JP2000188876A - コンバータ - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 従来のコンバータは、出力電流の波形が正弦
波から歪んでいるものであり、電力供給装置としての品
質に問題を有しているものである。 【解決手段】 スイッチング素子３の駆動を、電流モニ
タ９の情報を受けてスイッチング素子３を制御する信号
を発生する制御回路８と、高周波トランス４の一次側の
共振電圧を検出する共振電圧検出回路１４の情報とによ
って補助制御回路１５がフィードバック制御することに
よって出力電流の歪みの少ないコンバータとしている。
波から歪んでいるものであり、電力供給装置としての品
質に問題を有しているものである。 【解決手段】 スイッチング素子３の駆動を、電流モニ
タ９の情報を受けてスイッチング素子３を制御する信号
を発生する制御回路８と、高周波トランス４の一次側の
共振電圧を検出する共振電圧検出回路１４の情報とによ
って補助制御回路１５がフィードバック制御することに
よって出力電流の歪みの少ないコンバータとしている。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流の入力電力を
接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換し
て負荷に電力を供給するコンバータに関するものであ
る。
接続した負荷あるいは配電系統に適合するように変換し
て負荷に電力を供給するコンバータに関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】従来使用しているコンバータの一例を図
１４を用いて説明する。コンバータ１は、太陽電池等の
直流電源１１を入力として負荷１２に例えば６０Ｈｚの
商用交流に変換して供給している。コンバータ１は、高
周波インバータ２と、高周波トランス４と、半波倍電圧
整流回路６と、正負変換回路７と、フィルタ１３と、ノ
イズフィルタ１０と、負荷に供給する電流を検知する電
流モニタ９と、前記各回路のスイッチング素子の導通時
間を制御する制御回路８を有している。
１４を用いて説明する。コンバータ１は、太陽電池等の
直流電源１１を入力として負荷１２に例えば６０Ｈｚの
商用交流に変換して供給している。コンバータ１は、高
周波インバータ２と、高周波トランス４と、半波倍電圧
整流回路６と、正負変換回路７と、フィルタ１３と、ノ
イズフィルタ１０と、負荷に供給する電流を検知する電
流モニタ９と、前記各回路のスイッチング素子の導通時
間を制御する制御回路８を有している。
【０００３】高周波インバータ２は、高周波トランス４
の１次巻線４ａに接続した共振コンデンサと、ＩＧＢＴ
とダイオードで構成したスイッチング素子３と、直流電
源１１に並列に接続した平滑コンデンサとを有してい
る。半波倍電圧整流回路１６は、ダイオードとコンデン
サによって構成している。また正負変換回路７は、スイ
ッチング手段として４個のスイッチング素子７ａ、７
ｂ、７ｃ、７ｄによって構成しており、制御回路８の指
令によって動作している。制御回路８は、電流モニタ９
が検出している電流が所定の波形になるように、スイッ
チング素子３のスイッチング動作を制御し、また出力電
流の極性に従って、正負変換回路７のスイッチング素子
７ａ〜７ｄを制御する。この際、スイッチング素子７
ａ、７ｄと７ｂ、７ｃとが対になって導通する。
の１次巻線４ａに接続した共振コンデンサと、ＩＧＢＴ
とダイオードで構成したスイッチング素子３と、直流電
源１１に並列に接続した平滑コンデンサとを有してい
る。半波倍電圧整流回路１６は、ダイオードとコンデン
サによって構成している。また正負変換回路７は、スイ
ッチング手段として４個のスイッチング素子７ａ、７
ｂ、７ｃ、７ｄによって構成しており、制御回路８の指
令によって動作している。制御回路８は、電流モニタ９
が検出している電流が所定の波形になるように、スイッ
チング素子３のスイッチング動作を制御し、また出力電
流の極性に従って、正負変換回路７のスイッチング素子
７ａ〜７ｄを制御する。この際、スイッチング素子７
ａ、７ｄと７ｂ、７ｃとが対になって導通する。
【０００４】次に、コンバータの動作を説明する。図示
していないスイッチをを入れると、スイッチング素子３
が駆動して、直流電源１１の直流入力を、高周波に変換
して高周波トランス４の１次巻線４ａに供給する。高周
波トランス４の２次巻線には、前記１次巻線に供給され
ている高周波電圧と相似の高周波電圧が発生し、半波倍
電圧整流回路６はこの高周波電圧を倍電圧整流する。つ
まり半波倍電圧整流回路６は、スイッチング素子３が非
導通時にコンデンサ６ａを充電し、高周波トランス４の
２次巻き線４ｂの極性が変化した際に、高周波トランス
４の出力電力に加えて、前記充電済みのコンデンサ６ａ
の充電電圧を負荷１２に対して出力するものである。こ
のとき高周波トランス４のリーケージインダクタンス
と、ノイズフィルタ１０中のコイルとは限流チョークと
して働くため、負荷電流は定電流となる。ここで、前記
したように制御回路８はスイッチング素子３を１２０Ｈ
ｚで低周波変調をした高周波で導通制御している。高周
波トランス４の二次側には包絡線が１２０Ｈｚの脈流が
発生する。この電流は正負変換回路７で６０Ｈｚの低周
波電流Ｉoに変換される。この時、制御回路８の制御信
号は発振回路１６からスイッチング素子３に伝達されて
いる。
していないスイッチをを入れると、スイッチング素子３
が駆動して、直流電源１１の直流入力を、高周波に変換
して高周波トランス４の１次巻線４ａに供給する。高周
波トランス４の２次巻線には、前記１次巻線に供給され
ている高周波電圧と相似の高周波電圧が発生し、半波倍
電圧整流回路６はこの高周波電圧を倍電圧整流する。つ
まり半波倍電圧整流回路６は、スイッチング素子３が非
導通時にコンデンサ６ａを充電し、高周波トランス４の
２次巻き線４ｂの極性が変化した際に、高周波トランス
４の出力電力に加えて、前記充電済みのコンデンサ６ａ
の充電電圧を負荷１２に対して出力するものである。こ
のとき高周波トランス４のリーケージインダクタンス
と、ノイズフィルタ１０中のコイルとは限流チョークと
して働くため、負荷電流は定電流となる。ここで、前記
したように制御回路８はスイッチング素子３を１２０Ｈ
ｚで低周波変調をした高周波で導通制御している。高周
波トランス４の二次側には包絡線が１２０Ｈｚの脈流が
発生する。この電流は正負変換回路７で６０Ｈｚの低周
波電流Ｉoに変換される。この時、制御回路８の制御信
号は発振回路１６からスイッチング素子３に伝達されて
いる。
【０００５】図１５は前記構成のコンバータの各部の動
作波形を示している。図中のＩcは、スイッチング素子
３に流れるコレクタ電流の波形を示している。Ｖceは、
スイッチング素子３のコレクターエミッタ間の電圧を商
用周波数のレンジで示している。スイッチング素子３は
２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚで動作しており、図１１のＩc
とＶceが示している波形は包絡線を示している。
作波形を示している。図中のＩcは、スイッチング素子
３に流れるコレクタ電流の波形を示している。Ｖceは、
スイッチング素子３のコレクターエミッタ間の電圧を商
用周波数のレンジで示している。スイッチング素子３は
２０ｋＨｚ〜５０ｋＨｚで動作しており、図１１のＩc
とＶceが示している波形は包絡線を示している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のコンバ
ータは図１５に示しているように出力電流Ｉoの波形が
正弦波から歪んでいるものである。つまり、電力供給装
置としての品質に問題を有しているものである。
ータは図１５に示しているように出力電流Ｉoの波形が
正弦波から歪んでいるものである。つまり、電力供給装
置としての品質に問題を有しているものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明はこのような従来
の構成が有している課題を解決するもので、コンバータ
の出力電流を電流歪み率の優れた波形とするために、共
振電圧検出回路と電流モニタを併用してフィードバック
制御するようにして、安定な瞬時制御が行え、波形歪み
の少ないコンバータとしているものである。
の構成が有している課題を解決するもので、コンバータ
の出力電流を電流歪み率の優れた波形とするために、共
振電圧検出回路と電流モニタを併用してフィードバック
制御するようにして、安定な瞬時制御が行え、波形歪み
の少ないコンバータとしているものである。
【０００８】
【発明の実施の形態】請求項１に記載した発明は、スイ
ッチング素子の駆動を、電流モニタの情報を受けてスイ
ッチング素子を制御する信号を発生する制御回路と、高
周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧検
出回路の情報とによって補助制御回路がフィードバック
制御することによって出力電流の歪みの少ないコンバー
タとしている。
ッチング素子の駆動を、電流モニタの情報を受けてスイ
ッチング素子を制御する信号を発生する制御回路と、高
周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧検
出回路の情報とによって補助制御回路がフィードバック
制御することによって出力電流の歪みの少ないコンバー
タとしている。
【０００９】請求項２に記載した発明は、共振電圧検出
回路によるフィードバック制御を電流モニタによるフィ
ードバック制御の１００倍以上の速度で行うことによっ
て、出力電流の歪みの少ないコンバータとしている。
回路によるフィードバック制御を電流モニタによるフィ
ードバック制御の１００倍以上の速度で行うことによっ
て、出力電流の歪みの少ないコンバータとしている。
【００１０】請求項３に記載した発明は、制御回路は正
負変換回路の出力電流が零付近で前記正負変換回路のス
イッチングを停止させるように制御して、零電流付近で
の波形の歪みを抑えるコンバータとしている。
負変換回路の出力電流が零付近で前記正負変換回路のス
イッチングを停止させるように制御して、零電流付近で
の波形の歪みを抑えるコンバータとしている。
【００１１】請求項４に記載した発明は、制御回路は正
負変換回路は出力電流が零付近で前記正負変換回路をＰ
ＷＭ制御して、零電流付近での波形の歪みを抑えるコン
バータとしている。
負変換回路は出力電流が零付近で前記正負変換回路をＰ
ＷＭ制御して、零電流付近での波形の歪みを抑えるコン
バータとしている。
【００１２】請求項５に記載した発明は、制御回路は正
負変換回路の出力電流が零付近で発振回路を停止させる
ように制御して、波形の歪みが少なく、スイッチング損
失の少ない効率の高いコンバータとしている。
負変換回路の出力電流が零付近で発振回路を停止させる
ように制御して、波形の歪みが少なく、スイッチング損
失の少ない効率の高いコンバータとしている。
【００１３】請求項６に記載した発明は、制御回路はス
イッチング素子の出力波形が常に一定値以上となるいよ
うに制御するようにして、動作の安定したコンバータと
している。
イッチング素子の出力波形が常に一定値以上となるいよ
うに制御するようにして、動作の安定したコンバータと
している。
【００１４】請求項７に記載した発明は、制御回路は電
流モニタで検出した信号を基準値と比較して、常に基準
値となるように補助制御回路に対して制御信号を供給す
るようにして、更に波形の歪みの少ないコンバータとし
ている。
流モニタで検出した信号を基準値と比較して、常に基準
値となるように補助制御回路に対して制御信号を供給す
るようにして、更に波形の歪みの少ないコンバータとし
ている。
【００１５】
【実施例】（実施例１）以下本発明の実施例について説
明する。図１は本実施例のコンバータの構成を説明する
ブロック図である。コンバータ１は太陽電池等を使用し
た直流電源１１の出力を例えば６０Ｈｚの商用周波数に
変換して負荷１２に供給している。コンバータ１は、高
周波インバータ２と、高周波トランス４と、半波倍電圧
整流回路６と、正負変換回路７と、フィルタ１３と、ノ
イズフィルタ１０と、電流モニタ９と、制御回路８と、
共振電圧検出回路１４と、補助制御回路１５と、発振回
路１６を備えている。
明する。図１は本実施例のコンバータの構成を説明する
ブロック図である。コンバータ１は太陽電池等を使用し
た直流電源１１の出力を例えば６０Ｈｚの商用周波数に
変換して負荷１２に供給している。コンバータ１は、高
周波インバータ２と、高周波トランス４と、半波倍電圧
整流回路６と、正負変換回路７と、フィルタ１３と、ノ
イズフィルタ１０と、電流モニタ９と、制御回路８と、
共振電圧検出回路１４と、補助制御回路１５と、発振回
路１６を備えている。
【００１６】高周波インバータ２は、高周波トランス４
の１次巻線４ａに接続した共振コンデンサ２０と、ＩＧ
ＢＴとダイオードによって構成したスイッチング素子３
と、直流電源１１に並列に接続した平滑コンデンサ２１
とを有している。半波倍電圧整流回路６はダイオードと
コンデンサを備えており、正負変換回路７は４個のスイ
ッチング素子７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄを備えている。正
負変換回路７の出力は、ノイズフィルタ１０を介して負
荷１２に供給するようにしている。前記ノイズフィルタ
１０と、負荷１２との間には正負変換回路７の出力電流
の波形をモニターする電流トランスで構成した電流モニ
タ９を配置している。電流モニタ９が検知している出力
電流Ｉ0の波形の情報は、制御回路８に伝達されてい
る。制御回路８はこの電流モニタ９の波形の情報に基づ
いて正負変換回路７を構成する４個のスイッチング素子
７ａ〜７ｄをオンオフ制御している。同時に、前記電流
モニタ９の波形の情報を補助制御回路１５に伝達してい
る。
の１次巻線４ａに接続した共振コンデンサ２０と、ＩＧ
ＢＴとダイオードによって構成したスイッチング素子３
と、直流電源１１に並列に接続した平滑コンデンサ２１
とを有している。半波倍電圧整流回路６はダイオードと
コンデンサを備えており、正負変換回路７は４個のスイ
ッチング素子７ａ、７ｂ、７ｃ、７ｄを備えている。正
負変換回路７の出力は、ノイズフィルタ１０を介して負
荷１２に供給するようにしている。前記ノイズフィルタ
１０と、負荷１２との間には正負変換回路７の出力電流
の波形をモニターする電流トランスで構成した電流モニ
タ９を配置している。電流モニタ９が検知している出力
電流Ｉ0の波形の情報は、制御回路８に伝達されてい
る。制御回路８はこの電流モニタ９の波形の情報に基づ
いて正負変換回路７を構成する４個のスイッチング素子
７ａ〜７ｄをオンオフ制御している。同時に、前記電流
モニタ９の波形の情報を補助制御回路１５に伝達してい
る。
【００１７】また共振電圧検出回路１４は、ピークホー
ルド回路によって構成しており、スイッチング素子３と
共振コンデンサ２０の接続点の共振電圧を検出して、こ
の情報を前記補助制御回路１５に伝達している。つま
り、補助制御回路１５には、電流モニター９の検知波形
の情報と共振電圧検出回路１４の共振電圧の情報とが伝
達されている。こうして補助制御回路１５は、スイッチ
ング素子３を駆動する発振回路１６を制御しているもの
である。
ルド回路によって構成しており、スイッチング素子３と
共振コンデンサ２０の接続点の共振電圧を検出して、こ
の情報を前記補助制御回路１５に伝達している。つま
り、補助制御回路１５には、電流モニター９の検知波形
の情報と共振電圧検出回路１４の共振電圧の情報とが伝
達されている。こうして補助制御回路１５は、スイッチ
ング素子３を駆動する発振回路１６を制御しているもの
である。
【００１８】発振回路１６の発振波形は補助制御回路１
５の出力信号によって決定される。図２は発振回路１６
によって駆動されるスイッチング素子３のスイッチング
動作を示す波形である。スイッチング素子３の波形は全
体としてはａに示しているように商用交流の１２０Ｈｚ
の全波正弦波となっている。内部はｂに示している高周
波波形となっている。前記商用交流の波形は電流モニタ
９からのフィードバック情報によって決定される。ま
た、前記高周波波形ｂは共振電圧検出回路１４からのフ
ィードバック情報によって決定される。したがって、高
周波トランス４の出力波形は低歪みの高周波電流を含む
商用交流となっている。フィルタ１３は前記高周波ｂの
包絡線ａのみを出力し、図３に示す１２０Ｈｚの商用交
流としている。制御回路８は高周波トランス４によって
伝達された電流が正負変換回路７を通過するときに、正
負変換回路７の駆動タイミングを負荷１２に電源を供給
している図示していない系統電圧に同期したタイミング
としている。この結果正負変換回路７の出力は図４に示
しているように図３のｄの部分の極性を反転してｅに示
している波形とする。つまり、系統の電圧に同期した正
弦波の商用交流となるものである。
５の出力信号によって決定される。図２は発振回路１６
によって駆動されるスイッチング素子３のスイッチング
動作を示す波形である。スイッチング素子３の波形は全
体としてはａに示しているように商用交流の１２０Ｈｚ
の全波正弦波となっている。内部はｂに示している高周
波波形となっている。前記商用交流の波形は電流モニタ
９からのフィードバック情報によって決定される。ま
た、前記高周波波形ｂは共振電圧検出回路１４からのフ
ィードバック情報によって決定される。したがって、高
周波トランス４の出力波形は低歪みの高周波電流を含む
商用交流となっている。フィルタ１３は前記高周波ｂの
包絡線ａのみを出力し、図３に示す１２０Ｈｚの商用交
流としている。制御回路８は高周波トランス４によって
伝達された電流が正負変換回路７を通過するときに、正
負変換回路７の駆動タイミングを負荷１２に電源を供給
している図示していない系統電圧に同期したタイミング
としている。この結果正負変換回路７の出力は図４に示
しているように図３のｄの部分の極性を反転してｅに示
している波形とする。つまり、系統の電圧に同期した正
弦波の商用交流となるものである。
【００１９】以下本実施例の動作について説明する。前
記したように本実施例では補助制御回路１５が制御回路
８の電流モニタ９からのフィードバック情報と共振電圧
検出回路１４のフィードバック情報とを受けて発振回路
１６を駆動しているものである。このため、図２で説明
したようにスイッチング素子３のスイッチング波形は包
絡線ａが商用交流に同期した波形となり内部に高周波ｂ
を含んでいるものである。商用交流ａは１２０Ｈｚ程度
であり高周波ｂは２０ｋＨｚ程度である。つまり、包絡
線ａの内部を包絡線ａの１００倍以上の密度で制御して
いるものである。従って例えば負荷１２が変動したりし
てもこの情報が電流モニタ９と共振電圧検出回路１４に
よって瞬時に検出できるため出力電流Ｉｏの波形は低歪
みの正弦波の商用交流を維持できるものである。
記したように本実施例では補助制御回路１５が制御回路
８の電流モニタ９からのフィードバック情報と共振電圧
検出回路１４のフィードバック情報とを受けて発振回路
１６を駆動しているものである。このため、図２で説明
したようにスイッチング素子３のスイッチング波形は包
絡線ａが商用交流に同期した波形となり内部に高周波ｂ
を含んでいるものである。商用交流ａは１２０Ｈｚ程度
であり高周波ｂは２０ｋＨｚ程度である。つまり、包絡
線ａの内部を包絡線ａの１００倍以上の密度で制御して
いるものである。従って例えば負荷１２が変動したりし
てもこの情報が電流モニタ９と共振電圧検出回路１４に
よって瞬時に検出できるため出力電流Ｉｏの波形は低歪
みの正弦波の商用交流を維持できるものである。
【００２０】以上のように本実施例によれば、直流電源
の入力を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の
出力を商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達す
る高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧
整流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波
形の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変
換回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電
流モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記
高周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧
検出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路
の出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制
御回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング
素子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記補助
制御回路は前記共振電圧検出回路の検知信号と前記制御
回路の出力信号に応じて前記スイッチング素子を駆動す
るようにして、補助制御回路が電流モニタ９と共振電圧
検出回路１４との情報をフィードバック制御して出力電
流の歪みの少ないコンバータを実現するものである。
の入力を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の
出力を商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達す
る高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧
整流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波
形の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変
換回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電
流モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記
高周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧
検出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路
の出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制
御回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング
素子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記補助
制御回路は前記共振電圧検出回路の検知信号と前記制御
回路の出力信号に応じて前記スイッチング素子を駆動す
るようにして、補助制御回路が電流モニタ９と共振電圧
検出回路１４との情報をフィードバック制御して出力電
流の歪みの少ないコンバータを実現するものである。
【００２１】また、本実施例によれば、直流電源の入力
を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の出力を
ほぼ商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達する
高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧整
流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波形
の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変換
回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電流
モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記高
周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧検
出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路の
出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制御
回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング素
子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記共振電
圧検出回路によるフィードバック制御は前記電流モニタ
によるフィードバック制御の１００倍以上の速度を有す
る構成として、出力電流の歪みの少ないコンバータを実
現するものである。
を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の出力を
ほぼ商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達する
高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧整
流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波形
の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変換
回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電流
モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記高
周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧検
出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路の
出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制御
回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング素
子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記共振電
圧検出回路によるフィードバック制御は前記電流モニタ
によるフィードバック制御の１００倍以上の速度を有す
る構成として、出力電流の歪みの少ないコンバータを実
現するものである。
【００２２】（実施例２）続いて本発明の第二の実施例
について説明する。図５は本実施例の構成を示すブロッ
ク図である。本実施例では負荷１２が接続されている系
統２４の電圧を検知する電圧検知手段２５を備えてい
る。電圧検知手段２５の検知情報は電流モニタ９の検知
情報とともに制御回路８に伝達されている。制御回路８
は図６に示しているＩｏの０付近での正負変換回路７の
制御方法を工夫しているものである。つまり、前記電圧
検知手段２５が検知する商用交流電源２４の零点付近を
認識すると正負変換回路７を構成するスイッチング素子
７ａ〜７ｄの駆動を停止する。
について説明する。図５は本実施例の構成を示すブロッ
ク図である。本実施例では負荷１２が接続されている系
統２４の電圧を検知する電圧検知手段２５を備えてい
る。電圧検知手段２５の検知情報は電流モニタ９の検知
情報とともに制御回路８に伝達されている。制御回路８
は図６に示しているＩｏの０付近での正負変換回路７の
制御方法を工夫しているものである。つまり、前記電圧
検知手段２５が検知する商用交流電源２４の零点付近を
認識すると正負変換回路７を構成するスイッチング素子
７ａ〜７ｄの駆動を停止する。
【００２３】図６は実施例１でのコンバータ１の各部の
動作波形を示している。出力電流Ｉｏは零点付近に歪み
を有したものとなっている。この理由は、正負変換回路
７を構成するスイッチング素子７ａと７ｄの対の動作タ
イミングとスイッチング素子７ｂと７ｃの対の動作タイ
ミングが丁度０で切り替わる様にしていることに起因す
るものである。即ち、切り替えの瞬間に高周波トランス
４の１次巻線４ａ側の共振電圧が図６のＶceに示してい
るように電圧が０まで絞れないことにより、系統電圧２
４との間に大きな電位差が生じて、過大な出力電流Ｉｏ
が出力されることに起因するものである。
動作波形を示している。出力電流Ｉｏは零点付近に歪み
を有したものとなっている。この理由は、正負変換回路
７を構成するスイッチング素子７ａと７ｄの対の動作タ
イミングとスイッチング素子７ｂと７ｃの対の動作タイ
ミングが丁度０で切り替わる様にしていることに起因す
るものである。即ち、切り替えの瞬間に高周波トランス
４の１次巻線４ａ側の共振電圧が図６のＶceに示してい
るように電圧が０まで絞れないことにより、系統電圧２
４との間に大きな電位差が生じて、過大な出力電流Ｉｏ
が出力されることに起因するものである。
【００２４】本実施例では前記したように、制御回路８
が前記電圧検知手段２５が検知する商用交流電源２４の
零点付近を認識すると正負変換回路７を構成するスイッ
チング素子７ａ〜７ｄの駆動を停止するものである。即
ち、図７に示しているように正負変換回路７を構成する
スイッチング素子７ａと７ｄの対の動作タイミングとス
イッチング素子７ｂと７ｃの対の動作タイミングの両方
が丁度０となる期間ｔを設けているものである。
が前記電圧検知手段２５が検知する商用交流電源２４の
零点付近を認識すると正負変換回路７を構成するスイッ
チング素子７ａ〜７ｄの駆動を停止するものである。即
ち、図７に示しているように正負変換回路７を構成する
スイッチング素子７ａと７ｄの対の動作タイミングとス
イッチング素子７ｂと７ｃの対の動作タイミングの両方
が丁度０となる期間ｔを設けているものである。
【００２５】この結果図７のＩｏに示しているように零
付近では歪みの少ない出力電流が得られるものである。
付近では歪みの少ない出力電流が得られるものである。
【００２６】以上のように本実施例では、制御回路８は
正負変換回路７の出力電流が零付近で前記正負変換回路
７のスイッチング７ａ〜７ｄを停止させる様に制御する
ようにして、零電流付近での波形の歪みを抑えるコンバ
ータを実現するものである。
正負変換回路７の出力電流が零付近で前記正負変換回路
７のスイッチング７ａ〜７ｄを停止させる様に制御する
ようにして、零電流付近での波形の歪みを抑えるコンバ
ータを実現するものである。
【００２７】（実施例３）続いて本発明の第三の実施例
について説明する。図８は本実施例の構成を示すブロッ
ク図である。本実施例ではＰＷＭ生成回路３０と第二の
発振回路１７を使用している。ＰＷＭ生成回路３０は制
御回路８が出力する電圧検知手段２５と電流モニタ９の
情報を受けてＰＷＭ信号を作成し、第二の発振回路１７
に伝達している。第二の発振回路１７は正負変換回路７
を構成する４個のスイッチング素子７ａ〜７ｄを駆動す
る。
について説明する。図８は本実施例の構成を示すブロッ
ク図である。本実施例ではＰＷＭ生成回路３０と第二の
発振回路１７を使用している。ＰＷＭ生成回路３０は制
御回路８が出力する電圧検知手段２５と電流モニタ９の
情報を受けてＰＷＭ信号を作成し、第二の発振回路１７
に伝達している。第二の発振回路１７は正負変換回路７
を構成する４個のスイッチング素子７ａ〜７ｄを駆動す
る。
【００２８】以下本施例の動作を説明する。制御回路８
は前記電圧検知手段２５が検知する商用交流電源２４の
零点付近を認識すると、ＰＷＭ生成回路３０にＰＷＭ信
号の生成を命令する。ＰＷＭ生成回路３０は生成したＰ
ＷＭ生成信号を正負変換回路７を構成するスイッチング
素子７ａ〜７ｄに伝達して駆動する。
は前記電圧検知手段２５が検知する商用交流電源２４の
零点付近を認識すると、ＰＷＭ生成回路３０にＰＷＭ信
号の生成を命令する。ＰＷＭ生成回路３０は生成したＰ
ＷＭ生成信号を正負変換回路７を構成するスイッチング
素子７ａ〜７ｄに伝達して駆動する。
【００２９】図９はＰＷＭ生成回路３０が動作した結果
を示す各部の波形を示している。出力電流Ｉoは零付近
に歪みが生じていないものである。
を示す各部の波形を示している。出力電流Ｉoは零付近
に歪みが生じていないものである。
【００３０】以上のように本実施例によれば、制御回路
は正負変換回路は出力電流が零付近で前記正負変換回路
をＰＷＭ制御するようにして、零電流付近での波形の歪
みを抑えるコンバータを実現するものである。
は正負変換回路は出力電流が零付近で前記正負変換回路
をＰＷＭ制御するようにして、零電流付近での波形の歪
みを抑えるコンバータを実現するものである。
【００３１】（実施例４）続いて本発明の第四の実施例
について説明する。本実施例では図１に示している制御
回路８が出力する信号を工夫しているものである。即
ち、図１０は本実施例の制御回路８が出力している信号
の波形を示している。ｆは電圧検知手段２５または電流
モニタ９の検知波形に基づいて作成した１２０Ｈｚの商
用周波数の全波正弦波により作成される制御波形を示し
ており、補助制御回路１５に出力している。ｇは同じく
制御回路８が発振回路１６に出力しているスタート・ス
トップ信号を示している。スイッチング素子３は発振回
路１６からこの信号を受けると期間ｔ２の間は発振を停
止する。つまり、実施例３では零付近で正負変換回路７
の駆動を停止しているが、本実施例ではさらに零付近で
スイッチング素子３の駆動を停止しているものである。
について説明する。本実施例では図１に示している制御
回路８が出力する信号を工夫しているものである。即
ち、図１０は本実施例の制御回路８が出力している信号
の波形を示している。ｆは電圧検知手段２５または電流
モニタ９の検知波形に基づいて作成した１２０Ｈｚの商
用周波数の全波正弦波により作成される制御波形を示し
ており、補助制御回路１５に出力している。ｇは同じく
制御回路８が発振回路１６に出力しているスタート・ス
トップ信号を示している。スイッチング素子３は発振回
路１６からこの信号を受けると期間ｔ２の間は発振を停
止する。つまり、実施例３では零付近で正負変換回路７
の駆動を停止しているが、本実施例ではさらに零付近で
スイッチング素子３の駆動を停止しているものである。
【００３２】以上のように本実施例によれば、出力電流
が零となる付近を電流モニタ９により検出し、主制御回
路８の指令により第二の発振回路１７により正負変換回
路７のスイッチング素子を停止させるとともに、第一の
発振回路１６を停止させ、１次側スイッチング素子３を
停止させる構成とすることにより、スイッチング損失の
少ない高効率なコンバータを実現することが可能とな
る。
が零となる付近を電流モニタ９により検出し、主制御回
路８の指令により第二の発振回路１７により正負変換回
路７のスイッチング素子を停止させるとともに、第一の
発振回路１６を停止させ、１次側スイッチング素子３を
停止させる構成とすることにより、スイッチング損失の
少ない高効率なコンバータを実現することが可能とな
る。
【００３３】（実施例５）続いて本発明の第５の実施例
について説明する。図１１は本実施例の構成を示すブロ
ック図である。本実施例では、リミッタ回路３２を設け
ている。リミッタ回路３２は、トランジスタ或いはダイ
オード使用して、出力信号がある値より小さくなること
のない信号を供給するものである。リミッタ回路３２
は、制御回路８の出力と補助制御回路１５との間に接続
している。つまり、制御回路８が電流モニタ９或いは電
圧検知手段２５の検知波形に基づいた制御信号を出力す
るときに、補助制御回路１５に対してある値より小さい
信号は出力しないようにしているものである。
について説明する。図１１は本実施例の構成を示すブロ
ック図である。本実施例では、リミッタ回路３２を設け
ている。リミッタ回路３２は、トランジスタ或いはダイ
オード使用して、出力信号がある値より小さくなること
のない信号を供給するものである。リミッタ回路３２
は、制御回路８の出力と補助制御回路１５との間に接続
している。つまり、制御回路８が電流モニタ９或いは電
圧検知手段２５の検知波形に基づいた制御信号を出力す
るときに、補助制御回路１５に対してある値より小さい
信号は出力しないようにしているものである。
【００３４】図１２は本実施例のコンバータ１の各部の
出力波形を示している。図１２のａは、制御目標である
基本波形を、ｂは第一の発振回路１６がスイッチング素
子３を駆動する駆動信号を、ｃはスイッチング素子３が
駆動した結果発生する共振電圧の波形を示している。前
記各実施例で説明したように、補助制御回路１５が忠実
に制御回路８からの指令によって、０を含んだ波形とな
る制御信号をスイッチング素子３に対して出力した場合
は、スイッチング素子３には必ずＶｃｅという固有の電
圧が存在しているため、スイッチング素子３の出力はこ
のＶｃｅより大きいものとなる。このため、前記各実施
例で説明したフィードバック制御を実行した場合には、
０とＶｃｅとの間の電圧が誤差として蓄積されるもので
あり、この誤差分があるときにスパイク電圧として放出
されることになる。
出力波形を示している。図１２のａは、制御目標である
基本波形を、ｂは第一の発振回路１６がスイッチング素
子３を駆動する駆動信号を、ｃはスイッチング素子３が
駆動した結果発生する共振電圧の波形を示している。前
記各実施例で説明したように、補助制御回路１５が忠実
に制御回路８からの指令によって、０を含んだ波形とな
る制御信号をスイッチング素子３に対して出力した場合
は、スイッチング素子３には必ずＶｃｅという固有の電
圧が存在しているため、スイッチング素子３の出力はこ
のＶｃｅより大きいものとなる。このため、前記各実施
例で説明したフィードバック制御を実行した場合には、
０とＶｃｅとの間の電圧が誤差として蓄積されるもので
あり、この誤差分があるときにスパイク電圧として放出
されることになる。
【００３５】そこで本実施例では、補助制御回路１５が
制御回路８の信号をリミッタ回路３２を介して受けるよ
うにしているもので、従って補助制御回路１５がスイッ
チング素子３を駆動する駆動信号は、ある最小値を有し
たものとなっている。従って図１２のｃに示しているよ
うに、共振電圧検出回路１４が検出する共振電圧の波形
は最小値Ｖ３以上のものとなる。従って累積される誤差
分は、非常に小さくなって動作の安定したコンバータを
実現できるものである。
制御回路８の信号をリミッタ回路３２を介して受けるよ
うにしているもので、従って補助制御回路１５がスイッ
チング素子３を駆動する駆動信号は、ある最小値を有し
たものとなっている。従って図１２のｃに示しているよ
うに、共振電圧検出回路１４が検出する共振電圧の波形
は最小値Ｖ３以上のものとなる。従って累積される誤差
分は、非常に小さくなって動作の安定したコンバータを
実現できるものである。
【００３６】以上のように本実施例によれば、制御回路
８がリミッタ回路３２を使用して、スイッチング素子３
の出力波形が常に一定値以上となるように制御するよう
にして、動作の安定したコンバータを実現するものであ
る。
８がリミッタ回路３２を使用して、スイッチング素子３
の出力波形が常に一定値以上となるように制御するよう
にして、動作の安定したコンバータを実現するものであ
る。
【００３７】（実施例６）次に本発明の第６の実施例に
ついて説明する。図１３は本実施例の構成を示すブロッ
ク図である。本実施例では、制御回路８は、基準波発生
手段３５と位相比較手段３６を備えている。基準波発生
手段３５は、スイッチング素子３の出力波形が理想的な
商用周波数の正弦波となるように各瞬時の発生電圧の大
きさを決定しているものである。位相比較手段３６は、
電流モニタ９或いは電圧検知手段２５の検知位相と前記
基準波発生手段３５の位相を比較して、この比較結果の
信号を補助制御回路１５に伝達している。つまり、電流
モニタ９或いは電圧検知手段２５の検知位相が基準波発
生手段３５の位相より遅れている場合には、基準波発生
手段３５の出力位相を前記遅れている分だけ進めるもの
である。また、電流モニタ９或いは電圧検知手段２５の
検知位相が基準波発生手段３５の位相より進んでいる場
合には、基準波発生手段３５の出力位相を前記進んでい
る分だけ遅らせるものである。
ついて説明する。図１３は本実施例の構成を示すブロッ
ク図である。本実施例では、制御回路８は、基準波発生
手段３５と位相比較手段３６を備えている。基準波発生
手段３５は、スイッチング素子３の出力波形が理想的な
商用周波数の正弦波となるように各瞬時の発生電圧の大
きさを決定しているものである。位相比較手段３６は、
電流モニタ９或いは電圧検知手段２５の検知位相と前記
基準波発生手段３５の位相を比較して、この比較結果の
信号を補助制御回路１５に伝達している。つまり、電流
モニタ９或いは電圧検知手段２５の検知位相が基準波発
生手段３５の位相より遅れている場合には、基準波発生
手段３５の出力位相を前記遅れている分だけ進めるもの
である。また、電流モニタ９或いは電圧検知手段２５の
検知位相が基準波発生手段３５の位相より進んでいる場
合には、基準波発生手段３５の出力位相を前記進んでい
る分だけ遅らせるものである。
【００３８】以上のような構成として、スイッチング素
子３のスイッチング波形が電流モニタ９或いは電圧検知
手段２５のフィードバック情報を受けたものとなって、
出力電流の波形の歪みの少ないコンバータを実現するも
のである。
子３のスイッチング波形が電流モニタ９或いは電圧検知
手段２５のフィードバック情報を受けたものとなって、
出力電流の波形の歪みの少ないコンバータを実現するも
のである。
【００３９】
【発明の効果】請求項１に記載した発明は、直流電源の
入力を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の出
力を商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達する
高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧整
流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波形
の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変換
回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電流
モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記高
周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧検
出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路の
出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制御
回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング素
子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記補助制
御回路は前記共振電圧検出回路の検知信号と前記制御回
路の出力信号に応じて前記スイッチング素子を駆動する
構成として、出力電流の歪みの少ないコンバータを実現
するものである。
入力を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の出
力を商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達する
高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧整
流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波形
の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変換
回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電流
モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記高
周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧検
出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路の
出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制御
回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング素
子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記補助制
御回路は前記共振電圧検出回路の検知信号と前記制御回
路の出力信号に応じて前記スイッチング素子を駆動する
構成として、出力電流の歪みの少ないコンバータを実現
するものである。
【００４０】請求項２に記載した発明は、直流電源の入
力を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の出力
をほぼ商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達す
る高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧
整流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波
形の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変
換回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電
流モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記
高周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧
検出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路
の出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制
御回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング
素子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記共振
電圧検出回路によるフィードバック制御は前記電流モニ
タによるフィードバック制御の１００倍以上の速度を有
している構成として、出力電流の歪みの少ないコンバー
タを実現するものである。
力を受けるスイッチング素子とスイッチング素子の出力
をほぼ商用周波数を含む脈流に変換して二次側に伝達す
る高周波トランスと前記高周波トランスの出力を倍電圧
整流する倍電圧整流回路と前記倍電圧整流回路の出力波
形の正の波形を負に変換する正負変換回路と前記正負変
換回路の出力電流波形をモニタする電流モニタと前記電
流モニタの情報を受けて各部を制御する制御回路と前記
高周波トランスの一次側の共振電圧を検出する共振電圧
検出回路と前記共振電圧検出回路の情報と前記制御回路
の出力を受けて前記スイッチング素子を駆動する補助制
御回路と補助制御回路の信号を受けて前記スイッチング
素子に駆動信号を供給する発振回路とを備え、前記共振
電圧検出回路によるフィードバック制御は前記電流モニ
タによるフィードバック制御の１００倍以上の速度を有
している構成として、出力電流の歪みの少ないコンバー
タを実現するものである。
【００４１】請求項３に記載した発明は、制御回路は正
負変換回路の出力電流が零付近で前記正負変換回路のス
イッチングを停止させるように制御する構成として、零
電流付近での波形の歪みを抑えるコンバータを実現する
ものである。
負変換回路の出力電流が零付近で前記正負変換回路のス
イッチングを停止させるように制御する構成として、零
電流付近での波形の歪みを抑えるコンバータを実現する
ものである。
【００４２】請求項４に記載した発明は、制御回路は正
負変換回路は出力電流が零付近で前記正負変換回路をＰ
ＷＭ制御する構成として、零電流付近での波形の歪みを
抑えるコンバータを実現するものである。
負変換回路は出力電流が零付近で前記正負変換回路をＰ
ＷＭ制御する構成として、零電流付近での波形の歪みを
抑えるコンバータを実現するものである。
【００４３】請求項５に記載した発明は、制御回路は正
負変換回路の出力電流が零付近で発振回路を停止させる
ように制御する構成として、波形の歪みが少なく、スイ
ッチング損失の少ない効率の高いコンバータを実現する
ものである。
負変換回路の出力電流が零付近で発振回路を停止させる
ように制御する構成として、波形の歪みが少なく、スイ
ッチング損失の少ない効率の高いコンバータを実現する
ものである。
【００４４】請求項６に記載した発明は、制御回路はス
イッチング素子の出力波形が常に一定値以上となるよう
に制御する構成として、動作の安定したコンバータを実
現するものである。
イッチング素子の出力波形が常に一定値以上となるよう
に制御する構成として、動作の安定したコンバータを実
現するものである。
【００４５】請求項７に記載した発明は、制御回路は電
流モニタで検出した信号を基準値と比較して、常に基準
値となるように補助制御回路に対して制御信号を供給す
る構成として、更に波形の歪みの少ないコンバータを実
現するものである。
流モニタで検出した信号を基準値と比較して、常に基準
値となるように補助制御回路に対して制御信号を供給す
る構成として、更に波形の歪みの少ないコンバータを実
現するものである。
【図１】本発明の第１の実施例であるコンバータの構成
を説明するブロック図
を説明するブロック図
【図２】同、スイッチング素子のスイッチング動作波形
を示す説明図
を示す説明図
【図３】同、倍電圧整流回路が出力する電圧の波形を説
明する説明図
明する説明図
【図４】同、正負変換回路が出力する電圧の波形を説明
する説明図
する説明図
【図５】本発明の第２の実施例であるコンバータの構成
を説明するブロック図
を説明するブロック図
【図６】同、Ｉｏの０付近での正負変換回路７の制御方
法を示す説明図
法を示す説明図
【図７】同、正負変換回路を構成するスイッチング素子
の動作タイミングを説明する特性図
の動作タイミングを説明する特性図
【図８】本発明の第３の実施例であるコンバータの構成
を説明するブロック図
を説明するブロック図
【図９】同、ＰＷＭ生成回路の動作を説明する特性図
【図１０】本発明の第４の実施例であるコンバータが有
している制御回路が出力している制御信号の波形を示す
説明図
している制御回路が出力している制御信号の波形を示す
説明図
【図１１】本発明の第５の実施例であるコンバータの構
成を説明するブロック図
成を説明するブロック図
【図１２】同、各部の出力波形を示す説明図
【図１３】本発明の第６の実施例であるコンバータの構
成を説明するブロック図
成を説明するブロック図
【図１４】従来例であるコンバータの構成を説明するブ
ロック図
ロック図
【図１５】同、各部の出力波形を説明する説明図
２ 高周波インバータ ３ スイッチング素子 ４ 高周波トランス ４ａ １次巻線 ４ｂ ２次巻線 ６ 半波倍電圧整流回路 ６ａ コンデンサ ６ｂ 第一のダイオード ６ｃ 第二のダイオード ７ 正負変換回路 ８ 制御回路 ９ 電流モニタ １０ ノイズフィルタ １１ 直流電源 １２ 負荷 １３ フィルタ １４ 共振電圧検出回路 １５ 補助制御回路 １６ 発振回路 １７ 第二の発振器 ２４ 系統電源 ２５ 電圧検知手段 ３０ ＰＷＭ生成回路 ３２ リミッタ回路 ３５ 波形位相補正手段 ３６ 基準波発生手段
フロントページの続き (72)発明者 奥出 隆昭 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大橋 正治 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 大森 英樹 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 井崎 潔 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 貞平 匡史 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 伊藤 謙次 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 (72)発明者 佐藤 武年 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H007 AA08 BB07 CA01 CB05 CB07 CB23 CC03 CC12 DA03 DA05 DC02 DC04 DC05 EA02
Claims (7)
- 【請求項１】 直流電源の入力を受けるスイッチング素
子とスイッチング素子の出力を商用周波数を含む脈流に
変換して二次側に伝達する高周波トランスと前記高周波
トランスの出力を倍電圧整流する倍電圧整流回路と前記
倍電圧整流回路の出力波形の正の波形を負に変換する正
負変換回路と前記正負変換回路の出力電流波形をモニタ
する電流モニタと前記電流モニタの情報を受けて各部を
制御する制御回路と前記高周波トランスの一次側の共振
電圧を検出する共振電圧検出回路と前記共振電圧検出回
路の情報と前記制御回路の出力を受けて前記スイッチン
グ素子を駆動する補助制御回路と補助制御回路の信号を
受けて前記スイッチング素子に駆動信号を供給する発振
回路とを備え、前記補助制御回路は前記共振電圧検出回
路の検知信号と前記制御回路の出力信号に応じて前記ス
イッチング素子を駆動するコンバータ。 - 【請求項２】 直流電源の入力を受けるスイッチング素
子とスイッチング素子の出力をほぼ商用周波数を含む脈
流に変換して二次側に伝達する高周波トランスと前記高
周波トランスの出力を倍電圧整流する倍電圧整流回路と
前記倍電圧整流回路の出力波形の正の波形を負に変換す
る正負変換回路と前記正負変換回路の出力電流波形をモ
ニタする電流モニタと前記電流モニタの情報を受けて各
部を制御する制御回路と前記高周波トランスの一次側の
共振電圧を検出する共振電圧検出回路と前記共振電圧検
出回路の情報と前記制御回路の出力を受けて前記スイッ
チング素子を駆動する補助制御回路と補助制御回路の信
号を受けて前記スイッチング素子に駆動信号を供給する
発振回路とを備え、前記共振電圧検出回路によるフィー
ドバック制御は前記電流モニタによるフィードバック制
御の１００倍以上の速度を有しているコンバータ。 - 【請求項３】 制御回路は正負変換回路の出力電流が零
付近で前記正負変換回路のスイッチングを停止させる様
に制御する請求項１または２に記載したコンバータ。 - 【請求項４】 制御回路は正負変換回路は出力電流が零
付近で前記正負変換回路をＰＷＭ制御する請求項１また
は２に記載したコンバータ。 - 【請求項５】 制御回路は正負変換回路の出力電流が零
付近で発振回路を停止させるように制御する請求項３に
記載したコンバータ。 - 【請求項６】 制御回路はスイッチング素子の出力波形
が常に一定値以上となるように制御する請求項１から５
のいずれか１項に記載したコンバータ。 - 【請求項７】 制御回路は電流モニタで検出した信号を
基準値と比較して、常に基準値となるように補助制御回
路に対して制御信号を供給する請求項１〜６のいずれか
１項に記載したコンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10364561A JP2000188876A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10364561A JP2000188876A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000188876A true JP2000188876A (ja) | 2000-07-04 |
Family
ID=18482118
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10364561A Pending JP2000188876A (ja) | 1998-12-22 | 1998-12-22 | コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2000188876A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002110377A (ja) * | 2000-09-29 | 2002-04-12 | Toshiba Lighting & Technology Corp | 直列負荷給電装置 |
| WO2013042437A1 (ja) * | 2011-09-21 | 2013-03-28 | 日立アプライアンス株式会社 | 電力変換装置、電動機駆動装置および空調機 |
| JP2013115955A (ja) * | 2011-11-30 | 2013-06-10 | Hitachi Appliances Inc | 電力変換装置、電動機駆動装置及び空気調和機 |
-
1998
- 1998-12-22 JP JP10364561A patent/JP2000188876A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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