JP2000234939A - 静電容量−電圧変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電荷が蓄積され続けるのを防ぎ、物理量等の
変化に対応した正確な電圧を出力として取得することが
できる静電容量−電圧変換装置を提供すること。 【解決手段】 一方の静電容量が増加するとその増加量
に反比例する量だけ他方の静電容量が減少する第１及び
第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２を直列に接続した
コンデンサ列Ａに対する、単一極性の電圧を発生する直
流電圧源により構成された電源ＶＣＣの接続状態を、複
数のスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ５のスイッチング動
作により、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ
２の両端間に電源ＶＣＣを接続する第１状態と、第１及
び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の両端間から電
源ＶＣＣを切り離して各可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２
の両端を各々接続する第２状態とに切り換えることを特
徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、静電容量の変化を
電圧の変化に変換する静電容量−電圧変換装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】圧力や加速度、長さといった物理量の変
化を電気信号として取得するために、物理量の変化に応
じて変動する静電容量を電圧に変換する手法は、例え
ば、特公平６−７２９０１号公報に開示された静電容量
−電圧変換回路のように、従来から広く知られている。

【０００３】この特公平６−７２９０１号公報に開示さ
れた静電容量−電圧変換回路では、図１６に等価回路で
示すように、一方の静電容量が増加するとその増加量と
同じ量だけ他方の静電容量が減少する第１及び第２の可
変容量コンデンサＣ１，Ｃ２を直列に接続すると共に、
これら第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の
接続点Ｐを差動増幅器ＡＭＰ１１の反転入力端に接続
し、この差動増幅器ＡＭＰ１１の非反転入力端を接地し
ている。

【０００４】そして、直列に接続した第１及び第２の可
変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の両端に、直流電源Ｖ１
１，Ｖ１２からの互いに逆極性の電圧Ｖss／２を所定の
周期で交互に印加して、差動増幅器ＡＭＰ１１の増幅出
力を帰還コンデンサＣｆにより差動増幅器ＡＭＰ１１の
反転入力端に帰還させ、その上で差動増幅器ＡＭＰ１１
の増幅出力を、物理量の変化に伴う第１及び第２の可変
容量コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量の変化に応じた電
圧の信号として取得するようにしている。

【０００５】尚、図１６の直流電源Ｖ１１，Ｖ１２はあ
くまで等価回路であり、実際には、電圧Ｖss／２の２つ
の直流電源を直列に接続してその接続点を接地し、残る
一方の直流電源の正極と他方の直流電源の負極との接続
先を、直列に接続した第１及び第２の可変容量コンデン
サＣ１，Ｃ２の両端のうち一方と他方との間で、高速ス
イッチにより交互に切り換えることで、直列に接続した
第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の両端
に、逆極性の電圧Ｖss／２を所定の周期で交互に印加し
ている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の静電容量−電圧変換回路では、電圧Ｖss／２の
２つの直流電源を直列に接続しその接続点を接地して、
直列に接続した第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１，Ｃ２の両端に互いに逆極性の電圧Ｖss／２を交互に
印加することで、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１，Ｃ２に対して蓄積された或る極性の電荷を、次に同
じ量だけ蓄積される逆の極性の電荷により中和している
ため、次のような不具合があった。

【０００７】即ち、２つの直流電源の電圧Ｖss／２に微
妙な差があると、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１，Ｃ２に蓄積された電荷が、完全に中和されず、或
は、過剰に中和されて残存して、この残存電荷が蓄積さ
れ続け、最終的には第１及び第２の可変容量コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２が終局的にフル充電状態に固定されて、物理
量の変化に応じた電位の電圧を取得することができなく
なり、その結果、差動増幅器ＡＭＰ１１の増幅出力が飽
和してしまうという不具合があった。

【０００８】本発明は前記事情に鑑みなされたもので、
本発明の目的は、互いに増減方向を逆にして静電容量が
変化する２つの可変容量コンデンサを用いて、例えば物
理量の変化を電気信号として取得する場合に、可変容量
コンデンサに電荷が蓄積され続けてしまうのを防ぎ、物
理量等の変化に対応した正確な電圧を出力として取得す
ることができる静電容量−電圧変換装置を提供すること
にある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
請求項１に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置
は、一方の静電容量が増加するとその増加量に反比例す
る量だけ他方の静電容量が減少する第１及び第２の可変
容量コンデンサを直列に接続し、これら第１及び第２の
可変容量コンデンサを、蓄積電荷が増加する第１状態と
蓄積電荷が減少する第２状態とに交互に切り換えつつ、
前記第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点から、
これら第１及び第２の可変容量コンデンサの静電容量の
変動量に応じて電圧が変動する電気信号を発生させる静
電容量−電圧変換装置において、前記第１及び第２の可
変容量コンデンサに電力を供給する電源と、前記第１及
び第２の可変容量コンデンサが前記第１状態と前記第２
状態とに交互に切り換わるように、前記電源と前記第１
及び第２の可変容量コンデンサとの接続状態を、複数の
スイッチング素子のスイッチング動作により切り換える
スイッチング手段とを備え、前記電源が単一極性の電圧
を発生する直流電圧源により構成されており、前記スイ
ッチング手段が、前記第１状態において、直列に接続さ
れた前記第１及び第２の可変容量コンデンサの両端間に
前記電源を接続し、前記第２状態において、直列に接続
された前記第１及び第２の可変容量コンデンサの両端間
から前記電源を切り離すと共に、前記第１の可変容量コ
ンデンサの両端を接続し、かつ、前記第２の可変容量コ
ンデンサの両端を接続することを特徴とする。

【００１０】また、請求項２に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置は、一方の静電容量が増加するとその
増加量に反比例する量だけ他方の静電容量が減少する第
１及び第２の可変容量コンデンサを直列に接続し、これ
ら第１及び第２の可変容量コンデンサを、蓄積電荷が増
加する第１状態と蓄積電荷が減少する第２状態とに交互
に切り換えつつ、前記第１及び第２の可変容量コンデン
サの接続点から、これら第１及び第２の可変容量コンデ
ンサの静電容量の変動量に応じて電圧が変動する電気信
号を発生させる静電容量−電圧変換装置において、前記
第１及び第２の可変容量コンデンサに電力を供給する電
源と、前記第１及び第２の可変容量コンデンサが前記第
１状態と前記第２状態とに交互に切り換わるように、前
記電源と前記第１及び第２の可変容量コンデンサとの接
続状態を、複数のスイッチング素子のスイッチング動作
により切り換えるスイッチング手段とを備え、前記電源
が単一極性の電圧を発生する直流電圧源により構成され
ており、前記スイッチング手段が、前記第１状態におい
て、前記電源からの電流が前記第１及び第２の可変容量
コンデンサに所定方向に流れるように、これら直列に接
続された第１及び第２の可変容量コンデンサの両端間に
前記電源を接続し、前記第２状態において、前記電源か
らの電流が前記第１及び第２の可変容量コンデンサに前
記所定方向とは逆方向に流れるように、これら直列に接
続された第１及び第２の可変容量コンデンサの両端間に
前記電源を、前記第１状態とは逆の極性で接続するもの
とした。

【００１１】また、請求項３に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置は、請求項１又は２に記載した本発明
の静電容量−電圧変換装置において、前記スイッチング
素子のスイッチング動作に起因するノイズを前記電気信
号から除去するノイズフィルターをさらに備えており、
前記スイッチング手段が、前記第１状態において前記接
続点と前記ノイズフィルターとの間を接続すると共に、
前記第２状態において前記接続点と前記ノイズフィルタ
ーとの間を開放するものとした。

【００１２】さらに、請求項４に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置は、請求項１、２又は３に記載した
本発明の静電容量−電圧変換装置において、前記電気信
号を帰還増幅する増幅手段をさらに備えており、前記接
続点に接続される前記増幅手段の一方の入力端に該増幅
手段の増幅出力を帰還させる帰還用素子が、抵抗により
構成されているものとした。

【００１３】また、請求項５に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置は、請求項４に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置において、前記増幅手段が、前記電
気信号に対する前記増幅手段の増幅出力の位相ずれを補
償するコンデンサをさらに有しているものとした。

【００１４】さらに、請求項６に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置は、請求項１、２、３又は４に記載
した本発明の静電容量−電圧変換装置において、コンデ
ンサを帰還用素子とし前記電気信号を帰還増幅する増幅
手段をさらに備えており、前記スイッチング手段が、前
記増幅手段の一方の入力端と該増幅手段の出力端とを、
前記第２状態においてのみ直結させるものとした。

【００１５】また、請求項７に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置は、請求項２に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置において、前記第１及び第２の可変
容量コンデンサと前記スイッチング手段とからなる静電
容量−電圧変換回路を複数備え、該各静電容量−電圧変
換回路の前記接続点が相互に接続されていると共に、前
記各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング手段
が、前記静電容量−電圧変換回路の数に応じて時分割さ
れた複数のタイムスロットに各々現れる同周期異位相の
パルス信号のうち１つのパルス信号を基にして、前記各
スイッチング素子をスイッチング動作させるものとし
た。

【００１６】さらに、請求項８に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置は、請求項７に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置において、前記各静電容量−電圧
変換回路に対応して複数設けられ、該各静電容量−電圧
変換回路の前記スイッチング素子のスイッチング動作に
起因するノイズを、前記各静電容量−電圧変換回路の前
記電気信号から除去するノイズフィルターをさらに備え
ており、前記各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチ
ング手段が、該スイッチング手段により前記第１及び第
２の可変容量コンデンサが前記第１状態に切り換えられ
ている間、該各静電容量−電圧変換回路に対応する前記
ノイズフィルターと前記接続点との間を開放するものと
した。

【００１７】また、請求項９に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置は、請求項２に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置において、前記第１及び第２の可変
容量コンデンサと前記スイッチング手段とからなる静電
容量−電圧変換回路を複数備え、該各静電容量−電圧変
換回路の前記接続点が相互に接続されていると共に、前
記各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング手段
が、前記静電容量−電圧変換回路の数に応じて分割され
た複数の周波数域に各々現れる同周期異位相のパルス信
号のうち１つのパルス信号を基にして、前記各スイッチ
ング素子をスイッチング動作させるものとした。

【００１８】さらに、請求項１０に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置は、請求項９に記載した本発明の
静電容量−電圧変換装置において、前記各静電容量−電
圧変換回路に対応して複数設けられ、前記各静電容量−
電圧変換回路の前記接続点が相互に接続された共通接続
点に現れる該各静電容量−電圧変換回路の前記電気信号
の合成信号から、前記各静電容量−電圧変換回路に対応
する前記周波数域の成分を抽出するバンドパスフィルタ
ーと、該各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング
素子のスイッチング動作に起因するノイズを、前記各静
電容量−電圧変換回路に対応する前記バンドパスフィル
ターの出力から除去するノイズフィルターとをさらに備
えており、前記各静電容量−電圧変換回路の前記スイッ
チング手段が、該スイッチング手段により前記第１及び
第２の可変容量コンデンサが前記第１状態に切り換えら
れている間、前記各静電容量−電圧変換回路に対応する
前記ノイズフィルターと前記接続点との間を開放するも
のとした。

【００１９】また、請求項１１に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置は、請求項７、８、９又は１０に記
載した本発明の静電容量−電圧変換装置において、前記
各静電容量−電圧変換回路の前記接続点が相互に接続さ
れた共通接続点に接続され、該各静電容量−電圧変換回
路の前記接続点に各々発生する複数の前記電気信号を帰
還増幅する増幅手段をさらに備えており、前記共通接続
点に接続される前記増幅手段の一方の入力端に該増幅手
段の増幅出力を帰還させる帰還用素子が、抵抗により構
成されているものとした。

【００２０】さらに、請求項１２に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置は、請求項７、８、９、１０又は
１１に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置におい
て、前記各静電容量−電圧変換回路の前記接続点が相互
に接続された共通接続点に接続され、該各静電容量−電
圧変換回路の前記接続点に各々発生する複数の前記電気
信号を帰還増幅する増幅手段をさらに備えており、該増
幅手段が、複数の前記電気信号に対する前記増幅手段の
増幅出力の位相ずれを補償するコンデンサを有している
ものとした。

【００２１】また、請求項１３に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置は、請求項１１又は１２に記載した
本発明の静電容量−電圧変換装置において、前記各静電
容量−電圧変換回路の前記スイッチング手段が、該各静
電容量−電圧変換回路における前記第１及び第２の可変
容量コンデンサの前記第２状態においてのみ、前記増幅
手段の一方の入力端と該増幅手段の出力端とを各々直結
させるものとした。

【００２２】さらに、請求項１４に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置は、請求項４、５、６、１１、１
２又は１３に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置
において、前記増幅手段が前記電気信号の電位を基準電
圧源の基準電圧値と比較するように構成されており、前
記基準電圧源が前記基準電圧値を変更可能に構成されて
いるものとした。

【００２３】請求項１に記載した本発明の静電容量−電
圧変換装置によれば、第１状態では、直列に接続された
第１及び第２の可変容量コンデンサの両端に、電源から
の単一極性の電圧が印加されて、第１及び第２の可変容
量コンデンサの双方に同じ向きで電流が流れ、各々の静
電容量に対応する量の電荷が、電源が接続されている時
間と電源の電圧とに応じて、第１及び第２の各可変容量
コンデンサに各々蓄積され、第１及び第２の可変容量コ
ンデンサの接続点に、これら第１及び第２の可変容量コ
ンデンサの蓄積電荷の差に応じた電圧の電気信号が発生
する。

【００２４】一方、第２状態では、第１及び第２の各可
変容量コンデンサと電源との接続が各々断たれ、その代
わりに、第１の可変容量コンデンサの両端が接続される
と共に第２の可変容量コンデンサの両端が接続され、こ
れにより、第１及び第２の各可変容量コンデンサの蓄積
電荷が放電により各々完全になくなって、これら第１及
び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差がなくな
り、第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点に発生
する電気信号の電圧もなくなる。

【００２５】したがって、スイッチング手段により第１
及び第２の可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に交互に切り換えた際に、第１状態において第１及び第
２の各可変容量コンデンサに各々蓄積された電荷が第２
状態において完全になくならずに残存し、以後、第１及
び第２の各可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に繰り返し交互に切り換えることで、第１及び第２の各
可変容量コンデンサの残存電荷が各々蓄積し続け、第１
及び第２の各可変容量コンデンサが終局的にフル充電状
態に固定されてしまうのを防止することが可能となる。

【００２６】また、請求項２に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、第１状態では、直列に接続
された第１及び第２の可変容量コンデンサの両端に電源
からの単一極性の電圧が印加されることで、第１及び第
２の可変容量コンデンサの双方に所定方向に電流が流
れ、各々の静電容量に対応する量の電荷が、電源が接続
されている時間と電源の電圧とに応じて、第１及び第２
の各可変容量コンデンサに各々蓄積され、第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点に、これら第１及び第２
の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた電圧の電
気信号が発生する。

【００２７】一方、第２状態では、直列に接続された第
１及び第２の各可変容量コンデンサの両端に電源からの
単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で印加されること
で、第１及び第２の可変容量コンデンサの双方に所定方
向とは逆方向に電流が流れ、各々の静電容量に対応する
量の電荷が、電源が接続されている時間と電源の電圧と
に応じて、第１及び第２の各可変容量コンデンサから各
々中和される。

【００２８】そして、第１状態と第２状態とを同じ時間
とすることで、第１及び第２の各可変容量コンデンサの
蓄積電荷が中和により各々完全になくなって、これら第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差がなく
なり、第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点に発
生する電気信号の電圧もなくなる。

【００２９】したがって、スイッチング手段により第１
及び第２の可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に交互に切り換えた際に、第１状態において第１及び第
２の各可変容量コンデンサに各々蓄積された電荷が第２
状態において完全になくならずに残存し、以後、第１及
び第２の各可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に繰り返し交互に切り換えることで、第１及び第２の各
可変容量コンデンサの残存電荷が各々蓄積し続け、第１
及び第２の各可変容量コンデンサが終局的にフル充電状
態に固定されてしまうのを防止することが可能となる。

【００３０】さらに、請求項３に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置によれば、請求項１又は２に記載し
た本発明の静電容量−電圧変換装置において、第２状態
では、第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点とノ
イズフィルターとの間がスイッチング手段により開放さ
れて、スイッチング素子のスイッチング動作に起因する
ノイズの電気信号からの除去がノイズフィルターによっ
て行われなくなる。

【００３１】したがって、電源との接続が断たれた第１
の可変容量コンデンサの両端や第２の可変容量コンデン
サの両端が各々接続されて、第１及び第２の各可変容量
コンデンサの蓄積電荷が放電されるか、或は、電源から
の単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で第１及び第２
の各可変容量コンデンサの両端に印加されて、第１及び
第２の各可変容量コンデンサの蓄積電荷が中和されて、
第１及び第２の可変容量コンデンサの静電容量の変動量
に応じた電圧の電気信号が、第１及び第２の可変容量コ
ンデンサの接続点から取得できなくなる第２状態に、ノ
イズフィルターによるノイズの除去動作が不要にも拘わ
らずなされてしまうのを、確実に防止することが可能と
なる。

【００３２】また、請求項７に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、請求項２に記載した静電容
量−電圧変換装置において、第１状態では、各静電容量
−電圧変換回路の相互に接続された第１及び第２の可変
容量コンデンサの接続点に、各静電容量−電圧変換回路
の第１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に
応じた電圧の電気信号が発生し、第２状態では、第１状
態と同じ時間だけ第２状態とすることにより、各静電容
量−電圧変換回路の第１及び第２の可変容量コンデンサ
の蓄積電荷が中和により各々完全になくなることにな
る。

【００３３】しかも、各静電容量−電圧変換回路のスイ
ッチング手段が、静電容量−電圧変換回路の数に応じて
時分割された複数のタイムスロットに各々現れる同周期
異位相のパルス信号のうち１つのパルス信号を基にし
て、各スイッチング素子をスイッチング動作させること
から、複数の静電容量−電圧変換回路により時分割多重
の静電容量−電圧変換装置が構成されることになる。

【００３４】したがって、各静電容量−電圧変換回路に
おいて、第１及び第２の各可変容量コンデンサにその残
存電荷が各々蓄積し続け、第１及び第２の各可変容量コ
ンデンサが終局的にフル充電状態に固定されてしまうの
を防止して、各静電容量−電圧変換回路の第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点以外の点に、これら第１
及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた
電圧の電気信号が発生する時分割多重式静電容量−電圧
変換装置よりも、高精度の時分割多重式静電容量−電圧
変換装置を構成することが可能となる。

【００３５】さらに、請求項８に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置によれば、請求項７に記載した静電
容量−電圧変換装置において、各静電容量−電圧変換回
路の相互に接続された第１及び第２の可変容量コンデン
サの接続点に発生する、各静電容量−電圧変換回路の第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じ
た電圧の電気信号からの、スイッチング素子のスイッチ
ング動作に起因するノイズの除去が、ノイズフィルター
によって行われなくなる。

【００３６】したがって、各静電容量−電圧変換回路に
おいて、電源からの単一極性の電圧が第１状態とは逆極
性で第１及び第２の各可変容量コンデンサの両端に印加
されて、第１及び第２の各可変容量コンデンサの蓄積電
荷が中和されて、第１及び第２の可変容量コンデンサの
静電容量の変動量に応じた電圧の電気信号が、第１及び
第２の可変容量コンデンサの接続点から取得できなくな
る第２状態において、ノイズフィルターによるノイズの
除去動作が不要にも拘わらずなされてしまうのを、確実
に防止することが可能となる。

【００３７】また、請求項９に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、請求項２に記載した静電容
量−電圧変換装置において、第１状態では、各静電容量
−電圧変換回路の相互に接続された第１及び第２の可変
容量コンデンサの接続点に、各静電容量−電圧変換回路
の第１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に
応じた電圧の電気信号が発生し、第２状態では、第１状
態と同じ時間だけ第２状態とすることにより、各静電容
量−電圧変換回路の第１及び第２の可変容量コンデンサ
の蓄積電荷が中和により各々完全になくなることにな
る。

【００３８】しかも、各静電容量−電圧変換回路のスイ
ッチング手段が、静電容量−電圧変換回路の数に応じて
分割された複数の周波数域に各々現れる同周期異位相の
パルス信号のうち１つのパルス信号を基にして、各スイ
ッチング素子をスイッチング動作させることから、複数
の静電容量−電圧変換回路により周波数多重の静電容量
−電圧変換装置が構成されることになる。

【００３９】したがって、各静電容量−電圧変換回路に
おいて、第１及び第２の各可変容量コンデンサにその残
存電荷が各々蓄積し続け、第１及び第２の各可変容量コ
ンデンサが終局的にフル充電状態に固定されてしまうの
を防止して、各静電容量−電圧変換回路の第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点以外の点に、これら第１
及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた
電圧の電気信号が発生する周波数多重式静電容量−電圧
変換装置よりも、高精度の周波数多重式静電容量−電圧
変換装置を構成することが可能となる。

【００４０】さらに、請求項１０に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項９に記載した本
発明の静電容量−電圧変換装置において、各静電容量−
電圧変換回路における第１及び第２の可変容量コンデン
サの接続点を相互に接続した共通接続点に現れる合成信
号から、各静電容量−電圧変換回路のスイッチング手段
が各スイッチング素子をスイッチング動作させる際の基
となるパルス信号の現れる周波数域の成分が、バンドパ
スフィルターにより抽出されることから、周波数多重化
された合成信号の中から、各静電容量−電圧変換回路に
おける第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点から
出力された各電気信号が分離されることになる。

【００４１】しかも、請求項１０に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項９に記載した本
発明の静電容量−電圧変換装置において、第２状態で
は、各静電容量−電圧変換回路の第１及び第２の可変容
量コンデンサの接続点と、この静電容量−電圧変換回路
に対応するノイズフィルターとの間がスイッチング手段
により開放されて、バンドパスフィルターにより合成信
号から抽出、分離された各静電容量−電圧変換回路の電
気信号からの、各静電容量−電圧変換回路のスイッチン
グ素子のスイッチング動作に起因するノイズの除去が、
ノイズフィルターによって行われなくなる。

【００４２】したがって、バンドパスフィルターによる
合成信号からの各静電容量−電圧変換回路の電気信号の
抽出と、各静電容量−電圧変換回路のスイッチング素子
のスイッチング動作に起因するノイズのノイズフィルタ
ーによる除去とを、前後して行うことになり、これによ
り、周波数多重化された合成信号からバンドパスフィル
ターにより分離される、各静電容量−電圧変換回路の第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じ
た電圧の電気信号からの、スイッチング素子のスイッチ
ング動作に起因するノイズの除去が、ノイズフィルター
によって行われなくなる。

【００４３】よって、各静電容量−電圧変換回路におい
て、電源からの単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で
第１及び第２の各可変容量コンデンサの両端に印加され
て、第１及び第２の各可変容量コンデンサの蓄積電荷が
中和されて、第１及び第２の可変容量コンデンサの静電
容量の変動量に応じた電圧の電気信号が、第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点から取得できなくなる第
２状態において、ノイズフィルターによるノイズの除去
動作が不要にも拘わらずなされてしまうのを、確実に防
止することが可能となる。

【００４４】また、請求項４に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置や、請求項１１に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項１、２又は３に
記載した静電容量−電圧変換装置や、請求項７、８、９
又は１０に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置に
おいて、電気信号を帰還増幅する増幅手段の帰還用素子
が抵抗であることから、抵抗の抵抗値が大きいほど増幅
手段の増幅率、即ち、利得が大きくなることになり、し
たがって、帰還用素子をコンデンサとして、コンデンサ
の静電容量が小さいほど増幅手段の利得が大きくなるよ
うにするのに比べて、増幅手段を高価な特定用途向けＩ
Ｃ（ＡＳＩＣ）でなくブレッドボードにより安価に構成
することが可能となる。

【００４５】しかも、ＡＳＩＣかブレッドボードかを問
わず、帰還用素子をコンデンサとするとなると、その帰
還用のコンデンサの静電容量は、第１及び第２の可変容
量コンデンサの静電容量よりも当然小さい値にしなけれ
ばならず、そのように静電容量を小さくした帰還用のコ
ンデンサでは、増幅手段等の基板上に存在する浮遊容量
のように大きい容量には対応できず、結局、正確に検出
できずノイズとなってしまうが、大きい抵抗値であるほ
ど利得が大きくなる抵抗を帰還用素子とすることで、増
幅手段等の基板上の浮遊容量による影響を受けずに精度
よく電気信号を増幅することが可能となる。

【００４６】さらに、請求項５に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置や、請求項１２に記載した本発明の
静電容量−電圧変換装置によれば、請求項４に記載した
静電容量−電圧変換装置や、請求項７、８、９、１０又
は１１に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置にお
いて、電気信号を帰還増幅する増幅手段の増幅出力が、
第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点に発生する
電気信号に対して位相ずれを起こしても、増幅手段の有
するコンデンサによりその位相ずれが補償されることか
ら、増幅手段による帰還増幅動作の安定性を向上させ、
増幅手段の増幅出力を第１及び第２の可変容量コンデン
サの静電容量の変動量に応じた正確な電位に安定させる
ことが可能となる。

【００４７】また、請求項６に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置や、請求項１３に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項１、２、３又は
４に記載した静電容量−電圧変換装置や、請求項１１又
は１２に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置にお
いて、第２状態には、第１及び第２の可変容量コンデン
サの接続点に接続される増幅手段の一方の入力端と出力
端とがスイッチング手段により接続され、増幅手段の帰
還用素子であるコンデンサの両端が接続されて、このコ
ンデンサの蓄積電荷が放電により完全になくされる。

【００４８】したがって、第１及び第２の各可変容量コ
ンデンサの蓄積電荷が放電されるか、或は、電源からの
単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で第１及び第２の
各可変容量コンデンサの両端に印加されて、第１及び第
２の各可変容量コンデンサの蓄積電荷が中和される第２
状態に、増幅手段のコンデンサに蓄積電荷が残存し、続
く第１状態において増幅手段の増幅出力の帰還によりコ
ンデンサに電荷がさらに蓄積され、やがては飽和して増
幅手段の増幅率、即ち、利得が低下してしまうのを防止
することが可能となる。

【００４９】さらに、請求項１４に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項４、５、６、１
１、１２又は１３に記載した本発明の静電容量−電圧変
換装置において、増幅手段が電気信号を帰還増幅するに
当たり比較する基準電圧源の基準電圧値が変更可能であ
ることから、第１及び第２の各可変容量コンデンサ間で
静電容量が微妙に異なる場合等に、その差の影響で増幅
手段による増幅出力の初期値（オフセット値）が正規の
値からずれてしまわないように調整することが可能とな
る。

【００５０】

【発明の実施の形態】以下、本発明による静電容量−電
圧変換装置の実施形態について、図面を参照して説明す
る。

【００５１】図１は本発明の第１実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路図であり、
第１実施形態の静電容量−電圧変換装置は、第１の可変
容量コンデンサＣ１、第２の可変容量コンデンサＣ２、
第１の充放電手段１、第２の充放電手段２、増幅及び整
流手段３、補正手段４、及び、電源ＶＣＣから構成され
る。

【００５２】前記第１の可変容量コンデンサＣ１及び第
２の可変容量コンデンサＣ２は、共に同じ静電容量Ｃを
有しており、接続点Ｐにおいて互いに直列に接続されて
コンデンサ列Ａを構成していて、このコンデンサ列Ａの
両端は前記電源ＶＣＣ及びアースＧＮＤに各々接続され
ている。

【００５３】そして、このコンデンサ列Ａは、第１の可
変容量コンデンサＣ１と第２の可変容量コンデンサＣ２
との接続点Ｐ側の各可動電極（図示せず）が共通電極と
されていて、電源ＶＣＣに接続される第１の可変容量コ
ンデンサＣ１の固定電極（図示せず）やアースＧＮＤに
接続される第２の可変容量コンデンサＣ２の固定電極
（図示せず）に対して、第１の可変容量コンデンサＣ１
と第２の可変容量コンデンサＣ２との共通電極が、例え
ば圧力や加速度といった物理量の変化に応じて、反対の
向きで同じストロークだけ移動可能とされている。

【００５４】これにより、コンデンサ列Ａは、共通電極
である第１の可変容量コンデンサＣ１の可動電極がその
固定電極からストロークΔＳ分だけ離間すると、共通電
極である第２の可変容量コンデンサＣ２の可動電極がそ
の固定電極にストロークΔＳ分だけ接近し、その結果、
第１の可変容量コンデンサＣ１の静電容量ＣがΔＣだけ
減少して静電容量Ｃ−ΔＣとなると共に、第２の可変容
量コンデンサＣ２の静電容量ＣがΔＣだけ増加して静電
容量Ｃ＋ΔＣとなるように構成されている。

【００５５】反対に、コンデンサ列Ａは、共通電極であ
る第１の可変容量コンデンサＣ１の可動電極がその固定
電極にストロークΔＳ分だけ接近すると、共通電極であ
る第２の可変容量コンデンサＣ２の可動電極がその固定
電極からストロークΔＳ分だけ離間し、その結果、第１
の可変容量コンデンサＣ１の静電容量ＣがΔＣだけ増加
して静電容量Ｃ＋ΔＣとなると共に、第２の可変容量コ
ンデンサＣ２の静電容量ＣがΔＣだけ減少して静電容量
Ｃ−ΔＣとなるように構成されている。

【００５６】前記第１の充放電手段１は２つのアナログ
スイッチＳＷ１，ＳＷ３からなり、このうちアナログス
イッチＳＷ１は、電源ＶＣＣと第１の可変容量コンデン
サＣ１の固定電極との間に介設されており、もう１つの
アナログスイッチＳＷ３は、アナログスイッチＳＷ１よ
りも第１の可変容量コンデンサＣ１の固定電極寄りの箇
所と、接続点Ｐよりも第１の可変容量コンデンサＣ１の
可動電極寄りの箇所との間に介設されている。

【００５７】そして、前記アナログスイッチＳＷ１は、
不図示のクロック発生器からのクロック信号ＣＬＫをイ
ンバータＩＮＶにより反転させた反転クロック信号／Ｃ
ＬＫの論理レベルが「Ｈ」の時に導通状態となり、か
つ、「Ｌ」の時に非導通状態となるように構成されてお
り、一方、前記アナログスイッチＳＷ３は、前記クロッ
ク発生器からのクロック信号ＣＬＫの論理レベルが
「Ｈ」の時に導通状態となり、かつ、「Ｌ」の時に非導
通状態となるように構成されている。

【００５８】前記第２の充放電手段２は２つのアナログ
スイッチＳＷ２，ＳＷ４からなり、このうちアナログス
イッチＳＷ２は、第２の可変容量コンデンサＣ２の固定
電極とアースＧＮＤとの間に介設されており、もう１つ
のアナログスイッチＳＷ４は、アナログスイッチＳＷ２
よりも第２の可変容量コンデンサＣ２の固定電極寄りの
箇所と、接続点Ｐよりも第２の可変容量コンデンサＣ２
の可動電極寄りの箇所との間に介設されている。

【００５９】そして、前記アナログスイッチＳＷ２は、
前記クロック発生器からのクロック信号ＣＬＫをインバ
ータＩＮＶにより反転させた反転クロック信号／ＣＬＫ
の論理レベルが「Ｈ」の時に導通状態となり、かつ、
「Ｌ」の時に非導通状態となるように構成されており、
一方、前記アナログスイッチＳＷ４は、前記クロック発
生器からのクロック信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」の
時に導通状態となり、かつ、「Ｌ」の時に非導通状態と
なるように構成されている。

【００６０】前記増幅及び整流手段３は、差動増幅器３
１、帰還抵抗Ｒｆ、アナログスイッチＳＷ５、及びロー
パスフィルター３２からなり、差動増幅器３１（増幅手
段に相当）の反転入力端子には、前記第１の可変容量コ
ンデンサＣ１と第２の可変容量コンデンサＣ２との接続
点Ｐが接続されており、差動増幅器３１の非反転入力端
子には前記補正手段４（基準電圧源に相当）が接続され
ていて、この補正手段４は、例えば、内部に有する可変
抵抗（図示せず）により基準電圧Ｖｒｅｆを調整するこ
とができるように構成されている。

【００６１】そして、増幅及び整流手段３は、補正手段
４により基準電圧Ｖｒｅｆを適宜調整することで、差動
増幅器３１のオフセット電圧を補償すると共に、製造誤
差による第１の可変容量コンデンサＣ１と第２の可変容
量コンデンサＣ２との静電容量差を補正する。

【００６２】これにより、第１及び第２の可変容量コン
デンサＣ１，Ｃ２の可動電極が第１及び第２の可変容量
コンデンサＣ１，Ｃ２の各固定電極から等距離にあると
きに、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の
接続点Ｐに現れるコンデンサ列Ａの出力を差動増幅器３
１により増幅した結果が、電源ＶＣＣの半分の電圧ＶＣ
Ｃ／２が差動増幅器３１の反転入力端子から入力された
場合の値と一致するように、補正手段４が補償する構成
となっている。

【００６３】前記帰還抵抗Ｒｆは、前記差動増幅器３１
の出力端子と反転入力端子との間に介設されており、こ
の帰還抵抗Ｒｆとして抵抗値の大きいものを用いるほ
ど、帰還抵抗Ｒｆでの電圧降下が大きくなる分だけ差動
増幅器３１の増幅率、即ち、利得が大きくなるように構
成されている。

【００６４】前記アナログスイッチＳＷ５は、前記差動
増幅器３１の出力端子に接続されていて、前記クロック
発生器からのクロック信号ＣＬＫをインバータＩＮＶに
より反転させた反転クロック信号／ＣＬＫの論理レベル
が「Ｈ」の時に導通状態となり、かつ、「Ｌ」の時に非
導通状態となるように構成されている。

【００６５】前記ローパスフィルター３２（ノイズフィ
ルターに相当）は、前記アナログスイッチＳＷ５を介し
て前記差動増幅器３１の出力端子に接続されており、こ
のローパスフィルター３２は、第１及び第２の充放電手
段１，２の各アナログスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の開閉動
作に伴い、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ
２の接続点Ｐに現れるコンデンサ列Ａの出力に重畳され
るノイズを、この出力から除去するためのものであり、
このローパスフィルター３２を通過した出力が、静電容
量−電圧変換装置の最終的な電圧出力ＶＯとなる。

【００６６】以上の説明からも明らかなように、本実施
形態の静電容量−電圧変換装置では第１乃至第５のアナ
ログスイッチＳＷ１〜ＳＷ５が、請求項中のスイッチン
グ素子に各々相当し、これら第１乃至第５のアナログス
イッチＳＷ１〜ＳＷ５と、前記不図示のクロック発生器
と、インバータＩＮＶとによって、請求項中のスイッチ
ング手段が構成されている。

【００６７】次に、上述のように構成された本実施形態
の静電容量−電圧変換装置の動作（作用）について説明
する。

【００６８】まず、前記クロック発生器からのクロック
信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」であると、図２に等価
回路図で示すように、第１の充放電手段１のアナログス
イッチＳＷ３と第２の充放電手段２のアナログスイッチ
ＳＷ４、及び、増幅及び整流手段３のアナログスイッチ
ＳＷ５がいずれも非導通状態となり、一方、第１の充放
電手段１のアナログスイッチＳＷ１と第２の充放電手段
２のアナログスイッチＳＷ２とがいずれも導通状態とな
る。

【００６９】このため、コンデンサ列Ａは電源ＶＣＣと
アースＧＮＤとの間に直列に接続された状態となり、し
たがって、第１の可変容量コンデンサＣ１と第２の可変
容量コンデンサＣ２とには、これら第１及び第２の可変
容量コンデンサＣ１、，Ｃ２の各固定電極からの可動電
極の距離に応じた静電容量で電荷が充電される。

【００７０】例えば、第１及び第２の可変容量コンデン
サＣ１，Ｃ２の可動電極が各固定電極から等距離にある
ときには、これら第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１，Ｃ２の静電容量が等しくなるので、電源ＶＣＣの半
分の電圧ＶＣＣ／２で第１及び第２の可変容量コンデン
サＣ１，Ｃ２が各々充電されることになる。

【００７１】これに対し、例えば、第１の可変容量コン
デンサＣ１の静電容量が増加し、それと同量だけ第２の
可変容量コンデンサＣ２の静電容量が減少すると、それ
に応じて、第１の可変容量コンデンサＣ１に充電される
電荷が増加し、第２の可変容量コンデンサＣ２に充電さ
れる電荷が減少して、第１及び第２の可変容量コンデン
サＣ１，Ｃ２の接続点Ｐに現れる電圧が減少することに
なる。

【００７２】そして、増幅及び整流手段３のアナログス
イッチＳＷ５が導通状態であることから、差動増幅器３
１の出力端子とローパスフィルター３２とが接続され
て、差動増幅器３１の出力のうちから、アナログスイッ
チＳＷ１〜ＳＷ４の開閉動作に伴うノイズが除去され
て、ローパスフィルター３２から静電容量−電圧変換装
置の最終的な電圧出力ＶＯが得られる。

【００７３】ここで、差動増幅器３１の非反転入力端子
に補正手段４から初期設定（すなわち、補正なし）電圧
として基準電圧ＶｒｅｆがＶＣＣ／２の電位で印加され
ている。この状態において、ローパスフィルター３２か
らの電圧出力ＶＯは以下のようにして算出される。

【００７４】第１の可変容量コンデンサＣ１の充電電流
Ｉｃ１、第２の可変容量コンデンサＣ２の充電電流Ｉｃ
２、及び帰還抵抗Ｒｆに流れる電流Ｉｒはそれぞれ、 Ｉｃ１＝（ｄＱ１／ｄｔ）×５ ＝｛（Ｃ１・ＶＣＣ／２）／ｄｔ｝×５ …（１） Ｉｃ２＝（ｄＱ２／ｄｔ）×５ ＝｛（Ｃ２・ＶＣＣ／２）／ｄｔ｝×５ …（２） Ｉｒ＝｛（ＶＯ−ＶＣＣ／２）／Ｒｆ｝×５ …（３） となり、ここでＩｒは単位時間当たりの電流値であり、
ｆはアナログスイッチＳＷ１〜ＳＷ５の駆動周波数であ
る。

【００７５】また、キルヒホッフの法則を接続点Ｐに適
用すると、 Ｉｃ１−Ｉｃ２＋Ｉｒ＝０ …（４） が成り立ち、（２）、（３）、（４）式を（５）式に代
入して、時間項を削除すると、 Ｃ１・（ＶＣＣ×５）／２−Ｃ２・（ＶＣＣ×５）／２
＋｛（ＶＯ−ＶＣＣ／２）×５｝／Ｒｆ＝０ これより出力電圧ＶＯは、 ＶＯ＝（ＶＣＣ／２）・〔Ｒｆ（Ｃ２−Ｃ１）×５＋１〕 …（５） となる。

【００７６】第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，
Ｃ２の可動電極が各固定電極から等距離にあるときの、
これら第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の
静電容量を中心値Ｃとした場合、この中心値Ｃからの静
電容量の変化ΔＣを考慮して、第１の可変容量コンデン
サＣ１の静電容量がΔＣだけ減少し、第２の可変容量コ
ンデンサＣ２の静電容量がΔＣだけ増加したとすると、 Ｃ１＝Ｃ−ΔＣ …（６） Ｃ２＝Ｃ＋ΔＣ …（７） と表現され、（６）、（７）式を（５）式に代入する
と、電圧出力ＶＯは、 ＶＯ＝（ＶＣＣ／２）・〔２Ｒｆ・ΔＣ×５＋１〕 …（８） となる。

【００７７】上記（８）式から明らかなように、電圧出
力ＶＯは第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２
の容量変化ΔＣに比例し、帰還抵抗Ｒｆと、アナログス
イッチＳＷ１〜ＳＷ５の駆動周波数ｆとが、回路全体の
利得、すなわち感度を決定する。

【００７８】図２に示すような、クロック発生器からの
クロック信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」であるタイミ
ングでは、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ
２に電荷が充電されたままとなり何れは、出力が飽和し
容量変化に応じた電圧が発生しなくなる。これに対処す
るため、図２の次のクロックタイミングで、図３の状態
とする。

【００７９】即ち、図２の次のクロックタイミングで、
前記クロック発生器からのクロック信号ＣＬＫの論理レ
ベルが「Ｈ」になると、図３に等価回路図で示すよう
に、第１の充放電手段１のアナログスイッチＳＷ３と第
２の充放電手段２のアナログスイッチＳＷ４、及び、増
幅及び整流手段３のアナログスイッチＳＷ５がいずれも
導通状態となり、一方、第１の充放電手段１のアナログ
スイッチＳＷ１と第２の充放電手段２のアナログスイッ
チＳＷ２とがいずれも非導通状態となる。

【００８０】このため、コンデンサ列Ａは電源ＶＣＣと
アースＧＮＤとの双方から絶縁されて、第１の可変容量
コンデンサＣ１の固定電極と可動電極とが短絡されると
共に、第２の可変容量コンデンサＣ２の固定電極と可動
電極とが短絡された状態となり、したがって、第１の可
変容量コンデンサＣ１と第２の可変容量コンデンサＣ２
とは、これら第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，
Ｃ２に各々充電された電荷を放出する放電状態となる。

【００８１】そして、増幅及び整流手段３のアナログス
イッチＳＷ５が非導通状態であることから、差動増幅器
３１の出力端子とローパスフィルター３２とが絶縁さ
れ、これにより、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１，Ｃ２の接続点Ｐの電位が、これら第１及び第２の可
変容量コンデンサＣ１，Ｃ２から放出された電荷による
放電電圧となって、第１及び第２の可変容量コンデンサ
Ｃ１，Ｃ２の接続点Ｐにコンデンサ列Ａの見かけ上の電
圧出力が発生する。

【００８２】しかし、接続点Ｐに発生するの見かけ上の
電圧出力が差動増幅器３１により増幅されて出力端子か
ら出力されても、非導通状態のアナログスイッチＳＷ５
によりローパスフィルター３２への入力が阻止されるの
で、ローパスフィルター３２からは、静電容量−電圧変
換装置の最終的な電圧出力ＶＯは得られず、いわゆる、
同期検波が行われることになる。

【００８３】そして、クロック発生器からのクロック信
号ＣＬＫの論理レベルを「Ｌ」と「Ｈ」とに周期的に切
り換えて、図２の等価回路図の状態と図３の等価回路図
の状態とを交互に発生させることで、第１及び第２の可
変容量コンデンサＣ１，Ｃ２にひたすら電荷が蓄積され
続けるようになるのを防ぎ、電荷の蓄積と放出とを繰り
返させて、差動増幅器３１の出力を飽和させることな
く、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の容
量変化を電圧変化としてローパスフィルター３２から出
力させることができる。

【００８４】しかも、差動増幅器３１の出力端子から反
転入力端子への帰還用素子を帰還抵抗Ｒｆとしたことか
ら、差動増幅器３１の増幅率、即ち、利得を高く確保し
て静電容量−電圧変換装置の感度及び精度を向上させ、
かつ、この静電容量−電圧変換装置をプリント基板上に
構成した場合には、そのプリント基板上の浮遊容量の影
響をなくすことができる。

【００８５】尚、以上の説明では、第１及び第２の可変
容量コンデンサＣ１，Ｃ２の可動電極が各固定電極から
等距離にあるときに、これら第１及び第２の可変容量コ
ンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量が等しくなるということ
を前提としていたが、実際には、第１の可変容量コンデ
ンサＣ１と第２の可変容量コンデンサＣ２とが同じ規格
のものであったとしても、製造誤差等により両者の静電
容量が微妙に異なる場合があり、そのような場合には、
第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の可動電
極が各固定電極から等距離にあったとしても、これら第
１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の静電容量
が等しくならなくなる。

【００８６】そこで、このような場合には、先に構成の
説明において述べたように、補正手段４において基準電
圧Ｖｒｅｆを適宜調整し、第１及び第２の可変容量コン
デンサＣ１，Ｃ２の可動電極が第１及び第２の可変容量
コンデンサＣ１，Ｃ２の各固定電極から等距離にあると
きに、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の
接続点Ｐに現れるコンデンサ列Ａの出力が、電源ＶＣＣ
の半分の電圧ＶＣＣ／２が差動増幅器３１の反転入力端
子から入力された場合の値と一致するように、補正手段
４によって補償することになる。

【００８７】次に、本発明の第２実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置について、図４を参照して説明する。

【００８８】図４は本発明の第２実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路図であり、
この第２実施形態に係る静電容量−電圧変換装置は、第
１の充放電手段１’のアナログスイッチＳＷ３が、アナ
ログスイッチＳＷ１よりも第１の可変容量コンデンサＣ
１の固定電極寄りの箇所とアースＧＮＤとの間に介設さ
れている点と、第２の充放電手段２’のアナログスイッ
チＳＷ４が、アナログスイッチＳＷ２よりも第２の可変
容量コンデンサＣ２の固定電極寄りの箇所と電源ＶＣＣ
との間に介設されている点において、図１に示す第１実
施形態の静電容量−電圧変換装置とは構成が異なってお
り、その他の点については、図１に示す第１実施形態の
静電容量−電圧変換装置と同様に構成されている。

【００８９】したがって、第２実施形態の静電容量−電
圧変換装置は、前記クロック発生器からのクロック信号
ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」であると、図１に示す第１
実施形態の静電容量−電圧変換装置と同様に、図２の等
価回路図で表される状態となる。

【００９０】反対に、クロック発生器からのクロック信
号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」になると、図５に等価回
路図で示すように、図２の等価回路図とは逆に、第２の
可変容量コンデンサＣ２の固定電極が電源ＶＣＣに接続
され、第１の可変容量コンデンサＣ１の固定電極がアー
スＧＮＤに接続された状態となる。

【００９１】このため、第２実施形態の静電容量−電圧
変換装置では、クロック発生器からのクロック信号ＣＬ
Ｋの論理レベルが「Ｌ」である状態で、第１及び第２の
可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２に各々充電される電荷
と、クロック発生器からのクロック信号ＣＬＫの論理レ
ベルが「Ｈ」である状態で、第１及び第２の可変容量コ
ンデンサＣ１，Ｃ２に各々充電される電荷とが、互いに
逆の極性となることになり、その結果、逆極性の電荷の
充電により、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，
Ｃ２の充電電荷が各々中和されることになる。

【００９２】しかも、特に、クロック発生器からのクロ
ック信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」である状態では、
増幅及び整流手段３のアナログスイッチＳＷ５が非導通
状態であり、差動増幅器３１の出力端子とローパスフィ
ルター３２とが絶縁されることから、非導通状態のアナ
ログスイッチＳＷ５により差動増幅器３１の出力のロー
パスフィルター３２への入力が阻止されるので、ローパ
スフィルター３２からは、静電容量−電圧変換装置の最
終的な電圧出力ＶＯは得られず、いわゆる、同期検波が
行われることになる。

【００９３】このように構成した第２実施形態の静電容
量−電圧変換装置によっても、第１実施形態の静電容量
−電圧変換装置と同様の効果を得ることができる。

【００９４】次に、本発明の第３実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置について、図６を参照して説明する。

【００９５】図６は本発明の第３実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路図であり、
この第３実施形態に係る静電容量−電圧変換装置は、増
幅及び整流手段３’のアナログスイッチＳＷ５が、差動
増幅器３１の出力端子と反転入力端子との間に介設され
て帰還抵抗Ｒｆと並列に接続されている点と、このアナ
ログスイッチＳＷ５が、クロック発生器からのクロック
信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」の時に導通状態とな
り、かつ、「Ｌ」の時に非導通状態となるように構成さ
れている点において、図４に示す第２実施形態に係る静
電容量−電圧変換装置とは構成が異なっており、その他
の点については、図４に示す第２実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置と同様に構成されている。

【００９６】したがって、第３実施形態に係る静電容量
−電圧変換装置は、前記クロック発生器からのクロック
信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」であると、図１に示す
第１実施形態の静電容量−電圧変換装置と同様に、図２
の等価回路図で表される状態となる。

【００９７】反対に、クロック発生器からのクロック信
号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」になると、図７に等価回
路図で示すように、図５の等価回路図と同じく、第２の
可変容量コンデンサＣ２の固定電極が電源ＶＣＣに接続
され、第１の可変容量コンデンサＣ１の固定電極がアー
スＧＮＤに接続される一方で、図５の等価回路図とは異
なり、差動増幅器３１の出力端子と反転入力端子とが短
絡されると共に、差動増幅器３１の出力端子とローパス
フィルター３２とが接続された状態となる。

【００９８】このため、第２実施形態の静電容量−電圧
変換装置では、クロック発生器からのクロック信号ＣＬ
Ｋの論理レベルが「Ｌ」である状態で、第１及び第２の
可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２に各々充電される電荷
と、クロック発生器からのクロック信号ＣＬＫの論理レ
ベルが「Ｈ」である状態で、第１及び第２の可変容量コ
ンデンサＣ１，Ｃ２に各々充電される電荷とが、互いに
逆の極性となることになり、その結果、逆極性の電荷の
充電により、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ１，
Ｃ２の充電電荷が各々中和されることになる。

【００９９】しかも、特に、クロック発生器からのクロ
ック信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」である状態では、
増幅及び整流手段３のアナログスイッチＳＷ５が導通状
態であり、差動増幅器３１の出力端子と反転入力端子と
が短絡されて差動増幅器３１の出力がリセットされるの
で、ローパスフィルター３２からは、静電容量−電圧変
換装置の最終的な電圧出力ＶＯは得られず、いわゆる、
同期検波が行われることになる。

【０１００】このように構成した第３実施形態の静電容
量−電圧変換装置によっても、第１実施形態や第２実施
形態の静電容量−電圧変換装置と同様の効果を得ること
ができる。

【０１０１】次に、本発明の第４実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置について、図８を参照して説明する。

【０１０２】図８は本発明の第４実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路図であり、
この第４実施形態に係る静電容量−電圧変換装置は、増
幅及び整流手段３”が、差動増幅器３１の出力端子と反
転入力端子との間に介設されて帰還抵抗Ｒｆやアナログ
スイッチＳＷ５と並列に接続される位相補償用コンデン
サＣｆをさらに有している点において、図６に示す第３
実施形態に係る静電容量−電圧変換装置とは構成が異な
っており、その他の点については、図６に示す第３実施
形態に係る静電容量−電圧変換装置と同様に構成されて
いる。

【０１０３】したがって、第４実施形態に係る静電容量
−電圧変換装置は、前記クロック発生器からのクロック
信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」であると、図６に示す
第３実施形態の静電容量−電圧変換装置と同様の、図７
の等価回路図で表される状態に対して、帰還抵抗Ｒｆと
並列に位相補償用コンデンサＣｆがさらに接続された状
態となる。

【０１０４】これに対し、前記クロック発生器からのク
ロック信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」であると、図７
の等価回路図と同じく、差動増幅器３１の出力端子と反
転入力端子とが短絡されると共に、差動増幅器３１の出
力端子とローパスフィルター３２とが接続された状態と
なる。

【０１０５】このため、第４実施形態に係る静電容量−
電圧変換装置では、クロック発生器からのクロック信号
ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」である状態で、第１及び第
２の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２に各々充電される電
荷と、クロック発生器からのクロック信号ＣＬＫの論理
レベルが「Ｈ」である状態で、第１及び第２の可変容量
コンデンサＣ１，Ｃ２に各々充電される電荷とが、互い
に逆の極性となることになり、その結果、逆極性の電荷
の充電により、第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１，Ｃ２の充電電荷が各々中和されることになる。

【０１０６】しかも、特に、クロック発生器からのクロ
ック信号ＣＬＫの論理レベルが「Ｌ」である状態では、
差動増幅器３１の反転入力端子に入力されるコンデンサ
列Ａの出力信号に対する、差動増幅器３１の出力端子か
ら反転入力端子に帰還される帰還信号の位相補償が、位
相補償用コンデンサＣｆによって行われることになる。

【０１０７】また、クロック発生器からのクロック信号
ＣＬＫの論理レベルが「Ｈ」である状態では、増幅及び
整流手段３のアナログスイッチＳＷ５が導通状態であ
り、差動増幅器３１の出力端子と反転入力端子とが短絡
されて差動増幅器３１の出力がリセットされるので、ロ
ーパスフィルター３２からは、静電容量−電圧変換装置
の最終的な電圧出力ＶＯは得られず、いわゆる、同期検
波が行われることになる。

【０１０８】このように構成した第４実施形態の静電容
量−電圧変換装置によっても、第１実施形態や第２実施
形態、及び、第３実施形態の静電容量−電圧変換装置と
同様の効果を得ることができる他、次のような効果をさ
らに得ることができる。

【０１０９】つまり、差動増幅器３１の出力端子から反
転入力端子への帰還用素子を帰還抵抗Ｒｆとして、差動
増幅器３１の増幅率、即ち、利得を高く確保して静電容
量−電圧変換装置の感度及び精度を向上させることがで
きるようにし、かつ、この静電容量−電圧変換装置をプ
リント基板上に構成した場合には、そのプリント基板上
の浮遊容量の影響をなくすことができるようにした上
で、差動増幅器３１の反転入力端子に入力されるコンデ
ンサ列Ａの出力信号に対する、差動増幅器３１の出力端
子から反転入力端子に帰還される帰還信号の位相を一致
させることができる。

【０１１０】次に、本発明の第５実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置について、図９を参照して説明する。

【０１１１】図９は本発明の第５実施形態に係る時分割
多重静電容量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路
図であり、この第５実施形態に係る時分割多重静電容量
−電圧変換装置は、例えば、Ｘ−Ｙ−Ｚの３次元方向に
おける加速度を検出する加速度センサ等に適用されるも
のである。

【０１１２】そして、図９に示す第５実施形態に係る時
分割多重静電容量−電圧変換装置は、図６に示す第３実
施形態に係る静電容量−電圧変換装置のコンデンサ列Ａ
と第１及び第２の充放電手段１’，２’とを３段設け
て、各コンデンサ列Ａにおける第１及び第２の可変容量
コンデンサＣ１１，Ｃ１２、Ｃ２１，Ｃ２２、Ｃ３１，
Ｃ３２の接続点Ｐどうしを相互に接続した点において、
図６に示す第３実施形態に係る静電容量−電圧変換装置
とは構成が異なっている。

【０１１３】また、図９に示す時分割多重静電容量−電
圧変換装置は、各段のコンデンサ列Ａや第１及び第２の
充放電手段１’，２’に対応して、アナログスイッチＳ
Ｗ６１とローパスフィルター３２１、アナログスイッチ
ＳＷ６２とローパスフィルター３２２、並びに、アナロ
グスイッチＳＷ６３とローパスフィルター３２３の３段
の各直列回路を、増幅及び整流手段３’の差動増幅器３
１の出力端子に分岐接続した点において、図６に示す第
３実施形態に係る静電容量−電圧変換装置とは構成が異
なっている。

【０１１４】さらに、本実施形態の時分割多重静電容量
−電圧変換装置では、図１０に説明図で示すように、ク
ロック発生器Ｒｃｋから論理レベル「Ｈ」と論理レベル
「Ｌ」とのディーティー比を１：５としたクロック信号
ＣＬＫ’が、シフトレジスターＳＲにより１／６周期ず
つシフトレジストされて、クロックパルスφ１１，φ２
１，φ１２，φ２２，φ１３，φ２３の順にシフトレジ
スターＳＲから出力される。

【０１１５】そして、図９に示すように、クロックパル
スφ１１が１段目の第１の充放電手段１’のアナログス
イッチＳＷ１１，ＳＷ２１と、増幅及び整流手段３’の
１段目のアナログスイッチＳＷ６１とに各々入力され、
クロックパルスφ２１が１段目の第２の充放電手段２’
のアナログスイッチＳＷ３１，ＳＷ４１に各々入力され
る。

【０１１６】同様に、クロックパルスφ１２が２段目の
第１の充放電手段１’のアナログスイッチＳＷ１２，Ｓ
Ｗ２２と、増幅及び整流手段３’の２段目のアナログス
イッチＳＷ６２とに各々入力され、クロックパルスφ２
２が２段目の第２の充放電手段２’のアナログスイッチ
ＳＷ３２，ＳＷ４２に各々入力されると共に、クロック
パルスφ１３が３段目の第１の充放電手段１’のアナロ
グスイッチＳＷ１３，ＳＷ２３と、増幅及び整流手段
３’の３段目のアナログスイッチＳＷ６３とに各々入力
され、クロックパルスφ２３が３段目の第２の充放電手
段２’のアナログスイッチＳＷ３３，ＳＷ４３に各々入
力される。

【０１１７】また、本実施形態の時分割多重静電容量−
電圧変換装置では、図１１に説明図で示すように、シフ
トレジスターＳＲからの３つのクロックパルスφ２１，
φ２２，φ２３が論理和回路ＯＲにより合成されて、リ
セットパルスφＲとして増幅及び整流手段３’の第５の
アナログスイッチＳＷ５に入力される。

【０１１８】尚、各クロックパルスφ１１，φ２１，φ
１２，φ２２，φ１３，φ２３とリセットパルスφＲと
の時系列の関係を、図１２のタイミングチャートに示
す。

【０１１９】以上の説明からも明らかなように、第５実
施形態に係る時分割多重静電容量−電圧変換装置では、
各段のアナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３，ＳＷ２１
〜ＳＷ２３，ＳＷ３１〜ＳＷ３３，ＳＷ４１〜ＳＷ４
３，ＳＷ６１〜ＳＷ６３が、請求項中のスイッチング素
子に各々相当し、これらアナログスイッチＳＷ１１〜Ｓ
Ｗ１３，ＳＷ２１〜ＳＷ２３，ＳＷ３１〜ＳＷ３３，Ｓ
Ｗ４１〜ＳＷ４３，ＳＷ６１〜ＳＷ６３と、クロック発
生器Ｒｃｋと、シフトレジスターＳＲと、論理和回路Ｏ
Ｒとによって、請求項中のスイッチング手段が構成され
ている。

【０１２０】このように構成された第５実施形態に係る
時分割多重静電容量−電圧変換装置では、クロック発生
器Ｒｃｋからのクロック信号ＣＬＫ’の１／３周期毎
に、１段目のコンデンサ列Ａや第１の充放電手段１’
と、１段目のアナログスイッチＳＷ６１やローパスフィ
ルター３２１と、増幅及び整流手段３’の差動増幅器３
１とからなる１段目の静電容量−電圧変換装置部分にお
いて、図２の等価回路図で表される状態と、図７の等価
回路図で表される状態とが、クロック信号ＣＬＫ’の１
／６周期幅で連続して発生する。

【０１２１】また、第５実施形態に係る時分割多重静電
容量−電圧変換装置では、１段目の静電容量−電圧変換
装置部分の上述した状態の発生タイミングから、クロッ
ク発生器Ｒｃｋからのクロック信号ＣＬＫ’の１／３周
期だけ遅れて、クロック信号ＣＬＫ’の１／３周期毎
に、２段目のコンデンサ列Ａや第１の充放電手段１’
と、２段目のアナログスイッチＳＷ６２やローパスフィ
ルター３２２と、増幅及び整流手段３’の差動増幅器３
１とからなる２段目の静電容量−電圧変換装置部分にお
いて、図２の等価回路図で表される状態と、図７の等価
回路図で表される状態とが、クロック信号ＣＬＫ’の１
／６周期幅で連続して発生する。

【０１２２】さらに、第５実施形態に係る時分割多重静
電容量−電圧変換装置では、２段目の静電容量−電圧変
換装置部分の上述した状態の発生タイミングから、クロ
ック発生器Ｒｃｋからのクロック信号ＣＬＫ’の１／３
周期だけ遅れて、クロック信号ＣＬＫ’の１／３周期毎
に、３段目のコンデンサ列Ａや第１の充放電手段１’
と、３段目のアナログスイッチＳＷ６３やローパスフィ
ルター３２３と、増幅及び整流手段３’の差動増幅器３
１とからなる３段目の静電容量−電圧変換装置部分にお
いて、図２の等価回路図で表される状態と、図７の等価
回路図で表される状態とが、クロック信号ＣＬＫ’の１
／６周期幅で連続して発生する。

【０１２３】したがって、第５実施形態に係る時分割多
重静電容量−電圧変換装置では、３段目の静電容量−電
圧変換装置部分の上述した状態の発生タイミングから、
クロック発生器Ｒｃｋからのクロック信号ＣＬＫ’の１
／３周期だけ遅れたタイミングで、１段目の静電容量−
電圧変換装置部分において、上述した状態が再び発生す
ることになる。

【０１２４】このように構成された第５実施形態に係る
時分割多重静電容量−電圧変換装置によれば、図６に示
す第３実施形態に係る静電容量−電圧変換装置と同様の
効果を、１段目乃至３段目の各静電容量−電圧変換装置
部分において周期的に発生させることができる。

【０１２５】しかも、第５実施形態に係る時分割多重静
電容量−電圧変換装置によれば、例えば、特開平８−１
５３４７号公報の多チャンネル静電センサ装置に見られ
るような、各段のコンデンサ列Ａにおける第１及び第２
の可変容量コンデンサＣ１，Ｃ２の充電電荷の変化を、
発振周波数信号を搬送波としてＡＭ変調する構成に比べ
て、変調回路や充電電荷変化検出用の検波回路といった
回路規模を増大させるような回路の必要性をなくし、単
一の差動増幅器により装置をコンパクトに構成すること
ができる。

【０１２６】その上、上述した特開平８−１５３４７号
公報の多チャンネル静電センサ装置のように、アナログ
回路部分が殆どを占めるような構成に比べて、デジタル
回路部分を多くして装置動作の安定性を向上させること
ができ、かつ、一般に静電容量−電圧変換装置の感度を
高くするのに不利とされている、直列接続した２つのコ
ンデンサの共通電極をアースする構成を採らず、共通電
極を出力端子として、感度の良好な多重静電容量−電圧
変換装置を構成することができる。

【０１２７】次に、本発明の第６実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置について、図１３を参照して説明す
る。

【０１２８】図１３は本発明の第６実施形態に係る周波
数分割多重静電容量−電圧変換装置を一部ブロックで示
す回路図であり、この第６実施形態に係る周波数分割多
重静電容量−電圧変換装置も、図９に示す第５実施形態
に係る時分割多重静電容量−電圧変換装置と同様に、例
えば、Ｘ−Ｙ−Ｚの３次元方向における加速度を検出す
る加速度センサ等に適用されるものである。

【０１２９】そして、図１３に示す第６実施形態に係る
周波数分割多重静電容量−電圧変換装置は、図１４にグ
ラフで示すように、ｆ１〜ｆ３の３つに分割した各周波
数帯において、図１５に説明図で示すように、３つのク
ロック発生器Ｒｃｋ１〜Ｒｃｋ３から、論理レベル
「Ｈ」と論理レベル「Ｌ」とのディーティー比を１：１
としたクロック信号が、クロックパルスφ１１，φ１
２，φ１３として互いに同期して出力される点におい
て、図９に示す第５実施形態に係る時分割静電容量−電
圧変換装置とは構成が異なっている。

【０１３０】また、第６実施形態に係る周波数分割多重
静電容量−電圧変換装置は、図１３に示すように、各ク
ロックパルスφ１１，φ１２，φ１３をインバータＩＮ
Ｖ１〜ＩＮＶ３により反転させたクロックパルスφ２
１，φ２２，φ２３が各々生成される点において、図９
に示す第５実施形態に係る時分割静電容量−電圧変換装
置とは構成が異なっている。

【０１３１】さらに、図１３に示すように、第６実施形
態に係る周波数分割多重静電容量−電圧変換装置は、差
動増幅器３１の出力端子と各段のローパスフィルター３
２１，３２２，３２３との間に、差動増幅器３１の増幅
出力からｆ１〜ｆ３の各周波数帯の信号成分を抽出する
バンドパスフィルター３３１，３３２，３３３が各々介
設されている点において、図９に示す第５実施形態に係
る時分割静電容量−電圧変換装置とは構成が異なってい
る。

【０１３２】そして、上述した各クロックパルスφ１
１，φ１２，φ１３は、図９に示す第５実施形態に係る
時分割多重静電容量−電圧変換装置と同様に、１段目乃
至３段目の対応する各第１の充放電手段１’のアナログ
スイッチＳＷ１１，ＳＷ２１、ＳＷ１２，ＳＷ２２、Ｓ
Ｗ１３，ＳＷ２３や、増幅及び整流手段３’の対応する
各段のアナログスイッチＳＷ６１，ＳＷ６２，ＳＷ６３
に各々され、各クロックパルスφ２１，φ２２，φ２３
も、図９に示す第５実施形態に係る時分割多重静電容量
−電圧変換装置と同様に、１段目乃至３段目の対応する
各第２の充放電手段２’のアナログスイッチＳＷ３１，
ＳＷ４１、ＳＷ３２，ＳＷ４２、ＳＷ３３，ＳＷ４３に
各々入力される。

【０１３３】尚、増幅及び整流手段３’の第５のアナロ
グスイッチＳＷ５には、図９に示す第５実施形態に係る
時分割多重静電容量−電圧変換装置と同様に、クロック
パルスφ２１，φ２２，φ２３を不図示の論理和回路に
より合成して生成したリセットパルスφＲが入力され
る。

【０１３４】以上の説明からも明らかなように、第６実
施形態に係る時分割多重静電容量−電圧変換装置では、
各段のアナログスイッチＳＷ１１〜ＳＷ１３，ＳＷ２１
〜ＳＷ２３，ＳＷ３１〜ＳＷ３３，ＳＷ４１〜ＳＷ４
３，ＳＷ６１〜ＳＷ６３が、請求項中のスイッチング素
子に各々相当し、これらアナログスイッチＳＷ１１〜Ｓ
Ｗ１３，ＳＷ２１〜ＳＷ２３，ＳＷ３１〜ＳＷ３３，Ｓ
Ｗ４１〜ＳＷ４３，ＳＷ６１〜ＳＷ６３と、クロック発
生器Ｒｃｋ１〜Ｒｃｋ３と、インバータＩＮＶ１〜ＩＮ
Ｖ３と、不図示の論理和回路とによって、請求項中のス
イッチング手段が構成されている。

【０１３５】このように構成された第６実施形態に係る
周波数分割多重静電容量−電圧変換装置では、各段の静
電容量−電圧変換装置部分において、図２の等価回路図
で表される状態と、図７の等価回路図で表される状態と
が、クロックパルスφ１１，φ２１，φ１２，φ２２，
φ１３，φ２３の周期毎に交互に発生し、各段のコンデ
ンサ列Ａにおける第１及び第２の可変容量コンデンサＣ
１１，Ｃ１２、Ｃ２１，Ｃ２２、Ｃ３１，Ｃ３２の接続
点Ｐに、これら各段の第１及び第２の可変容量コンデン
サＣ１１，Ｃ１２、Ｃ２１，Ｃ２２、Ｃ３１，Ｃ３２相
互の充電電荷の差に応じた電圧出力が、互いに異なる周
波数帯上で同時に発生する。

【０１３６】そして、各段のコンデンサ列Ａの電圧出力
に対する差動増幅器３１による増幅が、クロックパルス
φ１１，φ２１，φ１２，φ２２，φ１３，φ２３の周
期毎に各周波数帯上で同時に行われ、この結果得られた
各周波数帯上での増幅出力が、各段のバンドパスフィル
ター３３１，３３２，３３３により周波数帯毎に各々分
離、抽出され、その後段に配置された各段のアナログス
イッチＳＷ６１，ＳＷ６２，ＳＷ６３により周波数帯毎
に各々同期検波され、ローパスフィルター３２１，３２
２，３２３によりノイズが除去される。

【０１３７】このように構成された第６実施形態に係る
周波数分割多重静電容量−電圧変換装置によっても、図
９に示す第５実施形態に係る時分割多重静電容量−電圧
変換装置と同様の効果を得ることができる。

【０１３８】しかも、第６実施形態に係る周波数分割多
重静電容量−電圧変換装置によれば、図９に示す第５実
施形態に係る時分割多重静電容量−電圧変換装置のよう
な時分割でなく周波数分割による多重方式を採用したた
め、各段の電圧出力が同時並行に取り出せ、その結果、
各段の電圧出力が離散的にならず連続性を維持できるの
で、有利である。

【０１３９】尚、上述した第５及び第６の各実施形態で
は、簡単に言うと図６に示す第３実施形態に係る静電容
量−電圧変換装置を３段連ねて多重化したものであった
が、図１に示す第１実施形態の静電容量−電圧変換装置
や、図４に示す第２実施形態に係る静電容量−電圧変換
装置、並びに、図８に示す第４実施形態に係る静電容量
−電圧変換装置を３段連ねて第５及び第６の各実施形態
のように多重化してもよいのは勿論のことであり、か
つ、これらのいずれのパターンにおいても、多重の段数
は３段に限らず２段でも４段以上でもよいのは言うまで
もない。

【０１４０】

【発明の効果】以上説明したように請求項１に記載した
本発明の静電容量−電圧変換装置によれば、一方の静電
容量が増加するとその増加量に反比例する量だけ他方の
静電容量が減少する第１及び第２の可変容量コンデンサ
を直列に接続し、これら第１及び第２の可変容量コンデ
ンサを、蓄積電荷が増加する第１状態と蓄積電荷が減少
する第２状態とに交互に切り換えつつ、前記第１及び第
２の可変容量コンデンサの接続点から、これら第１及び
第２の可変容量コンデンサの静電容量の変動量に応じて
電圧が変動する電気信号を発生させる静電容量−電圧変
換装置において、前記第１及び第２の可変容量コンデン
サに電力を供給する電源と、前記第１及び第２の可変容
量コンデンサが前記第１状態と前記第２状態とに交互に
切り換わるように、前記電源と前記第１及び第２の可変
容量コンデンサとの接続状態を、複数のスイッチング素
子のスイッチング動作により切り換えるスイッチング手
段とを備え、前記電源が単一極性の電圧を発生する直流
電圧源により構成されており、前記スイッチング手段
が、前記第１状態において、直列に接続された前記第１
及び第２の可変容量コンデンサの両端間に前記電源を接
続し、前記第２状態において、直列に接続された前記第
１及び第２の可変容量コンデンサの両端間から前記電源
を切り離すと共に、前記第１の可変容量コンデンサの両
端を接続し、かつ、前記第２の可変容量コンデンサの両
端を接続する構成とした。

【０１４１】このため、第１状態では、直列に接続され
た第１及び第２の可変容量コンデンサの両端に、電源か
らの単一極性の電圧が印加されて、第１及び第２の可変
容量コンデンサの双方に同じ向きで電流が流れ、各々の
静電容量に対応する量の電荷が、電源が接続されている
時間と電源の電圧とに応じて、第１及び第２の各可変容
量コンデンサに各々蓄積され、第１及び第２の可変容量
コンデンサの接続点に、これら第１及び第２の可変容量
コンデンサの蓄積電荷の差に応じた電圧の電気信号が発
生する。

【０１４２】一方、第２状態では、第１及び第２の各可
変容量コンデンサと電源との接続が各々断たれ、その代
わりに、第１の可変容量コンデンサの両端が接続される
と共に第２の可変容量コンデンサの両端が接続され、こ
れにより、第１及び第２の各可変容量コンデンサの蓄積
電荷が放電により各々完全になくなって、これら第１及
び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差がなくな
り、第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点に発生
する電気信号の電圧もなくなる。

【０１４３】したがって、スイッチング手段により第１
及び第２の可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に交互に切り換えた際に、第１状態において第１及び第
２の各可変容量コンデンサに各々蓄積された電荷が第２
状態において完全になくならずに残存し、以後、第１及
び第２の各可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に繰り返し交互に切り換えることで、第１及び第２の各
可変容量コンデンサの残存電荷が各々蓄積し続け、第１
及び第２の各可変容量コンデンサが終局的にフル充電状
態に固定されてしまうのを防止することができる。

【０１４４】また、請求項２に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、一方の静電容量が増加する
とその増加量に反比例する量だけ他方の静電容量が減少
する第１及び第２の可変容量コンデンサを直列に接続
し、これら第１及び第２の可変容量コンデンサを、蓄積
電荷が増加する第１状態と蓄積電荷が減少する第２状態
とに交互に切り換えつつ、前記第１及び第２の可変容量
コンデンサの接続点から、これら第１及び第２の可変容
量コンデンサの静電容量の変動量に応じて電圧が変動す
る電気信号を発生させる静電容量−電圧変換装置におい
て、前記第１及び第２の可変容量コンデンサに電力を供
給する電源と、前記第１及び第２の可変容量コンデンサ
が前記第１状態と前記第２状態とに交互に切り換わるよ
うに、前記電源と前記第１及び第２の可変容量コンデン
サとの接続状態を、複数のスイッチング素子のスイッチ
ング動作により切り換えるスイッチング手段とを備え、
前記電源が単一極性の電圧を発生する直流電圧源により
構成されており、前記スイッチング手段が、前記第１状
態において、前記電源からの電流が前記第１及び第２の
可変容量コンデンサに所定方向に流れるように、これら
直列に接続された第１及び第２の可変容量コンデンサの
両端間に前記電源を接続し、前記第２状態において、前
記電源からの電流が前記第１及び第２の可変容量コンデ
ンサに前記所定方向とは逆方向に流れるように、これら
直列に接続された第１及び第２の可変容量コンデンサの
両端間に前記電源を、前記第１状態とは逆の極性で接続
する構成とした。

【０１４５】このため、第１状態では、直列に接続され
た第１及び第２の可変容量コンデンサの両端に電源から
の単一極性の電圧が印加されることで、第１及び第２の
可変容量コンデンサの双方に所定方向に電流が流れ、各
々の静電容量に対応する量の電荷が、電源が接続されて
いる時間と電源の電圧とに応じて、第１及び第２の各可
変容量コンデンサに各々蓄積され、第１及び第２の可変
容量コンデンサの接続点に、これら第１及び第２の可変
容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた電圧の電気信号
が発生する。

【０１４６】一方、第２状態では、直列に接続された第
１及び第２の各可変容量コンデンサの両端に電源からの
単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で印加されること
で、第１及び第２の可変容量コンデンサの双方に所定方
向とは逆方向に電流が流れ、各々の静電容量に対応する
量の電荷が、電源が接続されている時間と電源の電圧と
に応じて、第１及び第２の各可変容量コンデンサから各
々中和される。

【０１４７】そして、第１状態と第２状態とを同じ時間
とすることで、第１及び第２の各可変容量コンデンサの
蓄積電荷が中和により各々完全になくなって、これら第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差がなく
なり、第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点に発
生する電気信号の電圧もなくなる。

【０１４８】したがって、スイッチング手段により第１
及び第２の可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に交互に切り換えた際に、第１状態において第１及び第
２の各可変容量コンデンサに各々蓄積された電荷が第２
状態において完全になくならずに残存し、以後、第１及
び第２の各可変容量コンデンサを第１状態と第２状態と
に繰り返し交互に切り換えることで、第１及び第２の各
可変容量コンデンサの残存電荷が各々蓄積し続け、第１
及び第２の各可変容量コンデンサが終局的にフル充電状
態に固定されてしまうのを防止することができる。

【０１４９】さらに、請求項３に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置によれば、請求項１又は２に記載し
た本発明の静電容量−電圧変換装置において、前記スイ
ッチング素子のスイッチング動作に起因するノイズを前
記電気信号から除去するノイズフィルターをさらに備え
ており、前記スイッチング手段が、前記第１状態におい
て前記接続点と前記ノイズフィルターとの間を接続する
と共に、前記第２状態において前記接続点と前記ノイズ
フィルターとの間を開放する構成とした。

【０１５０】このため、請求項１又は２に記載した本発
明の静電容量−電圧変換装置において、第２状態では、
第１及び第２の可変容量コンデンサの接続点とノイズフ
ィルターとの間がスイッチング手段により開放されて、
スイッチング素子のスイッチング動作に起因するノイズ
の電気信号からの除去がノイズフィルターによって行わ
れなくなる。

【０１５１】したがって、電源との接続が断たれた第１
の可変容量コンデンサの両端や第２の可変容量コンデン
サの両端が各々接続されて、第１及び第２の各可変容量
コンデンサの蓄積電荷が放電されるか、或は、電源から
の単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で第１及び第２
の各可変容量コンデンサの両端に印加されて、第１及び
第２の各可変容量コンデンサの蓄積電荷が中和されて、
第１及び第２の可変容量コンデンサの静電容量の変動量
に応じた電圧の電気信号が、第１及び第２の可変容量コ
ンデンサの接続点から取得できなくなる第２状態に、ノ
イズフィルターによるノイズの除去動作が不要にも拘わ
らずなされてしまうのを、確実に防止することができ
る。

【０１５２】また、請求項７に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、請求項２に記載した本発明
の静電容量−電圧変換装置において、前記第１及び第２
の可変容量コンデンサと前記スイッチング手段とからな
る静電容量−電圧変換回路を複数備え、該各静電容量−
電圧変換回路の前記接続点が相互に接続されていると共
に、前記各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング
手段が、前記静電容量−電圧変換回路の数に応じて時分
割された複数のタイムスロットに各々現れる同周期異位
相のパルス信号のうち１つのパルス信号を基にして、前
記各スイッチング素子をスイッチング動作させる構成と
した。

【０１５３】このため、請求項２に記載した静電容量−
電圧変換装置において、第１状態では、各静電容量−電
圧変換回路の相互に接続された第１及び第２の可変容量
コンデンサの接続点に、各静電容量−電圧変換回路の第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じ
た電圧の電気信号が発生し、第２状態では、第１状態と
同じ時間だけ第２状態とすることにより、各静電容量−
電圧変換回路の第１及び第２の可変容量コンデンサの蓄
積電荷が中和により各々完全になくなることになる。

【０１５４】しかも、各静電容量−電圧変換回路のスイ
ッチング手段が、静電容量−電圧変換回路の数に応じて
時分割された複数のタイムスロットに各々現れる同周期
異位相のパルス信号のうち１つのパルス信号を基にし
て、各スイッチング素子をスイッチング動作させること
から、複数の静電容量−電圧変換回路により時分割多重
の静電容量−電圧変換装置が構成されることになる。

【０１５５】したがって、各静電容量−電圧変換回路に
おいて、第１及び第２の各可変容量コンデンサにその残
存電荷が各々蓄積し続け、第１及び第２の各可変容量コ
ンデンサが終局的にフル充電状態に固定されてしまうの
を防止して、各静電容量−電圧変換回路の第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点以外の点に、これら第１
及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた
電圧の電気信号が発生する時分割多重式静電容量−電圧
変換装置よりも、高精度の時分割多重式静電容量−電圧
変換装置を構成することができる。

【０１５６】さらに、請求項８に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置によれば、請求項７に記載した本発
明の静電容量−電圧変換装置において、前記各静電容量
−電圧変換回路に対応して複数設けられ、該各静電容量
−電圧変換回路の前記スイッチング素子のスイッチング
動作に起因するノイズを、前記各静電容量−電圧変換回
路の前記電気信号から除去するノイズフィルターをさら
に備えており、前記各静電容量−電圧変換回路の前記ス
イッチング手段が、該スイッチング手段により前記第１
及び第２の可変容量コンデンサが前記第１状態に切り換
えられている間、該各静電容量−電圧変換回路に対応す
る前記ノイズフィルターと前記接続点との間を開放する
構成とした。

【０１５７】このため、請求項７に記載した静電容量−
電圧変換装置において、各静電容量−電圧変換回路の相
互に接続された第１及び第２の可変容量コンデンサの接
続点に発生する、各静電容量−電圧変換回路の第１及び
第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた電圧
の電気信号からの、スイッチング素子のスイッチング動
作に起因するノイズの除去が、ノイズフィルターによっ
て行われなくなる。

【０１５８】したがって、各静電容量−電圧変換回路に
おいて、電源からの単一極性の電圧が第１状態とは逆極
性で第１及び第２の各可変容量コンデンサの両端に印加
されて、第１及び第２の各可変容量コンデンサの蓄積電
荷が中和されて、第１及び第２の可変容量コンデンサの
静電容量の変動量に応じた電圧の電気信号が、第１及び
第２の可変容量コンデンサの接続点から取得できなくな
る第２状態において、ノイズフィルターによるノイズの
除去動作が不要にも拘わらずなされてしまうのを、確実
に防止することができる。

【０１５９】また、請求項９に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、請求項２に記載した本発明
の静電容量−電圧変換装置において、前記第１及び第２
の可変容量コンデンサと前記スイッチング手段とからな
る静電容量−電圧変換回路を複数備え、該各静電容量−
電圧変換回路の前記接続点が相互に接続されていると共
に、前記各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング
手段が、前記静電容量−電圧変換回路の数に応じて分割
された複数の周波数域に各々現れる同周期異位相のパル
ス信号のうち１つのパルス信号を基にして、前記各スイ
ッチング素子をスイッチング動作させる構成とした。

【０１６０】このため、請求項２に記載した静電容量−
電圧変換装置において、第１状態では、各静電容量−電
圧変換回路の相互に接続された第１及び第２の可変容量
コンデンサの接続点に、各静電容量−電圧変換回路の第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じ
た電圧の電気信号が発生し、第２状態では、第１状態と
同じ時間だけ第２状態とすることにより、各静電容量−
電圧変換回路の第１及び第２の可変容量コンデンサの蓄
積電荷が中和により各々完全になくなることになる。

【０１６１】しかも、各静電容量−電圧変換回路のスイ
ッチング手段が、静電容量−電圧変換回路の数に応じて
分割された複数の周波数域に各々現れる同周期異位相の
パルス信号のうち１つのパルス信号を基にして、各スイ
ッチング素子をスイッチング動作させることから、複数
の静電容量−電圧変換回路により周波数多重の静電容量
−電圧変換装置が構成されることになる。

【０１６２】したがって、各静電容量−電圧変換回路に
おいて、第１及び第２の各可変容量コンデンサにその残
存電荷が各々蓄積し続け、第１及び第２の各可変容量コ
ンデンサが終局的にフル充電状態に固定されてしまうの
を防止して、各静電容量−電圧変換回路の第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点以外の点に、これら第１
及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じた
電圧の電気信号が発生する周波数多重式静電容量−電圧
変換装置よりも、高精度の周波数多重式静電容量−電圧
変換装置を構成することができる。

【０１６３】さらに、請求項１０に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項９に記載した本
発明の静電容量−電圧変換装置において、前記各静電容
量−電圧変換回路に対応して複数設けられ、前記各静電
容量−電圧変換回路の前記接続点が相互に接続された共
通接続点に現れる該各静電容量−電圧変換回路の前記電
気信号の合成信号から、前記各静電容量−電圧変換回路
に対応する前記周波数域の成分を抽出するバンドパスフ
ィルターと、該各静電容量−電圧変換回路の前記スイッ
チング素子のスイッチング動作に起因するノイズを、前
記各静電容量−電圧変換回路に対応する前記バンドパス
フィルターの出力から除去するノイズフィルターとをさ
らに備えており、前記各静電容量−電圧変換回路の前記
スイッチング手段が、該スイッチング手段により前記第
１及び第２の可変容量コンデンサが前記第１状態に切り
換えられている間、前記各静電容量−電圧変換回路に対
応する前記ノイズフィルターと前記接続点との間を開放
する構成とした。

【０１６４】このため、請求項９に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置において、各静電容量−電圧変換
回路における第１及び第２の可変容量コンデンサの接続
点を相互に接続した共通接続点に現れる合成信号から、
各静電容量−電圧変換回路のスイッチング手段が各スイ
ッチング素子をスイッチング動作させる際の基となるパ
ルス信号の現れる周波数域の成分が、バンドパスフィル
ターにより抽出されることから、周波数多重化された合
成信号の中から、各静電容量−電圧変換回路における第
１及び第２の可変容量コンデンサの接続点から出力され
た各電気信号が分離されることになる。

【０１６５】しかも、請求項９に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置において、第２状態では、各静電容
量−電圧変換回路の第１及び第２の可変容量コンデンサ
の接続点と、この静電容量−電圧変換回路に対応するノ
イズフィルターとの間がスイッチング手段により開放さ
れて、バンドパスフィルターにより合成信号から抽出、
分離された各静電容量−電圧変換回路の電気信号から
の、各静電容量−電圧変換回路のスイッチング素子のス
イッチング動作に起因するノイズの除去が、ノイズフィ
ルターによって行われなくなる。

【０１６６】したがって、バンドパスフィルターによる
合成信号からの各静電容量−電圧変換回路の電気信号の
抽出と、各静電容量−電圧変換回路のスイッチング素子
のスイッチング動作に起因するノイズのノイズフィルタ
ーによる除去とを、前後して行うことになり、これによ
り、周波数多重化された合成信号からバンドパスフィル
ターにより分離される、各静電容量−電圧変換回路の第
１及び第２の可変容量コンデンサの蓄積電荷の差に応じ
た電圧の電気信号からの、スイッチング素子のスイッチ
ング動作に起因するノイズの除去が、ノイズフィルター
によって行われなくなる。

【０１６７】よって、各静電容量−電圧変換回路におい
て、電源からの単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で
第１及び第２の各可変容量コンデンサの両端に印加され
て、第１及び第２の各可変容量コンデンサの蓄積電荷が
中和されて、第１及び第２の可変容量コンデンサの静電
容量の変動量に応じた電圧の電気信号が、第１及び第２
の可変容量コンデンサの接続点から取得できなくなる第
２状態において、ノイズフィルターによるノイズの除去
動作が不要にも拘わらずなされてしまうのを、確実に防
止することができる。

【０１６８】また、請求項４に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、請求項１、２又は３に記載
した本発明の静電容量−電圧変換装置において、前記電
気信号を帰還増幅する増幅手段をさらに備えており、前
記接続点に接続される前記増幅手段の一方の入力端に該
増幅手段の増幅出力を帰還させる帰還用素子が、抵抗に
より構成されている構成とした。

【０１６９】さらに、請求項１１に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項７、８、９又は
１０に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置におい
て、前記各静電容量−電圧変換回路の前記接続点が相互
に接続された共通接続点に接続され、該各静電容量−電
圧変換回路の前記接続点に各々発生する複数の前記電気
信号を帰還増幅する増幅手段をさらに備えており、前記
共通接続点に接続される前記増幅手段の一方の入力端に
該増幅手段の増幅出力を帰還させる帰還用素子が、抵抗
により構成されている構成とした。

【０１７０】このため、請求項１、２又は３に記載した
静電容量−電圧変換装置や、請求項７、８、９又は１０
に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置において、
電気信号を帰還増幅する増幅手段の帰還用素子が抵抗で
あることから、抵抗の抵抗値が大きいほど増幅手段の増
幅率、即ち、利得が大きくなることになり、したがっ
て、帰還用素子をコンデンサとして、コンデンサの静電
容量が小さいほど増幅手段の利得が大きくなるようにす
るのに比べて、増幅手段を高価な特定用途向けＩＣ（Ａ
ＳＩＣ）でなくブレッドボードにより安価に構成するこ
とができる。

【０１７１】しかも、ＡＳＩＣかブレッドボードかを問
わず、帰還用素子をコンデンサとするとなると、その帰
還用のコンデンサの静電容量は、第１及び第２の可変容
量コンデンサの静電容量よりも当然小さい値にしなけれ
ばならず、そのように静電容量を小さくした帰還用のコ
ンデンサでは、増幅手段等の基板上に存在する浮遊容量
のように大きい容量には対応できず、結局、正確に検出
できずノイズとなってしまうが、大きい抵抗値であるほ
ど利得が大きくなる抵抗を帰還用素子とすることで、増
幅手段等の基板上の浮遊容量による影響を受けずに精度
よく電気信号を増幅することができる。

【０１７２】また、請求項５に記載した本発明の静電容
量−電圧変換装置によれば、請求項４に記載した本発明
の静電容量−電圧変換装置において、前記増幅手段が、
前記電気信号に対する前記増幅手段の増幅出力の位相ず
れを補償するコンデンサをさらに有している構成とし
た。

【０１７３】さらに、請求項１２に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項７、８、９、１
０又は１１に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置
において、前記各静電容量−電圧変換回路の前記接続点
が相互に接続された共通接続点に接続され、該各静電容
量−電圧変換回路の前記接続点に各々発生する複数の前
記電気信号を帰還増幅する増幅手段をさらに備えてお
り、該増幅手段が、複数の前記電気信号に対する前記増
幅手段の増幅出力の位相ずれを補償するコンデンサを有
している構成とした。

【０１７４】このため、請求項４に記載した静電容量−
電圧変換装置や、請求項７、８、９、１０又は１１に記
載した本発明の静電容量−電圧変換装置において、電気
信号を帰還増幅する増幅手段の増幅出力が、第１及び第
２の可変容量コンデンサの接続点に発生する電気信号に
対して位相ずれを起こしても、増幅手段の有するコンデ
ンサによりその位相ずれが補償されることから、増幅手
段による帰還増幅動作の安定性を向上させ、増幅手段の
増幅出力を第１及び第２の可変容量コンデンサの静電容
量の変動量に応じた正確な電位に安定させることができ
る。

【０１７５】さらに、請求項６に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置によれば、請求項１、２、３又は４
に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置において、
コンデンサを帰還用素子とし前記電気信号を帰還増幅す
る増幅手段をさらに備えており、前記スイッチング手段
が、前記増幅手段の一方の入力端と該増幅手段の出力端
とを、前記第２状態においてのみ直結させる構成とし
た。

【０１７６】また、請求項１３に記載した本発明の静電
容量−電圧変換装置によれば、請求項１１又は１２に記
載した本発明の静電容量−電圧変換装置において、前記
各静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング手段が、
該各静電容量−電圧変換回路における前記第１及び第２
の可変容量コンデンサの前記第２状態においてのみ、前
記増幅手段の一方の入力端と該増幅手段の出力端とを各
々直結させる構成とした。

【０１７７】このため、請求項１、２、３又は４に記載
した静電容量−電圧変換装置や、請求項１１又は１２に
記載した本発明の静電容量−電圧変換装置において、第
２状態には、第１及び第２の可変容量コンデンサの接続
点に接続される増幅手段の一方の入力端と出力端とがス
イッチング手段により接続され、増幅手段の帰還用素子
であるコンデンサの両端が接続されて、このコンデンサ
の蓄積電荷が放電により完全になくされる。

【０１７８】したがって、第１及び第２の各可変容量コ
ンデンサの蓄積電荷が放電されるか、或は、電源からの
単一極性の電圧が第１状態とは逆極性で第１及び第２の
各可変容量コンデンサの両端に印加されて、第１及び第
２の各可変容量コンデンサの蓄積電荷が中和される第２
状態に、増幅手段のコンデンサに蓄積電荷が残存し、続
く第１状態において増幅手段の増幅出力の帰還によりコ
ンデンサに電荷がさらに蓄積され、やがては飽和して増
幅手段の増幅率、即ち、利得が低下してしまうのを防止
することができる。

【０１７９】さらに、請求項１４に記載した本発明の静
電容量−電圧変換装置によれば、請求項４、５、６、１
１、１２又は１３に記載した本発明の静電容量−電圧変
換装置において、前記増幅手段が前記電気信号の電位を
基準電圧源の基準電圧値と比較するように構成されてお
り、前記基準電圧源が前記基準電圧値を変更可能に構成
されているものとした。

【０１８０】このため、請求項４、５、６、１１、１２
又は１３に記載した本発明の静電容量−電圧変換装置に
おいて、増幅手段が電気信号を帰還増幅するに当たり比
較する基準電圧源の基準電圧値が変更可能であることか
ら、第１及び第２の各可変容量コンデンサ間で静電容量
が微妙に異なる場合等に、その差の影響で増幅手段によ
る増幅出力の初期値（オフセット値）が正規の値からず
れてしまわないように調整することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施形態に係る静電容量−電圧変
換装置を一部ブロックで示す回路図である。

【図２】図１のクロック信号の論理レベルが「Ｌ」であ
る状態における静電容量−電圧変換装置の等価回路図で
ある。

【図３】図１のクロック信号の論理レベルが「Ｈ」であ
る状態における静電容量−電圧変換装置の等価回路図で
ある。

【図４】本発明の第２実施形態に係る静電容量−電圧変
換装置を一部ブロックで示す回路図である。

【図５】図４のクロック信号の論理レベルが「Ｈ」であ
る状態における静電容量−電圧変換装置の等価回路図で
ある。

【図６】本発明の第３実施形態に係る静電容量−電圧変
換装置を一部ブロックで示す回路図である。

【図７】図６のクロック信号の論理レベルが「Ｈ」であ
る状態における静電容量−電圧変換装置の等価回路図で
ある。

【図８】本発明の第４実施形態に係る静電容量−電圧変
換装置を一部ブロックで示す回路図である。

【図９】本発明の第５実施形態に係る時分割多重静電容
量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路図である。

【図１０】図９のクロックパルスを生成するシフトレジ
スタの説明図である。

【図１１】図９のリセットパルスを生成する論理和回路
の説明図である。

【図１２】図９のクロックパルスとリセットパルスとの
時系列の関係を示すタイミングチャートである。

【図１３】本発明の第６実施形態に係る周波数分割多重
静電容量−電圧変換装置を一部ブロックで示す回路図で
ある。

【図１４】図１３のクロックパルスが存在する周波数帯
の説明図である。

【図１５】図１３のクロックパルスを反転させる反転回
路系の説明図である。

【図１６】従来例に係る静電容量−電圧変換回路の一例
を示す等価回路図である。

【符号の説明】

１，１’ 第１の充放電手段 ２，２’ 第２の充放電手段 ３１ 差動増幅器（増幅手段） ３２，３２１〜３２３ ローパスフィルター ３３１〜３３３ バンドパスフィルター ４ 補正手段（基準電圧源） Ｃ１，Ｃ１１，Ｃ１２，Ｃ１３ 第１の可変容量コンデ
ンサ Ｃ２，Ｃ２１，Ｃ２２，Ｃ２３ 第２の可変容量コンデ
ンサ Ｃｆ 位相補償用コンデンサ（コンデンサ、帰還用素
子） ＩＮＶ，ＩＮＶ１〜ＩＮＶ３ インバータ（スイッチン
グ手段） ＯＲ 論理和回路（スイッチング手段） Ｐ 接続点（共通接続点） Ｒｃｋ，Ｒｃｋ１〜Ｒｃｋ３ クロック発生器 Ｒｆ 帰還抵抗（抵抗、帰還用素子） ＳＲ シフトレジスター（スイッチング手段） ＳＷ１〜ＳＷ５，ＳＷ１１〜ＳＷ１３，ＳＷ２１〜ＳＷ
２３，ＳＷ３１〜ＳＷ３３，ＳＷ４１〜ＳＷ４３，ＳＷ
６１〜ＳＷ６３ アナログスイッチ（スイッチング素
子、スイッチング手段） ＶＣＣ 電源

Claims (14)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 一方の静電容量が増加するとその増加量
   に反比例する量だけ他方の静電容量が減少する第１及び
   第２の可変容量コンデンサを直列に接続し、これら第１
   及び第２の可変容量コンデンサを、蓄積電荷が増加する
   第１状態と蓄積電荷が減少する第２状態とに交互に切り
   換えつつ、前記第１及び第２の可変容量コンデンサの接
   続点から、これら第１及び第２の可変容量コンデンサの
   静電容量の変動量に応じて電圧が変動する電気信号を発
   生させる静電容量−電圧変換装置において、 前記第１及び第２の可変容量コンデンサに電力を供給す
   る電源と、 前記第１及び第２の可変容量コンデンサが前記第１状態
   と前記第２状態とに交互に切り換わるように、前記電源
   と前記第１及び第２の可変容量コンデンサとの接続状態
   を、複数のスイッチング素子のスイッチング動作により
   切り換えるスイッチング手段とを備え、 前記電源は単一極性の電圧を発生する直流電圧源により
   構成されており、 前記スイッチング手段は、前記第１状態において、直列
   に接続された前記第１及び第２の可変容量コンデンサの
   両端間に前記電源を接続し、前記第２状態において、直
   列に接続された前記第１及び第２の可変容量コンデンサ
   の両端間から前記電源を切り離すと共に、前記第１の可
   変容量コンデンサの両端を接続し、かつ、前記第２の可
   変容量コンデンサの両端を接続する、 ことを特徴とする静電容量−電圧変換装置。
2. 【請求項２】 一方の静電容量が増加するとその増加量
   に反比例する量だけ他方の静電容量が減少する第１及び
   第２の可変容量コンデンサを直列に接続し、これら第１
   及び第２の可変容量コンデンサを、蓄積電荷が増加する
   第１状態と蓄積電荷が減少する第２状態とに交互に切り
   換えつつ、前記第１及び第２の可変容量コンデンサの接
   続点から、これら第１及び第２の可変容量コンデンサの
   静電容量の変動量に応じて電圧が変動する電気信号を発
   生させる静電容量−電圧変換装置において、 前記第１及び第２の可変容量コンデンサに電力を供給す
   る電源と、 前記第１及び第２の可変容量コンデンサが前記第１状態
   と前記第２状態とに交互に切り換わるように、前記電源
   と前記第１及び第２の可変容量コンデンサとの接続状態
   を、複数のスイッチング素子のスイッチング動作により
   切り換えるスイッチング手段とを備え、 前記電源は単一極性の電圧を発生する直流電圧源により
   構成されており、 前記スイッチング手段は、前記第１状態において、前記
   電源からの電流が前記第１及び第２の可変容量コンデン
   サに所定方向に流れるように、これら直列に接続された
   第１及び第２の可変容量コンデンサの両端間に前記電源
   を接続し、前記第２状態において、前記電源からの電流
   が前記第１及び第２の可変容量コンデンサに前記所定方
   向とは逆方向に流れるように、これら直列に接続された
   第１及び第２の可変容量コンデンサの両端間に前記電源
   を、前記第１状態とは逆の極性で接続する、 ことを特徴とする静電容量−電圧変換装置。
3. 【請求項３】 前記スイッチング素子のスイッチング動
   作に起因するノイズを前記電気信号から除去するノイズ
   フィルターをさらに備えており、前記スイッチング手段
   は、前記第１状態において前記接続点と前記ノイズフィ
   ルターとの間を接続すると共に、前記第２状態において
   前記接続点と前記ノイズフィルターとの間を開放する請
   求項１又は２記載の静電容量−電圧変換装置。
4. 【請求項４】 前記電気信号を帰還増幅する増幅手段を
   さらに備えており、前記接続点に接続される前記増幅手
   段の一方の入力端に該増幅手段の増幅出力を帰還させる
   帰還用素子は、抵抗により構成されている請求項１、２
   又は３記載の静電容量−電圧変換装置。
5. 【請求項５】 前記増幅手段は、前記電気信号に対する
   前記増幅手段の増幅出力の位相ずれを補償するコンデン
   サをさらに有している請求項４記載の静電容量−電圧変
   換装置。
6. 【請求項６】 コンデンサを帰還用素子とし前記電気信
   号を帰還増幅する増幅手段をさらに備えており、前記ス
   イッチング手段は、前記増幅手段の一方の入力端と該増
   幅手段の出力端とを、前記第２状態においてのみ直結さ
   せる請求項１、２、３又は４記載の静電容量−電圧変換
   装置。
7. 【請求項７】 前記第１及び第２の可変容量コンデンサ
   と前記スイッチング手段とからなる静電容量−電圧変換
   回路を複数備え、該各静電容量−電圧変換回路の前記接
   続点が相互に接続されていると共に、前記各静電容量−
   電圧変換回路の前記スイッチング手段は、前記静電容量
   −電圧変換回路の数に応じて時分割された複数のタイム
   スロットに各々現れる同周期異位相のパルス信号のうち
   １つのパルス信号を基にして、前記各スイッチング素子
   をスイッチング動作させる請求項２記載の静電容量−電
   圧変換装置。
8. 【請求項８】 前記各静電容量−電圧変換回路に対応し
   て複数設けられ、該各静電容量−電圧変換回路の前記ス
   イッチング素子のスイッチング動作に起因するノイズ
   を、前記各静電容量−電圧変換回路の前記電気信号から
   除去するノイズフィルターをさらに備えており、前記各
   静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング手段は、該
   スイッチング手段により前記第１及び第２の可変容量コ
   ンデンサが前記第１状態に切り換えられている間、該各
   静電容量−電圧変換回路に対応する前記ノイズフィルタ
   ーと前記接続点との間を開放する請求項７記載の静電容
   量−電圧変換装置。
9. 【請求項９】 前記第１及び第２の可変容量コンデンサ
   と前記スイッチング手段とからなる静電容量−電圧変換
   回路を複数備え、該各静電容量−電圧変換回路の前記接
   続点が相互に接続されていると共に、前記各静電容量−
   電圧変換回路の前記スイッチング手段は、前記静電容量
   −電圧変換回路の数に応じて分割された複数の周波数域
   に各々現れる同周期異位相のパルス信号のうち１つのパ
   ルス信号を基にして、前記各スイッチング素子をスイッ
   チング動作させる請求項２記載の静電容量−電圧変換装
   置。
10. 【請求項１０】 前記各静電容量−電圧変換回路に対応
    して複数設けられ、前記各静電容量−電圧変換回路の前
    記接続点が相互に接続された共通接続点に現れる該各静
    電容量−電圧変換回路の前記電気信号の合成信号から、
    前記各静電容量−電圧変換回路に対応する前記周波数域
    の成分を抽出するバンドパスフィルターと、該各静電容
    量−電圧変換回路の前記スイッチング素子のスイッチン
    グ動作に起因するノイズを、前記各静電容量−電圧変換
    回路に対応する前記バンドパスフィルターの出力から除
    去するノイズフィルターとをさらに備えており、前記各
    静電容量−電圧変換回路の前記スイッチング手段は、該
    スイッチング手段により前記第１及び第２の可変容量コ
    ンデンサが前記第１状態に切り換えられている間、前記
    各静電容量−電圧変換回路に対応する前記ノイズフィル
    ターと前記接続点との間を開放する請求項９記載の静電
    容量−電圧変換装置。
11. 【請求項１１】 前記各静電容量−電圧変換回路の前記
    接続点が相互に接続された共通接続点に接続され、該各
    静電容量−電圧変換回路の前記接続点に各々発生する複
    数の前記電気信号を帰還増幅する増幅手段をさらに備え
    ており、前記共通接続点に接続される前記増幅手段の一
    方の入力端に該増幅手段の増幅出力を帰還させる帰還用
    素子が、抵抗により構成されている請求項７、８、９又
    は１０記載の静電容量−電圧変換装置。
12. 【請求項１２】 前記各静電容量−電圧変換回路の前記
    接続点が相互に接続された共通接続点に接続され、該各
    静電容量−電圧変換回路の前記接続点に各々発生する複
    数の前記電気信号を帰還増幅する増幅手段をさらに備え
    ており、該増幅手段は、複数の前記電気信号に対する前
    記増幅手段の増幅出力の位相ずれを補償するコンデンサ
    を有している請求項７、８、９、１０又は１１記載の静
    電容量−電圧変換装置。
13. 【請求項１３】 前記各静電容量−電圧変換回路の前記
    スイッチング手段は、該各静電容量−電圧変換回路にお
    ける前記第１及び第２の可変容量コンデンサの前記第２
    状態においてのみ、前記増幅手段の一方の入力端と該増
    幅手段の出力端とを各々直結させる請求項１１又は１２
    記載の静電容量−電圧変換装置。
14. 【請求項１４】 前記増幅手段は前記電気信号の電位を
    基準電圧源の基準電圧値と比較するように構成されてお
    り、前記基準電圧源は前記基準電圧値を変更可能に構成
    されている請求項４、５、６、１１、１２又は１３記載
    の静電容量−電圧変換装置。