒｘをサ
ンプリングする端子を形成する。復調器の出力は、トラ
ンスポンダ１０から受信したデータを、（必要ならば復
号器（ＤＥＣ）８を介して）読取り／書込み端末１のマ
イクロプロセッサ６に伝達する。復調器７は、一般に発
振器５から、位相復調用のクロックすなわち基準信号を
受け取る。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではな
く、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の間でサンプリングした
信号を基に実行してもよい。マイクロプロセッサ６は、
（バスＥＸＴを介して）さまざまな入出力回路（キーボ
ード、スクリーン、プロバイダへの送信手段など）、お
よび／または処理回路と通信する。読取り／書込み端末
の回路は、動作に必要な電力を、例えば給電システムに
接続された電源回路９（ＡＬＩＭ）から取り出す。
ンダクタンスＬ１との節点が、トランスポンダ１０から
受信し、復調器７（ＤＥＭ）に送るデータ信号Ｒｘをサ
ンプリングする端子を形成する。復調器の出力は、トラ
ンスポンダ１０から受信したデータを、（必要ならば復
号器（ＤＥＣ）８を介して）読取り／書込み端末１のマ
イクロプロセッサ６に伝達する。復調器７は、一般に発
振器５から、位相復調用のクロックすなわち基準信号を
受け取る。復調は、インダクタンスＬ１の両端ではな
く、コンデンサＣ１と抵抗Ｒ１の間でサンプリングした
信号を基に実行してもよい。マイクロプロセッサ６は、
（バスＥＸＴを介して）さまざまな入出力回路（キーボ
ード、スクリーン、プロバイダへの送信手段など）、お
よび／または処理回路と通信する。読取り／書込み端末
の回路は、動作に必要な電力を、例えば給電システムに
接続された電源回路９（ＡＬＩＭ）から取り出す。
【０００７】トランスポンダ１０側では、コンデンサＣ
２と並列のインダクタンスＬ２が、端末１の直列発振回
路Ｌ１Ｃ１によって生成された電磁界を捕捉するための
並列発振回路（受信共振回路と呼ばれる）を形成する。
トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２、Ｃ２）は、端末
１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）の周波数と同調される。
２と並列のインダクタンスＬ２が、端末１の直列発振回
路Ｌ１Ｃ１によって生成された電磁界を捕捉するための
並列発振回路（受信共振回路と呼ばれる）を形成する。
トランスポンダ１０の共振回路（Ｌ２、Ｃ２）は、端末
１の発振回路（Ｌ１、Ｃ１）の周波数と同調される。
【０００８】コンデンサＣ２の端子に対応する共振回路
Ｌ２Ｃ２の端子１１、１２は、例えば４つのダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４から形成された整流ブリッジ１
３の２つの交流入力端子に接続される。図１の表示で
は、ダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ３の
カソードが、端子１１に接続されている。ダイオードＤ
２のアノードおよびダイオードＤ４のカソードは、端子
１２に接続される。ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード
は、正の整流出力端子１４を形成する。ダイオードＤ３
およびＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子１５を形
成する。コンデンサＣａが、ブリッジ１３の整流出力端
子１４、１５に接続され、ブリッジによって供給された
電力を蓄積し、整流された電圧を平滑化する。このダイ
オード・ブリッジの代わりに、単半波整流アセンブリを
使用してもよいことに留意されたい。
Ｌ２Ｃ２の端子１１、１２は、例えば４つのダイオード
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４から形成された整流ブリッジ１
３の２つの交流入力端子に接続される。図１の表示で
は、ダイオードＤ１のアノードおよびダイオードＤ３の
カソードが、端子１１に接続されている。ダイオードＤ
２のアノードおよびダイオードＤ４のカソードは、端子
１２に接続される。ダイオードＤ１、Ｄ２のカソード
は、正の整流出力端子１４を形成する。ダイオードＤ３
およびＤ４のアノードは、整流電圧の基準端子１５を形
成する。コンデンサＣａが、ブリッジ１３の整流出力端
子１４、１５に接続され、ブリッジによって供給された
電力を蓄積し、整流された電圧を平滑化する。このダイ
オード・ブリッジの代わりに、単半波整流アセンブリを
使用してもよいことに留意されたい。
【０００９】トランスポンダ１０が端末１の電磁界の中
にあるとき、共振回路Ｌ２Ｃ２の両端に高周波電圧が発
生する。この電圧は、ブリッジ１３によって整流され、
コンデンサＣａによって平滑化されて、電圧調整器１６
（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回路に電源電
圧を供給する。一般にこのような回路には、実質上、
（図示されていないメモリに結合された）マイクロプロ
セッサ（μＰ）１７、端末１から受信した信号の復調器
２８（ＤＥＭ）、および端末１に情報を送信する変調器
１９（ＭＯＤ）などが含まれる。トランスポンダは一般
に、コンデンサＣ２の両端で整流前に回収された高周波
信号からブロック２０によって取り出されたクロック
（ＣＬＫ）によって同期がとられる。多くの場合、トラ
ンスポンダ１０の全ての電子回路は同じチップに集積化
される。
にあるとき、共振回路Ｌ２Ｃ２の両端に高周波電圧が発
生する。この電圧は、ブリッジ１３によって整流され、
コンデンサＣａによって平滑化されて、電圧調整器１６
（ＲＥＧ）を介してトランスポンダの電子回路に電源電
圧を供給する。一般にこのような回路には、実質上、
（図示されていないメモリに結合された）マイクロプロ
セッサ（μＰ）１７、端末１から受信した信号の復調器
２８（ＤＥＭ）、および端末１に情報を送信する変調器
１９（ＭＯＤ）などが含まれる。トランスポンダは一般
に、コンデンサＣ２の両端で整流前に回収された高周波
信号からブロック２０によって取り出されたクロック
（ＣＬＫ）によって同期がとられる。多くの場合、トラ
ンスポンダ１０の全ての電子回路は同じチップに集積化
される。
【００１０】トランスポンダ１０から装置１にデータを
送信するためには、変調器１９が、共振回路Ｌ２Ｃ２の
変調（戻し変調（ｂａｃｋ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ））
段を制御する。この変調段は一般に、端子１４と１５の
間で直列な電子スイッチ（例えばトランジスタＴ）と抵
抗Ｒから成る。トランジスタＴは、端末１の発振回路の
励振信号の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもは
るかに低い（一般に少なくとも１／１０）、いわゆる副
搬送周波数（例えば８４７．５ｋＨｚ）で制御される。
スイッチＴが閉じているとき、トランスポンダの発振回
路には、回路１６、１７、１８、１９および２０から成
る負荷に加えて追加の制動（ｄａｍｐｉｎｇ）が加えら
れ、そのため、トランスポンダは、高周波電磁界からよ
り多くの電力を引き出す。端末１側では、増幅器３が、
高周波励振信号の振幅を一定に維持している。したがっ
てトランスポンダの電力変動は、アンテナＬ１を流れる
電流の振幅および位相変動に変換される。この変化は、
位相復調器または振幅復調器である端末１の復調器７に
よって検出される。例えば位相復調の場合、トランスポ
ンダのスイッチＴが閉じている副搬送波の半周期の間
に、復調器が、基準信号に対する信号Ｒｘの搬送波のわ
ずかな移相（数度、または１度未満）を検出する。復調
器７の出力（一般に副搬送周波数を中心周波数とする帯
域フィルタの出力）は、スイッチＴの制御信号の影像信
号を供給する。この信号を（復号器８によって、または
直接にマイクロプロセッサ６によって）復号して元の２
進データを復元することができる。
送信するためには、変調器１９が、共振回路Ｌ２Ｃ２の
変調（戻し変調（ｂａｃｋ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ））
段を制御する。この変調段は一般に、端子１４と１５の
間で直列な電子スイッチ（例えばトランジスタＴ）と抵
抗Ｒから成る。トランジスタＴは、端末１の発振回路の
励振信号の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）よりもは
るかに低い（一般に少なくとも１／１０）、いわゆる副
搬送周波数（例えば８４７．５ｋＨｚ）で制御される。
スイッチＴが閉じているとき、トランスポンダの発振回
路には、回路１６、１７、１８、１９および２０から成
る負荷に加えて追加の制動（ｄａｍｐｉｎｇ）が加えら
れ、そのため、トランスポンダは、高周波電磁界からよ
り多くの電力を引き出す。端末１側では、増幅器３が、
高周波励振信号の振幅を一定に維持している。したがっ
てトランスポンダの電力変動は、アンテナＬ１を流れる
電流の振幅および位相変動に変換される。この変化は、
位相復調器または振幅復調器である端末１の復調器７に
よって検出される。例えば位相復調の場合、トランスポ
ンダのスイッチＴが閉じている副搬送波の半周期の間
に、復調器が、基準信号に対する信号Ｒｘの搬送波のわ
ずかな移相（数度、または１度未満）を検出する。復調
器７の出力（一般に副搬送周波数を中心周波数とする帯
域フィルタの出力）は、スイッチＴの制御信号の影像信
号を供給する。この信号を（復号器８によって、または
直接にマイクロプロセッサ６によって）復号して元の２
進データを復元することができる。
【００１１】データ伝送は、一方から他方へ、次いで他
方から一方へと交互に実施され（半二重）、トランスポ
ンダからデータを受信している間は、端末はデータを送
信しないことに留意されたい。
方から一方へと交互に実施され（半二重）、トランスポ
ンダからデータを受信している間は、端末はデータを送
信しないことに留意されたい。
【００１２】図２に、端末１からトランスポンダ１０へ
のデータ伝送の従来の例を示す。この図面は、コード１
０１１の伝送に対するアンテナＬ１の励振信号の形状の
一例を示す。現在使用されている変調は、発振器５から
来る搬送波の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）（周期
約７４ｎｓ）よりもはるかに低い速度１０６ｋｂｉｔ／
ｓ（１ビットが約９．５μｓで伝送される）の振幅変調
である。この振幅変調は、オール・オア・ナッシングで
実行されるか、またはトランスポンダ１０に電力を供給
する必要から１よりも小さい変調比（２つの状態（０お
よび１）のピーク振幅の差をこれらの振幅の和で割った
値として定義される）で実行される。図２の例では、１
３．５６ＭＨｚの搬送波が１０６ｋｂｉｔ／ｓの速度で
１０％の変調比ｔｍを用いて振幅変調される。
のデータ伝送の従来の例を示す。この図面は、コード１
０１１の伝送に対するアンテナＬ１の励振信号の形状の
一例を示す。現在使用されている変調は、発振器５から
来る搬送波の周波数（例えば１３．５６ＭＨｚ）（周期
約７４ｎｓ）よりもはるかに低い速度１０６ｋｂｉｔ／
ｓ（１ビットが約９．５μｓで伝送される）の振幅変調
である。この振幅変調は、オール・オア・ナッシングで
実行されるか、またはトランスポンダ１０に電力を供給
する必要から１よりも小さい変調比（２つの状態（０お
よび１）のピーク振幅の差をこれらの振幅の和で割った
値として定義される）で実行される。図２の例では、１
３．５６ＭＨｚの搬送波が１０６ｋｂｉｔ／ｓの速度で
１０％の変調比ｔｍを用いて振幅変調される。
【００１３】図３に、トランスポンダ１０から端末１へ
のデータ伝送の従来の例を示す。この図面には、コード
１０１１の伝送に対して変調器１９から供給されたトラ
ンジスタＴの制御信号の形状の例が示されている。トラ
ンスポンダ側の戻し変調は一般に、例えば８４７．５ｋ
Ｈｚ（周期約１．１８μｓ）の搬送波（副搬送波と呼ば
れる）を用いた抵抗型の変調である。この戻し変調は例
えば、副搬送波の周波数よりもはるかに低い、速度が１
０６ｋｂｉｔ／ｓ程度のＢＰＳＫ（二相ＰＳＫ（ｐｈａ
ｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ））型の符号化に基づ
く。
のデータ伝送の従来の例を示す。この図面には、コード
１０１１の伝送に対して変調器１９から供給されたトラ
ンジスタＴの制御信号の形状の例が示されている。トラ
ンスポンダ側の戻し変調は一般に、例えば８４７．５ｋ
Ｈｚ（周期約１．１８μｓ）の搬送波（副搬送波と呼ば
れる）を用いた抵抗型の変調である。この戻し変調は例
えば、副搬送波の周波数よりもはるかに低い、速度が１
０６ｋｂｉｔ／ｓ程度のＢＰＳＫ（二相ＰＳＫ（ｐｈａ
ｓｅ−ｓｈｉｆｔ ｋｅｙｉｎｇ））型の符号化に基づ
く。
【００１４】どの種類の変調または戻し変調（例えば振
幅、位相、周波数）を使用するとしても、また、どの種
類のデータ符号化（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスタ
ー、ＡＳＫ、ＢＰＳＫなど）を使用するとしても、この
変調または戻し変調は、２つの２値レベルの間をジャン
プする、ディジタル方式で実行されることに留意された
い。
幅、位相、周波数）を使用するとしても、また、どの種
類のデータ符号化（ＮＲＺ、ＮＲＺＩ、マンチェスタ
ー、ＡＳＫ、ＢＰＳＫなど）を使用するとしても、この
変調または戻し変調は、２つの２値レベルの間をジャン
プする、ディジタル方式で実行されることに留意された
い。
【００１５】端末およびトランスポンダの発振回路は一
般に、搬送周波数に同調される。すなわち、発振回路の
共振周波数が１３．５６ＭＨｚ周波数にセットされる。
この同調の目的は、一般にさまざまなトランスポンダ構
成部品を集積化したクレジット・カード・サイズのカー
ドであるトランスポンダへの電力伝播を最大にすること
にある。
般に、搬送周波数に同調される。すなわち、発振回路の
共振周波数が１３．５６ＭＨｚ周波数にセットされる。
この同調の目的は、一般にさまざまなトランスポンダ構
成部品を集積化したクレジット・カード・サイズのカー
ドであるトランスポンダへの電力伝播を最大にすること
にある。
【００１６】適用業務によっては、端末からトランスポ
ンダまでの距離または距離しきい値に対するトランスポ
ンダの位置を知ることが望ましいことがある。このよう
な距離検出を使用して、例えばトランスポンダが読取装
置に近い（２〜１０ｃｍ程度）か、または非常に近い
（約２ｃｍ未満）かに基づいてシステムの動作モードを
あるモードまたは別のモードに切り換えることができ
る。この近さの概念は、アンテナＬ１とＬ２の間の距離
を含む。
ンダまでの距離または距離しきい値に対するトランスポ
ンダの位置を知ることが望ましいことがある。このよう
な距離検出を使用して、例えばトランスポンダが読取装
置に近い（２〜１０ｃｍ程度）か、または非常に近い
（約２ｃｍ未満）かに基づいてシステムの動作モードを
あるモードまたは別のモードに切り換えることができ
る。この近さの概念は、アンテナＬ１とＬ２の間の距離
を含む。
【００１７】文書ＷＯ−Ａ−９７／３４２５０に電子ラ
ベルと非接触情報交換を実施する装置が記載されてい
る。この装置は、ラベルが送信した信号に基づいてラベ
ルと装置の間の距離を表す信号を前処理する手段を含
む。この手段を使用してラベルから来た情報が所定の値
のウィンドウに含まれると判定し、このことを情報交換
装置に知らせる。この文書に記載されている装置は、装
置が送信した読取り制御信号に応答してラベルが供給し
た低周波変調の振幅の測定を使用する。この文書によれ
ばこの変調の振幅が情報交換装置からラベルまでの距離
を表す。
ベルと非接触情報交換を実施する装置が記載されてい
る。この装置は、ラベルが送信した信号に基づいてラベ
ルと装置の間の距離を表す信号を前処理する手段を含
む。この手段を使用してラベルから来た情報が所定の値
のウィンドウに含まれると判定し、このことを情報交換
装置に知らせる。この文書に記載されている装置は、装
置が送信した読取り制御信号に応答してラベルが供給し
た低周波変調の振幅の測定を使用する。この文書によれ
ばこの変調の振幅が情報交換装置からラベルまでの距離
を表す。
【００１８】この周知の解決策の欠点は、距離の検出に
トランスポンダが送信した戻し変調信号の復調が必要な
ことである。事実、この検出は復調された信号すなわち
搬送波のレベルに基づいて実行される。トランスポンダ
が情報を送信しない場合には端末がトランスポンダの距
離を検出することができない上に、復調された信号の振
幅は距離の単調関数とならない。具体的に言うと距離に
応じた信号振幅の特性は一般にいわゆる臨界結合位置で
少なくとも１つの最大値を示す。臨界結合位置は、端末
の発振回路がともに遠隔供給搬送周波数に同調したとき
にトランスポンダが受け取る最大遠隔供給振幅によって
トランスポンダと端末の間の結合が最適化される距離に
相当する。言い換えると臨界結合周波数は、最小の結合
係数に対して遠隔電力供給電力が最大となる距離に相当
する。結合係数は、相互インダクタンスと発振回路のイ
ンダクタンスの積の平方根との比である。
トランスポンダが送信した戻し変調信号の復調が必要な
ことである。事実、この検出は復調された信号すなわち
搬送波のレベルに基づいて実行される。トランスポンダ
が情報を送信しない場合には端末がトランスポンダの距
離を検出することができない上に、復調された信号の振
幅は距離の単調関数とならない。具体的に言うと距離に
応じた信号振幅の特性は一般にいわゆる臨界結合位置で
少なくとも１つの最大値を示す。臨界結合位置は、端末
の発振回路がともに遠隔供給搬送周波数に同調したとき
にトランスポンダが受け取る最大遠隔供給振幅によって
トランスポンダと端末の間の結合が最適化される距離に
相当する。言い換えると臨界結合周波数は、最小の結合
係数に対して遠隔電力供給電力が最大となる距離に相当
する。結合係数は、相互インダクタンスと発振回路のイ
ンダクタンスの積の平方根との比である。
【００１９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、トラ
ンスポンダと端末の間の距離測定の新規な解決策を提供
することにある。具体的には本発明の目的は、端末側で
実施され、距離の評価にトランスポンダからの送信を必
要としない解決策を提供することにある。
ンスポンダと端末の間の距離測定の新規な解決策を提供
することにある。具体的には本発明の目的は、端末側で
実施され、距離の評価にトランスポンダからの送信を必
要としない解決策を提供することにある。
【００２０】本発明の他の目的は、臨界結合位置に対応
する距離に対するトランスポンダの位置から独立した信
頼性の高い距離検出を可能とする解決策を提供すること
にある。
する距離に対するトランスポンダの位置から独立した信
頼性の高い距離検出を可能とする解決策を提供すること
にある。
【００２１】
【課題を解決するための手段】これらおよびその他の目
的を達成するため本発明は、電磁界を生成する端末であ
って、電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポ
ンダと協力するように適合され、トランスポンダから端
末への送信を一切必要とせずに端末からトランスポンダ
までの距離を決定する手段を含む端末を提供する。
的を達成するため本発明は、電磁界を生成する端末であ
って、電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポ
ンダと協力するように適合され、トランスポンダから端
末への送信を一切必要とせずに端末からトランスポンダ
までの距離を決定する手段を含む端末を提供する。
【００２２】本発明の一実施形態によれば、端末が、高
周波交流励振電圧を受け取るように適合された発振回路
を含み、前記手段が、トランスポンダによって端末の発
振回路上に形成された負荷によって決まる変数を測定す
る。
周波交流励振電圧を受け取るように適合された発振回路
を含み、前記手段が、トランスポンダによって端末の発
振回路上に形成された負荷によって決まる変数を測定す
る。
【００２３】本発明の一実施形態によれば、前記手段が
発振回路の電流または発振回路の１つまたは複数の部品
の両端の電圧を測定する。
発振回路の電流または発振回路の１つまたは複数の部品
の両端の電圧を測定する。
【００２４】本発明の一実施形態によれば、端末が、発
振回路中の信号の位相を基準値に対して調整する手段を
含む。
振回路中の信号の位相を基準値に対して調整する手段を
含む。
【００２５】本発明の一実施形態によれば、前記測定手
段が、測定された電流または電圧のアナログ・ディジタ
ル変換器および測定された値を端末に記憶された対応表
と比較するディジタル回路を含む。
段が、測定された電流または電圧のアナログ・ディジタ
ル変換器および測定された値を端末に記憶された対応表
と比較するディジタル回路を含む。
【００２６】添付図面に関連した特定の実施形態の以下
の非限定的な説明において、本発明の以上の目的、特徴
および利点を詳細に論じる。
の非限定的な説明において、本発明の以上の目的、特徴
および利点を詳細に論じる。
【００２７】
【発明の実施の形態】全図面を通じて同じ部品には同じ
参照符号が付されている。図面の尺度は一律ではない。
明確にするため、本発明の理解に必要な部品のみを図面
に示し以下で説明する。具体的には、トランスポンダの
構造および読取り端末側のディジタル・データ処理部品
の詳細は示さない。
参照符号が付されている。図面の尺度は一律ではない。
明確にするため、本発明の理解に必要な部品のみを図面
に示し以下で説明する。具体的には、トランスポンダの
構造および読取り端末側のディジタル・データ処理部品
の詳細は示さない。
【００２８】本発明の特徴は、搬送周波数の信号を使用
して端末の電磁界の中に入ったトランスポンダの距離を
検出することにある。搬送波（例えば１３．５６ＭＨ
ｚ）に直接に関係する情報を使用することで、トランス
ポンダ自体からの情報送信を必要とすることなく距離を
決定することができる。事実、端末の電磁界の中に入っ
たトランスポンダはこの端末の発振回路の負荷に影響を
与える。この負荷変動は特に端末からトランスポンダま
での距離に依存する。
して端末の電磁界の中に入ったトランスポンダの距離を
検出することにある。搬送波（例えば１３．５６ＭＨ
ｚ）に直接に関係する情報を使用することで、トランス
ポンダ自体からの情報送信を必要とすることなく距離を
決定することができる。事実、端末の電磁界の中に入っ
たトランスポンダはこの端末の発振回路の負荷に影響を
与える。この負荷変動は特に端末からトランスポンダま
での距離に依存する。
【００２９】第１の解決策は、信号振幅（例えば図１の
コンデンサＣ１の両端の電圧の振幅）を測定し、この電
圧の変動に基づいて距離を決定するものである。しかし
このような測定は実際には利用不可能である。これは特
に、距離に応じた電圧変動範囲が発振回路の同調に依存
し、したがってキャパシタンスＣ１の値に依存するため
である。従来の回路の同調は決して完全とはいえない。
コンデンサＣ１の両端の電圧の振幅）を測定し、この電
圧の変動に基づいて距離を決定するものである。しかし
このような測定は実際には利用不可能である。これは特
に、距離に応じた電圧変動範囲が発振回路の同調に依存
し、したがってキャパシタンスＣ１の値に依存するため
である。従来の回路の同調は決して完全とはいえない。
【００３０】具体的には従来の端末では搬送周波数での
共振周波数の同調は端末の製造後に可変コンデンサによ
って手動で実行されている。特に容量および誘導部品の
製造公差のために、発振器５が供給した信号と受信信号
Ｒｘの間の選択した位相動作点を保証するためには同調
を調整する必要がある。端末の発振回路の離調はいくつ
かの結果をもたらす。具体的にはこの発振回路の信号振
幅が変更され、したがって可能な測定に対して使用可能
な信号振幅が変更される。
共振周波数の同調は端末の製造後に可変コンデンサによ
って手動で実行されている。特に容量および誘導部品の
製造公差のために、発振器５が供給した信号と受信信号
Ｒｘの間の選択した位相動作点を保証するためには同調
を調整する必要がある。端末の発振回路の離調はいくつ
かの結果をもたらす。具体的にはこの発振回路の信号振
幅が変更され、したがって可能な測定に対して使用可能
な信号振幅が変更される。
【００３１】したがって本発明の他の特徴は、端末の発
振回路の位相が基準値に対して調整されることにある。
本発明によればこの位相調整は、トランスポンダから着
信した戻し変調を妨げることのないよう十分に低速で、
端末の電磁界の中でのトランスポンダの変位速度に比べ
て十分に高速になるように応答時間が選択されたループ
によって実行される。これを、変調周波（例えば１３．
５６ＭＨｚおよび８４７．５ｋＨｚ）に対する静的調整
と呼ぶことができる。
振回路の位相が基準値に対して調整されることにある。
本発明によればこの位相調整は、トランスポンダから着
信した戻し変調を妨げることのないよう十分に低速で、
端末の電磁界の中でのトランスポンダの変位速度に比べ
て十分に高速になるように応答時間が選択されたループ
によって実行される。これを、変調周波（例えば１３．
５６ＭＨｚおよび８４７．５ｋＨｚ）に対する静的調整
と呼ぶことができる。
【００３２】図４に、発振回路用の位相調整ループを備
えた本発明に基づく端末１’の一実施形態を示す。
えた本発明に基づく端末１’の一実施形態を示す。
【００３３】前と同様に端末１’は、増幅器すなわちア
ンテナ結合器３の出力端子２ｐと基準電位（一般に大地
電位）にある端子２ｍとの間にあって、容量部品２４お
よび抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタンスすなわ
ちアンテナＬ１から成る発振回路を含む。増幅器３は変
調器４（ＭＯＤ）から高周波基準信号Ｔｘを受け取る。
変調器４（ＭＯＤ）は例えば水晶発振器（図示せず）か
ら基準周波（信号ＯＳＣ）を受け取る。変調器４は、必
要に応じて送信データ信号を受け取り、端末からデータ
を送信しないときにはトランスポンダに電力を供給する
ように適合された高周波搬送波（例えば１３．５６ＭＨ
ｚ）を供給する。
ンテナ結合器３の出力端子２ｐと基準電位（一般に大地
電位）にある端子２ｍとの間にあって、容量部品２４お
よび抵抗Ｒ１と直列に接続されたインダクタンスすなわ
ちアンテナＬ１から成る発振回路を含む。増幅器３は変
調器４（ＭＯＤ）から高周波基準信号Ｔｘを受け取る。
変調器４（ＭＯＤ）は例えば水晶発振器（図示せず）か
ら基準周波（信号ＯＳＣ）を受け取る。変調器４は、必
要に応じて送信データ信号を受け取り、端末からデータ
を送信しないときにはトランスポンダに電力を供給する
ように適合された高周波搬送波（例えば１３．５６ＭＨ
ｚ）を供給する。
【００３４】本発明の特徴は、容量部品２４が信号ＣＴ
ＲＬによって制御可能な可変キャパシタンス部品である
ことである。
ＲＬによって制御可能な可変キャパシタンス部品である
ことである。
【００３５】本発明によれば、アンテナＬ１の電流位相
が基準信号ＲＥＦに対して調整される。この調整は、送
信データがない場合の信号Ｔｘに対応する高周波信号す
なわち搬送信号（例えば１３．５６ＭＨｚ）の調整であ
る。この調整は、アンテナの電流が基準信号と一定の位
相関係に維持されるように端末１’の発振回路のキャパ
シタンスを変化させることによって実行される。信号Ｒ
ＥＦの周波数は搬送周波数であり、信号ＲＥＦは例えば
変調器の発振器（図１の５）によって供給された信号Ｏ
ＳＣに対応する。
が基準信号ＲＥＦに対して調整される。この調整は、送
信データがない場合の信号Ｔｘに対応する高周波信号す
なわち搬送信号（例えば１３．５６ＭＨｚ）の調整であ
る。この調整は、アンテナの電流が基準信号と一定の位
相関係に維持されるように端末１’の発振回路のキャパ
シタンスを変化させることによって実行される。信号Ｒ
ＥＦの周波数は搬送周波数であり、信号ＲＥＦは例えば
変調器の発振器（図１の５）によって供給された信号Ｏ
ＳＣに対応する。
【００３６】図４に示すように抵抗Ｒ１およびインダク
タンスＬ１と直列に接続された容量部品２４は信号ＣＴ
ＲＬによって制御可能である。信号ＣＴＲＬは回路２１
（ＣＯＭＰ）によって生成され、その機能は、基準信号
ＲＥＦに対する位相間隔を検出しそれに応じて部品２４
のキャパシタンスを修正することである。
タンスＬ１と直列に接続された容量部品２４は信号ＣＴ
ＲＬによって制御可能である。信号ＣＴＲＬは回路２１
（ＣＯＭＰ）によって生成され、その機能は、基準信号
ＲＥＦに対する位相間隔を検出しそれに応じて部品２４
のキャパシタンスを修正することである。
【００３７】可変コンデンサ２４はいくつかの方法で構
成することができる。一般にこのキャパシタンスは数百
ピコファラドに達しなければならず、その両端の１００
ボルトを超える電圧に耐えなければならない。
成することができる。一般にこのキャパシタンスは数百
ピコファラドに達しなければならず、その両端の１００
ボルトを超える電圧に耐えなければならない。
【００３８】第１の解決策は、逆バイアス接合のキャパ
シタンスをこのバイアスに依存する可変キャパシタンス
として使用するダイオードを使用するものである。次い
でこのダイオードのアノードを基準端子２ｍに接続し、
カソードをインダクタンスＬ１に接続する。
シタンスをこのバイアスに依存する可変キャパシタンス
として使用するダイオードを使用するものである。次い
でこのダイオードのアノードを基準端子２ｍに接続し、
カソードをインダクタンスＬ１に接続する。
【００３９】第２の解決策は、ダイオード装着ＭＯＳＦ
ＥＴトランジスタを使用するものである。このような構
成部品のキャパシタンス−電圧特性はダイオードのそれ
と実質的に同じである。利点は、同じ電子雪崩降伏電圧
のダイオードの場合よりも必要な組込み面積が小さくな
ることである。
ＥＴトランジスタを使用するものである。このような構
成部品のキャパシタンス−電圧特性はダイオードのそれ
と実質的に同じである。利点は、同じ電子雪崩降伏電圧
のダイオードの場合よりも必要な組込み面積が小さくな
ることである。
【００４０】発振回路での位相測定は、例えばこの発振
回路を流れる電流Ｉの測定に基づいて実行される。例え
ば図４に示す実施形態では、部品２４およびインダクタ
ンスＬ１と直列に接続された強度トランスから構成され
た回路２３が使用される。このような強度トランスは一
般に、部品２４と接地端子２ｍの間の１次巻線２３’、
および第１の端子が接地２ｍに直接に接続され他方の端
子が測定結果を表す信号ＭＥＳを供給する２次巻線２
３”から構成され、２次巻線２３”には電流−電圧変換
抵抗Ｒ１４が並列に接続される。
回路を流れる電流Ｉの測定に基づいて実行される。例え
ば図４に示す実施形態では、部品２４およびインダクタ
ンスＬ１と直列に接続された強度トランスから構成され
た回路２３が使用される。このような強度トランスは一
般に、部品２４と接地端子２ｍの間の１次巻線２３’、
および第１の端子が接地２ｍに直接に接続され他方の端
子が測定結果を表す信号ＭＥＳを供給する２次巻線２
３”から構成され、２次巻線２３”には電流−電圧変換
抵抗Ｒ１４が並列に接続される。
【００４１】測定の結果ＭＥＳは位相比較器２１に送ら
れ、位相比較器２１はブロック２３によって測定された
電流の位相を基準信号ＲＥＦと比較し、これに応じて信
号ＣＴＲＬで容量部品２４を制御する。
れ、位相比較器２１はブロック２３によって測定された
電流の位相を基準信号ＲＥＦと比較し、これに応じて信
号ＣＴＲＬで容量部品２４を制御する。
【００４２】好ましい実施形態によれば比較器２１は、
トランスポンダから着信し、発振回路によって受信する
信号の復調に使用するものと同じ位相復調器（図示せ
ず）を使用する。したがって比較器２１は図４に示すよ
うにトランスポンダから受信した可能な戻し変調を復元
する信号Ｒｘを供給する。
トランスポンダから着信し、発振回路によって受信する
信号の復調に使用するものと同じ位相復調器（図示せ
ず）を使用する。したがって比較器２１は図４に示すよ
うにトランスポンダから受信した可能な戻し変調を復元
する信号Ｒｘを供給する。
【００４３】位相調整ループは、８４７．５ｋＨｚでの
位相変調を妨げることがないよう十分に低速でなければ
ならないが、端末電磁界中で、一般に手の変位速度であ
るトランスポンダの変位速度と比較して十分に高速でな
ければならないことに留意されたい。例えば、トランス
ポンダの変位時間が数百ミリ秒であるときには、応答時
間が１ミリ秒程度であることが適当である。
位相変調を妨げることがないよう十分に低速でなければ
ならないが、端末電磁界中で、一般に手の変位速度であ
るトランスポンダの変位速度と比較して十分に高速でな
ければならないことに留意されたい。例えば、トランス
ポンダの変位時間が数百ミリ秒であるときには、応答時
間が１ミリ秒程度であることが適当である。
【００４４】本発明の利点は、発振回路の位相を基準値
に対して調整することによって、起こりうる発振回路構
成部品のサイズ設定の公差の問題および動作時のこれら
の構成部品のドリフトの問題がともに回避されることで
ある。
に対して調整することによって、起こりうる発振回路構
成部品のサイズ設定の公差の問題および動作時のこれら
の構成部品のドリフトの問題がともに回避されることで
ある。
【００４５】発振回路の位相を基準値に対して調整する
ことによって、端末の電磁界の中に入ったトランスポン
ダの距離変動を単にこの発振回路のインピーダンスの実
数部の修正として変換することができる。事実、このイ
ンピーダンスの虚数部を修正する傾向があるトランスポ
ンダによって形成された負荷による全ての変動は位相調
整ループによって補償される。
ことによって、端末の電磁界の中に入ったトランスポン
ダの距離変動を単にこの発振回路のインピーダンスの実
数部の修正として変換することができる。事実、このイ
ンピーダンスの虚数部を修正する傾向があるトランスポ
ンダによって形成された負荷による全ての変動は位相調
整ループによって補償される。
【００４６】トランスポンダが読取り／書込み端末の電
磁界の中に入ったとき、端末の発振回路のインピーダン
スは構成部品Ｒ１、Ｌ１の値および部品２４のキャパシ
タンス（Ｃ１）だけによって決まるのではなく、トラン
スポンダのインダクタンスＬ２およびコンデンサＣ２
（図１）のそれぞれの値、回路（マイクロプロセッサな
ど）の等価抵抗、ならびにコンデンサＣ２およびインダ
クタンスＬ２に並列に追加された戻し変調手段（例えば
図１の抵抗Ｒ）によっても左右されると考えることがで
きる。この等価抵抗を以後、Ｒ２と呼ぶことにする。
磁界の中に入ったとき、端末の発振回路のインピーダン
スは構成部品Ｒ１、Ｌ１の値および部品２４のキャパシ
タンス（Ｃ１）だけによって決まるのではなく、トラン
スポンダのインダクタンスＬ２およびコンデンサＣ２
（図１）のそれぞれの値、回路（マイクロプロセッサな
ど）の等価抵抗、ならびにコンデンサＣ２およびインダ
クタンスＬ２に並列に追加された戻し変調手段（例えば
図１の抵抗Ｒ）によっても左右されると考えることがで
きる。この等価抵抗を以後、Ｒ２と呼ぶことにする。
【００４７】端末の発振回路の皮相インピーダンスはＺ
１＝Ｒ１ａ＋ｊＸ１ａと表すことができる。上式でＲ１
ａおよびＸ１ａはそれぞれ皮相インピーダンスの実数部
および虚数部を表す。
１＝Ｒ１ａ＋ｊＸ１ａと表すことができる。上式でＲ１
ａおよびＸ１ａはそれぞれ皮相インピーダンスの実数部
および虚数部を表す。
【００４８】虚数部Ｘ１ａはＸ１ａ＝Ｘ１−ａ２Ｘ２で
表される。上式でＸ１＝ωＬ１−１／ωＣ１、Ｘ２＝ω
Ｌ２−１／ωＣ２であり、ａ２は、パルスω、２つの発
振回路間の相互インダクタンス、Ｘ２、およびＬ２／Ｒ
２Ｃ２に基づく項Ｒ’２によって決まる項である。
表される。上式でＸ１＝ωＬ１−１／ωＣ１、Ｘ２＝ω
Ｌ２−１／ωＣ２であり、ａ２は、パルスω、２つの発
振回路間の相互インダクタンス、Ｘ２、およびＬ２／Ｒ
２Ｃ２に基づく項Ｒ’２によって決まる項である。
【００４９】実数部Ｒ１ａはＲ１ａ＝Ｒ１＋Ｒ１＋ａ２
Ｒ’２で表される。上式でＲ１はインダクタンスＬ１の
寄生抵抗を表す。
Ｒ’２で表される。上式でＲ１はインダクタンスＬ１の
寄生抵抗を表す。
【００５０】この調整システムによる位相制御によっ
て、静的動作（すなわち副搬送周波数よりも低い周波数
に対する動作）では虚数部Ｘ１ａがゼロ、すなわちＸ１
＝ａ２Ｘ２となる。
て、静的動作（すなわち副搬送周波数よりも低い周波数
に対する動作）では虚数部Ｘ１ａがゼロ、すなわちＸ１
＝ａ２Ｘ２となる。
【００５１】さらに、トランスポンダの負荷すなわち抵
抗Ｒ２の所与の値によって特徴づけられる所与の動作条
件では、インピーダンスが相互インダクタンスのみによ
って決まると考えることができる。事実、パルスωが一
定となるだけでなく、抵抗Ｒ１およびＲ１の値、インダ
クタンスＬ２の値およびキャパシタンスＣ２の値、すな
わち項ａ２を決定するその他の全てのパラメータが一定
であると考えることができる。それらの可能な変動は可
能な技術的なドリフトに起因するものであり、抵抗Ｒ２
を１次側に還元したもの（＝Ｒ’２）に起因し、電磁界
中のトランスポンダによって形成される負荷によって決
定される変動に比べて無視できる。その結果、この所与
の動作条件に対して項ａ２に残る変数は相互インダクタ
ンスｍだけとなる。この相互インダクタンスは端末とト
ランスポンダの間の距離の関数である。したがって端末
からトランスポンダまでの距離の関数である情報をイン
ピーダンスの変動、より詳細にはこのインピーダンスの
実数部の変動から導き出すことができる。
抗Ｒ２の所与の値によって特徴づけられる所与の動作条
件では、インピーダンスが相互インダクタンスのみによ
って決まると考えることができる。事実、パルスωが一
定となるだけでなく、抵抗Ｒ１およびＲ１の値、インダ
クタンスＬ２の値およびキャパシタンスＣ２の値、すな
わち項ａ２を決定するその他の全てのパラメータが一定
であると考えることができる。それらの可能な変動は可
能な技術的なドリフトに起因するものであり、抵抗Ｒ２
を１次側に還元したもの（＝Ｒ’２）に起因し、電磁界
中のトランスポンダによって形成される負荷によって決
定される変動に比べて無視できる。その結果、この所与
の動作条件に対して項ａ２に残る変数は相互インダクタ
ンスｍだけとなる。この相互インダクタンスは端末とト
ランスポンダの間の距離の関数である。したがって端末
からトランスポンダまでの距離の関数である情報をイン
ピーダンスの変動、より詳細にはこのインピーダンスの
実数部の変動から導き出すことができる。
【００５２】位相ループの存在によってインピーダンス
の変動が距離に対して単調となり、回路が搬送周波数に
同調しているかまたはこの距離に関して離調しているか
に関わらず変動範囲が常に同じであることに留意された
い。
の変動が距離に対して単調となり、回路が搬送周波数に
同調しているかまたはこの距離に関して離調しているか
に関わらず変動範囲が常に同じであることに留意された
い。
【００５３】発振回路のインピーダンスに関する情報の
抽出はいくつかの方法で実行することができる。本発明
によればこの情報を、図５、７および９に示す３つの実
施形態に関して以下に説明するように電圧または電流測
定値の形態でサンプリングすることが好ましい。これら
の実施形態はそれぞれ、図４の節点３０、３４および３
５でこの情報をサンプリングする。
抽出はいくつかの方法で実行することができる。本発明
によればこの情報を、図５、７および９に示す３つの実
施形態に関して以下に説明するように電圧または電流測
定値の形態でサンプリングすることが好ましい。これら
の実施形態はそれぞれ、図４の節点３０、３４および３
５でこの情報をサンプリングする。
【００５４】図５に、本発明に基づく距離検出器の第１
の実施形態を示す。この実施形態によれば、発振回路の
両端、より詳細には直列に接続された抵抗Ｒ１とインダ
クタンスＬ１の接合点３０と接地（２ｍ）との間の電圧
を測定する。使用する測定装置は例えば節点３０で測定
した電圧を記憶するコンデンサＣを含む。コンデンサＣ
の第１の端子はダイオードＤを介して節点３０に接続さ
れ、第２の端子は接地２ｍに接続される。ダイオードＤ
の機能は端子３０でサンプリングされた信号を整流する
ことである。抵抗ＲｄがコンデンサＣと並列に配置さ
れ、測定値が低下したときにコンデンサを放電させる。
ダイオードＤ、コンデンサＣおよび抵抗Ｒｄは包絡線検
波器を形成する。このような検出器を形成するその他の
手段を使用してもよい。コンデンサＣに記憶された電圧
を、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２が利用
する前に増幅器３１で増幅してもよい。アナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２の出力３３は端末の処理装
置６に送られる。入力が直列に接続されたダイオードＤ
とコンデンサＣの接合点に接続され、出力が変換器３２
に送られる増幅器３１の機能は単に、測定したい変動範
囲に基づいて測定信号変動の振幅を必要に応じて増幅す
ることである。
の実施形態を示す。この実施形態によれば、発振回路の
両端、より詳細には直列に接続された抵抗Ｒ１とインダ
クタンスＬ１の接合点３０と接地（２ｍ）との間の電圧
を測定する。使用する測定装置は例えば節点３０で測定
した電圧を記憶するコンデンサＣを含む。コンデンサＣ
の第１の端子はダイオードＤを介して節点３０に接続さ
れ、第２の端子は接地２ｍに接続される。ダイオードＤ
の機能は端子３０でサンプリングされた信号を整流する
ことである。抵抗ＲｄがコンデンサＣと並列に配置さ
れ、測定値が低下したときにコンデンサを放電させる。
ダイオードＤ、コンデンサＣおよび抵抗Ｒｄは包絡線検
波器を形成する。このような検出器を形成するその他の
手段を使用してもよい。コンデンサＣに記憶された電圧
を、アナログ・ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２が利用
する前に増幅器３１で増幅してもよい。アナログ・ディ
ジタル変換器（Ａ／Ｄ）３２の出力３３は端末の処理装
置６に送られる。入力が直列に接続されたダイオードＤ
とコンデンサＣの接合点に接続され、出力が変換器３２
に送られる増幅器３１の機能は単に、測定したい変動範
囲に基づいて測定信号変動の振幅を必要に応じて増幅す
ることである。
【００５５】図５の第１の実施形態に基づく電圧−距離
特性の一例を示す図６に示すように、コンデンサＣの両
端の電圧Ｖは端末とトランスポンダの間の距離が増大す
るにつれて低下する。電圧Ｖは距離ゼロで最大値（Ｖ
ｍ）をとり、直線的に低下してトランスポンダが端末の
電磁界の中にない場合の測定電圧に対応する漸近線（電
圧Ｖａ）に達する。実際の電圧Ｖａはゼロに近い。
特性の一例を示す図６に示すように、コンデンサＣの両
端の電圧Ｖは端末とトランスポンダの間の距離が増大す
るにつれて低下する。電圧Ｖは距離ゼロで最大値（Ｖ
ｍ）をとり、直線的に低下してトランスポンダが端末の
電磁界の中にない場合の測定電圧に対応する漸近線（電
圧Ｖａ）に達する。実際の電圧Ｖａはゼロに近い。
【００５６】図７に、本発明に基づく距離検出器の第２
の実施形態を示す。この実施形態によれば容量部品２４
の両端、より詳細にはインダクタンスＬ１と部品２４の
接合点３４と接地２ｍとの間の電圧を測定する。この測
定は、節点３４とコンデンサＣの第１の端子の間にダイ
オードＤを含み、コンデンサＣの第２の端子が接地さ
れ、コンデンサＣと並列に抵抗Ｒｄが配置された図５で
使用した装置と同様の装置によって実行される。コンデ
ンサＣの両端の電圧は必要に応じて増幅器３１を介して
アナログ・ディジタル変換器３２によって測定される。
アナログ・ディジタル変換器３２の出力３３は処理装置
６によって利用される。
の実施形態を示す。この実施形態によれば容量部品２４
の両端、より詳細にはインダクタンスＬ１と部品２４の
接合点３４と接地２ｍとの間の電圧を測定する。この測
定は、節点３４とコンデンサＣの第１の端子の間にダイ
オードＤを含み、コンデンサＣの第２の端子が接地さ
れ、コンデンサＣと並列に抵抗Ｒｄが配置された図５で
使用した装置と同様の装置によって実行される。コンデ
ンサＣの両端の電圧は必要に応じて増幅器３１を介して
アナログ・ディジタル変換器３２によって測定される。
アナログ・ディジタル変換器３２の出力３３は処理装置
６によって利用される。
【００５７】図８に、端末とトランスポンダの間の距離
に基づくコンデンサＣの両端の電圧Ｖ’の形状を示す。
電圧Ｖ’は図６の電圧Ｖの形状とは逆の形状を有する。
すなわち電圧Ｖ’は、最小値Ｖ０からトランスポンダが
端末の電磁界の中にない場合に対応する漸近値Ｖａ’に
非直線的に増大する。
に基づくコンデンサＣの両端の電圧Ｖ’の形状を示す。
電圧Ｖ’は図６の電圧Ｖの形状とは逆の形状を有する。
すなわち電圧Ｖ’は、最小値Ｖ０からトランスポンダが
端末の電磁界の中にない場合に対応する漸近値Ｖａ’に
非直線的に増大する。
【００５８】図９に、本発明に基づく距離検出器の第３
の実施形態を示す。この実施形態によれば電流は端末の
発振回路の電流を測定する。この測定は、位相調整にも
使用する電流測定装置２３によって実行することが好ま
しい。したがって電流測定は図９に示すように同じ強度
トランスを介して実行される。図４で測定信号ＭＥＳを
位相比較器２１に供給している抵抗Ｒ１４の端子３５が
本発明に基づく測定装置のダイオードＤのアノードに接
続される。他の実施形態と同様にダイオードＤのカソー
ドはコンデンサＣの第１の端子に接続され、コンデンサ
Ｃの他方の端子は接地され、コンデンサＣと並列に抵抗
Ｒｄが配置される。ダイオードＤのカソードはさらに、
必要に応じて増幅器３１を介してアナログ・ディジタル
変換器３２に接続される。アナログ・ディジタル変換器
３２の出力３３は処理装置６によって利用される。
の実施形態を示す。この実施形態によれば電流は端末の
発振回路の電流を測定する。この測定は、位相調整にも
使用する電流測定装置２３によって実行することが好ま
しい。したがって電流測定は図９に示すように同じ強度
トランスを介して実行される。図４で測定信号ＭＥＳを
位相比較器２１に供給している抵抗Ｒ１４の端子３５が
本発明に基づく測定装置のダイオードＤのアノードに接
続される。他の実施形態と同様にダイオードＤのカソー
ドはコンデンサＣの第１の端子に接続され、コンデンサ
Ｃの他方の端子は接地され、コンデンサＣと並列に抵抗
Ｒｄが配置される。ダイオードＤのカソードはさらに、
必要に応じて増幅器３１を介してアナログ・ディジタル
変換器３２に接続される。アナログ・ディジタル変換器
３２の出力３３は処理装置６によって利用される。
【００５９】図１０に、距離に基づく発振回路の電流Ｉ
の形状を示す。電流Ｉは最小値Ｉ０からトランスポンダ
が発振回路の電磁界の中にない場合の発振回路の状態に
対応する漸近線Ｉｍまで増大する。
の形状を示す。電流Ｉは最小値Ｉ０からトランスポンダ
が発振回路の電磁界の中にない場合の発振回路の状態に
対応する漸近線Ｉｍまで増大する。
【００６０】使用する実施形態が何であれ距離変動が１
次側の発振回路のインピーダンスの実数部の修正に変換
されることに留意されたい。このインピーダンスでは先
に論じたように、抵抗Ｒ１および自己インダクタンスの
寄生抵抗の寄与が距離によらず一定であると考えること
ができる。より詳細にはそれらの変動は実質的に技術的
なばらつきに起因し、無視することができる。したがっ
てトランスポンダからもたらされる相互インダクタンス
および可能な抵抗Ｒ２のみが変化する。抵抗Ｒ２につい
ては、戻し変調の場合の変動はほとんどの場合に無視で
きることに留意されたい。このようなことが当てはまら
ない場合には、包絡線検波器（ダイオードＤ、コンデン
サＣ、抵抗Ｒｄ）が副搬送周波数に反応しないようにコ
ンデンサＣの大きさを決めるかまたは戻し変調を検出す
るだけで十分である。
次側の発振回路のインピーダンスの実数部の修正に変換
されることに留意されたい。このインピーダンスでは先
に論じたように、抵抗Ｒ１および自己インダクタンスの
寄生抵抗の寄与が距離によらず一定であると考えること
ができる。より詳細にはそれらの変動は実質的に技術的
なばらつきに起因し、無視することができる。したがっ
てトランスポンダからもたらされる相互インダクタンス
および可能な抵抗Ｒ２のみが変化する。抵抗Ｒ２につい
ては、戻し変調の場合の変動はほとんどの場合に無視で
きることに留意されたい。このようなことが当てはまら
ない場合には、包絡線検波器（ダイオードＤ、コンデン
サＣ、抵抗Ｒｄ）が副搬送周波数に反応しないようにコ
ンデンサＣの大きさを決めるかまたは戻し変調を検出す
るだけで十分である。
【００６１】以上に説明した実施形態の中では電流を測
定する実施形態が好ましい実施形態である。これは、端
末の電磁界の中にトランスポンダがあるか否かに関わら
ずこの電流は決してゼロにならないからである。
定する実施形態が好ましい実施形態である。これは、端
末の電磁界の中にトランスポンダがあるか否かに関わら
ずこの電流は決してゼロにならないからである。
【００６２】代替形態として電圧測定を電流測定と組み
合わせることができることに留意されたい。例えば電流
を主測定として使用し、電流測定を利用することが困難
になる電流値漸近線に達した場合には電圧測定を使用し
て、端末の電磁界の中におけるトランスポンダの存在
を、有効にするかまたは無効とし、それによって距離測
定の実行を有効にするかまたは無効にする。
合わせることができることに留意されたい。例えば電流
を主測定として使用し、電流測定を利用することが困難
になる電流値漸近線に達した場合には電圧測定を使用し
て、端末の電磁界の中におけるトランスポンダの存在
を、有効にするかまたは無効とし、それによって距離測
定の実行を有効にするかまたは無効にする。
【００６３】本発明の利点は、端末からトランスポンダ
までの距離を決定するのにトランスポンダが送信を実施
する必要がないことである。事実、本発明は、トランス
ポンダによって発振回路上に形成された負荷のみに基づ
き、前記トランスポンダが送信したメッセージの復調を
必要とせずに距離を決定する。
までの距離を決定するのにトランスポンダが送信を実施
する必要がないことである。事実、本発明は、トランス
ポンダによって発振回路上に形成された負荷のみに基づ
き、前記トランスポンダが送信したメッセージの復調を
必要とせずに距離を決定する。
【００６４】当業者であれば、端末に記憶された対応表
に基づいて電圧または電流情報を値に変換することは以
上に述べた機能指示に基づいて可能であることに留意さ
れたい。表の作成においては当然ながら電圧振幅および
距離に応じた電圧または電流変動の範囲を考慮する。
に基づいて電圧または電流情報を値に変換することは以
上に述べた機能指示に基づいて可能であることに留意さ
れたい。表の作成においては当然ながら電圧振幅および
距離に応じた電圧または電流変動の範囲を考慮する。
【００６５】本発明の他の利点は、距離測定が伝送シス
テムの単一の永久信号すなわち遠隔供給搬送波（例えば
１３．５６ＭＨｚ）に対して実行されることである。
テムの単一の永久信号すなわち遠隔供給搬送波（例えば
１３．５６ＭＨｚ）に対して実行されることである。
【００６６】本発明は、当業者なら容易に考えつくさま
ざまな変更、修正および改良を有する。具体的には測定
に使用する情報の選択は、適用業務、特に距離に応じた
電圧または電流変動の振幅を決定する発振回路の異なる
構成部品のサイズ設定によって異なる。さらに、当業者
であれば以上の機能指示に基づいて測定および位相調整
回路を実施することができる。
ざまな変更、修正および改良を有する。具体的には測定
に使用する情報の選択は、適用業務、特に距離に応じた
電圧または電流変動の振幅を決定する発振回路の異なる
構成部品のサイズ設定によって異なる。さらに、当業者
であれば以上の機能指示に基づいて測定および位相調整
回路を実施することができる。
【００６７】本発明の適用業務としては、非接触型のチ
ップ・カード（例えばアクセス制御のためのＩＤカー
ド、電子財布カード、カード保有者に関する情報を記憶
するためのカード、コンシューマ・フィデリティ・カー
ド、加入テレビジョン・カードなど）、およびこれらの
カードの読取りまたは読取り／書込みシステム（例え
ば、ポルチコ（ｐｏｒｔｉｃｏ）すなわちアクセス制御
端末、自動支払機、コンピュータ端末、電話端末、テレ
ビジョンまたはサテライト・デコーダなど）などを挙げ
ることができる。
ップ・カード（例えばアクセス制御のためのＩＤカー
ド、電子財布カード、カード保有者に関する情報を記憶
するためのカード、コンシューマ・フィデリティ・カー
ド、加入テレビジョン・カードなど）、およびこれらの
カードの読取りまたは読取り／書込みシステム（例え
ば、ポルチコ（ｐｏｒｔｉｃｏ）すなわちアクセス制御
端末、自動支払機、コンピュータ端末、電話端末、テレ
ビジョンまたはサテライト・デコーダなど）などを挙げ
ることができる。
【００６８】このような変更、修正および改良は、本開
示の一部を構成するものであり、本発明の趣旨および範
囲に包含されるものである。したがって以上の説明は単
に例示を目的としたものであって、本発明を限定しよう
とするものではない。本発明は、請求の範囲およびその
等価物の定義によってのみ限定される。
示の一部を構成するものであり、本発明の趣旨および範
囲に包含されるものである。したがって以上の説明は単
に例示を目的としたものであって、本発明を限定しよう
とするものではない。本発明は、請求の範囲およびその
等価物の定義によってのみ限定される。
【図１】従来技術および解決すべき課題を示すための図
である。
である。
【図２】従来技術および解決すべき課題を示すための図
である。
である。
【図３】従来技術および解決すべき課題を示すための図
である。
である。
【図４】本発明に基づく電磁トランスポンダ・システム
の端末の一実施形態を示すブロック図である。
の端末の一実施形態を示すブロック図である。
【図５】本発明に基づく距離検出器の第１の実施形態を
部分的に示す部分概略図である。
部分的に示す部分概略図である。
【図６】図５の検出器の動作を電圧−距離特性によって
示す図である。
示す図である。
【図７】本発明に基づく距離検出器の第２の実施形態を
部分的に示す部分概略図である。
部分的に示す部分概略図である。
【図８】図７の検出器の動作を電圧−距離特性によって
示す図である。
示す図である。
【図９】本発明に基づく距離検出器の第３の実施形態を
部分的に示す部分概略図である。
部分的に示す部分概略図である。
【図１０】図９の検出器の動作を電圧−距離特性によっ
て示す図である。
て示す図である。
１’ 端末 ３ 増幅器 ４ 変調器 ６ 処理装置 ２１ 位相比較器 ２３ 電流測定装置 ２３’ １次巻線 ２３” ２次巻線 ２４ 容量部品 ３１ 増幅器 ３２ アナログ・ディジタル変換器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｇ０６Ｋ 17/00 Ｇ０１Ｓ 13/80 Ｈ０２Ｊ 17/00 Ｈ０４Ｌ 27/02 (72)発明者 ジャン−ピエール アングン フランス国， 13119 サン サヴウルニ ン， ラ ヴァランティン， プラース ドゥ ラ リベラスィオン， ６番地
Claims (4)
- 【請求項１】 電磁界を生成する端末（１’）であっ
て、電磁界の中に入った少なくとも１つのトランスポン
ダと協力するように適合され、高周波交流駆動電圧を受
け取るように適合された発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２４）
を備え、トランスポンダから端末への送信を一切必要と
せずに端末からトランスポンダまでの距離を決定する手
段および発振回路中の信号の位相を基準値に対して調整
する手段（２１、２４、２３）を含む端末。 - 【請求項２】 前記距離決定手段が、トランスポンダに
よって端末の発振回路上に形成された負荷によって決ま
る変数を測定する、請求項１に記載の端末。 - 【請求項３】 前記手段が、発振回路（Ｒ１、Ｌ１、２
４）の電流または発振回路の１つまたは複数の部品の両
端の電圧を測定する、請求項２に記載の端末。 - 【請求項４】 前記測定手段が、測定された電流または
電圧のアナログ・ディジタル変換器（３２）および測定
された値を端末に記憶された対応表と比較するディジタ
ル回路（６）を含む、請求項１に記載の端末。
Applications Claiming Priority (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9904545 | 1999-04-07 | ||
| FR9904548A FR2792135B1 (fr) | 1999-04-07 | 1999-04-07 | Fonctionnement en complage tres proche d'un systeme a transpondeur electromagnetique |
| FR9904548 | 1999-04-07 | ||
| FR9904545A FR2792133B1 (fr) | 1999-04-07 | 1999-04-07 | Regulation de phase d'un lecteur de transpondeurs electromagnetiques |
| FR9907024A FR2792137A1 (fr) | 1999-04-07 | 1999-05-31 | Detection, par un lecteur de transpondeur electromagnetique, de la distance qui le separe d'un transpondeur |
| FR9907024 | 1999-05-31 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001007730A true JP2001007730A (ja) | 2001-01-12 |
| JP3968948B2 JP3968948B2 (ja) | 2007-08-29 |
Family
ID=27253522
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000103473A Expired - Lifetime JP3968948B2 (ja) | 1999-04-07 | 2000-04-05 | 電磁トランスポンダからの距離の検出 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1043679B1 (ja) |
| JP (1) | JP3968948B2 (ja) |
| DE (1) | DE60036319T2 (ja) |
| FR (1) | FR2792137A1 (ja) |
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| JP2007074119A (ja) * | 2005-09-05 | 2007-03-22 | Sony Corp | ショート検出回路 |
| WO2010119577A1 (ja) * | 2009-04-13 | 2010-10-21 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 非接触給電設備、非接触受電装置および非接触給電システム |
| JP2011514506A (ja) * | 2007-12-21 | 2011-05-06 | アメド スマート トラッキング ソリューションズ ゲゼルシャフト ミット ベシュレンクテル ハフツング | モーションキャプチャ方法 |
| JP2012170271A (ja) * | 2011-02-16 | 2012-09-06 | Toko Inc | ワイヤレス電力伝送装置 |
| JP2015213425A (ja) * | 2008-09-10 | 2015-11-26 | ハートウェア、インコーポレイテッド | 埋め込み医療デバイスのためのｔｅｔシステム |
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| DE10261097A1 (de) * | 2002-12-20 | 2004-07-15 | Siemens Ag | Verfahren zur Freigabe einer Datenübertragung zwischen einem Schreib-/Lesegerät und mindestens einem mobilen Datenspeicher, sowie Schreib-/Lesegerät und Identifikationssystem für ein derartiges Verfahren |
| US20070290846A1 (en) * | 2006-06-07 | 2007-12-20 | Meinhard Schilling | Concept for determining the position or orientation of a transponder in an RFID system |
| FR2973538A1 (fr) * | 2011-03-30 | 2012-10-05 | France Telecom | Procede et dispositif de reperage de la position d'un transpondeur |
| FR2976104B1 (fr) * | 2011-06-03 | 2013-11-15 | St Microelectronics Rousset | Securisation d'une communication entre un transpondeur electromagnetique et un terminal |
| GB2496387B (en) | 2011-11-08 | 2014-02-26 | Cambridge Silicon Radio Ltd | A near field communications reader |
| DE102012201547A1 (de) * | 2012-02-02 | 2013-08-08 | Panasonic Corporation | Kabelloses Ladesystem mit Effizienzanzeige |
| FR3054695B1 (fr) * | 2016-08-01 | 2018-08-24 | Commissariat Energie Atomique | Procede et systeme de detection d'une position relative specifique entre deux objets |
| EP4191116B1 (de) * | 2021-12-03 | 2024-09-11 | EUCHNER GmbH + Co. KG | Sicherheitseinrichtung |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08191259A (ja) * | 1995-01-11 | 1996-07-23 | Sony Chem Corp | 非接触式ｉｃカードシステム用送受信装置 |
| DE19546928A1 (de) * | 1995-12-15 | 1997-06-19 | Diehl Ident Gmbh | Einrichtung zur hochfrequenten Übermittlung einer Information |
| FR2746200B1 (fr) * | 1996-03-12 | 1998-05-29 | Dispositif d'echange d'informations sans contact avec une etiquette electronique | |
| DE19621076C2 (de) * | 1996-05-24 | 2001-06-28 | Siemens Ag | Vorrichtung und Verfahren zum kontaktlosen Übertragen von Energie oder Daten |
| EP0871897A1 (en) * | 1996-11-05 | 1998-10-21 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Contactless data transmission and receiving device with a synchronous demodulator |
| ATE229654T1 (de) * | 1997-02-05 | 2002-12-15 | Em Microelectronic Marin Sa | Basisstation eines fernabfragesystems mit spannungsgesteuertem und phasengeregeltem oszillator |
-
1999
- 1999-05-31 FR FR9907024A patent/FR2792137A1/fr not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-04-05 JP JP2000103473A patent/JP3968948B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2000-04-06 EP EP20000410033 patent/EP1043679B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 2000-04-06 DE DE2000636319 patent/DE60036319T2/de not_active Expired - Lifetime
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| JP2010252446A (ja) * | 2009-04-13 | 2010-11-04 | Nippon Soken Inc | 非接触給電設備、非接触受電装置および非接触給電システム |
| EP2421121A1 (en) * | 2009-04-13 | 2012-02-22 | Nippon Soken, Inc. | Contactless power supply equipment, contactless power receiver and contactless power supply system |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1043679B1 (fr) | 2007-09-12 |
| JP3968948B2 (ja) | 2007-08-29 |
| DE60036319T2 (de) | 2008-06-05 |
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