JP2000013342A - 無線送信装置、無線受信装置および無線通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 微弱電波無線装置の占有帯域の自由度を生か
し、構成を複雑化することなく通信妨害を受けにくく
し、また通信距離を長距離化できるようにした無線通信
システムおよびそれに用いる装置を提供する。 【解決手段】 インパルス列生成回路は所定周期で繰り
返しインパルス列信号を生成し、スイッチ回路ＳＷは伝
送符号に応じて異なった帯域の線スペクトラムを無線送
信する。受信機側では各帯域毎に包絡線検波を行い、そ
のレベル差に応じて復号する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、微弱電波を用い
た無線送信装置、無線受信装置および無線通信システム
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】電波法第６条に規定される「発射電波が
著しく微弱な無線局」（以下、微弱電波無線装置とい
う。）は、免許を要せずに使用できるため、たとえばキ
ーレスエントリー装置（錠の開施錠をキーを用いない
で、無線で行う装置）や様々な簡易リモートコントロー
ルシステムに広く利用されている。

【０００３】しかしながら、微弱電波無線装置は許容送
信出力が非常に低く抑えられているため、受信回路ＲＦ
段における搬送波対ノイズ比（ＣＮ比）は低いものとな
る。ＣＮ比は復調信号対ノイズ（ＳＮ比）、通信信頼性
（ビットエラーレート）、通信距離等と密接な関係をも
つため、微弱電波無線装置は本質的に「通信妨害を受け
やすい」「通信距離が短い」という問題を有する。

【０００４】一般に、無線装置は、周波数有効利用の観
点から占有帯域が制限されていて、通常は単一周波数帯
域が用いられる。一方、微弱電波無線装置は、占有帯域
制限が設けられていない代わりに、一般の無線装置と比
較して許容出力が厳しく抑えられている。

【０００５】このため、微弱無線装置は本質的に通信妨
害を受けやすく、通信距離が短いという課題を抱えてい
る。

【０００６】微弱電波を用いた無線装置の構成は一般の
無線装置と同様であり、一般の無線装置に適用される通
信妨害対策の技術や通信距離の長距離化の技術を微弱電
波無線装置にも採用することができる。例えば、通信帯
域の狭帯域化やスペクトラム拡散などによってＳＮ比の
改善が試みられている。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、通信帯域を狭
帯域化すれば、ノイズが排除されてＣＮ比は向上する
が、同時にデータ伝送速度の上限も低下してしまう。

【０００８】周波数軸上に信号を拡散する方法によれ
ば、拡散利得によりＣＮ比が向上する。拡散方式として
はＤＳ（直接拡散）法とＦＨ（周波数ホッピング）法が
ある。前者を微弱電波無線装置に適用する場合、周波数
分布密度が高いため電波法施行規則第６条第２項の規定
により、許容送信電力のさらなる低減を受け、拡散利得
で稼いだＣＮ比が相殺されてしまう。後者の場合、キャ
リア同期引き込み時間と符号同期引き込み時間が必要と
なり、リアルタイム性が損なわれる。また、両方式共に
ＰＮ符号処理および同期捕捉処理のための回路規模が大
きくなるため、機器への組み込み性が低下する。

【０００９】このような理由により、微弱電波無線装置
は汎用性が乏しく、利用範囲が限定されたものとなって
いた。

【００１０】この発明の目的は、微弱電波無線装置の占
有帯域の自由度を生かし、構成を複雑化することなく通
信妨害を受けにくくし、また通信距離を長距離化できる
ようにした無線通信システムおよびそれに用いる装置を
提供することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】この発明の無線通信シス
テムは、一般無線局と比較して許容出力が厳しく抑えら
れている代わりに占有帯域制限が設けられていないとい
う微弱電波無線の特質を利用して、複数の周波数帯を同
時に用いて無線通信を行うことによってＣＮ比を改善
し、上述した問題を解消するものである。

【００１２】まず、この発明の各無線通信システムの関
連をツリー形式で図３１に示す。同図において、Ａ方式
は主に耐妨害性を向上させるための方式であり、Ｂ１，
Ｂ２，Ｃ１，Ｃ２の各方式はそれと共に二次的に生じる
ビートの問題を解消するものである。

【００１３】Ａ方式では、被変調信号または副変調信号
をインパルス列信号で周波数変換し、複数の周波数信号
として分散させて無線送信する。受信側では、これらを
包絡線検波回路により時間的に積分を行うことによっ
て、信号の合成を行い、ＳＮ比を相対的に向上させる。
また、周波数帯域を分割使用するように変調する方法、
インパルス列の時間幅を変調する方法、スペクトラムを
カウントすることにより復調を行う方法などによって耐
妨害性を向上させて信頼性を高める。このＡ方式では後
述するＢ方式のようなビートが原理的に発生しないの
で、ビートを打ち消すためのフィードバック制御などが
不要であり、回路構成を簡単にすることができる。

【００１４】Ｂ１方式では、局部発振信号をインパルス
列信号とすることにより、Ａ方式と同様に複数の周波数
に分散させる。受信機側もインパルス列信号を局部発振
信号とすることによって周波数合成を行うが、送信機側
と受信機側でのインパルス列信号の周期に偏差があると
ビートが生じる。そこで、分散波中の任意の１波を抽出
し、これを基にインパルス列信号を再生することによ
り、ビートの問題を解消する。

【００１５】Ｂ２方式では、受信機側で局部発振信号と
してのインパルス列信号により周波数合成を行った際に
生じるビートがインパルス性になることに着目して、ビ
ートインパルス間隔を計測し、これを拡げるようにフィ
ードバック制御することによって０ビート周波数合成を
行う。

【００１６】Ｂ３方式では、送信機側でサブキャリアと
キャリアの周波数を共通の基準周波数信号を基に生成す
ることにより、両信号の位相を一致させる。そしてサブ
キャリア周波数の整数比の周波数を基本波周波数とする
インパルス列信号で、伝送符号の副変調信号を周波数変
換して無線送信する。受信機側では、サブキャリアの周
波数成分を抽出し、このサブキャリアの周波数を基準と
してＰＬＬによりインパルス列信号の基本波周波数を制
御する。

【００１７】Ｃ１方式では、送信機側で１段の周波数変
換を行うことにより２波分散送信を行い、受信機側で
は、２波のキャリア成分を抽出し、その２つのキャリア
成分の中心周波数を求め、これにより局部発振信号を再
生することによりビートを発生させずに周波数合成を可
能とする。

【００１８】Ｃ２方式では、送信機側で上記の分散信号
に対して局部発振信号を合成して無線送信を行い、受信
機側では、この局部発振信号をパイロット信号として抽
出し、周波数合成を行うことによってビートを発生させ
ずに周波数合成を可能とする。

【００１９】

【発明の実施の形態】Ａ方式の「帯域分割変復調方式」
（図３１参照）の例を第１の実施形態として図１および
図２を参照して説明する。

【００２０】図１の（Ａ）は送信機、（Ｂ）は受信機の
構成をブロック図として表したものである。この例で
は、送信機は基本波発振回路が所定の周波数信号を発振
し、インパルス列生成回路がその基本波周波数の周期で
インパルス列信号を生成する。このインパルス列生成回
路は基本波周波数信号を波形整形する波形整形回路、波
形整形された信号を微分する微分回路、および微分信号
をトリガとしてブロッキング発振するブロッキング発振
回路とからなる。図２の（Ａ）はその各段階での波形図
の例である。波形整形回路はコンパレータなどを用いて
矩形波信号を出力し、微分回路はその立ち上がりエッジ
を取り出す。ブロッキング発振回路はエッジの信号をト
リガとして、極めてパルス幅の短いインパルス信号を発
生する。従ってこのインパルス信号の発生周期は基本波
発振回路の発振周波数に等しい。基本波周波数信号の周
波数が１ＭＨｚであれば、インパルス列信号の周波数軸
上では１ＭＨｚの間隔で等レベルの線スペクトル（周波
数軸上の幅が狭い線状のスペクトル）が現れることにな
る。

【００２１】図１の（Ａ）に示すように、帯域通過フィ
ルタＢＰＦ１は中心周波数３００ＭＨｚ、通過帯域幅９
ＭＨｚの特性を有し、他方の帯域通過フィルタＢＰＦ２
は中心周波数３１０ＭＨｚ、通過帯域幅９ＭＨｚの特性
を有し、スイッチ回路ＳＷは伝送符号に応じてＢＰＦ１
またはＢＰＦ２の出力を切り替えて無線送信する。ここ
で符号が０のときＢＰＦ１を選択し、符号が１のときＢ
ＰＦ２の出力を選択するようにすれば、図２の（Ｂ）に
示すように、符号が０のとき２９５．５ＭＨｚ〜３０
４．５ＭＨｚの成分が送信され、符号が１のとき３０
５．５ＭＨｚ〜３１４．５ＭＨｚの成分が送信されるこ
とになる。

【００２２】一方、受信機側の帯域通過フィルタＢＰＦ
１，ＢＰＦ２は送信機側の帯域通過フィルタＢＰＦ１，
ＢＰＦ２と等しい中心周波数および通過帯域幅の特性を
有する。２つの包絡線検波回路はＢＰＦ１，ＢＰＦ２の
出力をそれぞれ包絡線検波する。これらの包絡線検波回
路は、入力信号を整流する回路、整流された信号をコン
デンサ等を用いて所定時定数で平滑する平滑回路および
そのコンデンサの充電電荷を所定時定数で放電する回路
を備えている。上記充電時定数と放電時定数によって包
絡線検波の応答性が定まる。差動増幅回路は包絡線検波
回路の出力を差動増幅して伝送符号の再生を行う。包絡
線検波回路は基本的に比較的時定数の大きな積分回路を
含み、ＢＰＦ１から出力される２９６ＭＨｚ〜３０４Ｍ
Ｈｚの帯域の信号レベルを電圧信号として取り出す。同
様にＢＰＦ２の出力信号を包絡線検波することにより３
０６ＭＨｚ〜３１４ＭＨｚの信号レベルの電圧を発生す
る。従って送信機から伝送符号として「１」「０」が送
信されたなら、受信機側の包絡線検波回路の出力レベル
は図２の（Ｃ）に示すように変化する。その結果、同図
に示すような差動増幅波形が得られる。

【００２３】このように、所定の帯域２９６ＭＨｚ〜３
１４ＭＨｚの複数波を２つの帯域に分けて伝送符号のビ
ットを伝送するようにしたので、各帯域が妨害を受ける
確率が半分となる。なお、半分の帯域について検波を行
うので、検波出力レベルは半減するが、最終的に差動増
幅を行うことによって、帯域分割を行わない場合と同等
のＳＮ比を得ることができる。その結果、耐妨害性能が
向上する。

【００２４】次に、Ａ方式の「局部発振チャンネル制御
方式」の例を第２の実施形態として図３および図４を参
照して説明する。

【００２５】図１に示した例では通過帯域の選択によっ
て帯域分割を行ったが、この第２の実施形態では周波数
シフトにより帯域分割を行う。図３の（Ａ）に示す送信
機において、低域通過フィルタＬＰＦの遮断周波数は
９．５ＭＨｚであり、１ＭＨｚ〜９ＭＨｚの９波を通過
させる。局部発振回路は伝送符号に応じて局部発振周波
数を切り替える。周波数変換回路はＬＰＦを通過した９
波の線スペクトルの信号を局部発振信号により周波数変
換する。帯域通過フィルタＢＰＦは中心周波数３０５Ｍ
Ｈｚ、通過帯域幅１９ＭＨｚの特性を有し、この帯域を
無線送信する。

【００２６】図４の（Ａ）は送信機における各部の信号
のスペクトルを示している。１ＭＨｚ〜９ＭＨｚの９波
の線スペクトルは伝送符号が０のとき２８６ＭＨｚ〜２
９４ＭＨｚの下側波帯および２９６ＭＨｚ〜３０４ＭＨ
ｚの上側波帯に周波数変換される。同様に伝送符号が１
のとき３０６ＭＨｚ〜３１４ＭＨｚの下側波帯および３
１６ＭＨｚ〜３２４ＭＨｚの上側波帯に周波数変換され
る。そしてＢＰＦにより伝送符号「０」の上側波帯と伝
送符号「１」の下側波帯の成分が無線送信される。

【００２７】一方、受信機側では図３の（Ｂ）に示すよ
うに、帯域通過フィルタＢＰＦにより上記伝送符号
「０」の上側波帯と伝送符号「１」の下側波帯の成分を
通過させ、２つの周波数変換回路の一方は２９５ＭＨｚ
の局部発振信号により周波数変換し、他方の周波数変換
回路は３１５ＭＨｚの局部発振信号により周波数変換す
る。従って、図４の（Ｂ）に示すように、伝送符号が
「０」または「１」であれば周波数変換の結果１ＭＨｚ
〜９ＭＨｚの９波の線スペクトルが出力される。２つの
低域通過フィルタＬＰＦの遮断周波数は９．５ＭＨｚで
あり、上記周波数変換された９波の線スペクトルを通過
させる。そして伝送符号が「０」のとき、図３の（Ｂ）
の上側の包絡線検波回路の出力レベルが高くなり、伝送
符号が「１」のとき、図３の（Ｂ）の下側の包絡線検波
回路の出力レベルが高くなる。これにより、差動増幅回
路の出力レベルを復号された符号として出力することが
できる。

【００２８】次に、Ａ方式の「１：ｎ通信方式」の例を
第３の実施形態として図５および図６を参照して説明す
る。

【００２９】図３に示した例では伝送符号に応じてある
決まった２つの帯域を用いて伝送を行うようにしたが、
第３の実施形態では、周波数チャンネルに応じて送信機
が複数の受信機に対して選択的に伝送を行うようにした
ものである。図５の（Ａ）に示す送信機の局部発振回路
は伝送符号とチャンネルに応じてその発振周波数を切り
替える。帯域通過フィルタＢＰＦはチャンネル毎に設け
ている。図６は各チャンネルの周波数帯域を示してい
る。

【００３０】図５の（Ｂ）に示す受信機の帯域通過フィ
ルタＢＰＦは、その中心周波数をチャンネル毎に予め設
定している。その他の構成は図３に示したものと同様で
ある。

【００３１】このようにして送信機側でチャンネルを切
り替えて送信することにより、１：ｎの通信が可能とな
る。

【００３２】次に、Ａ方式の「マルチチャンネルアクセ
ス方式」の例を第４の実施形態として図７を参照して説
明する。図５に示した例では１：ｎの通信を行うように
したが、第４の実施形態では受信機側でもチャンネルの
切替を可能として、複数のチャンネルを用いてマルチチ
ャンネルアクセス（ＭＣＡ）を行う。図７の（Ｂ）は送
信機側と受信機側のそれぞれの局部発振周波数と各チャ
ンネルの帯域との関係を示している。なお、第２および
第３の実施形態では伝送符号「０」の上側波帯と伝送符
号「１」の下側波帯のみを送受信するようにしていた
が、この例では伝送符号「０」，「１」のそれぞれの上
下側波帯を送受信する場合について示している。図７の
（Ａ）はＭＣＡを行うための手順である。まず子局は呼
び出しチャンネルで親局からの呼び出しを待つ。親局で
はチャンネル１，２，３をそれぞれ受信して、キャリア
が存在しないチャンネルを空きチャンネルとして検出す
る。所定の子局との間で通信を行う場合、呼び出しチャ
ンネルにて、その子局を識別するデータと通信に用いる
空きチャンネルを指定するデータとを送信する。子局は
これを受信して自局に対する指示であるものと見なして
応答データを送信する。親局がこれを確認すれば通信チ
ャンネルが確立し、該当のチャンネルで通信を開始する
ことになる。

【００３３】なお、この例ではフィルタにより上側波帯
または下側波帯のいずれかの不要側波帯を除去せずに周
波数変換を行うと（先に示した実施形態の場合と同様
に、符号「０」の上側波帯と符号「１」の下側波帯の中
央の周波数を受信機側の局部発振周波数とすると）、送
信機側と受信機側の局部発振周波数の偏差により、合成
時にビートが発生してしまうので、受信機側の局部発振
周波数を符号「０」の下側波帯と符号「１」の上側波帯
の外側の周波数に設定する。たとえばｃｈ１（チャンネ
ル１）であれば、受信機側の局部発振周波数は１８０Ｍ
Ｈｚと２２０ＭＨｚを用いる。これによりビートを生じ
させることなく周波数変換を行う。但し、符号「０」の
下側波帯および符号「１」の上側波帯に隣接チャンネル
を配置すると混信するので、使用波数（９波）相当の帯
域幅だけ隔離してチャンネル周波数を配置する。

【００３４】次に、Ａ方式の「ＰＷＭ変復調方式」の例
を第５の実施形態として図８を参照して説明する。

【００３５】この実施形態では基本波周波数を伝送符号
で変化させることにって符号の伝送を行い、受信機でそ
の変化を捉えることによって復号を行うようにしてい
る。図８の（Ａ）に示すように、送信機の基本波発振回
路は伝送符号が「１」のとき１ＭＨｚ、「０」のとき２
ＭＨｚで発振する。この基本波発振回路は２ＭＨｚの発
振回路とＤ型フリップフロップを用いた分周回路および
論理回路により容易に構成できる。インパルス列生成回
路はその基本波周波数の周期でインパルス列を発生し、
帯域通過フィルタＢＰＦは中心周波数３００ＭＨｚ、通
過帯域幅９ＭＨｚの成分、すなわち３００次高調波付近
の複数周波を通過させて無線送信する。この例では、通
過帯域が９ＭＨｚであるので、伝送符号が「０」のとき
は９波、「１」のときは４波を送信する。

【００３６】図８の（Ｂ）に示すように、受信機側では
帯域通過フィルタＢＰＦにより妨害波を除去した後、包
絡線検波回路で上記複数周波の合成を行う。この包絡線
検波回路の前記充電時定数および放電時定数を小さくし
て、符号伝送速度に比べて包絡線検波の応答性を相対的
に高める。これにより、基本波周波数に等しい周期のイ
ンパルス列波形が検波される。図９の（Ａ）はその検波
出力波形の例であり、符号が「０」のとき０．５μｓの
時間間隔でインパルス列信号が得られ、符号が「１」の
とき１μｓの時間間隔でインパルス列信号が得られる。
パルス間隔計測回路は包絡線検波により得られたインパ
ルス列信号の時間間隔を計測して、符号「０」または
「１」の判定を行い、その出力を行う。これにより復号
される。

【００３７】ただし、この方法では強いノイズを受ける
と、その影響により符号の誤判定を行う可能性がある。
このような場合には、図８の（Ｃ）に示すように時間窓
開閉回路と、パルス幅およびパルスレベルに基づいて符
号判定を行う判定回路を設ける。時間窓開閉回路は、包
絡線検波回路により合成されたインパルス列のパルスに
同期した所定の時間枠内だけ信号を通す。それを実現す
るために、送信機と受信機との間で通信開始前に同期の
確立を行う。また、伝送符号によるパルス幅の変化は整
数倍の関係であることが必要となる。このことにより、
時間窓が閉じている時の妨害波を誤判定することがなく
なり、信頼性が向上する。

【００３８】一方、符号判定回路は、インパルス列のパ
ルス間隔に応じて包絡線検波回路の出力レベルが異なる
ことも符号判定に利用する。すなわち、包絡線検波回路
は前述したように、所定の充電時定数と放電時定数の平
滑回路の充電および平滑作用によって検波するものであ
るので、インパルス列のパルス間隔が短い程、包絡線検
波出力レベルが高くなり、インパルス列のパルス間隔が
長い程、包絡線検波出力レベルが低くなる。したがって
包絡線検波回路の出力レベルは図９の（Ａ），（Ｂ）に
示すように、伝送符号が「０」のとき高くなり、「１」
のとき低くなる。この関係を利用して図９の（Ｃ）に示
すように、パルス間隔とパルスレベルを２次元座標上に
マッピングし、その２次元座標値から符号判定を行う。
このように判定条件を２重化することによって妨害波ま
たは信号の消失に対する符号判定の誤りが低減し、信頼
性が向上する。

【００３９】上述した例では伝送符号の１／０によって
インパルス列信号の周期を２段階に変化させたが、この
インパルス列信号の周期変化を３段階以上にしてもよ
い。この周期変化をｎ段とすれば、図８の（Ｃ）に示し
た符号判定回路の符号出力はｎ値となり、３値以上の多
値符号の伝送が可能となる。この方式が図３１に示した
Ａ方式の「多値化方式」に相当する。

【００４０】次に、Ａ方式の「スペクトラムカウント方
式」の例を第６の実施形態として図１０および図１１を
参照して説明する。

【００４１】図１０の（Ａ）は送信機の構成を示すブロ
ック図である。基本波発振回路は伝送符号の１／０に応
じて基本波周波数信号の断続を行う。インパルス列生成
回路は基本波周波数の周期でインパルス列信号の生成を
行う。帯域通過フィルタＢＰＦは中心周波数３００ＭＨ
ｚ、通過帯域幅９ＭＨｚで、伝送符号が「１」のとき９
波を無線送信する。これによりインパルス列信号のＡＳ
Ｋ変調を行う。

【００４２】図１０の（Ｂ）は受信機の構成を示すブロ
ック図である。受信機では帯域通過フィルタＢＰＦで上
記９波を選択通過させて妨害波の除去を行い、局部発振
信号により周波数変換を行う。このことにより１０ＭＨ
ｚ以下の中間周波信号に変換する。その際、局部発振信
号の周波数を２９５．５ＭＨｚ〜３０４．５ＭＨｚの間
で、すなわち、上記９波を包含する帯域幅を保って連続
的に、または所定ステップずつ巡回掃引する。ＩＦ（中
間周波）フィルタは低域通過型フィルタであり、２５０
ｋＨｚ以下の周波数帯域を通過させる。包絡線検波回路
はその信号を包絡線検波する。

【００４３】これにより、周波数変換の結果、局部発振
周波数と上記９波の周波数との差の周波数の線スペクト
ルが９本生じるが、局部発振周波数を順次変化させるこ
とによって、９本の線スペクトルが周波数軸上をシフト
することになる。そして、９本の線スペクトルのうち１
本が２５０ｋＨｚ以下に入り、０Ｈｚとなって再び２５
０ｋＨｚより高くなる、という動作が９波について行わ
れる。図１１の（Ｂ）と（Ｃ）はその様子を示してい
る。伝送符号が「１，０」であるとき、包絡線検波回路
の出力信号は図１１の（Ｂ）の下部に示すように変化す
る。

【００４４】結局、包絡線検波回路から、中間周波信号
のレベルとＩＦフィルタの通過帯域および局部発振信号
の周波数の掃引速度に応じたパルス波形が得られる。こ
のパルス波形の周期は基本波周波数〔ＭＨｚ〕÷掃引速
度〔ＭＨｚ／ｓ〕である。なお、掃引速度は符号伝送速
度以上に設定する。

【００４５】ＣＰＵは局部発振回路の巡回掃引制御と包
絡線検波回路の出力信号のパルス数をカウントし、両者
の相関関係から符号判定を行う。すなわち、局部発振信
号の周波数切り替えを一巡させる間に、９パルスをカウ
ントできれば符号「１」と見なし、パルスが観測されな
ければ符号「０」と判定する。但し、実際にはノイズに
よるパルスが混入するおそれがあるので、パルス数によ
る１／０判定にしきい値を設け、５パルス以上ならば符
号「１」、５パルス未満であれば符号「０」という判定
を行うように構成してもよい。このことによりデータ伝
送の信頼性はノイズレベルの強弱ではなく、ノイズの発
生頻度のみに左右されることになり、突発的に強力なノ
イズが放射される環境での耐ノイズ性能が向上する。

【００４６】以上に示したＡ方式の各実施形態では、イ
ンパルス列信号自体を伝送符号で変調するようにした
が、以降に述べる各実施形態では、インパルス列信号を
局部発振信号として用い、伝送符号を狭帯域変調して得
た副変調波を周波数変換することによって複数周波を生
成／合成する。

【００４７】Ｂ１方式の「パイロットキャリア方式」の
例を第７の実施形態として図１２および図１３を参照し
て説明する。図１２の（Ａ）は送信機の構成を示すブロ
ック図である。この例では伝送符号をＦＳＫ変調して副
変調波信号を生成する。インパルス列生成回路は基本波
発振回路から出力される１ＭＨｚの基本波周波数の周期
でインパルス列を生成し、周波数変換回路は副変調波を
このインパルス列信号で周波数変換することによって、
等周波数間隔で副変調波を拡散した複数周波の信号を生
成する。合成回路は緩衝増幅回路を介してインパルス列
信号を上記周波数変換された信号に重畳して無線送信す
る。緩衝増幅回路は周波数変換された信号が合成回路か
らインパルス列信号生成回路へ戻らないようにするため
に用いる。

【００４８】図１３は送信機側と受信機側における信号
のスペクトラムを示している。ここでｆは基本波周波数
信号の周波数１ＭＨｚである。

【００４９】受信機側では、上記複数周波の信号をアン
テナで受信し、送信機側と等しいインパルス列信号を局
部発振信号として周波数変換することにより副変調波を
周波数合成する。ここでｎ波を合成すると、信号レベル
はｎ倍に向上し、ノイズレベルは上記複数周波とは非相
関性であるため√ｎ倍に向上するので、ＣＮ比は√ｎ倍
向上する。

【００５０】しかし、送信機側と受信機側とで局部発振
信号の周波数が完全に一致していないと、そのずれが原
因で復調波形にビート（うなり）が発生し、正常に復号
が行えない。そこで、図１２の（Ｂ）に示すように、受
信機側の局部発振信号を送信機から送信された複数周波
の信号から抽出生成することによって上記周波数のずれ
が生じないようにする。図１２の（Ｂ）において搬送波
同調回路は送信信号に重畳されている複数のサブキャリ
アの中の１波を捕捉し、同調発振する。図１３に示すよ
うに、この例では４ｆに同調して発振する。分周回路は
この発振信号を基本波の次数で分周（この例では１／４
分周）することによって基本波周波数ｆに等しい方形波
信号を再生する。これをフィルタなどによる波形整形回
路で正弦波信号にしてインパルス列生成回路へ与える。
これによりｆの周波数の周期でインパルス列信号が生成
される。周波数変換回路は受信信号をこのインパルス列
信号で周波数変換することにより、複数波の合成を行
う。ＩＦフィルタはその信号成分を選択通過させること
により妨害波の除去を行い、ＦＳＫ復調回路は送信機側
のＦＳＫ変調に合わせた方式で復調を行うことにより復
号する。

【００５１】なお、搬送波同調回路の同調発振周波数を
固定にすると、当該周波数が妨害を受けた際に搬送波再
生が不能となるため、ＣＰＵなどの制御手段を用いて、
任意の周波数に同調可能なように構成する。同時に同調
周波数の次数に合わせて分周器の分周数も変更可能なよ
うに構成する。このＣＰＵは復調出力を監視し、通信品
質が低下したものと判断した時に同調周波数および分周
数の変更を行う。

【００５２】なお、伝送符号の変復調はＦＳＫに限らず
ＡＳＫやＰＳＫであってもよい。このような構成とする
ことによって、ビートを生じさせることなく周波数合成
を行うことができる。

【００５３】次に、Ｂ２方式の「パルス幅０ビート制御
方式」の例を第８の実施形態として図１４を参照して説
明する。（Ａ）に示す送信機において、基本波発振回路
は基本波周波数ｆ１の信号を発生し、インパルス列生成
回路はこのｆ１の周期でインパルス列信号を生成する。
狭帯域変調回路はＡＳＫ，ＦＳＫ，ＰＳＫなどの所定の
変調方式で伝送符号を変調し、副変調波信号を生成す
る。周波数変換回路はこの副変調波信号をインパルス列
信号で周波数変換し無線送信する。（Ｂ）に示す受信機
では、電圧制御発振回路が周波数ｆ２の基本波周波数信
号を発振し、インパルス列生成回路はその周期で繰り返
しインパルス信号を生成する。周波数変換回路はアンテ
ナからの受信信号をインパルス列信号で中間周波信号に
周波数変換し、上記複数周波の合成を行う。ＩＦフィル
タは伝送符号の成分が含まれている帯域のみを通過させ
ることによって妨害波の除去を行う。狭帯域復調回路は
送信機側の変調方式に対応する方式で復調し符号を出力
する。

【００５４】上記送信機側の基本波周波数ｆ１と受信機
側の基本波周波数ｆ２とが等しくないとき周波数変換回
路による複数周波の合成時に、ｆ１とｆ２の周波数差に
応じたビートが生じる。そこで、図に示すビート周期電
圧変換回路を設ける。包絡線検波回路は中間周波信号を
包絡線検波し、これを波形整形することによって、ビー
ト成分の周波数を有する矩形波信号を生成する。なお、
上記ビート成分は狭帯域復調された信号にも含まれてい
るので、狭帯域復調された後の信号を包絡線検波するよ
うに構成してもよい。ＸＯＲ回路は波形整形された信号
と、その信号が遅延回路により一定時間遅延された信号
との排他的論理和の信号を生成する。これによりビート
の周期に相当する矩形波信号の立ち上がり部と立ち下が
り部でレベルの変化する矩形波信号を得る。図１４の
（Ｃ）はその部分の波形図である。ループフィルタはフ
ィードバック制御の応答性を適正にするための所定の時
定数でＸＯＲ回路出力信号を平滑化し、電圧制御発振回
路に対する制御電圧として出力する。

【００５５】上記ビートの周波数が高くなる程、ＸＯＲ
回路より出力されるパルスの周期が短くなるので、この
パルス周期に応じて電圧制御発振回路の発振周波数を制
御すればビートをキャンセルすることができる。但し、
上記ビート周期電圧変換回路だけでは、ｆ１とｆ２の周
波数差の絶対値しか判別できないので、次の方法により
制御する。

【００５６】図１５の（Ｂ）はＣＰＵの処理手順を示す
フローチャートである。ここでは、受信機側の基本波周
波数ｆ２と送信機側の基本波周波数ｆ１との誤差が大き
い程、ビート周期電圧変換回路の出力電圧が上昇する関
係にあり、また電圧制御発振回路に対する制御電圧を上
昇させる程、発振周波数が上昇する関係にあるものと説
明する。まず、電圧制御発振回路（以下ＶＣＯという）
に対する制御電圧を現在の電圧より所定の電圧分（Δ
Ｖ）だけ低下させる。その結果、ビート周期電圧変換回
路の出力電圧が低下したなら、すなわち受信機側の基本
波周波数が送信機側の基本波周波数より高い状態にある
時、ＶＣＯに対する制御電圧を現在の電圧よりΔＶ更に
低下させる。これを繰り返すことにより、受信機側の基
本波周波数ｆ２を低下させて送信機側の基本波周波数ｆ
１に近づける。もしＶＣＯに対する制御電圧をΔＶだけ
低下させた時に、ビート周期電圧変換回路の出力電圧が
上昇したなら、すなわち受信機側の基本波周波数ｆ２が
送信機側の基本波周波数ｆ１より低い状態にある時、Ｖ
ＣＯに対する制御電圧を現在の電圧よりΔＶだけ上昇さ
せる。これを繰り返すことにより、ｆ２を上昇させてｆ
１に近づける。図１５の（Ｂ）と（Ｃ）はその様子を示
している。

【００５７】なお、図１５の（Ｃ）に曲線で示すよう
に、ビート周波数が０付近でＶＣＯの制御電圧に対する
発振周波数の変化が小さくなるように上記ΔＶを調整す
る。このことによってフィードバックのかかり過ぎによ
るハンチングを防止する。

【００５８】また、上記の方法以外に、部品の精度も考
慮してｆ２を予めｆ１より高い周波数に設定しておい
て、ｆ２を低くしていくことによってビート周波数を略
０にし、その後はそのｆ２を維持するようにしてもよ
い。逆に、ｆ２を予めｆ１より低い周波数に設定してお
いて、ｆ２を高くしていくことによってビート周波数を
略０にし、その後そのｆ２を維持するようにしてもよ
い。

【００５９】次に、Ｃ１方式の「乗算分周・分周乗算方
式」の例を第９の実施形態として図１６を参照して説明
する。（Ａ）は送信機の構成を示すブロック図であり、
狭帯域変調回路はＦＳＫやＰＳＫなどのように、搬送波
が常時送出される形式で変調して副変調波を得る。局部
発振回路は単一周波数ｆｏの局部発振信号を出力し、周
波数変換回路は副変調波を局部発振信号で周波数変換す
る。このことによりｆｏを中心として上側波帯ｆａと下
側波帯ｆｂの２波に拡散する。

【００６０】図１６の（Ｂ）は受信機の構成を示すブロ
ック図であり、２つの同調発振回路はそれぞれ周波数ｆ
ａ，ｆｂをフィルタにより抽出すると共にそれらの周波
数で発振する。乗算回路はｆａとｆｂの信号を乗じるミ
キサ回路であり、ｆａ＋ｆｂの周波数信号を出力する。
分周回路はこれを１／２分周して、基本周波数が（ｆａ
＋ｆｂ）／２の方形波信号を得る。波形整形回路はこれ
を波形整形して、同一周波数の正弦波信号を生成し、周
波数変換回路はアンテナからの受信信号に対してその波
形整形された信号を局部発振信号として周波数変換す
る。ＩＦフィルタは周波数変換により合成された副変調
波のみを通過させることによって妨害波を除去する。狭
帯域復調回路は送信機側の狭帯域変調に対応した方法で
復調し符号を復調する。

【００６１】なお、図１６の（Ｂ）に示した例では、２
波ｆａ，ｆｂを乗算してから分周させたが、図１６の
（Ｃ）に示すようにまず分周し、その信号を乗算させる
ようにしてもよい。

【００６２】このように、狭帯域変調された副変調波の
周波数変換による上下の側波帯の中点を受信機側の局部
発振周波数として周波数合成を行うことにより、送信機
側の発振周波数に等しい信号で周波数変換を行うでき、
ビートを生じさせることなく復調が行えるようになる。

【００６３】次に、Ｃ１方式の「マルチチャンネルアク
セス方式」の例を第１０の実施形態として図１７を基に
説明する。図１７の（Ａ）に示す送信機では、第１の周
波数変換回路によりｆａ，ｆｂの２波に拡散された信号
を第２周波数変換回路により更に周波数変換を行うこと
によって周波数をシフトさせる。第２局部発振回路はチ
ャンネルの選択に応じた周波数で発振する。これによ
り、チャンネルに応じた周波数でｆａ，ｆｂの２波を無
線送信する。図１８はその各チャンネルに応じた周波数
シフトの例を示している。

【００６４】図１７の（Ｂ）に示す受信機では、第２周
波数変換回路がチャンネルの選択に応じてアンテナから
の受信信号を周波数変換し、選択されたチャンネルの２
波の信号ｆａ，ｆｂを含む信号を一定の周波数帯域に変
換する。以降の処理は図１６に示したものと同様であ
る。このようにして複数のチャンネルを用いて１対ｎの
通信が可能となる。更には複数のチャンネルを用いてマ
ルチチャンネルアクセスも可能となる。

【００６５】次に、Ｃ２方式の「パイロット局部発振方
式」の例を第１１の実施形態として図１９および図２０
を参照して説明する。

【００６６】この例は、送信時に用いる局部発振周波数
信号を副変調波と周波数的に離して送出することによっ
て、受信機側での局部発振周波数信号の抽出・再生を容
易にするものである。

【００６７】（Ａ）に示す送信機では、伝送符号をＦＳ
Ｋ変調し、副変調波とする。ここではＦＳＫとしたが、
その他にＡＳＫやＰＳＫでも可能である。局部発振回路
は１５０ＭＨｚ（ｆＬ）で発振し、２逓倍回路はこれを
３００ＭＨｚの信号に変換し、周波数変換回路は副変調
波を３００ＭＨｚの信号をミキシングして周波数変換す
る。合成回路は緩衝増幅回路を介して１５０ＭＨｚの信
号ｆＬをパイロット信号として重畳し、無線送信する。

【００６８】（Ｂ）に示す受信機では帯域通過フィルタ
ＢＰＦにより１５０ＭＨｚのパイロット信号を抽出し、
同調発振回路はその周波数で同調発振する。２逓倍回路
はこれを２逓倍して３００ＭＨｚの信号を生成する。周
波数変換回路は受信信号に３００ＭＨｚの信号をミキシ
ングして周波数変換する。ＩＦフィルタは副変調波の成
分を通過させる。狭帯域復調回路はこれを復調して符号
を出力する。

【００６９】このように送信時に用いる局部発振周波数
を副変調波と周波数的に離して送出することによって、
パイロット信号の抽出が容易になり、受信機側で局部発
振周波数信号の再生を容易に行えるようになる。

【００７０】次に、Ｃ２方式の「Ｎ波対応方式」の例を
第１２の実施形態として図２１および図２２を参照して
説明する。

【００７１】この例は、送受それぞれの基本局部発振信
号を逓倍した後、更にインパルス列を生成して（２ｎ）
次高調波で周波数変換を行うことによって複数波の生成
と合成を行うようにしたものである。図１９と対比すれ
ば明らかなように、この例では送信機と受信機におい
て、２逓倍回路と周波数変換回路との間にインパルス列
生成回路をそれぞれ設けている。

【００７２】図２２は送信機側と受信機側における信号
のスペクトラムであり、図２０と対比すれば明らかなよ
うに、副変調波が複数の周波に拡散されて送信され、受
信機側ではそれらが合成されて副変調波が再生される。

【００７３】次に、Ａ方式の「高速ビート方式」の例を
第１３の実施形態として図２３および図２４を参照して
説明する。

【００７４】図２３の（Ａ）に示す送信機では、基本波
発振回路が伝送符号に応じて１ＭＨｚの発振を断続し、
インパルス列生成回路はこれを基にインパルス列信号を
生成し、帯域通過フィルタＢＰＦは３００ＭＨｚを中心
として９ＭＨｚの帯域幅で９波を無線送信する。図２４
の（Ａ）は伝送符号に応じた送信信号の周波数スペクト
ラムを示している。図２３の（Ｂ）に示す受信機では、
帯域通過フィルタＢＰＦが上記帯域の信号成分を通過さ
せ、基本波発振回路は送信機側の基本波周波数１ＭＨｚ
に対し１００Ｈｚだけ高い周波数で発振し、その周期の
インパルス列信号をインパルス列生成回路が生成する。
帯域通過フィルタＢＰＦは上記帯域の信号成分を通過さ
せ、周波数変換回路はその信号をインパル列信号で周波
数変換する。このことにより３００ＭＨｚ帯の９波が２
９．６ｋＨｚ〜３０．４ｋＨｚに１００Ｈｚ間隔に再配
置される。これを中心周波数３０ｋＨｚ、帯域幅９００
ＨｚのＩＦフィルタを通して不要波を除去する。包絡線
検波回路はこれを包絡線検波する。このことによって、
それぞれの複数周波成分が整流され、平滑により合成さ
れるので、復調信号のＳＮ比が向上する。なお、各周波
数成分の位相条件は等しいので、合成波形にビートが生
じることはない。因みに、包絡線検波を行わずに通常の
復調回路でこれらの周波数群を検波すると、周波数ずれ
の１００Ｈｚに等しい周期でビートが発生する。

【００７５】一般に、送受信の基本波周波数のずれをΔ
とし、ｎ次高調波を用いたとすると、受信機の周波数変
換後の再配置周波数はｎΔとなる。上記の例はΔ＝１０
０Ｈｚ、ｎ＝３００であったが、例えば、Δ＝１０ｋＨ
ｚ、ｎ＝３００とすれば、上記３００ＭＨｚ帯の９波は
２．９６ＭＨｚ〜３．０４ＭＨｚに１０ｋＨｚの間隔で
再配置される。従って、これを中心周波数３ＭＨｚ、帯
域幅９０ｋＨｚのＩＦフィルタを通して信号成分を抽出
すればよい。

【００７６】なお、伝送符号の伝送速度をＢ〔ｂｉｔ／
ｓ〕とすると、（ｎΔ）＞＞Ｂとすることによって、包
絡線検波の出力信号を正常な符号として復調できる。

【００７７】次に、Ｂ１方式の「簡易フーリエ局部発振
再生方式」の例を第１４の実施形態として図２５および
図２６を参照して説明する。

【００７８】図２５の（Ａ）に示す送信機では、ＦＳＫ
変調回路が伝送符号をＦＳＫ変調し、基本波発振回路が
１ＭＨｚの基本波を発生し、インパルス列生成回路がそ
の周期でインパルスを発生させ、周波数変換回路はＦＳ
Ｋ変調された副変調波をインルス列信号で周波数変換す
ることによって、図２６に示すように複数波を無線送信
する。

【００７９】図２５の（Ｂ）に示す受信機では、上記複
数周波の信号について包絡線検波回路により包絡線検波
を行う。これにより各周波数成分の信号が整流され平滑
されて、波形合成される。この平滑回路の時定数を適切
に設定することによって、送信機側の基本波周波数に等
しい周期のパルスが検波される。このパルスを波形整形
回路により波形整形し、インパルス列生成回路を通すこ
とによって、図２６に示すように送信機側と等しい局部
発振周波数の信号が再生される。受信機側の周波数変換
回路は受信信号をこのインパルス列信号で周波数変換す
ることにより複数波の合成を行い、ＩＦフィルタがその
周波数成分のみを通過させ、ＦＳＫ復調回路が符号の復
調を行う。次に、Ｂ３方式の「サブキャリアＰＬＬ方
式」の例を第１５の実施形態として図２７〜図２９を参
照して説明する。

【００８０】図２７に示す送信機では、基準発振回路が
基準周波数信号を発生し、４分周回路が基準周波数信号
を１／４の周波数に分周する。ＡＭ変調回路はこの基準
周波数信号の４分周された信号で伝送符号をＡＭ変調し
て副変調信号を生成する。インパルス列信号生成回路は
基準周波数信号の周期でインパルスを発生させ、帯域通
過フィルタＢＰＦは所定周波数帯のインパルス列信号を
通過させる。平衡変調回路は上記副変調信号を上記所定
周波数帯のインパルス列信号で周波数変換し、無線送信
する。図２９の（Ａ）はその様子を示している。このよ
うにして、周波数間隔ωc/2 で(2i+1)本のスペクトラム
配置となる複数変調信号が得られる。ここでサブキャリ
アとインパルス列信号は共通の基準周波数信号を基に生
成しているので同位相の信号となる。

【００８１】図２８に示す受信機では、ＶＣＯ発振回路
が基準周波数信号を発生し、インパルス列信号生成回路
はその基準周波数信号の周期でインパルスを発生させ、
帯域通過フィルタＢＰＦは所定周波数帯のインパルス列
信号を通過させる。平衡積算器は所謂ダブルバランスミ
キサであり、受信信号を上記所定周波数帯のインパルス
列信号で周波数変換する。ＩＦフィルタは副変調周波数
の成分ωc/4 を中心周波数として通過させる。ＶＣＯ発
振回路の発振周波数が送信機側の基準周波数からずれて
いる場合には、ＩＦフィルタの出力信号には、その周波
数ずれに起因するビートが含まれる。一方、４分周回路
は基準周波数信号を１／４の周波数に分周する。位相比
較回路はこの４分周された信号とＩＦフィルタの出力信
号との位相差を求め、その差に応じた（位相差が大きく
なる程レベルの大きくなる）信号を出力する。低域通過
フィルタＬＰＦはその低域成分を抽出してＶＣＯ発振回
路の制御信号とする。このＶＣＯ発信回路、４分周回
路、位相比較回路、およびＬＰＦによってＰＬＬ回路を
構成している。これにより、ＶＣＯ発信回路の発振周波
数は送信機側の基準周波数に追従することになる。そし
てＡＭ復調回路はビートを含まない副変調信号を検波す
ることによって、これを符号として出力する。図２９の
（Ｂ）はその様子を示している。このようにして、用い
た線スペクトルの数(2i+1)と同数だけ復調信号の振幅が
増加するので、耐ノイズ性が向上し、長距離伝送が可能
となる。

【００８２】なお、上記の例では送信機および受信機に
おいて、基準周波数信号を４分周してサブキャリアの周
波数信号を発生させて、キャリアの周波数（インパルス
列信号の基本波周波数）とサブキャリアの周波数を１対
４の整数倍の関係としたが、基準周波数信号をサブキャ
リアの周波数とし、それを４逓倍した信号を基本波とし
てインパルス列信号を生成するようにしてもよい。ま
た、この倍数関係は１対４に限らず、整数比の関係にあ
ればよい。このようにしてビートを生じさせることなく
周波数合成を行う。

【００８３】最後に、第１６の実施形態に係る無線通信
システムの構成を図３０を参照して説明する。第１〜第
３の実施形態では、周波数帯域を複数に分割して符号の
伝送を行う例を示したが、この第１５の実施形態でも、
どの帯域に信号成分が存在するかによって符号を伝送す
る。但し、伝送符号の変調毎に帯域を遷移させる。図３
０に示す例では、Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄで示す４つの周波数帯
域を使用して、伝送符号が「０」なら、時計回りに１つ
隣の帯域に遷移し、伝送符号が「１」なら２つ隣の帯域
に遷移し、伝送符号が「２」なら３つ隣の帯域に遷移す
る。

【００８４】送信機側で、たとえば遷移元の帯域がＡで
あるとすると、伝送符号が「０」なら帯域をＢに遷移さ
せ、すなわち帯域Ｂに信号が現れるようにし、伝送符号
が「１」なら帯域にＣに遷移させ、同様に伝送符号が
「２」なら帯域Ｄに遷移させる。このように伝送符号に
応じて送信帯域を遷移させる。受信機側ではたとえば帯
域Ａを受信した後、次に帯域Ｂに信号が存在すれば符号
「０」、帯域Ｃに信号が存在すれば符号「１」、帯域Ｄ
に信号が存在すれば符号「２」として復号する。このよ
うに或る帯域の信号を受信した後、次にどの帯域に信号
が存在するか、その帯域の遷移によって符号を決定す
る。

【００８５】なお、図３０においては４つの帯域をリン
グ状に配置しているが、周波数軸上では、これらの４つ
の帯域は直線的に配置される。

【００８６】このように帯域をｎ個に分けた場合、変調
毎に帯域を遷移させることにより、ノイズ妨害を受けな
い状態では１変調あたり（ｎ−１）値の符号が伝送で
き、符号の多値化による時間あたりの伝送量の向上が図
れる。また、或る特定の帯域が定常的に妨害を受けてい
る場合は、多値数を減らすことにより、妨害を受けてい
る帯域を避けて伝送を行うことができる。これにより耐
妨害性能を向上させることができる。

【００８７】

【発明の効果】請求項１に係る無線通信システムによれ
ば、周波数帯域の分割を行って符号伝送を行うため、妨
害波の影響を受ける確率が低下し、耐妨害性能が向上す
る。

【００８８】請求項２に係る無線通信システムによれ
ば、上記効果に加えて、低周波処理が行えるので、受信
感度の向上および受信回路の安定性向上が図れる。ま
た、所定帯域の包絡線検波出力に基づいて符号の再生を
行うようにしたので、すなわち複数波の周波数間隔と位
相に情報を持たせるので、送信機と受信機側で周波数変
換のための局部発振周波数に多少の誤差があっても、正
常の通信が可能となる。

【００８９】請求項３に係る無線通信システムによれ
ば、微弱電波を用いた場合でも１対ｎ通信が容易に実現
できる。

【００９０】請求項４に係る無線通信システムによれ
ば、符号の多値化による時間あたりの伝送量が向上す
る。

【００９１】請求項５に係る無線通信システムによれ
ば、ＭＣＡ方式で、影響の小さな帯域を選択することよ
って、通信の信頼性を向上させることができる。また、
親局と子局とのグループで固有のコードを持たせること
によって、同一エリア内に複数のグループを配置するこ
とも可能となる。

【００９２】請求項６に係る無線通信システムによれ
ば、復調時に、所定の時間間隔のパルス信号の有無によ
って復調を行うので、時間窓を設けてパルス幅判定を行
うことによって、ノイズの影響を受けにくくすることが
できる。

【００９３】請求項７に係る無線通信システムによれ
ば、１変調あたりの情報量が増すため、伝送速度を向上
させることができる。

【００９４】請求項８に係る無線通信システムによれ
ば、単発性の強力な妨害波が飛来しても、その影響は、
受信機側において所定帯域内のパルス状スペクトルの数
をカウントすることによって、その数量によって符号の
復調を行うので、パルス状スペクトルの最大数をｎとす
ればその影響は１／ｎとなり、ＳＮ比の劣化が最小限に
抑えられる。

【００９５】請求項９に係る無線通信システムによれ
ば、送信機側で重畳されたインパルス列信号のうち、最
も状態のよい１波を抽出してそのスペクトラムの次数で
分周して送信機側と等しい基本波周波数の信号を得るよ
うにしたので、ビートの発生しない周波数合成が行わ
れ、ＣＮ比が向上する。

【００９６】請求項１０に係る無線通信システムによれ
ば、送信機側と受信機側とでインパルス列信号の周期に
誤差があっても、受信機側でその誤差に起因するビート
が生じないように受信機側のインパルス列信号の周期が
制御されるため、ビートによる影響を受けずに複数波の
合成が可能となる。

【００９７】請求項１１に係る無線通信システムによれ
ば、受信機側で送信機側の局部発振信号の周波数を再生
できるので、送信機側で周波数変動が生じてもその影響
を受けずに通信が行えるようになる。

【００９８】請求項１２に係る無線通信システムによれ
ば、チャンネルに応じた通信が可能となり、マルチチャ
ンネルアクセス化も可能となる。

【００９９】請求項１３に係る無線通信システムによれ
ば、局部発振信号と副変調波とを周波数的に分離して合
成し、受信機側で局部発振信号を抽出・再生するように
したため、ビートが発生せず、また回路構成が簡単とな
り設計および調整が容易となる。

【０１００】請求項１４に係る無線通信システムによれ
ば、上記効果に加えて複数周波の分散／合成をビートを
発生させることなく行えるので、耐妨害性能も向上す
る。

【０１０１】請求項１５に係る無線通信システムによれ
ば、送信機側と受信機側とで基本波周波数のずれによ
り、周波数変換後の中間周波の段階で、その周波数のず
れに等しい周波数間隔に複数波が再配置されるため、狭
帯域フィルタによる不要波の妨害が容易となる。また、
その複数波を包絡線検波することによって復号するの
で、耐妨害性も向上する。

【０１０２】請求項１６に係る無線通信システムによれ
ば、受信機側で送信機側の基本波周波数に等しい周期の
インパルス列信号を再生することにより、周波数変換時
にビートが発生せずに複数波の合成が可能となり、耐妨
害性に強い複数周波の合成が可能となる。

【０１０３】請求項１７に係る無線通信システムによれ
ば、送信機側でサブキャリアとキャリアの周波数を共通
の基準周波数信号を基に生成することにより、両信号の
位相が一致し、受信機側で抽出したサブキャリアの周波
数を基準としてＰＬＬによりインパルス列信号の基本波
周波数を制御するため、ビートが発生せずに複数波の合
成が可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の実施形態に係る無線通信システムの構成
を示すブロック図

【図２】同システムにおける各部の波形図

【図３】第２の実施形態に係る無線通信システムの構成
を示すブロック図

【図４】同システムにおける周波数変換の例を示す図

【図５】第３の実施形態に係る無線通信システムの構成
を示すブロック図

【図６】チャンネルと周波数帯との関係を示す図

【図７】第４の実施形態に係る無線通信システムの構成
を示す図

【図８】第５の実施形態に係る無線通信システムの構成
を示すブロック図

【図９】同システムにおける波形図および符号判定条件
を示す図

【図１０】第６の実施形態に係る無線通信システムの構
成を示すブロック図

【図１１】同システムにおける周波数スペクトラムおよ
び時間波形の例を示す図

【図１２】第７の実施形態に係る無線通信システムの構
成を示すブロック図

【図１３】同システムにおける送信機側と受信機側のス
ペクトラムの例を示す図

【図１４】第８の実施形態に係る無線通信システムの構
成を示すブロック図および波形図

【図１５】電圧制御発振回路の制御手順を示す図

【図１６】第９の実施形態に係る無線通信システムの構
成を示すブロック図

【図１７】第１０の実施形態に係る無線通信システムの
構成を示すブロック図

【図１８】同システムにおけるチャンネル毎の周波数変
換の例を示す図

【図１９】第１１の実施形態に係る無線通信システムの
構成を示すブロック図

【図２０】同システムにおける送信機側と受信機側のス
ペクトラムの例を示す図

【図２１】第１２の実施形態に係る無線通信システムの
構成を示すブロック図

【図２２】同システムにおける送信機側と受信機側のス
ペクトラムの例を示す図

【図２３】第１３の実施形態に係る無線通信システムの
構成を示すブロック図

【図２４】同システムにおける送信機側と受信機側にお
ける周波数スペクトラムの例を示す図

【図２５】第１４の実施形態に係る無線通信システムの
構成を示すブロック図

【図２６】同システムにおける送信機側と受信機側にお
ける周波数スペクトラムの例を示す図

【図２７】第１５の実施形態に係る無線通信システムの
無線送信機の構成を示すブロック図

【図２８】第１５の実施形態に係る無線通信システムの
無線受信機の構成を示すブロック図

【図２９】同システムにおける送信機側と受信機側にお
ける周波数スペクトラムの例を示す図

【図３０】第１６の実施形態に係る変調毎の帯域の遷移
の例を示す図

【図３１】この発明の各無線通信システムの関連をツリ
ー形式で表した図

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 尾田 幹男 京都府京都市右京区花園土堂町10番地 オ ムロン株式会社内 Ｆターム(参考） 5K022 AA12 AA22

Claims (19)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 所定周期で繰り返すインパルス列信号を
   生成する手段と、伝送符号に応じて前記インパルス列信
   号の送信周波数帯域を制御する帯域制御手段とを備えた
   無線送信装置と、 該無線送信装置から送信される所定周波数帯域の複数の
   周波数信号を抽出する帯域選択手段と、前記所定周波数
   帯域毎の複数の周波数信号を包絡線検波する手段と、各
   周波数帯域の包絡線検波信号のレベル差により前記伝送
   符号の再生を行う符号再生手段とを備えた無線受信装置
   と、 から成る無線通信システム。
2. 【請求項２】 前記帯域制御手段は、前記インパルス列
   信号の所定帯域の信号を周波数変換するものであり、前
   記帯域選択手段は、受信信号を帯域制限するとともに、
   選択すべき周波数帯域に応じて低域側に周波数変換する
   ものである請求項１に記載の無線通信システム。
3. 【請求項３】 前記帯域制御手段は複数の周波数チャン
   ネルのうち所定の周波数チャンネル内で、前記送信周波
   数帯域を制御し、前記帯域選択手段は前記複数の周波数
   チャンネルのうち所定の周波数チャンネル内の前記複数
   の周波数信号を抽出するものである請求項１または２に
   記載の無線通信システム。
4. 【請求項４】 前記帯域制御手段は、伝送符号に応じて
   前記インパルス列信号の送信周波数帯域を遷移させ、 前記符号再生手段は、前記包絡線検波信号のレベル差に
   より前記送信周波数帯域の遷移を検出して前記伝送符号
   を再生するものである請求項１または２に記載の無線通
   信システム。
5. 【請求項５】 前記複数の周波数チャンネルのうち所定
   の周波数チャンネルを制御用に用い、当該制御用の周波
   数チャンネルを用いて他の周波数チャンネルを通信用に
   割り当てるマルチチャンネルアクセス制御を行う手段を
   設けた請求項３に記載の無線通信システム。
6. 【請求項６】 伝送符号に応じて周波数の異なる基本波
   周波数信号を発生する手段と、前記基本波周波数信号を
   基に該信号の周波数に応じた繰り返し周期のインパルス
   列信号を発生して無線送信する手段とを備えた無線送信
   装置と、 前記無線送信された信号を包絡線検波してパルス信号を
   復調する手段と、該パルス信号の時間間隔から前記伝送
   符号の再生を行う手段とを備えた無線受信装置と、 から成る無線通信システム。
7. 【請求項７】 前記伝送符号を３値以上にした請求項５
   に記載の無線通信システム。
8. 【請求項８】 所定周期で繰り返すインパルス列信号を
   伝送符号に応じて断続して無線送信する手段を備えた無
   線送信装置と、 前記無線送信された信号の所定周波数帯域内を狭帯域で
   巡回掃引受信するとともに包絡線検波する手段と、包絡
   線検波による検波信号レベルの時間的変化から伝送符号
   を検出する手段とを備えた無線受信装置と、 から成る無線通信システム。
9. 【請求項９】 伝送符号を変調して副変調波信号を生成
   する手段と、前記副変調波信号を所定周期で繰り返すイ
   ンパルス列信号により周波数変換する手段と、周波数変
   換された信号に前記インパルス列信号を重畳して無線す
   る手段とを備えた無線送信装置と、 前記無線送信された信号のうち前記インパルス列信号に
   よる複数の周波数信号の１つに同調して前記インパルス
   列信号に同期したインパルス列信号を生成する手段と、
   生成されたインパルス列信号により前記無線送信された
   信号を周波数変換する手段と、該手段により周波数変換
   された信号を復調する手段とを備えた無線受信装置と、 から成る無線通信システム。
10. 【請求項１０】 伝送符号を変調して副変調波信号を生
    成する手段と、前記副変調波信号を所定周期で繰り返す
    インパルス列信号により周波数変換して無線送信する手
    段とを備えた無線送信装置と、 前記無線送信された信号を所定周期で繰り返すインパル
    ス列信号により周波数変換する手段と、該手段により周
    波数変換された信号を包絡線検波する手段と、該手段に
    より検波された信号に含まれるビート成分の周期に応じ
    て前記ビートを打ち消す方向に前記インパルス列信号の
    周期を制御する手段と、前記周波数変換された信号を復
    調して伝送符号を再生する手段とを備えた無線受信装置
    と、 から成る無線通信システム。
11. 【請求項１１】 伝送符号を変調して副変調波信号を生
    成する手段と、前記副変調波信号を局部発振信号の周波
    数を中心にして上側波帯と下側波帯に分散させて無線送
    信する周波数変換手段とを備えた無線送信装置と、 前記無線送信された信号の前記上側波帯と下側波帯のそ
    れぞれの搬送波成分に同調して発振する同調発振手段
    と、該手段による２つの発振信号の和の周波数信号を１
    ／２分周して局部発振信号を生成する手段と、当該局部
    発振信号で前記無線送信された信号を周波数変換する手
    段とを備えた無線受信装置と、 から成る無線通信システム。
12. 【請求項１２】 前記周波数変換周波数による上側波帯
    と下側波帯の信号をチャンネルに応じて周波数シフトさ
    せる手段を前記無線送信装置に設け、前記無線送信され
    た信号の前記上側波帯と下側波帯をチャンネルに応じて
    一定の周波数帯域にシフトさせる手段を前記無線受信装
    置に設けた請求項１１に記載の無線通信システム。
13. 【請求項１３】 伝送符号を変調して副変調波信号を生
    成する手段と、局部発振信号を発生する手段と、前記局
    部発振信号を逓倍した信号で前記副変調波信号を周波数
    変換する手段と、該手段により周波数変換された信号に
    前記局部発振信号をパイロット信号として無線送信する
    手段とを備えた無線送信装置と、 前記無線送信された信号から前記パイロット信号に同調
    して発振するとともに逓倍して前記無線送信装置側の局
    部発振信号と同倍数の局部発振信号を生成する逓倍手段
    と、該局部発振信号で前記無線送信された信号を周波数
    変換する手段と、該手段により周波数変換された信号を
    復調する手段とを備えた無線受信装置と、から成る無線
    通信システム。
14. 【請求項１４】 前記無線送信装置の周波数変換する手
    段は前記逓倍した信号を繰り返し周期とするインパルス
    列信号で前記副変調波信号を周波数変換するものであ
    り、前記受信装置の周波数変換手段は、前記逓倍手段に
    より逓倍された信号を繰り返し周期とするインパルス列
    信号で前記無線送信された信号を周波数変換するもので
    ある請求項１３に記載の無線通信システム。
15. 【請求項１５】 所定周期で繰り返すインパルス列信号
    を伝送符号に応じて断続または振幅変調する手段を備え
    た無線送信装置と、 前記無線送信装置側のインパルス列信号の繰り返し周波
    数から所定周波数だけずれた繰り返し周波数のインパル
    ス列信号により前記無線送信された信号を周波数変換す
    る手段と、該手段により周波数変換された信号の前記伝
    送符号情報が含まれる帯域のみについて包絡線検波する
    手段とを備えた無線受信装置と、 から成る無線通信システム。
16. 【請求項１６】 搬送波が常時出力される変調方式で伝
    送符号を変調して副変調波信号を生成する手段と、所定
    周期で繰り返すインパルス列信号で前記副変調波信号を
    周波数変換して無線送信する手段とを備えた無線送信装
    置と、 前記無線送信された信号を包絡線検波して前記無線送信
    装置側のインパルス列信号に等しい周期で繰り返すイン
    パルス列信号を再生する手段と、当該手段により再生さ
    れたインパルス列信号により前記無線送信された信号を
    周波数変換する手段とを備えた無線受信装置と、 から成る無線通信システム。
17. 【請求項１７】 基準周波数の整数比の関係にある２つ
    の周波数信号を発生する手段と、この２つの信号のうち
    低い方の周波数で伝送符号を変調して副変調信号を生成
    する手段と、前記２つの周波数信号のうち高い方の周波
    数で繰り返すインパルス列信号を生成するとともに、当
    該インパルス列信号により前記副変調信号を周波数変換
    して無線送信する手段とを備えた無線送信装置と、 基準周波数の整数比の関係にある２つの周波数信号を発
    生する手段と、この２つの周波数信号のうち高い方の周
    波数で繰り返すインパルス列信号により、前記無線送信
    された信号を周波数変換する手段と、当該手段により周
    波数変換された信号から前記副変調信号の周波数成分を
    抽出する手段と、前記２つの周波数信号のうち周波数の
    低い信号と前記副変調信号の周波数成分との位相比較を
    行うとともに、その差が減少する方向に前記基準周波数
    を制御する手段とを備えた無線受信装置と、から成る無
    線通信システム。
18. 【請求項１８】 請求項１〜１７のいずれかに記載の無
    線送信装置。
19. 【請求項１９】 請求項１〜１７のいずれかに記載の無
    線受信装置。