JP2000184769A - 高電圧一段可変速度駆動用方法及び装置 - Google Patents
高電圧一段可変速度駆動用方法及び装置Info
- Publication number
- JP2000184769A JP2000184769A JP11350452A JP35045299A JP2000184769A JP 2000184769 A JP2000184769 A JP 2000184769A JP 11350452 A JP11350452 A JP 11350452A JP 35045299 A JP35045299 A JP 35045299A JP 2000184769 A JP2000184769 A JP 2000184769A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- motor drive
- circuits
- variable speed
- phase
- switch
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
- H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/16—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using ac to ac converters without intermediate conversion to dc
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0043—Converters switched with a phase shift, i.e. interleaved
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/493—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode the static converters being arranged for operation in parallel
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 高電圧一段可変速度駆動装置を広い電動機速
度範囲にわたって高効率で稼働させ、同時に非常に歪の
小さい出力電圧及び電流を発生させる。 【解決手段】 高電圧一段可変速度電動機電源は、中間
ＤＣリンクを全くもたない直結型ＡＣ−ＡＣコンバータ
を、多重レベル−多相−多重回路可変速度電動機駆動装
置および固定子が多相回路数と同じ巻線数を有する電動
機とともに利用する。各多相回路は正の最大線間電圧が
転流過程に対して利用されるように制御されるスイッチ
により仮想ＤＣをつくりだすために作動する駆動スイッ
チ対に構成された半導体スイッチを含む。
度範囲にわたって高効率で稼働させ、同時に非常に歪の
小さい出力電圧及び電流を発生させる。 【解決手段】 高電圧一段可変速度電動機電源は、中間
ＤＣリンクを全くもたない直結型ＡＣ−ＡＣコンバータ
を、多重レベル−多相−多重回路可変速度電動機駆動装
置および固定子が多相回路数と同じ巻線数を有する電動
機とともに利用する。各多相回路は正の最大線間電圧が
転流過程に対して利用されるように制御されるスイッチ
により仮想ＤＣをつくりだすために作動する駆動スイッ
チ対に構成された半導体スイッチを含む。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は電動機駆動の方法及
び装置に関し、特に高電圧一段可変速度電動機駆動の方
法及び装置に関する。
び装置に関し、特に高電圧一段可変速度電動機駆動の方
法及び装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】オパール（Ｏｐａｌ）等の米国特許第
５，６８３，２６３号は、移相でき、それぞれの最高出
力電圧は線間電圧より低くともよい多数の電力用蓄電池
をもつ変圧器によりＡＣ電力がＤＣ電力に変換される、
低及び中電圧パルス波変調ＡＣ／ＤＣ電力変換方法及び
装置を開示している。電力出力の電圧及び電流はパルス
幅変調（ＰＷＭ）方式を用いて制御され、可変とするこ
とができる。
５，６８３，２６３号は、移相でき、それぞれの最高出
力電圧は線間電圧より低くともよい多数の電力用蓄電池
をもつ変圧器によりＡＣ電力がＤＣ電力に変換される、
低及び中電圧パルス波変調ＡＣ／ＤＣ電力変換方法及び
装置を開示している。電力出力の電圧及び電流はパルス
幅変調（ＰＷＭ）方式を用いて制御され、可変とするこ
とができる。
【０００３】ハモンド（Ｈａｍｍｏｎｄ）の米国特許第
５，６２５，５４５号は、それぞれが単相出力を有し、
パルス幅変調制御装置により制御される多数の電力用蓄
電池に多相電力を供給する多数の二次巻線をもつ電力用
多相変圧器を含む中電圧交流電動機を制御するための電
気駆動装置を開示している。この電力用変圧器の一次及
び二次巻線は星形または環状接続することができ、また
二次巻線は移相することができる。電力用蓄電池は直列
接続されるので、各蓄電池の最高出力電圧は最高線間電
圧より低くともよい。パルス幅変調は、Ｈ−ブリッジ構
成で接続された電力用トランジスタの形態の半導体スイ
ッチからなるブリッジコンバータを用いて実施できる。
５，６２５，５４５号は、それぞれが単相出力を有し、
パルス幅変調制御装置により制御される多数の電力用蓄
電池に多相電力を供給する多数の二次巻線をもつ電力用
多相変圧器を含む中電圧交流電動機を制御するための電
気駆動装置を開示している。この電力用変圧器の一次及
び二次巻線は星形または環状接続することができ、また
二次巻線は移相することができる。電力用蓄電池は直列
接続されるので、各蓄電池の最高出力電圧は最高線間電
圧より低くともよい。パルス幅変調は、Ｈ−ブリッジ構
成で接続された電力用トランジスタの形態の半導体スイ
ッチからなるブリッジコンバータを用いて実施できる。
【０００４】ワタナベ（Ｗａｔａｎａｂｅ）の米国特許
第５，６５７，２１７号は、対応するパルス幅変調発生
器により、入力ＡＣ波形の電圧及び位相に依存して駆動
されるスイッチを有する２つの変換回路を含む多重結合
電力コンバータを開示している。３相出力が誘導性リア
クトルを介して負荷に供給される。エッカースレイ（Ｅ
ｃｋｅｒｓｌｅｙ）への米国特許第５，４０２，０５４
号は、複数の単相半導体電力回路を利用する３相ＡＣ電
動機用可変速度駆動制御を記述している。この電力回路
のそれぞれでは、ＳＣＲ（シリコン制御整流器）がある
与えられた相に関して出力波形の上半サイクル及び下半
サイクルを導通させるように選択的にスイッチングされ
る。電力系の各相に対する多重Ｈ−ブリッジ整流回路が
デブライン（Ｄｅｂｒｕｙｎｅ）等の米国特許第５，６
８７，０７１号に開示され、一方シャンツ（Ｓｃｈａｎ
ｔｚ）二世等の米国特許第５，５１７，０６３号は複数
のＹ接続インバータ回路を開示し、ヤマグチ（Ｙａｍａ
ｇｕｃｈｉ）の米国特許第５，３７３，４３６号は総体
的に多相可変速度電動機駆動装置に向けられている。
第５，６５７，２１７号は、対応するパルス幅変調発生
器により、入力ＡＣ波形の電圧及び位相に依存して駆動
されるスイッチを有する２つの変換回路を含む多重結合
電力コンバータを開示している。３相出力が誘導性リア
クトルを介して負荷に供給される。エッカースレイ（Ｅ
ｃｋｅｒｓｌｅｙ）への米国特許第５，４０２，０５４
号は、複数の単相半導体電力回路を利用する３相ＡＣ電
動機用可変速度駆動制御を記述している。この電力回路
のそれぞれでは、ＳＣＲ（シリコン制御整流器）がある
与えられた相に関して出力波形の上半サイクル及び下半
サイクルを導通させるように選択的にスイッチングされ
る。電力系の各相に対する多重Ｈ−ブリッジ整流回路が
デブライン（Ｄｅｂｒｕｙｎｅ）等の米国特許第５，６
８７，０７１号に開示され、一方シャンツ（Ｓｃｈａｎ
ｔｚ）二世等の米国特許第５，５１７，０６３号は複数
のＹ接続インバータ回路を開示し、ヤマグチ（Ｙａｍａ
ｇｕｃｈｉ）の米国特許第５，３７３，４３６号は総体
的に多相可変速度電動機駆動装置に向けられている。
【０００５】しかし上記従来技術の装置のそれぞれは、
動作効率及び電動機の全稼働速度範囲にわたる歪の点で
欠点及び不利益を有している。
動作効率及び電動機の全稼働速度範囲にわたる歪の点で
欠点及び不利益を有している。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、従来
技術の不利益を克服する、高電圧一段可変速度駆動のた
めの方法及び装置を提供することにある。
技術の不利益を克服する、高電圧一段可変速度駆動のた
めの方法及び装置を提供することにある。
【０００７】本発明の別の目的は、広い電動機速度範囲
にわたって高効率で稼働し、同時に歪の非常に小さい出
力電圧及び電流を発生する、高電圧一段可変速度駆動装
置を提供することにある。
にわたって高効率で稼働し、同時に歪の非常に小さい出
力電圧及び電流を発生する、高電圧一段可変速度駆動装
置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の上記及びその他
の目的は、中間ＤＣリンクをもたない直結型ＡＣ−ＡＣ
コンバータを、多重レベル−多相−多重回路可変速度電
動機駆動装置及び、駆動スイッチ対の半導体スイッチが
仮想ＤＣ出力を供給し引き続いて転流させるように操作
され、正の最大線間電源電圧が転流過程で利用されるよ
うに前記電力スイッチが制御される多数の多相回路に対
応する固定子巻線を有する電動機とともに提供すること
により、達成される。
の目的は、中間ＤＣリンクをもたない直結型ＡＣ−ＡＣ
コンバータを、多重レベル−多相−多重回路可変速度電
動機駆動装置及び、駆動スイッチ対の半導体スイッチが
仮想ＤＣ出力を供給し引き続いて転流させるように操作
され、正の最大線間電源電圧が転流過程で利用されるよ
うに前記電力スイッチが制御される多数の多相回路に対
応する固定子巻線を有する電動機とともに提供すること
により、達成される。
【０００９】本発明のさらなる目的及び利点は添付図面
とともに以下の説明を読むことにより明らかになるであ
ろう。
とともに以下の説明を読むことにより明らかになるであ
ろう。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は、図に示されていない独立
電源からＡＣ電圧を受け取る、それぞれに対応する入力
端子１４ａ，１４ｂ，…，１４ｌを有する一連の双方向
性スイッチ対１２ａ，１２ｂ，…，１２ｌからなる電動
機駆動装置１０の略図である。スイッチ対の出力はそれ
ぞれの出力電圧を加え合わせるために直列に接続され
て、相出力端子１６と共通中性点端子１８との間に累加
出力電圧をつくりだす。個別双方向性スイッチはまだ市
販されていない。しかし双方向性スイッチは、それぞれ
に対応するダイオードと直列接続されたＩＧＢＴ（絶縁
ゲートバイポーラモードトランジスタ），ＭＯＳＦＥＴ
（金属−酸化物−半導体型電界効果トランジスタ）ある
いはＢＪＴ（接合型バイポーラトランジスタ）のような
通常の電力用２クワドラント半導体スイッチであってよ
い。図２〜図４は、１つ以上の半導体スイッチ２２及び
ダイオード２４を利用した、３種の代表的な双方向性ス
イッチ構成２０ａ，２０ｂ及び２０ｃを示す。図５は、
２つのＭＣＴ（マルチチャネルトライアック）のような
３クワドラントスイッチ２６を利用した双方向性スイッ
チ構成２０ｄを示す。スイッチ及びダイオードが図のよ
うな構成に接続されていると、各スイッチ対は図６に示
すタイプのＨ−ブリッジ３０の上部レールまたは下部レ
ールの機能を果たすことになる。Ｈ−ブリッジ３０で
は、２つの端子３２及び３４の間に印加される入力電圧
Ｖ入力から、ブリッジのスイッチング状態に依存して＋
Ｖ入力，−Ｖ入力または０のいずれかである出力電圧が
２つの端子３６及び３８につくられる。
電源からＡＣ電圧を受け取る、それぞれに対応する入力
端子１４ａ，１４ｂ，…，１４ｌを有する一連の双方向
性スイッチ対１２ａ，１２ｂ，…，１２ｌからなる電動
機駆動装置１０の略図である。スイッチ対の出力はそれ
ぞれの出力電圧を加え合わせるために直列に接続され
て、相出力端子１６と共通中性点端子１８との間に累加
出力電圧をつくりだす。個別双方向性スイッチはまだ市
販されていない。しかし双方向性スイッチは、それぞれ
に対応するダイオードと直列接続されたＩＧＢＴ（絶縁
ゲートバイポーラモードトランジスタ），ＭＯＳＦＥＴ
（金属−酸化物−半導体型電界効果トランジスタ）ある
いはＢＪＴ（接合型バイポーラトランジスタ）のような
通常の電力用２クワドラント半導体スイッチであってよ
い。図２〜図４は、１つ以上の半導体スイッチ２２及び
ダイオード２４を利用した、３種の代表的な双方向性ス
イッチ構成２０ａ，２０ｂ及び２０ｃを示す。図５は、
２つのＭＣＴ（マルチチャネルトライアック）のような
３クワドラントスイッチ２６を利用した双方向性スイッ
チ構成２０ｄを示す。スイッチ及びダイオードが図のよ
うな構成に接続されていると、各スイッチ対は図６に示
すタイプのＨ−ブリッジ３０の上部レールまたは下部レ
ールの機能を果たすことになる。Ｈ−ブリッジ３０で
は、２つの端子３２及び３４の間に印加される入力電圧
Ｖ入力から、ブリッジのスイッチング状態に依存して＋
Ｖ入力，−Ｖ入力または０のいずれかである出力電圧が
２つの端子３６及び３８につくられる。
【００１１】図７は、ある特定の出力相に対する線−中
性点間電圧をつくりだすための多重レベル相ドライバー
４０に構成された一連のＨ−ブリッジ４２ａ，４２ｂ，
…，４２ｌを示す。各ブリッジの入力端子に印加された
入力電圧は、相ドライバーの２つの出力端子４８及び５
０にかかるブリッジ出力電圧が累加的であるように、互
いに電気的に絶縁されている。多重レベルドライバーに
用いられるレベルの数は、所望の線間出力電圧及びＨ−
ブリッジの電力用半導体スイッチの定格電圧により定め
られる。望ましい実施の形態においては、各スイッチ対
は多相ＡＣ電圧源の相の１つに接続される。多相ＡＣ電
圧源は、変圧器、独立ＡＣ電源、または多相発電機のよ
うないかなる独立入力であってもよい。Ｈ−ブリッジ３
０のそれぞれには、図８に示されるように、左上部及び
下部スイッチ３０ａ及び３０ｂ並びに右上部及び下部ス
イッチ３０ｃ及び３０ｄが含まれ、入力として線間電圧
（例えばＶａｎ−Ｖｂｎ）が印加される。これらのスイ
ッチ対は図１に示されるように直列に、すなわち“レベ
ル”をなして接続されて特定の出力相に対する線−中性
点間電圧を発生し、各スイッチ対は、入力電圧の絶対値
に依存して、Ｈ−ブリッジの上部スイッチ対または下部
スイッチ対のいずれかとして機能するか、あるいはデゼ
ーブルにされる。ブリッジのスイッチングを制御するた
めのアルゴリズムは以下で説明する。
性点間電圧をつくりだすための多重レベル相ドライバー
４０に構成された一連のＨ−ブリッジ４２ａ，４２ｂ，
…，４２ｌを示す。各ブリッジの入力端子に印加された
入力電圧は、相ドライバーの２つの出力端子４８及び５
０にかかるブリッジ出力電圧が累加的であるように、互
いに電気的に絶縁されている。多重レベルドライバーに
用いられるレベルの数は、所望の線間出力電圧及びＨ−
ブリッジの電力用半導体スイッチの定格電圧により定め
られる。望ましい実施の形態においては、各スイッチ対
は多相ＡＣ電圧源の相の１つに接続される。多相ＡＣ電
圧源は、変圧器、独立ＡＣ電源、または多相発電機のよ
うないかなる独立入力であってもよい。Ｈ−ブリッジ３
０のそれぞれには、図８に示されるように、左上部及び
下部スイッチ３０ａ及び３０ｂ並びに右上部及び下部ス
イッチ３０ｃ及び３０ｄが含まれ、入力として線間電圧
（例えばＶａｎ−Ｖｂｎ）が印加される。これらのスイ
ッチ対は図１に示されるように直列に、すなわち“レベ
ル”をなして接続されて特定の出力相に対する線−中性
点間電圧を発生し、各スイッチ対は、入力電圧の絶対値
に依存して、Ｈ−ブリッジの上部スイッチ対または下部
スイッチ対のいずれかとして機能するか、あるいはデゼ
ーブルにされる。ブリッジのスイッチングを制御するた
めのアルゴリズムは以下で説明する。
【００１２】図９は２レベル−３相入力に対する本発明
に従うＨ−ブリッジスイッチの系統接続法を示し、図１
０は３レベル−３相入力に対する系統接続法を示す。い
ずれの構成も単相出力コンバータを構成している。すな
わち、図９においては、２つのＨ−ブリッジスイッチ対
５２ａ及び５４ａが２つの相ａ入力を受け取り、２つの
スイッチ対５２ｂ及び５４ｂが２つの相ｂ入力を受け取
り、２つのスイッチ対５２ｃ及び５４ｃが２つの相ｃ入
力を受け取る。図１０においては、３つのＨ−ブリッジ
対５２ａ，５４ａ及び５６ａが３つの相ａ入力を受け取
り、３つのＨ−ブリッジ対５２ｂ，５４ｂ及び５６ｂが
３つの相ｂ入力を受け取り、さらに３つのＨ−ブリッジ
対５２ｃ，５４ｃ及び５６ｃが３つの相ｃ入力を受け取
る。それぞれの相出力は、相ドライバー出力端子５８及
び中性点端子６０の間に与えられる。次いで、複数のこ
のような多重レベル相ドライバーが、出力相及び回路の
数に従って、Ｙ結線またはΔ結線に系統接続される。こ
こで必要な多重レベル相ドライバー数は出力相数×出力
回路数に等しい。図１１は、ｌレベル、ｎ入力相及びｋ
回路を有する多重レベル−多相−多重回路電動機駆動装
置の構成を示す略図であり、各相ドライバー６２ａ，６
２ｋ，…，６４ａ，６４ｋ，…，６６ａ，６６ｋ，…，
６８ａ，６８ｋ，…，は中性点６０とそれぞれに対応す
る回路出力端子７２ａ，７２ｋ，…，７４ａ，７４ｋ，
…，との間でＹ結線されている。
に従うＨ−ブリッジスイッチの系統接続法を示し、図１
０は３レベル−３相入力に対する系統接続法を示す。い
ずれの構成も単相出力コンバータを構成している。すな
わち、図９においては、２つのＨ−ブリッジスイッチ対
５２ａ及び５４ａが２つの相ａ入力を受け取り、２つの
スイッチ対５２ｂ及び５４ｂが２つの相ｂ入力を受け取
り、２つのスイッチ対５２ｃ及び５４ｃが２つの相ｃ入
力を受け取る。図１０においては、３つのＨ−ブリッジ
対５２ａ，５４ａ及び５６ａが３つの相ａ入力を受け取
り、３つのＨ−ブリッジ対５２ｂ，５４ｂ及び５６ｂが
３つの相ｂ入力を受け取り、さらに３つのＨ−ブリッジ
対５２ｃ，５４ｃ及び５６ｃが３つの相ｃ入力を受け取
る。それぞれの相出力は、相ドライバー出力端子５８及
び中性点端子６０の間に与えられる。次いで、複数のこ
のような多重レベル相ドライバーが、出力相及び回路の
数に従って、Ｙ結線またはΔ結線に系統接続される。こ
こで必要な多重レベル相ドライバー数は出力相数×出力
回路数に等しい。図１１は、ｌレベル、ｎ入力相及びｋ
回路を有する多重レベル−多相−多重回路電動機駆動装
置の構成を示す略図であり、各相ドライバー６２ａ，６
２ｋ，…，６４ａ，６４ｋ，…，６６ａ，６６ｋ，…，
６８ａ，６８ｋ，…，は中性点６０とそれぞれに対応す
る回路出力端子７２ａ，７２ｋ，…，７４ａ，７４ｋ，
…，との間でＹ結線されている。
【００１３】図１２は、図１１の電動機駆動装置により
駆動されるように構成された多相−多重回路電動機８０
の略図であり、電動機の巻線８２ａ，…，８２ｍは相ａ
〜ｍを含む各回路が互いに電気的に絶縁されるように構
成されている。
駆動されるように構成された多相−多重回路電動機８０
の略図であり、電動機の巻線８２ａ，…，８２ｍは相ａ
〜ｍを含む各回路が互いに電気的に絶縁されるように構
成されている。
【００１４】駆動装置スイッチ対は仮想ＤＣ電源を与
え、引き続いて転流させるように操作される。この仮想
整流は、いかなる瞬間においても、図１３及び８ｂに示
されるように正の最大線間電源電圧のみを転流過程に利
用し、よって転流過程に対して仮想ＤＣレールをつくり
だすように電力用スイッチを制御することにより達成さ
れる。転流過程はマトリックスコンバータで用いられる
過程と同様である。図１３は図９，及び５ｂに示される
相ａ１，ｂ１及びｃ１から生成される電圧Ｖａ１ｂ１，
Ｖａ１ｃ１及びＶｂ１ｃ１を示し、図１４は最大電圧の
みが通過して出力となるようなＨ−ブリッジのスイッチ
ングの結果を示す。例えば入力電圧Ｖａ１ｂ１が最大の
ときには、相ａ１及びｂ１に接続されているスイッチの
みが利用される。相ａ１接続されたスイッチはＨ−ブリ
ッジの上部スイッチをエミュレートし、相ｂ１に接続さ
れたスイッチは下部スイッチをエミュレートする。この
整流過程により、入力周波数の低次高調波を含む入力発
生器電流がつくりだされる。整流過程が、例えば“ＩＥ
Ｅ Ｐｒｏｃ．−Ｂ”誌，第１３９巻（１９９２年），
第２号，１０３〜１１３ページの、エル・ヒューバー
（Ｌ．Ｈｕｂｅｒ），ディー・ボロジェビック（Ｂｏｒ
ｏｊｅｖｉｃ）及びエヌ・ブラニー（Ｎ．Ｂｕｒａｎ
ｙ）による「強制転流サイクロコンバータ用空間ベクト
ル変調器の解析、設計及び実装」に記述されるような、
マトリックスコンバータ用の、入力電圧のパルス幅変調
を用いて得られ、またこの過程のためのキャリア周波数
が入力発生器周波数より十分高く設定されていれば、入
力に含まれる高調波の次数は十分高く、容易にフィルタ
リングできる。従って、許容できる電力品質を得るには
小さなフィルタ素子だけで十分である。
え、引き続いて転流させるように操作される。この仮想
整流は、いかなる瞬間においても、図１３及び８ｂに示
されるように正の最大線間電源電圧のみを転流過程に利
用し、よって転流過程に対して仮想ＤＣレールをつくり
だすように電力用スイッチを制御することにより達成さ
れる。転流過程はマトリックスコンバータで用いられる
過程と同様である。図１３は図９，及び５ｂに示される
相ａ１，ｂ１及びｃ１から生成される電圧Ｖａ１ｂ１，
Ｖａ１ｃ１及びＶｂ１ｃ１を示し、図１４は最大電圧の
みが通過して出力となるようなＨ−ブリッジのスイッチ
ングの結果を示す。例えば入力電圧Ｖａ１ｂ１が最大の
ときには、相ａ１及びｂ１に接続されているスイッチの
みが利用される。相ａ１接続されたスイッチはＨ−ブリ
ッジの上部スイッチをエミュレートし、相ｂ１に接続さ
れたスイッチは下部スイッチをエミュレートする。この
整流過程により、入力周波数の低次高調波を含む入力発
生器電流がつくりだされる。整流過程が、例えば“ＩＥ
Ｅ Ｐｒｏｃ．−Ｂ”誌，第１３９巻（１９９２年），
第２号，１０３〜１１３ページの、エル・ヒューバー
（Ｌ．Ｈｕｂｅｒ），ディー・ボロジェビック（Ｂｏｒ
ｏｊｅｖｉｃ）及びエヌ・ブラニー（Ｎ．Ｂｕｒａｎ
ｙ）による「強制転流サイクロコンバータ用空間ベクト
ル変調器の解析、設計及び実装」に記述されるような、
マトリックスコンバータ用の、入力電圧のパルス幅変調
を用いて得られ、またこの過程のためのキャリア周波数
が入力発生器周波数より十分高く設定されていれば、入
力に含まれる高調波の次数は十分高く、容易にフィルタ
リングできる。従って、許容できる電力品質を得るには
小さなフィルタ素子だけで十分である。
【００１５】本電動機駆動装置は高い実効スイッチング
周波数、すなわち電動機駆動装置出力電圧波形により生
成されるリップル電流から生じる電動機の高周波磁束成
分を与える。この実効スイッチング周波数は、単一スイ
ッチのパルス幅変調周波数より１桁以上高い周波数のス
イッチング波形を電動機起動装置端子につくりだすと同
時に電力用半導体スイッチを最も効率のよい動作モード
で動作させることができる２元インターリーブされたパ
ルス幅変調アルゴリズムの実施により得られる。１９９
８年３月２３日に出願されたデューバ（Ｄｕｂａ）等の
米国特許出願第０９／０４６，０７６号に記述される２
種のアルゴリズムは、以下に説明するように、上記の２
元インターリーブを行うことができる。前記出願の開示
内容は本明細書に参照として含まれる。
周波数、すなわち電動機駆動装置出力電圧波形により生
成されるリップル電流から生じる電動機の高周波磁束成
分を与える。この実効スイッチング周波数は、単一スイ
ッチのパルス幅変調周波数より１桁以上高い周波数のス
イッチング波形を電動機起動装置端子につくりだすと同
時に電力用半導体スイッチを最も効率のよい動作モード
で動作させることができる２元インターリーブされたパ
ルス幅変調アルゴリズムの実施により得られる。１９９
８年３月２３日に出願されたデューバ（Ｄｕｂａ）等の
米国特許出願第０９／０４６，０７６号に記述される２
種のアルゴリズムは、以下に説明するように、上記の２
元インターリーブを行うことができる。前記出願の開示
内容は本明細書に参照として含まれる。
【００１６】本電動機駆動装置によりつくりだされる実
効スイッチング周波数は、パルス幅変調キャリア周波
数、レベル数、及び回路数の関数であり、関係式：
効スイッチング周波数は、パルス幅変調キャリア周波
数、レベル数、及び回路数の関数であり、関係式：
【数１】 に従う。ここで：ｆ実効は電動機巻線から見た実効スイ
ッチング周波数：ｆＰＷＭはキャリアスイッチング周波
数；ｌは直列レベル数；ｋは電動機駆動回路数；であ
る。
ッチング周波数：ｆＰＷＭはキャリアスイッチング周波
数；ｌは直列レベル数；ｋは電動機駆動回路数；であ
る。
【００１７】スイッチングパターンを生成するために用
いられる前記パルス幅変調アルゴリズムは、キャリア波
形が所望の出力波形を表す基準波形と比較される基本的
な三角波ＰＷＭアルゴリズムの変形である。その他のＰ
ＷＭアルゴリズムも実際上用いることができる。
いられる前記パルス幅変調アルゴリズムは、キャリア波
形が所望の出力波形を表す基準波形と比較される基本的
な三角波ＰＷＭアルゴリズムの変形である。その他のＰ
ＷＭアルゴリズムも実際上用いることができる。
【００１８】望ましい実施の形態においては、個々のＨ
−ブリッジに対するキャリア波形は常三角波とその相補
三角波である。図８を参照すると、Ｈ−ブリッジ３０の
左側のスイッチ対３０ａ及び３０ｂの状態は常三角波と
基準との比較により定められ、右側のスイッチ対３０ｃ
及び３０ｄのスイッチ対の状態は相補三角波と基準レベ
ルとの比較により定められる。すなわち、右側のスイッ
チ３０ｃ及び３０ｄに対する論理は、左側のスイッチの
論理の反転である。上部左側及び下部右側のスイッチが
オン状態のときブリッジの出力電圧は線間電圧、すなわ
ち＋Ｖ入力であり、下部左側及び上部右側のスイッチが
オン状態のときブリッジの出力電圧は負の線間電圧（−
Ｖ入力）である。上部スイッチの双方あるいは下部スイ
ッチの双方がオン状態であれば、ブリッジの出力電圧は
０である。
−ブリッジに対するキャリア波形は常三角波とその相補
三角波である。図８を参照すると、Ｈ−ブリッジ３０の
左側のスイッチ対３０ａ及び３０ｂの状態は常三角波と
基準との比較により定められ、右側のスイッチ対３０ｃ
及び３０ｄのスイッチ対の状態は相補三角波と基準レベ
ルとの比較により定められる。すなわち、右側のスイッ
チ３０ｃ及び３０ｄに対する論理は、左側のスイッチの
論理の反転である。上部左側及び下部右側のスイッチが
オン状態のときブリッジの出力電圧は線間電圧、すなわ
ち＋Ｖ入力であり、下部左側及び上部右側のスイッチが
オン状態のときブリッジの出力電圧は負の線間電圧（−
Ｖ入力）である。上部スイッチの双方あるいは下部スイ
ッチの双方がオン状態であれば、ブリッジの出力電圧は
０である。
【００１９】本発明は、相ドライバーのＨ−ブリッジの
三角波キャリア波形をインターリーブするために、上述
の米国特許出願第０９／０４６，０７６号に記述されて
いるような既知のアルゴリズムを利用する。多重電動機
駆動回路のための基準波形はこのアルゴリズムに組み込
まれ、上述した実効スイッチング周波数を生じる。
三角波キャリア波形をインターリーブするために、上述
の米国特許出願第０９／０４６，０７６号に記述されて
いるような既知のアルゴリズムを利用する。多重電動機
駆動回路のための基準波形はこのアルゴリズムに組み込
まれ、上述した実効スイッチング周波数を生じる。
【００２０】２種のアルゴリズムはいずれも、相ドライ
バーのレベル及び回路をインターリーブするために用い
ることができる。
バーのレベル及び回路をインターリーブするために用い
ることができる。
【００２１】インターリーブアルゴリズム１：所望のス
イッチング周波数の常及び相補三角波形は、多重レベル
相ドライバーの各Ｈ−ブリッジレベルに対して設定され
る。各レベルの三角波キャリア波形は互いに角α｜Ｖ｜
＝３６０°／ｌだけ移相される。ここでｌは多重レベル
相ドライバーの相レベル数である。
イッチング周波数の常及び相補三角波形は、多重レベル
相ドライバーの各Ｈ−ブリッジレベルに対して設定され
る。各レベルの三角波キャリア波形は互いに角α｜Ｖ｜
＝３６０°／ｌだけ移相される。ここでｌは多重レベル
相ドライバーの相レベル数である。
【００２２】さらに、所望のスイッチング周波数の常及
び相補三角波キャリア波形は、対象としているレベルの
各回路のキャリア波形が同じレベルの対応する回路間で
互いに角αｃｋｔ＝α｜Ｖ｜／２ｋだけ移相されるよう
に多重回路の多重レベル相ドライバーに対して設定され
る。ここでｋは電力コンバータ回路数である。５レベル
−４回路静止電力コンバータに必要なキャリア波形が、
常基準三角波形を実線で、また相補基準波形を破線で示
す図１５に示されている。
び相補三角波キャリア波形は、対象としているレベルの
各回路のキャリア波形が同じレベルの対応する回路間で
互いに角αｃｋｔ＝α｜Ｖ｜／２ｋだけ移相されるよう
に多重回路の多重レベル相ドライバーに対して設定され
る。ここでｋは電力コンバータ回路数である。５レベル
−４回路静止電力コンバータに必要なキャリア波形が、
常基準三角波形を実線で、また相補基準波形を破線で示
す図１５に示されている。
【００２３】インターリーブアルゴリズム２：第２の２
元インターリーブアルゴリズムは、所望のスイッチング
周波数の常及び相補三角波キャリア波形が多重レベル相
ドライバーの各Ｈ−ブリッジレベルに対して設定される
点で第１のアルゴリズムと同様である。しかしこの場合
には、各レベルの三角波キャリア波形は互いに角α
｜Ｖ｜＝３６０°／２ｌだけ移相される。ここでｌは多
重レベル相ドライバーのレベル数である。さらに、所望
のスイッチング周波数の常及び相補三角波キャリア波形
は、対象としているレベルの各回路のキャリア波形が同
じレベルの対応する回路間で互いに角αｃｋｔ＝α｜
Ｖ｜／ｋだけ移相されるように多重回路の多重レベル相
ドライバーに対して設定される。ここでｋは静止電力コ
ンバータ回路数である。
元インターリーブアルゴリズムは、所望のスイッチング
周波数の常及び相補三角波キャリア波形が多重レベル相
ドライバーの各Ｈ−ブリッジレベルに対して設定される
点で第１のアルゴリズムと同様である。しかしこの場合
には、各レベルの三角波キャリア波形は互いに角α
｜Ｖ｜＝３６０°／２ｌだけ移相される。ここでｌは多
重レベル相ドライバーのレベル数である。さらに、所望
のスイッチング周波数の常及び相補三角波キャリア波形
は、対象としているレベルの各回路のキャリア波形が同
じレベルの対応する回路間で互いに角αｃｋｔ＝α｜
Ｖ｜／ｋだけ移相されるように多重回路の多重レベル相
ドライバーに対して設定される。ここでｋは静止電力コ
ンバータ回路数である。
【００２４】上記のインターリーブアルゴリズムのいず
れに対しても、ＰＷＭキャリア波形の間の時間偏移は：
れに対しても、ＰＷＭキャリア波形の間の時間偏移は：
【数２】
【数３】
【数４】 として計算される。
【００２５】各レベルは独立に制御されて整流−転流過
程を達成し、上述したように、パルス波変調転流が三角
波キャリア信号及び所望の基準正弦波を利用して段階を
ふんで達成される。個々のレベル制御器は、どの入力線
間電圧が最大であるかを決定し、次いでパルス波変調器
転流スイッチング信号を適切なスイッチに向けて送り出
す。
程を達成し、上述したように、パルス波変調転流が三角
波キャリア信号及び所望の基準正弦波を利用して段階を
ふんで達成される。個々のレベル制御器は、どの入力線
間電圧が最大であるかを決定し、次いでパルス波変調器
転流スイッチング信号を適切なスイッチに向けて送り出
す。
【００２６】図１６は単レベル−３相入力−単相出力駆
動回路制御器９０の代表的な実施の形態を示す。制御器
９０は上記アルゴリズムの１つに基づく、パルス波変調
器９２にあるＨ−ブリッジの４つのスイッチに対する論
理レベル信号を発生し、図８のＨ−ブリッジ回路３０
の、左上部、左下部、右上部及び右下部スイッチ（３０
ａ，３０ｂ，３０ｃ及び３０ｄ）にそれぞれ対応する信
号ＬＨ，ＬＬ，ＲＨ，及びＲＬをつくりだして、これら
を信号マッパー９４に供給する。駆動装置の各出力相の
レベル毎に、独立のパルス幅変調発生器９２及び信号マ
ッパー９４が必要である。信号マッパー９４は、パルス
幅変調発生器から駆動装置の適切な４つのスイッチに、
同じレベルの他のスイッチは開状態にしたままで、論理
信号を分配する。制御器９０の一部はどの入力線間電圧
が正で最大であるかを決定し、その情報をマッパー９４
に与える。下表１は、図１６に示した駆動制御器９０が
図１７に示される駆動回路９６に対する信号をつくりだ
すためのマッピングシーケンスを示す。
動回路制御器９０の代表的な実施の形態を示す。制御器
９０は上記アルゴリズムの１つに基づく、パルス波変調
器９２にあるＨ−ブリッジの４つのスイッチに対する論
理レベル信号を発生し、図８のＨ−ブリッジ回路３０
の、左上部、左下部、右上部及び右下部スイッチ（３０
ａ，３０ｂ，３０ｃ及び３０ｄ）にそれぞれ対応する信
号ＬＨ，ＬＬ，ＲＨ，及びＲＬをつくりだして、これら
を信号マッパー９４に供給する。駆動装置の各出力相の
レベル毎に、独立のパルス幅変調発生器９２及び信号マ
ッパー９４が必要である。信号マッパー９４は、パルス
幅変調発生器から駆動装置の適切な４つのスイッチに、
同じレベルの他のスイッチは開状態にしたままで、論理
信号を分配する。制御器９０の一部はどの入力線間電圧
が正で最大であるかを決定し、その情報をマッパー９４
に与える。下表１は、図１６に示した駆動制御器９０が
図１７に示される駆動回路９６に対する信号をつくりだ
すためのマッピングシーケンスを示す。
【００２７】
【表１】 一段コンバータの電力用スイッチの転流には有限の時間
が必要であることが常に大きな問題であった。ＤＣリン
ク２段コンバータは一般的に電力用電子スイッチに並列
に接続した半平行ダイオードにより転流を達成している
が、１段コンバータのスイッチのもつ双方向性により、
この構成は実行できない。
が必要であることが常に大きな問題であった。ＤＣリン
ク２段コンバータは一般的に電力用電子スイッチに並列
に接続した半平行ダイオードにより転流を達成している
が、１段コンバータのスイッチのもつ双方向性により、
この構成は実行できない。
【００２８】本発明に従えば、多段階スイッチングによ
り安全な転流が得られる。この手法は、“ＩＥＥ Ｐｒ
ｏｃ．−Ｂ”誌，第１３９巻（１９９２年），第２号，
１０３〜１１３ページの、エル・ヒューバー（Ｌ．Ｈｕ
ｂｅｒ），ディー・ボロジェビック（Ｂｏｒｏｊｅｖｉ
ｃ）及びエヌ・ブラニー（Ｎ．Ｂｕｒａｎｙ）による
「強制転流サイクロコンバータ用空間ベクトル変調器の
解析、設計及び実装」で公表されているような、文献に
記述されている強制転流サイクロコンバータに用いるた
めの構成から導かれる。図示される実施の形態におい
て、転流過程は、それぞれが入力相に接続された、ＤＣ
レールを形成する２つの４クワドラントスイッチを含
む。いかなるタイプの４クワドラントスイッチ対でも、
その一対がＨ−ブリッジの同じ辺の上部スイッチ及びこ
れに対応する下部スイッチになっていれば、使用でき
る。
り安全な転流が得られる。この手法は、“ＩＥＥ Ｐｒ
ｏｃ．−Ｂ”誌，第１３９巻（１９９２年），第２号，
１０３〜１１３ページの、エル・ヒューバー（Ｌ．Ｈｕ
ｂｅｒ），ディー・ボロジェビック（Ｂｏｒｏｊｅｖｉ
ｃ）及びエヌ・ブラニー（Ｎ．Ｂｕｒａｎｙ）による
「強制転流サイクロコンバータ用空間ベクトル変調器の
解析、設計及び実装」で公表されているような、文献に
記述されている強制転流サイクロコンバータに用いるた
めの構成から導かれる。図示される実施の形態におい
て、転流過程は、それぞれが入力相に接続された、ＤＣ
レールを形成する２つの４クワドラントスイッチを含
む。いかなるタイプの４クワドラントスイッチ対でも、
その一対がＨ−ブリッジの同じ辺の上部スイッチ及びこ
れに対応する下部スイッチになっていれば、使用でき
る。
【００２９】図１８は、図５に示したタイプの電動機駆
動装置に使用するための２つの４クワドラントスイッチ
１００及び１０２を例に示す。オン状態にある双方向性
スイッチが、転流過程を速めるために閉じられる正方向
及び負方向スイッチのいずれにも対応することに注意し
なければならない。初めにオン状態にあるスイッチを流
れる電流の極性により決定される２つの転流シーケンス
があり得る。図１８においては、２つのスイッチｓ１ｐ
及びｓ１ｎは初めオン状態にある双方向性スイッチに属
し、２つのスイッチｓ２ｐ及びｓ２ｎはスイッチ１００
が開かれると閉じられる双方向性スイッチ１０２にあ
る。下表２は２つの転流シーケンスを示す。
動装置に使用するための２つの４クワドラントスイッチ
１００及び１０２を例に示す。オン状態にある双方向性
スイッチが、転流過程を速めるために閉じられる正方向
及び負方向スイッチのいずれにも対応することに注意し
なければならない。初めにオン状態にあるスイッチを流
れる電流の極性により決定される２つの転流シーケンス
があり得る。図１８においては、２つのスイッチｓ１ｐ
及びｓ１ｎは初めオン状態にある双方向性スイッチに属
し、２つのスイッチｓ２ｐ及びｓ２ｎはスイッチ１００
が開かれると閉じられる双方向性スイッチ１０２にあ
る。下表２は２つの転流シーケンスを示す。
【００３０】
【表２】 多段階スイッチング手順は以下の例で示される。初め
に、ＶａｂあるいはＶｂ ａが最大であって“ＤＣレー
ル”として用いられており、スイッチｓ１が閉じられて
導通状態にあるとする。制御回路はまず正方向初期電流
に対してスイッチｓ１を開きスイッチ２を閉じさせる。
すなわち表２の左側に示される正方向電流遷移手順がと
られる。すなわち、スイッチｓ１の負側がまず開かれて
次にスイッチｓ２の正側が閉じられる。ＶａｎがＶｂｎ
より大きければ、電流はスイッチｓ１の正側を通して流
れ続ける。ＶａｎがＶｂｎより小さければ、電流はスイ
ッチｓ１の正側が開かれた後にスイッチｓ１からスイッ
チｓ２に移る。この遷移がおこらなければ、電流遷移は
次の段階で達成される。最後にスイッチｓ２の負側が閉
じられて遷移が完了する。負方向初期電流に対しては、
それぞれのスイッチの負側及び正側の動作が逆になるこ
とを除き、同じシーケンスがとられる。
に、ＶａｂあるいはＶｂ ａが最大であって“ＤＣレー
ル”として用いられており、スイッチｓ１が閉じられて
導通状態にあるとする。制御回路はまず正方向初期電流
に対してスイッチｓ１を開きスイッチ２を閉じさせる。
すなわち表２の左側に示される正方向電流遷移手順がと
られる。すなわち、スイッチｓ１の負側がまず開かれて
次にスイッチｓ２の正側が閉じられる。ＶａｎがＶｂｎ
より大きければ、電流はスイッチｓ１の正側を通して流
れ続ける。ＶａｎがＶｂｎより小さければ、電流はスイ
ッチｓ１の正側が開かれた後にスイッチｓ１からスイッ
チｓ２に移る。この遷移がおこらなければ、電流遷移は
次の段階で達成される。最後にスイッチｓ２の負側が閉
じられて遷移が完了する。負方向初期電流に対しては、
それぞれのスイッチの負側及び正側の動作が逆になるこ
とを除き、同じシーケンスがとられる。
【００３１】本発明に従う電動機駆動装置では、上述し
た米国特許出願第０９／０４６，０７６号に記述される
ような負荷分割法を実施することにより非常に高い全電
力及び部分電力効率が得られる。この手法を用いれば、
多相回路のそれぞれが全電力の１／ｋを供給するように
構成された電動機−電動機駆動回路の数に従って電動機
駆動装置の容量が分割される。ここでｋは全回路数であ
る。選ばれたキャリア基準波形を停止することにより多
重レベル−多相回路を完全に停止することができ、電動
機駆動回路が停止したときに出力のスペクトル特性を劣
化させずに、総電動機駆動損失を低減する。停止してい
ない多相回路間の対称性は維持されなければならない。
これを達成するための負荷分割法がいくつか提案されて
いる。
た米国特許出願第０９／０４６，０７６号に記述される
ような負荷分割法を実施することにより非常に高い全電
力及び部分電力効率が得られる。この手法を用いれば、
多相回路のそれぞれが全電力の１／ｋを供給するように
構成された電動機−電動機駆動回路の数に従って電動機
駆動装置の容量が分割される。ここでｋは全回路数であ
る。選ばれたキャリア基準波形を停止することにより多
重レベル−多相回路を完全に停止することができ、電動
機駆動回路が停止したときに出力のスペクトル特性を劣
化させずに、総電動機駆動損失を低減する。停止してい
ない多相回路間の対称性は維持されなければならない。
これを達成するための負荷分割法がいくつか提案されて
いる。
【００３２】負荷分割法１：負荷分割法の１つに従え
ば、インターリーブされた回路キャリア基準波形は、停
止されないキャリア基準間の移相量がキャリア期間１／
２ｌの初めから終わりまで均等に配分されるように選ば
れて停止される。ここでｌはレベル数である。停止され
ないキャリア波形を修正する必要はない。例えば図１５
に示したタイプのキャリア波形をもつ４回路電動機駆動
装置においては、偶数番目の回路を停止して電動機駆動
容量を５０％切り詰めて停止回路に関わる全損失を排除
し、一方停止されない回路には対称に配分したままとす
ることができる。さらに、残る２つのキャリアの内１つ
を停止して電動機駆動容量を２５％に切り詰めることが
できる。これは負荷分割の非常に簡便な方法であるが、
対称性の維持を保証しながら用いることができる構成回
路数にしか適応できない。
ば、インターリーブされた回路キャリア基準波形は、停
止されないキャリア基準間の移相量がキャリア期間１／
２ｌの初めから終わりまで均等に配分されるように選ば
れて停止される。ここでｌはレベル数である。停止され
ないキャリア波形を修正する必要はない。例えば図１５
に示したタイプのキャリア波形をもつ４回路電動機駆動
装置においては、偶数番目の回路を停止して電動機駆動
容量を５０％切り詰めて停止回路に関わる全損失を排除
し、一方停止されない回路には対称に配分したままとす
ることができる。さらに、残る２つのキャリアの内１つ
を停止して電動機駆動容量を２５％に切り詰めることが
できる。これは負荷分割の非常に簡便な方法であるが、
対称性の維持を保証しながら用いることができる構成回
路数にしか適応できない。
【００３３】負荷分割法２：第２の負荷分割法によれ
ば、電動機駆動回路を１つずつ停止することができ、電
動機駆動容量を負荷が必要とする電力に厳密に合わせる
ことができるように、電動機駆動定格を増分１／ｋずつ
に分割できる。このことは、１つの回路に対するキャリ
ア基準波形を停止し、停止されないキャリア基準波形を
上述の２元インターリーブ法に従って再配分することに
より達成される。この方法ではキャリア基準波形の再計
算及び再配分が必要である。
ば、電動機駆動回路を１つずつ停止することができ、電
動機駆動容量を負荷が必要とする電力に厳密に合わせる
ことができるように、電動機駆動定格を増分１／ｋずつ
に分割できる。このことは、１つの回路に対するキャリ
ア基準波形を停止し、停止されないキャリア基準波形を
上述の２元インターリーブ法に従って再配分することに
より達成される。この方法ではキャリア基準波形の再計
算及び再配分が必要である。
【００３４】負荷分割法３：第３の負荷分割法によれ
ば、電動機駆動回路のレベルを１つずつ停止できる。こ
の場合は出力電力だけでなく出力電圧も減分１／ｌずつ
減少させることができる。ここでｌは電動機駆動回路の
総レベル数である。停止されるレベルは出力電圧が０に
なるように制御される。すなわち上部スイッチのいずれ
もかあるいは下部スイッチのいずれもがオン状態に保た
れる。停止されるレベルの接続をバイパスし、よって駆
動装置を作動させたまま点検または修理のために駆動装
置から停止させたユニットを取り外すことができる、別
の接続法、すなわちジャンパーを用いることもできる。
所定の位置にジャンパーを入れることにより、駆動装置
は駆動回路のレベルがｌ−１であるかのように動作す
る。この負荷分割方法ではキャリア波形の再計算が必要
である。
ば、電動機駆動回路のレベルを１つずつ停止できる。こ
の場合は出力電力だけでなく出力電圧も減分１／ｌずつ
減少させることができる。ここでｌは電動機駆動回路の
総レベル数である。停止されるレベルは出力電圧が０に
なるように制御される。すなわち上部スイッチのいずれ
もかあるいは下部スイッチのいずれもがオン状態に保た
れる。停止されるレベルの接続をバイパスし、よって駆
動装置を作動させたまま点検または修理のために駆動装
置から停止させたユニットを取り外すことができる、別
の接続法、すなわちジャンパーを用いることもできる。
所定の位置にジャンパーを入れることにより、駆動装置
は駆動回路のレベルがｌ−１であるかのように動作す
る。この負荷分割方法ではキャリア波形の再計算が必要
である。
【００３５】本発明に従う駆動装置の構成のいくつかを
アナロジー社（Ａｎａｌｏｇｙ，Ｉｎｃ．）のサーベル
（Ｓａｂｅｒ）シミュレータを用いてシミュレートし、
表３に示され、また図２１〜図２４の関連するグラフに
示される結果を得た。
アナロジー社（Ａｎａｌｏｇｙ，Ｉｎｃ．）のサーベル
（Ｓａｂｅｒ）シミュレータを用いてシミュレートし、
表３に示され、また図２１〜図２４の関連するグラフに
示される結果を得た。
【００３６】
【表３】 単相駆動出力のそれぞれは位相角が異なるだけであるか
ら、図に示された結果を多相出力に拡張することができ
る。シミュレーションした駆動装置は３種の主要部、す
なわち９相−２回路発生器、単相−３レベル−２回路電
動機駆動回路及び２つの単相Ｒ−Ｌ負荷からなる。シミ
ュレーションでは多段階転流手順及びパルス幅変調整流
が組み込まれていないことを注意しておく必要がある。
図１９に示すシミュレーションされた装置においては、
同期発電機が、６つの独立３相電源１１０ａ〜１１０ｆ
にグループ化された１８の理想電圧源としてモデル化さ
れ、各３相電源は２５０Ｈｚで線間電圧９３０ボルトを
つくりだす。図２０に示される３相セット間の位相偏移
により、この発電機の基礎周波数の１８倍の周波数をも
つ発電機で見られるような、駆動装置取込パルス電流が
得られる。
ら、図に示された結果を多相出力に拡張することができ
る。シミュレーションした駆動装置は３種の主要部、す
なわち９相−２回路発生器、単相−３レベル−２回路電
動機駆動回路及び２つの単相Ｒ−Ｌ負荷からなる。シミ
ュレーションでは多段階転流手順及びパルス幅変調整流
が組み込まれていないことを注意しておく必要がある。
図１９に示すシミュレーションされた装置においては、
同期発電機が、６つの独立３相電源１１０ａ〜１１０ｆ
にグループ化された１８の理想電圧源としてモデル化さ
れ、各３相電源は２５０Ｈｚで線間電圧９３０ボルトを
つくりだす。図２０に示される３相セット間の位相偏移
により、この発電機の基礎周波数の１８倍の周波数をも
つ発電機で見られるような、駆動装置取込パルス電流が
得られる。
【００３７】電動機駆動装置モデルは６つの３相電源、
３つのマトリックスシーケンサ、２つの３回路マトリッ
クス階層モデル、２つのＲ−Ｌ負荷、変調指数基準及び
周波数基準を含む一連の階層モデルからなる。２つの３
回路マトリックスモデルはそれぞれ３つのＰＷＭドライ
バー、３つのマトリックスマッパー及び１８の双方性論
理制御スイッチを含む。
３つのマトリックスシーケンサ、２つの３回路マトリッ
クス階層モデル、２つのＲ−Ｌ負荷、変調指数基準及び
周波数基準を含む一連の階層モデルからなる。２つの３
回路マトリックスモデルはそれぞれ３つのＰＷＭドライ
バー、３つのマトリックスマッパー及び１８の双方性論
理制御スイッチを含む。
【００３８】本シミュレーションのためのＰＷＭドライ
バー用基準信号は、変調指数が０．８の単相１００Ｈｚ
の正弦波とした。ＰＷＭ周波数は１６６６Ｈｚとし、前
記２元インターリーブ法により計算したタイムディレイ
は下表４の通りである。
バー用基準信号は、変調指数が０．８の単相１００Ｈｚ
の正弦波とした。ＰＷＭ周波数は１６６６Ｈｚとし、前
記２元インターリーブ法により計算したタイムディレイ
は下表４の通りである。
【００３９】
【表４】 上述の電動機駆動装置モデルに関する実効スイッチング
周波数は、ｆ実効＝２×３×２×１６６６．７Ｈｚ＝２
０ｋＨｚである。本シミュレーションの結果を図２１〜
図２４に示す。
周波数は、ｆ実効＝２×３×２×１６６６．７Ｈｚ＝２
０ｋＨｚである。本シミュレーションの結果を図２１〜
図２４に示す。
【００４０】別の実施の形態においては、回路数が入力
段の回路数より少ない電動機が図２５に示される一連の
相間変圧器１２０ａ，１２０ｂ及び１２０ｃを介して駆
動される。これらの相間変圧器は事実上駆動回路を互い
に絶縁する非常に高いインピーダンスを高周波差分電流
に与える。
段の回路数より少ない電動機が図２５に示される一連の
相間変圧器１２０ａ，１２０ｂ及び１２０ｃを介して駆
動される。これらの相間変圧器は事実上駆動回路を互い
に絶縁する非常に高いインピーダンスを高周波差分電流
に与える。
【００４１】望ましい実施の形態は正弦波−三角波変調
法を利用するが、ＡＣ−ＡＣコンバータに一般に適用さ
れるその他の変調法を実施することもできる。多重レベ
ル駆動装置に適したいかなる変調法も本発明に適用する
ことができる。
法を利用するが、ＡＣ−ＡＣコンバータに一般に適用さ
れるその他の変調法を実施することもできる。多重レベ
ル駆動装置に適したいかなる変調法も本発明に適用する
ことができる。
【００４２】本発明を特定の実施の形態を参照して本明
細書で説明したが、当業者にはこれらに実施の形態に多
くの変更及び変形が容易に浮かぶであろう。従って、そ
のような変形及び変更は全て本発明の意図した範囲に含
まれる。
細書で説明したが、当業者にはこれらに実施の形態に多
くの変更及び変形が容易に浮かぶであろう。従って、そ
のような変形及び変更は全て本発明の意図した範囲に含
まれる。
【図１】ｎ相−ｌレベル−一段電力コンバータの略図
【図２】一段電動機駆動装置のための代表的な双方向性
スイッチ構成の１つを示す図
スイッチ構成の１つを示す図
【図３】一段電動機駆動装置のための別の代表的な双方
向性スイッチ構成の別の１つを示す図
向性スイッチ構成の別の１つを示す図
【図４】一段電動機駆動装置のための代表的な双方向性
スイッチ構成のまた別の１つを示す図
スイッチ構成のまた別の１つを示す図
【図５】一段電動機駆動装置のための代表的な双方向性
スイッチ構成のさらに別の１つを示す図
スイッチ構成のさらに別の１つを示す図
【図６】単相Ｈ−ブリッジの略図
【図７】多重レベル相ドライバーの略図
【図８】入力線間電圧が供給されるＨ−ブリッジの略図
【図９】２レベル用多重レベル相ドライバーを示す図
【図１０】３レベル用多重レベル相ドライバーを示す図
【図１１】本発明に従う多重レベル−多相−多重回路電
動機駆動装置を示す簡略なブロック図
動機駆動装置を示す簡略なブロック図
【図１２】図１１に示した電動機駆動装置により駆動さ
れる多相−多重回路電動機の略図
れる多相−多重回路電動機の略図
【図１３】整流前の３相入力電圧を示すグラフ
【図１４】整流された図１３の３相電圧を示すグラフ
【図１５】２元インターリーブされた基準キャリア波形
を示すグラフ
を示すグラフ
【図１６】制御装置の構成を示す簡略なブロック図
【図１７】１レベル−３相入力−単相出力駆動回路を示
す簡略な回路図
す簡略な回路図
【図１８】転流手順を示すための４クワドラントスイッ
チの略図
チの略図
【図１９】９相発生器を示す図
【図２０】図１９の９相間の位相関係を示す図
【図２１】３相発生器の３つの相に関する電圧及び電流
の変化を示すグラフ
の変化を示すグラフ
【図２２】１つの相及び１つの回路に関する電圧レベル
を示すグラフ
を示すグラフ
【図２３】１つの相の２つの回路に関する出力電圧及び
電流を示すグラフ
電流を示すグラフ
【図２４】１つの相の２つの回路に関する出力電流を示
すグラフ
すグラフ
【図２５】相関変圧器結合出力を有する多重回路電動機
駆動装置の簡略な回路図
駆動装置の簡略な回路図
１０ 電動機駆動装置 １２ 双方向性スイッチ対 １４ 入力端子 １６ 相出力端子 １８ 共通中性点 ２０ 双方向性スイッチ構成 ２２ 半導体スイッチ ２４ ダイオード ２６ ＭＣＴ ３０，４２ Ｈ−ブリッジ ３０ａ，３０ｂ，３０ｃ，３０ｄ スイッチ ３２，３４，３６，３８ 端子 ４０ 多重レベル相ドライバー ４８，５０ 出力端子 ５２，５４，５６ Ｈ−ブリッジ対 ５８ 相ドライバー出力端子 ６０ 中性点端子 ６２，６４，６６ 相駆動回路 ７２，７４ 回路出力端子 ８０ 多相−多重回路電動機 ８２，８４ 電動機巻線 ９０ 単レベル−３相入力−単相出力駆動回路制御器 ９２ パルス幅変調器 ９４ 信号マッパー ９６ 駆動回路 １００，１０２ ４クワドラントスイッチ １１０ 独立３相電源 １２０ 相間変圧器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 グレゴリー エイ ドゥーバ アメリカ合衆国 コネティカット州 06378 ストーニントン フランダーズ ロード 251 (72)発明者 エドガー エス サックストン アメリカ合衆国 ロードアイランド州 02808 ブラッドフォード ウェイランド ストリート ３
Claims (14)
- 【請求項１】 可変速度電動機駆動装置において、前記
可変速度電動機駆動装置が： （１）複数の電動機駆動回路であって、該複数の電動機
駆動回路のそれぞれは、複数のＡＣ相から独立ＡＣ電力
を供給される複数のレベルを有すると共に仮想ＤＣ電源
を与えるために相の選択を制御するための半導体スイッ
チ手段を含む、複数の電動機駆動回路； （２）高い実効スイッチング周波数を供給するためにス
イッチング動作のインターリーブを利用する前記スイッ
チのパルス幅変調を与えるための手段；及び （３）それぞれが電源の相の１つから電力を受け取る複
数の独立多相回路をもつ固定子巻線を有する電動機；を
含むことを特徴とする可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項２】 回路の対称動作は維持しながら、前記電
動機駆動装置からの電力を減少させるために、選択され
た多相回路を停止させるための手段を含むことを特徴と
する請求項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項３】 停止されない回路が前記固定子回路構成
に関して対称的に配分されることを特徴とする請求項２
記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項４】 前記多重レベル相ドライバーのそれぞれ
が直列に接続された複数のＨ−ブリッジを含むことを特
徴とする請求項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項５】 前記半導体スイッチ手段の制御動作のた
めのキャリア波形をインターリーブするための手段、及
び負荷分割のために選択されたインターリーブキャリア
波形を停止するための手段を含むことを特徴とする請求
項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項６】 前記複数の電動機駆動回路のそれぞれに
キャリア波形を供給するための手段、及び負荷分割のた
めに１つ以上の選択された回路に対する前記キャリア波
形を停止させるための手段を含むことを特徴とする請求
項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項７】 負荷分割のために１つ以上の前記電動機
駆動レベルを停止するための手段を含むことを特徴とす
る請求項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項８】 前記電動機の回路数が前記電動機駆動回
路数より少なく、前記駆動回路を互いに絶縁するための
複数の相間変圧器を含むことを特徴とする請求項１記載
の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項９】 前記半導体スイッチのそれぞれが電力用
双方向性２クワドラント半導体スイッチであることを特
徴とする請求項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項１０】 前記半導体スイッチのそれぞれが電力
用双方向性３クワドラント半導体スイッチであることを
特徴とする請求項１記載の可変速度電動機駆動装置。 - 【請求項１１】 可変速度で電動機を駆動する方法にお
いて、前記方法が： （１）複数のＡＣ相から複数の電動機駆動回路のそれぞ
れにある複数のレベルのそれぞれに独立ＡＣ電力入力を
供給し； （２）前記複数の回路のそれぞれにＨ−ブリッジスイッ
チを与え； （３）前記レベルのそれぞれの最大ＡＣ入力信号を供給
するために、また擬似的にＤＣレールを形成する回路の
それぞれに累加出力を与えるために、前記Ｈ−ブリッジ
スイッチを作動させ； （４）前記それぞれの回路出力を可変速度電動機の対応
する回路に供給する；工程を含むことを特徴とする方
法。 - 【請求項１２】 負荷分割のために１つ以上の前記電動
機駆動回路を選択的に停止させる工程を含むことを特徴
とする請求項１１記載の方法。 - 【請求項１３】 負荷分割のために１つ以上の電動機駆
動回路のレベルを選択的に停止させる工程を含むことを
特徴とする請求項１１記載の方法。 - 【請求項１４】 前記Ｈ−ブリッジスイッチの制御動作
のためのインターリーブキャリア波形を供給し、負荷分
割のために選択的に１つ以上の前記キャリア波形を停止
させる工程を含むことを特徴とする請求項１１記載の方
法。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/208,115 US6118932A (en) | 1998-03-23 | 1998-12-09 | Method and arrangement for a high voltage single-stage variable speed drive |
| US208115 | 1998-12-09 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000184769A true JP2000184769A (ja) | 2000-06-30 |
Family
ID=22773241
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11350452A Pending JP2000184769A (ja) | 1998-12-09 | 1999-12-09 | 高電圧一段可変速度駆動用方法及び装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6118932A (ja) |
| EP (1) | EP1009096A3 (ja) |
| JP (1) | JP2000184769A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005269801A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toyota Motor Corp | 電圧変換装置およびそれを備えた車両 |
| JP2006238645A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリクスコンバータ |
| US9362771B2 (en) | 2011-12-20 | 2016-06-07 | Robert Bosch Gmbh | System and method for controlling an energy storage device |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR20050048593A (ko) * | 2002-07-31 | 2005-05-24 | 에스엠씨 일렉트리칼 프로덕츠, 인크 | 중간 내지 고 전압의 3레벨 이상의 ａｃ 구동 인버터브리지를 구동하는 저 전압 2레벨 6펄스 인덕션 모터제어기 |
| DE10302673A1 (de) * | 2003-01-24 | 2004-07-29 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und Steuerschaltung zum Reduzieren von leitungsgebundenen Störungen bei einer Pulsweiten-modulierten Ansteuerung eines Elektromotors |
| US7425806B2 (en) * | 2004-04-12 | 2008-09-16 | York International Corporation | System and method for controlling a variable speed drive |
| JP4892546B2 (ja) | 2005-04-16 | 2012-03-07 | アエスキュラップ アーゲー | 外科用機械及び外科用機械の制御及び／又は調整方法 |
| JP4957304B2 (ja) * | 2007-03-14 | 2012-06-20 | 株式会社明電舎 | 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法 |
| JP4957303B2 (ja) * | 2007-03-14 | 2012-06-20 | 株式会社明電舎 | 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法 |
| KR100886194B1 (ko) * | 2007-06-08 | 2009-02-27 | 한국전기연구원 | 계통 연계형 고압 권선형 유도 발전기 제어 장치 |
| DE102009018143A1 (de) * | 2009-04-08 | 2010-10-14 | Aesculap Ag | Chirurgische Motorsteuerungs- und/oder -regelungsvorrichtung, chirurgisches Antriebssystem und Verfahren zum Steuern und/oder Regeln einer chirurgischen Antriebseinheit |
| ITVI20090165A1 (it) * | 2009-07-07 | 2011-01-08 | Elcomit S P A | Apparato elettromeccanico perfezionato per la conversione dell'energia meccanica in energia elettrica e/o viceversa |
| US8207699B2 (en) * | 2009-07-08 | 2012-06-26 | Innosave Ltd. | Method and apparatus for AC motor control |
| FR2977986B1 (fr) * | 2011-07-13 | 2014-04-25 | Commissariat Energie Atomique | Batterie avec architecture en briques disposees en serie ou en parallele |
| US8643436B2 (en) * | 2011-11-22 | 2014-02-04 | Analog Devices, Inc. | Multi-level boosted Class D amplifier |
| JP5477408B2 (ja) * | 2012-03-02 | 2014-04-23 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置 |
| US8704473B2 (en) | 2012-08-03 | 2014-04-22 | General Electric Company | Motor for a synchronous electric machine and method for routing power |
| JP5569583B2 (ja) * | 2012-12-21 | 2014-08-13 | 株式会社安川電機 | マトリクスコンバータ |
| AT522013B1 (de) * | 2019-01-10 | 2020-11-15 | Avl List Gmbh | Elektrische Antriebseinheit, Fahrzeug und Verfahren zum Verändern der |
| CN113661467B (zh) * | 2019-04-12 | 2022-11-18 | 罗姆股份有限公司 | 线性电源电路及源极跟随器电路 |
| CN112072969B (zh) * | 2020-09-09 | 2022-09-27 | 北京金自天正智能控制股份有限公司 | 一种三电平双pwm变频器驱动同步电机整流逆变协调控制方法 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2045012A (en) * | 1979-03-14 | 1980-10-22 | Westinghouse Brake & Signal | High voltage transformer rectifier |
| JPH05103497A (ja) * | 1991-10-03 | 1993-04-23 | Honda Motor Co Ltd | 電気走行車 |
| JPH06245511A (ja) * | 1993-02-23 | 1994-09-02 | Toshiba Corp | サイクロコンバータ装置 |
Family Cites Families (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2415398C3 (de) * | 1974-03-29 | 1978-10-12 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltungsanordnung mit einer Anzahl von Umrichtern, insbesondere von Direktumrichtern in Sternschaltung |
| JPS5395253A (en) * | 1977-01-31 | 1978-08-21 | Mitsubishi Electric Corp | Ac current control system |
| IT1111993B (it) * | 1979-03-06 | 1986-01-13 | Venturini Marco | Convertitore di frequenza diretto ca/ca |
| US4394610A (en) * | 1981-08-07 | 1983-07-19 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Adaptive reference voltage generator for firing angle control of line-commutated inverters |
| US4663702A (en) * | 1984-10-12 | 1987-05-05 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Power converter apparatus and control method thereof |
| JPS6450763A (en) * | 1987-08-21 | 1989-02-27 | Fuji Electric Co Ltd | Two-multiplex polyphase cycloconverter |
| CA2013492C (en) * | 1989-03-31 | 1995-07-25 | Shigeru Tanaka | Variable-voltage and variable-frequency power converter |
| US5402054A (en) * | 1989-09-11 | 1995-03-28 | Boral Johns Perry Industries Pty. Ltd. | Variable speed AC drive control |
| US4965709A (en) * | 1989-09-25 | 1990-10-23 | General Electric Company | Switching converter with pseudo-resonant DC link |
| US5214366A (en) * | 1989-11-13 | 1993-05-25 | Siemens Aktiengesellschaft | Three-phase converter for polyphase induction motors |
| US5731970A (en) * | 1989-12-22 | 1998-03-24 | Hitachi, Ltd. | Power conversion device and semiconductor module suitable for use in the device |
| JP3217391B2 (ja) * | 1991-07-01 | 2001-10-09 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
| DE4124275A1 (de) * | 1991-07-22 | 1993-01-28 | Siemens Ag | Ueber einen umrichter gespeister, drehzahlregelbarer mehrphasiger motor |
| EP1492220A3 (en) * | 1991-09-20 | 2005-03-09 | Hitachi, Ltd. | IGBT-module |
| JP3251628B2 (ja) * | 1992-03-06 | 2002-01-28 | 三菱電機株式会社 | エレベーターの速度制御装置 |
| JPH077957A (ja) * | 1993-06-14 | 1995-01-10 | Toshiba Corp | 電力変換装置 |
| US5625545A (en) * | 1994-03-01 | 1997-04-29 | Halmar Robicon Group | Medium voltage PWM drive and method |
| US5638263A (en) * | 1994-03-01 | 1997-06-10 | Halmar Robicon Group | Low and medium voltage PWM AC/DC power conversion method and apparatus |
| US5657217A (en) * | 1994-03-02 | 1997-08-12 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Multi-coupled power conversion system and control method for the same |
| US5517063A (en) * | 1994-06-10 | 1996-05-14 | Westinghouse Electric Corp. | Three phase power bridge assembly |
| US5602725A (en) * | 1994-09-21 | 1997-02-11 | The Research And Development Institute At Montana State University | Special purpose power control devices using 3-phase PWM converters for three phase AC power |
| US5644483A (en) * | 1995-05-22 | 1997-07-01 | Lockheed Martin Energy Systems, Inc. | Voltage balanced multilevel voltage source converter system |
| FR2737061B1 (fr) * | 1995-07-18 | 1997-09-05 | Gec Alsthom Transport Sa | Dispositif abaisseur de tension et chaine de traction asynchrone alimentee sous reseau monophase comportant un tel dispositif |
| KR100420698B1 (ko) * | 1995-09-08 | 2004-06-12 | 가부시키가이샤 야스가와덴끼 | 전력변환장치및전력변환방법 |
| JP3741171B2 (ja) * | 1996-06-17 | 2006-02-01 | 株式会社安川電機 | 多重パルス幅変調方式の電力変換装置 |
| US5909367A (en) * | 1997-06-02 | 1999-06-01 | Reliance Electric Industrial Company | Modular AC-AC variable voltage and variable frequency power conveter system and control |
| US5933339A (en) * | 1998-03-23 | 1999-08-03 | Electric Boat Corporation | Modular static power converter connected in a multi-level, multi-phase, multi-circuit configuration |
-
1998
- 1998-12-09 US US09/208,115 patent/US6118932A/en not_active Expired - Lifetime
-
1999
- 1999-12-09 JP JP11350452A patent/JP2000184769A/ja active Pending
- 1999-12-09 EP EP99204178A patent/EP1009096A3/en not_active Withdrawn
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2045012A (en) * | 1979-03-14 | 1980-10-22 | Westinghouse Brake & Signal | High voltage transformer rectifier |
| JPH05103497A (ja) * | 1991-10-03 | 1993-04-23 | Honda Motor Co Ltd | 電気走行車 |
| JPH06245511A (ja) * | 1993-02-23 | 1994-09-02 | Toshiba Corp | サイクロコンバータ装置 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005269801A (ja) * | 2004-03-19 | 2005-09-29 | Toyota Motor Corp | 電圧変換装置およびそれを備えた車両 |
| JP4556458B2 (ja) * | 2004-03-19 | 2010-10-06 | トヨタ自動車株式会社 | 車両 |
| JP2006238645A (ja) * | 2005-02-25 | 2006-09-07 | Yaskawa Electric Corp | 直列多重マトリクスコンバータ |
| US9362771B2 (en) | 2011-12-20 | 2016-06-07 | Robert Bosch Gmbh | System and method for controlling an energy storage device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP1009096A3 (en) | 2001-11-07 |
| US6118932A (en) | 2000-09-12 |
| EP1009096A2 (en) | 2000-06-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| Siami et al. | Simplified finite control set-model predictive control for matrix converter-fed PMSM drives | |
| JP2000184769A (ja) | 高電圧一段可変速度駆動用方法及び装置 | |
| US7495938B2 (en) | DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme | |
| Welchko et al. | A three-level MOSFET inverter for low-power drives | |
| JP3544838B2 (ja) | 多重インバータ装置及びその制御方法 | |
| JPH11318086A (ja) | 供給電圧が無制限の静止電力変換装置 | |
| El Badsi et al. | Bus-clamping-based DTC: An attempt to reduce harmonic distortion and switching losses | |
| JPS58112476A (ja) | マルチレベルインバ−タ | |
| JP7135604B2 (ja) | 回転電機制御装置 | |
| CN104052305B (zh) | 功率变换系统 | |
| Reddy et al. | Linear modulation range and torque ripple profile improvement of PPMIM drives | |
| Rahman et al. | A current-forced reversible rectifier fed single-phase variable speed induction motor drive | |
| JP7269576B2 (ja) | 回転電機制御装置 | |
| Salem | Design, implementation and control of a SiC-based T5MLC induction drive system | |
| Mailah et al. | Neutral-point-clamped multilevel inverter using space vector modulation | |
| CN104995831B (zh) | 用于软启动电机和其它应用的ac到ac转换器及其操作方法 | |
| JPH08256497A (ja) | 電動機駆動方法 | |
| US7656689B2 (en) | Power converter and control method for a power converter using serially-connected DC power sources | |
| Marouani et al. | Discontinuous SVPWM techniques for double star induction motor drive control | |
| KR101654755B1 (ko) | 교류 모터 또는 직류 모터의 선택적 제어 | |
| JP4123082B2 (ja) | 多重電力変換装置 | |
| US4032831A (en) | Inverter apparatus | |
| JP3950382B2 (ja) | 回生型直流コンバータおよび直流モータシステム | |
| JP2004007991A (ja) | 電気車の駆動装置 | |
| Jones et al. | Independent vector control of a seven-phase three-motor drive system supplied from a single voltage source inverter |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20061211 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20091006 |
|
| A601 | Written request for extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A601 Effective date: 20100106 |
|
| A602 | Written permission of extension of time |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A602 Effective date: 20100112 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20100406 |