JP2000013128A - アダプティブアレイ送受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】 送信シンボルを受信する移動局でのキャリア
同期の演算量を軽減する。 【解決手段】 アンテナＡ１〜ＡＱよりの受信波を線形
重み付け合成し帰還シンボル信号と帰還フィルタ係数と
の畳み込み演算を行い信号判定を行い、判定結果を出力
し、信号判定に伴う誤差信号と帰還シンボル信号とパラ
メータ推定シンボルを判定手段より出力し、誤差信号が
最小になるように、重み付け係数と帰還フィルタ係数を
推定し、送信トレーニング信号区間では送信シンボルを
送信歪信号として出力し、その種の送信データ区間で
は、帰還形フィルタ係数を、遅延した送信歪信号に畳み
込み演算３２し、これを送信シンボルから差し引き３
３、更に、電力が所定値以下になるように、離散複素数
を加算して送信歪信号とし３５、線形重み付け合成の重
みを与え、更にＲＦ信号に変換をして送信する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、ディジタル無線
通信において干渉波及び符号間干渉による劣化を抑圧す
るアダプティブアレイ送受信機に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ディジタル移動通信においては、周波数
の有効利用を図るため周波数のゾーン繰り返しを行って
おり、同一チャネル干渉対策が重要な課題の一つであ
る。干渉キャンセラの一種であるアダプティブアレイは
その有望な技術の一つであり、上り回線における基地局
受信を例に、その動作を図２を用いて説明する。アダプ
ティブアレイは、アンテナの指向性を適応的に制御して
干渉波を抑圧する。図２では、干渉局である移動局Ｍ２
及びＭ３からの受信波を抑えるため、基地局ＢＳでは移
動局Ｍ２及びＭ３の方向に対してアンテナゲインを下げ
て受信される干渉波を抑えている。ＴＤＤ方式のように
上り回線と下り回線で同一のキャリア周波数を用いる方
式では、上り回線で得られた受信アンテナゲインのパタ
ーンを、下り回線の送信アンテナパターンとして用いれ
ば、下り回線の移動局受信における干渉を低減できる。
このことを図２で説明するならば、受信アンテナゲイン
を送信アンテナパターンとすると、移動局Ｍ２及びＭ３
の方向に電波は飛ばず移動局Ｍ１の方向に送信波が送信
されるので、移動局Ｍ２及びＭ３における干渉を抑える
ことができる。

【０００３】このアダプティブアレイ送受信方式の問題
点は、遅延時間が変調のシンボル周期Ｔに比べて無視で
きない遅延波が到来する場合、即ち周波数選択性フェー
ジング条件において、希望局からの遅延波は干渉波とし
て除去されるので、希望局からの電波を有効に受信する
ことができない。加えて、アンテナの数をＱとすればＱ
−１までの干渉波しか除去できないので、希望波の遅延
波を除去する分、他干渉局からの電波を除去できなくな
り、受信伝送特性が劣化する。また、アダプティブアレ
イ送受信機の送信波を受信する移動局は、遅延波による
符号間干渉の劣化を抑えるため、受信機に等化器の機能
を付加しなくてはならず、移動局の受信機のハードウェ
ア規模は膨大なものとなる。

【０００４】これらの問題点を解決したアダプティブア
レイ送受信機の構成を図３に示す（冨里 繁，府川 和
彦，松本 正，“ＴＤＤ移動通信システムにおける時間
プリコーディングの受信特性”，Ｂ−５−１７６，１９
９８年電子情報通信学会総合大会）。なお、図３におい
て受信ベースバンド信号のサンプリング周期Ｔ_S は変調
のシンボル周期Ｔに等しく、希望波の遅延波の最大遅延
時間１Ｔとする。

【０００５】Ｑ（２以上の整数）本の送受共用アンテナ
Ａ１〜ＡＱからの送受分波器１１−１〜１１−Ｑをそれ
ぞれ通った受信波は、それぞれ対応するベースバンド受
信信号発生器１２−１〜１２−Ｑでベースバンド帯に変
換され、受信ベースバンド信号として出力端子１３−１
〜１３−Ｑからそれぞれ出力される。ここで、受信ベー
スバンド信号は同相成分と直交成分を有する信号であ
り、図中のベースバンド受信信号発生器１２−１〜１２
−Ｑは受信手段に相当する。以後、ベースバンド信号は
全て、同相成分を実部で、直交成分は虚部とする複素表
示で表わすことにする。

【０００６】ｑ（１＜ｑ＜Ｑ）番目の送受共用アンテナ
Ａｑからの受信ベースバンド信号ｘ _q (i) は、複素乗算
器Ｍｑで重み付け係数ｗ_q ^* を乗算された後、複素加算
器１４で足しあわされ、合成信号ｙ(i) として出力され
る。この重み付け係数ｗ_q ^*を適応的に制御することで
受信アンテナゲインの指向性を制御することができ、干
渉波を抑圧するように合成信号を生成することができ
る。ここで、複素乗算器Ｍ１〜ＭＱと複素加算器１４は
線形合成手段１５に相当する。

【０００７】この構成では、パラメータ推定の初期収束
の為に既知のトレーニング信号を用いており、スイッチ
回路１６は、トレーニング信号区間ではトレーニング信
号メモリ１７からの信号が出力するトレーニング信号
を、続くデータ信号区間では判定器１８が出力する判定
信号を出力する。このスイッチ回路１６の出力ａ_R (i)
を遅延素子１９で１Ｔ遅延させ、帰還複素シンボル信号
及びパラメータ推定用信号とする。複素乗算器２１は、
帰還複素シンボル信号である遅延したスイッチ回路出力
に帰還形フィルタ係数ｗ_b ^* を乗算し、帰還信号として
出力する。ここで、帰還信号は遅延波による符号間干渉
であり、複素乗算器２１は帰還形フィルタ手段２２に相
当する。複素減算器２３は、符号間干渉を除去するた
め、合成信号ｙ(i) から複素乗算器２１の帰還信号を差
し引いて符号間干渉除去信号を生成し、判定器１８へと
出力する。判定器１８はこの信号を硬判定して判定信号
を出力端子２４から出力する。複素減算器２５は、複素
減算器２３の符号間干渉除去信号と判定信号であるスイ
ッチ回路出力ａ_R (i) との差分を誤差信号ｅ(i) として
出力する。ここで、遅延素子１９、複素減算器２３及び
２５、判定器１８、スイッチ回路１６とトレーニング信
号メモリ１７は、信号判定手段２６に相当する。また、
線形合成手段１５と信号判定手段２６とを併せて、アダ
プティブアレイ等化受信手段２７と呼ぶことにする。パ
ラメータ推定手段に相当するパラメータ推定回路２８
は、受信ベースバンド信号群、パラメータ推定用信号で
ある遅延した判定信号と誤差信号ｅ(i) とを入力とし
て、誤差信号ｅ(i) の平均２乗が最小になるように重み
付け係数ｗ_q ^* と帰還形フィルタ係数ｗ_b ^* を推定し出
力する。即ち、最小２乗法のアルゴリズムを用いて推定
する。

【０００８】上述の信号判定手段２６では遅延波による
符号間干渉を除去しているので、上述の線形合成手段１
５において希望波の遅延波は除去されない。線形合成手
段１５においては、アンテナの数をＱとすればＱ−１ま
での干渉波しか除去できないので、希望波の遅延波を除
去しなくてすむ分、他干渉局からの電波を除去でき、受
信伝送特性が改善される。

【０００９】次に、同図の送信部について説明する。送
信歪信号ｂ(i) は遅延素子３１で１Ｔ遅延された後、複
素乗算器３２で帰還形フィルタ係数ｗ_b ^* を乗算され
る。複素減算器３３では、入力端子３４から入力する送
信複素シンボルａ_T (i) からこの乗算結果を差し引く。
ここで、送信複素シンボルａ_T (i) の同相成分及び直交
成分における信号点の数をＭとする。モジュロ（ｍｏｄ
ｕｌｏ）演算回路３５は送信歪信号ｂ(i) の電力を抑え
るため、この減算結果に対してｍｏｄ２Ｍの演算を行
い、減算結果の実部及び虚部が−ＭからＭの領域外にな
るときには２Ｍの整数倍を加算して実部及び虚部が−Ｍ
からＭの領域内に入るようにする。ｍｏｄｕｌｏ演算回
路３５の出力信号は送信歪信号ｂ(i) であるので ｂ(i) ＝ａ_T (i) −ｗ_b ^* ｂ（ｉ−１）＋２Ｍｃ(i) （１） と表すことができる。ここで、ｃ(i) は実部及び虚部が
整数の離散複素数であり、複素減算器３３、ｍｏｄｕｌ
ｏ演算回路３５、遅延素子３１及び複素乗算器３２は送
信歪手段３６に相当する。

【００１０】このように送信信号をフィルタリングする
目的は、該当の受信端において、遅延波による符号間干
渉を受けない受信波を生成する為である。送信歪手段３
６の出力信号である送信歪信号ｂ(i) は、端子３７を通
り送信フィルタ３８で帯域制限され、ハイブリッド３９
を通って複素乗算器Ｍ１′〜ＭＱ′へと入力される。複
素乗算器Ｍ１′〜ＭＱではこの入力信号に上述の重み付
け係数ｗ_q ^* を乗算する。これは、送信アンテナパター
ンを受信アンテナパターンに一致させることと等価な操
作である。ここで、送信フィルタ３８、ハイブリッド３
９及び複素乗算器Ｍ１′〜ＭＱ′は送信ベースバンド生
成手段４１に相当し、送信歪手段３６と送信ベースバン
ド生成手段４１を併せて送信アレイプリコーディング部
４２と呼ぶことにする。複素乗算器Ｍ１′〜ＭＱ′のＱ
個の出力信号は、送信ベースバンド信号として、出力端
子４３−１〜４３−Ｑを通ってＲＦ変調波発生器４４−
１〜４４−ＱでＲＦ周波数帯に変換され、送受分波器１
１−１〜１１−Ｑを通って対応する送受共用アンテナＡ
１〜ＡＱから送信される。ここで、ＲＦ変調波発生器４
４−１〜４４−Ｑは送信手段に相当する。

【００１１】既に、送信歪信号ｂ(i) を送信すると、受
信端において受信波が符号間干渉を受けないことを述べ
た。次にこれを数式を使って説明する。まず、線形合成
手段１５の出力信号ｙ(i) は、スイッチ回路１６の出力
ａ_R (i) 、帰還形フィルタ係数ｗ_b ^* 及び誤差信号ｅ
(i) を用いて表すと ｙ(i) ＝ａ_R (i) ＋ｗ_b ^* ａ_R (i-1) ＋ｅ(i) （２） となる。ｙ(i) のｚ変換をＹ（ｚ^-1）、ａ_R (i) のｚ変
換をＡ_R （ｚ^-1）、ｅ(i) のｚ変換をＥ（ｚ^-1）とし
て、式（２）をｚ変換で表すと Ｙ（ｚ^-1）＝（１＋ｗ_b ^* ｚ^-1）Ａ_R （ｚ^-1）＋Ｅ（ｚ^-1） （３） となる。従って、伝送路インパルスレスポンスのｚ変換
をＨ（ｚ^-1）とすると、 Ｈ（ｚ^-1）＝（１＋ｗ_b ^* ｚ^-1） （４） となる。次に、送信歪信号ｂ(i) のｚ変換をＢ
（ｚ^-1）、ａ_T (i) のｚ変換をＡ _T （ｚ^-1）、ｃ(i) の
ｚ変換をＣ（ｚ^-1）として、式（１）をｚ変換で表すと （１＋ｗ_b ^* ｚ^-1）Ｂ（ｚ^-1）＝Ａ_T （ｚ^-1）＋２Ｍ Ｃ（ｚ^-1）（５） となる。さらに式（４）を用いると、式（５）は Ｈ（ｚ^-1）Ｂ（ｚ^-1）＝Ａ_T （ｚ^-1）＋２ＭＣ（ｚ^-1） （６） となる。ここで、Ｈ（ｚ^-1）Ｂ（ｚ^-1）は受信端におけ
る受信信号であり、これがａ_T (i) のｚ変換Ａ
_T （ｚ^-1）と２Ｍｃ(i) のＺ変換２ＭＣ（ｚ^-1）との和
に等しいということは、離散複素数２Ｍｃ(i) が加わる
ものの、受信信号が遅延波による符号間干渉を受けてい
ないことを意味する。

【００１２】このように、周波数選択性フェージング条
件でも受信信号が遅延波による符号間干渉を受けないの
で、移動局の受信機に等化器の機能が不要となり、ハー
ドウエア化が簡単になる。上記のベースバンド受信信号
発生器１２−ｑとＲＦ変調波発生器４４−ｑは、キャリ
ア信号発生器４６が出力するキャリア信号をもとに、そ
れぞれ周波数ダウンコンバート及びアップコンバートを
行う。まず、図４にベースバンド受信信号発生器１２−
ｑの構成を示す。入力端子４７−ｑから入力する受信波
は、低雑音アンプ４８で増幅された後にハイブリッド４
９で２分岐される。１つの信号は、入力端子５１からの
キャリア信号を乗算器５２で乗算された後に、低域通過
フィルタ５３へ入力される。そして、Ａ／Ｄ変換器５４
でサンプリング周期Ｔ_S ごとにサンプリングされディジ
タル信号に変換される。２分岐された他方は移相器５５
により９０度位相回転したキャリア信号を乗算器５６で
乗算され、低減通過フィルタ５７へ入力された後にＡ／
Ｄ変換器５８でサンプリングされ、ディジタル信号に変
換される。この操作は準同期検波であり、Ａ／Ｄ変換器
５４及び５８の出力は準同期検波信号の同相成分及び直
交成分に相当し、２つを合わせて受信ベースバンド信号
として出力端子１３−ｑから出力される。

【００１３】次に、図５にＲＦ変調波発生器４４−ｑの
構成を示す。入力端子４３−ｑから送信ベースバンド信
号が入力する。送信ベースバンド信号の同相成分が乗算
器６１で入力端子６２からのキャリア信号を乗算され
る。一方、直交成分は移相器６３で９０度位相回転した
キャリア信号を乗算器６４で乗算される。乗算器６１及
び６４の出力は加算器６５で合成された後、送信アンプ
６６で増幅され、出力端子６７−ｑから出力される。

【００１４】図３のアダプティブアレイ等化手段２７
は、信号判定手段２６において合成信号から遅延波によ
る符号間干渉を除去しているので、希望波の遅延波の電
力を有効に使っていない。この電力を有効に用いる他の
アダプティブアレイ等化手段を図６に示す。なお、送信
アダプティブアレイ部４２は、図３に示したものと同じ
ものを適用し、サンプリング周期Ｔ_s はシンボル周期Ｔ
に等しく、希望波の遅延波の最大遅延時間を１Ｔとす
る。端子１３−１〜１３−Ｑから受信ベースバンド信号
群が入力する。受信ベースバンド信号群を構成する、
（１＜ｑ＜Ｑ）番目の送受共用アンテナＡｑからの受信
ベースバンド信号ｘ_q (i) は、複素乗算器Ｍｑで重み付
け係数ｗ_q ^* を乗算された後、複素加算器１４で足しあ
わされ、合成信号ｙ(i) として出力される。この重み付
け係数ｗ_q ^* を適応的に制御することで受信アンテナゲ
インの指向性を制御することができ、干渉波を抑圧する
ように合成信号を生成することができる。ビタビアルゴ
リズム回路７１が出力する複素シンボル候補ａ_m (i)
は、帰還複素シンボル信号として遅延素子７２で１Ｔ遅
延された後、複素乗算器７３で帰還形フィルタ係数ｗ_b
^* を乗算される。この乗算結果と現時点の複素シンボル
候補ａ_m (i) を複素加算器７４で足し合わせ、帰還信号
として出力する。ここで、遅延素子７２、複素乗算器７
３及び複素加算器７４は、帰還形フィルタ手段７５に相
当する。

【００１５】複素減算器２３は、合成信号ｙ(i) とレプ
リカ信号との差分を誤差信号ｅとして出力する。２乗演
算回路７６は、誤差信号の絶対値２乗に負の定数を乗算
した値を尤度情報、即ちブランチメトリックとして出力
する。ビタビアルゴリズム回路７１は、上述の複素シン
ボル候補を出力し、ビタビアルゴリズムを用いて最尤系
列推定による信号判定を行う。具体的には、複素シンボ
ル系列候補ごとにブランチメトリックの累積値として対
数尤度関数、即ちパスメトリックを計算し、パスメトリ
ックを最大とする複素シンボル系列候補をビタビアルゴ
リズムにより求める。そして、選択された複素シンボル
系列候補を判定信号として出力端子２４へ出力する。こ
こで、複素減算器２３、２乗演算回路７６及びビタビア
ルゴリズム回路７１は信号判定手段７７に相当し、信号
判定手段７７が出力するパラメータ推定用複素シンボル
は、ビタビアルゴリズム回路７１が出力する複素シンボ
ル候補である。

【００１６】この構成では、図３のアダプティブアレイ
等化手段２７と異なり、遅延波による符号間干渉を除去
していないので、希望波の遅延波の電力を有効に使って
おり、さらに受信伝送特性を向上させることができる。
さて、図３の送信部で送信した信号を所望の移動機で受
信する場合、式（６）から明らかなように、送信複素シ
ンボルに離散複素数が加算されたものが受信される。移
動局で信号判定を行う為にはキャリア同期を行う必要が
あるが、送信複素シンボルに受信側で既知のトレーニン
グ信号が含まれていたとしても、送信複素シンボルに離
散複素数が加算された状況では、キャリア推定に加えて
離散複素数を推定しなければならず、キャリア同期の演
算量が膨大なものとなる。

【００１７】以上説明したように、従来のアダプティブ
アレイ送受信機では、送信信号を受信する所望の移動局
において、送信歪手段で加えられる離散複素数の為にキ
ャリア同期の演算量が膨大になるという欠点があった。

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】この発明の目的は、送
信信号を受信する所望の移動局においてキャリア同期の
演算量を軽減できるアダプティブアレイ送受信機を提供
することにある。

【００１９】

【課題を解決するための手段】この発明によるアダプテ
ィブアレイ送受信機は、（１）複数の送受共用アンテナ
からの受信ベースバンド信号を出力する受信手段、
（２）受信ベースバンド信号を重み付け係数で重み付け
合成し、合成信号として出力する線形合成手段、（３）
帰還複素シンボル信号と帰還形フィルタ係数から帰還信
号を生成する帰還形フィルタ手段、（４）合成信号と帰
還信号を入力として信号判定を行い、判定信号を出力
し、さらに誤差信号と帰還複素シンボル信号とパラメー
タ推定用複素シンボルを出力する信号判定手段、（５）
判定誤差である誤差信号の２乗平均が最小になるよう
に、重み付け係数と帰還形フィルタ係数を推定し出力す
るパラメータ推定手段、（６）送信トレーニング信号区
間においては送信複素シンボルを送信歪信号として出力
し、続く送信データ信号区間においては、送信複素シン
ボル、遅延した送信歪信号と帰還形フィルタ係数とから
送信歪信号を生成する送信歪手段、（７）送信歪信号を
帯域制限し、その信号に重み付け係数との重み付け演算
を行い、複数の送信ベースバンド信号を生成する送信ベ
ースバンド生成手段、（８）送信ベースバンド信号をＲ
Ｆ周波数に変換して送受共用アンテナから送信する送信
手段とから成る。

【００２０】また、上記の（４）信号判定手段は、合成
信号から帰還信号を差し引いて、この信号を硬判定して
判定信号を出力し、誤差信号と、遅延した判定信号を帰
還複素シンボル信号及びパラメータ推定用複素シンボル
信号として出力する構成もある。さらに上記の（４）信
号判定手段の別の構成として、合成信号から帰還信号を
差し引いて誤差信号を生成し、この誤差信号の２乗を尤
度情報として最尤系列推定により信号判定を行い、判定
信号と、複素シンボル候補を帰還複素シンボル信号及び
パラメータ推定用複素シンボルとして出力する構成もあ
る。作用 この発明における基本的な作用は次のようなものであ
る。（１）受信手段は、複数の送受共用アンテナからの
受信波をベースバンド帯に変換し、受信ベースバンド信
号群として出力する。（２）線形合成手段は、受信ベー
スバンド信号群と重み付け係数との重み付け演算を行
い、その演算結果を足し合わせたものを合成信号として
出力する。（３）帰還形フィルタ手段は、帰還複素シン
ボル信号と帰還形フィルタ係数との畳み込み演算を行
い、帰還信号として出力する。（４）信号判定手段は、
合成信号と帰還信号を入力として信号判定を行い判定信
号を出力し、さらに誤差信号と帰還複素シンボル信号と
パラメータ推定用複素シンボルを出力する。（５）パラ
メータ推定手段は、受信ベースバンド信号群、パラメー
タ推定用複素シンボルと誤差信号とを入力し、誤差信号
の２乗平均が最小になるように、重み付け係数と帰還形
フィルタ係数を推定し出力する。（６）送信歪手段は、
送信トレーニング信号区間においては送信複素シンボル
を送信歪信号として出力し、続く送信データ信号区間に
おいては、遅延した送信歪信号と帰還形フィルタ係数と
の畳み込み演算を行い、送信シンボルからこの演算結果
を差し引き、その結果をモジュロ演算したものを送信歪
信号とする。（７）送信ベースバンド生成手段は、送信
歪信号を帯域制限し、その信号に重み付け係数との重み
付け演算を行い、複数の送信ベースバンド信号を生成す
る。（８）送信手段は、送信ベースバンド信号をＲＦ周
波数に変換して送受共用アンテナから送信する。

【００２１】また、上記の（４）信号判定手段は、合成
信号から帰還信号を差し引いて、この信号を硬判定して
判定信号を出力する構成もある。さらに上記の（４）信
号判定手段の別の構成として、合成信号から帰還信号を
差し引いて誤差信号を生成し、この誤差信号の２乗を尤
度情報として最尤系列推定により信号判定を行う構成も
ある。

【００２２】従来技術とは、送信トレーニング信号区間
において送信複素シンボルを送信歪信号として出力する
点が異なる。

【００２３】

【実施例】実施例１ この発明は、図３及び図６に示した従来技術と送信歪手
段が異なるだけである。この発明の送信歪手段の構成を
図１に示す。ここでは、サンプリング周期Ｔ_sはシンボ
ル周期Ｔに等しく、希望波の遅延波の最大遅延時間を１
Ｔとする。なお、図３の送信歪手段３６を図１の構成に
変えたものが請求項２の実施例であり、さらに図３のア
ダプティブアレイ等化手段２７を図６の構成に変えたも
のが請求項３の実施例に相当する。

【００２４】入力端子３４から送信複素シンボルａ
_T (i) が入力する。送信トレーニング信号区間におい
て、スイッチ回路８１は送信複素シンボルをそのまま送
信歪信号として出力端子３７に出力する。トレーニング
信号に続く送信データ信号区間においては、スイッチ回
路８１はｍｏｄｕｌｏ演算回路３５が出力する送信歪信
号ｂ(i) を出力端子３７に出力する。送信歪信号ｂ(i)
は遅延素子３１で１Ｔ遅延された後、複素乗算器３２で
帰還形フィルタ係数ｗ_b ^* を乗算される。複素減算器３
３では、送信複素シンボルａ_T (i) から乗算器３２の乗
算結果を差し引く。ｍｏｄｕｌｏ演算回路３５は送信歪
信号ｂ(i) の電力を抑えるため、この減算結果に対して
ｍｏｄ２Ｍの演算を行い、減算結果の実部及び虚部が−
ＭからＭの領域外になるときには２Ｍの整数倍を加算し
て実部及び虚部が−ＭからＭの領域内に入るようにす
る。

【００２５】この様に送信歪信号を生成すると、送信ト
レーニング信号区間において受信信号は遅延波による符
号間干渉を受けるが、受信信号に離散複素数が含まれな
い。この受信信号を使った送信トレーニング信号区間で
のキャリア同期について以下説明する。キャリア同期で
推定すべきキャリア複素振幅は、遅延波による符号間干
渉の無い場合の複素振幅であるから、先行波の複素振幅
と等価である。この先行波の複素振幅を推定する為には
伝送路推定を行えばよく、そのアルゴリズムとしてはト
レーニング信号の相関検出（Ａ．Ｂａｉｅｒ，Ｇ．Ｈｅ
ｉｎｒｉｃｈ ａｎｄＵ．Ｗｅｌｌｅｎｓ，“Ｂｉｔ
ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎ ａｎｄ ｔｉｍｉｎ
ｇ ｓｅｎｓｉｔｉｖｉｔｙ ｉｎ ａｄａｐｔｉｖｅ
Ｖｉｔｅｒｂｉ ｅｑｕａｌｉｚｅｒ ｆｏｒ ｎａ
ｒｒｏｗｂａｎｄ−ＴＤＭＡ ｄｉｇｉｔａｌ ｍｏｂ
ｉｌｅ ｒａｄｉｏ ｓｙｓｔｅｍ”，Ｐｒｏｃ．ＩＥ
ＥＥ Ｖｅｈｉｃｕｌａｒ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｃ
ｏｎｆｅｒｅｎｃｅ '８８，ｐｐ．３７７−３８４，Ｊ
ｕｎｅ１９８８）や、最小２乗法を用いて推定する方法
（府川和彦，鈴木 博，“逐次最小２乗形適応最尤系列
推定（ＲＬＳ−ＭＬＳＥ）−最尤推定理論の移動無線へ
の応用−”，信学論（Ｂ−II），Ｊ７６−Ｂ−II，Ｎ
ｏ．４，ｐｐ．２０２−２１４，１９９３−０４）等が
ある。これらのアルゴリズムを用いて伝送路推定を行え
ば、演算量が少なくて済み、伝送路推定値の内、先行波
に相当する複素振幅をキャリア複素振幅とすれば簡単に
キャリア同期が行える。

【００２６】続く送信データ信号区間において、受信信
号は遅延波による符号間干渉を受けないが受信信号に離
散複素数が含まれる。上記のキャリア複素振幅を用いれ
ばこの離散複素数を推定でき信号判定を容易に行うこと
ができる。このように、送信トレーニング信号区間にお
いて送信信号に離散複素数が含まれないようにしている
ため、送信信号を受信する所望の移動局において、離散
複素数を推定する必要がなく、キャリア同期の演算量を
抑えることができる。

【００２７】以上、サンプリング周期Ｔ_S がシンボル周
期Ｔに等しい場合について説明してきたが、この場合、
サンプリングクロックのタイミングオフセットにより大
幅に平均ＢＥＲ（ビット誤り率）特性が劣化することが
知られている。この劣化を克服するためには、サンプリ
ング周期をシンボル周期Ｔ未満、例えばＴ／２にする分
数間隔サンプリングを行うことが有効である。これに伴
い、線形合成手段１５と送信ベースバンド生成手段４１
の各複素乗算器は、遅延時間がサンプリング周期の分数
間隔形トランスバーサルフィルタに置き換える構成も可
能である。また、上記の説明では、希望波の遅延波の最
大遅延時間を１Ｔとしてきたが、最大遅延時間ＮＴ（Ｎ
は２以上の整数）の場合の拡張は容易である。

【００２８】

【発明の効果】以上説明したように、この発明によれば
送信トレーニング信号区間において送信信号に離散複素
数が含まれないようにしているため、送信信号を受信す
る所望の移動局においてキャリア同期の演算量を軽減で
きる。同一チャネル干渉が無視できず、高速伝送を行う
無線システムに利用すると効果的である。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例の主要部である送信歪手段３
６の機能構成を示す図。

【図２】基地局における従来のアダプティブアレイのア
ンテナゲイン指向特性の例を示す図。

【図３】従来のアダプティブアレイ送受信機の機能構成
を示す図。

【図４】図３中のベースバンド受信信号発生器１２−ｑ
の機能構成を示す図。

【図５】図３中のＲＦ変調波発生器４４−ｑの機能構成
図。

【図６】図３中のものとは異なるアダプティブアレイ等
化手段２７の機能構成を示す図。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁷ 識別記号 ＦＩ テーマコート゛(参考） Ｈ０４Ｂ 7/08 Ｈ０４Ｂ 7/08 Ｄ Ｆターム(参考） 5J021 AA02 AA03 AA04 AA05 AA11 CA06 DB02 DB03 DB04 EA04 FA05 FA14 FA15 FA16 FA17 FA20 FA23 FA24 FA26 FA30 FA31 FA32 FA34 GA02 GA06 HA05 5K052 BB02 BB07 DD03 DD04 EE02 FF32 GG03 GG15 GG26 GG31 GG34 GG48 5K059 AA08 BB08 CC05 DD03 DD07 DD24 DD25 DD35

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 Ｑ（２以上の整数）本の送受共用アンテ
   ナからの受信波を受信手段によりベースバンド帯に変換
   して受信ベースバンド信号群を出力し、 線形合成手段により前記受信ベースバンド信号群を入力
   として各々重み付け係数との重み付けを行い、その演算
   結果を足し合わせて合成信号として出力し、 帰還形フィルタ手段により、帰還複素シンボル信号と帰
   還形フィルタ係数との畳み込み演算を行い、その演算結
   果を帰還信号として出力し、 信号判定手段により、前記合成信号と前記帰還信号を入
   力として信号判定を行い判定信号を出力し、さらに信号
   判定に伴う誤差信号と前記帰還複素シンボル信号とパラ
   メータ推定用複素シンボルを出力し、 パラメータ推定手段により、前記受信ベースバンド信号
   群と前記パラメータ推定用複素シンボル信号と前記誤差
   信号を入力し、前記誤差信号の２乗平均が最小になるよ
   うに、前記重み付け係数と前記帰還形フィルタ係数を推
   定して出力し、 送信歪手段により、前記帰還形フィルタ係数を、遅延し
   た送信歪信号に畳み込み演算を行い、送信複素シンボル
   からこの演算結果を差し引き、さらに前記送信歪信号の
   電力が或る値以下になるように予め定めた離散複素数を
   加算し、その加算結果を前記送信歪信号として出力し、 送信ベースバンド生成手段により、前記送信歪信号を帯
   域制限し、その帯域制限された信号に前記重み付け係数
   との重み付け演算を行い、Ｑ個の送信ベースバンド信号
   を生成し、 送信手段により、前記送信ベースバンド信号をＲＦ周波
   数に変換して対応する前記送受共用アンテナから送信す
   るアダプティブアレイ送受信機において、 前記送信歪手段は、送信トレーニング信号区間では前記
   送信複素シンボルを前記送信歪信号として出力し、続く
   送信データ信号区間では、前記畳み込み演算、前記差し
   引き演算、前記加算演算をして送信歪信号を生成する手
   段であることを特徴とするアダプティブアレイ送受信
   機。
2. 【請求項２】 請求項１記載の送受信機において、前記
   信号判定手段は、前記合成信号から前記帰還信号を差し
   引いて符号間干渉除去信号を生成し、この信号を硬判定
   して前記判定信号を出力し、さらに、遅延した前記判定
   信号を前記帰還複素シンボル信号及び前記パラメータ推
   定用複素シンボル信号として出力し、前記符号間干渉除
   去信号と前記判定信号との差分を前記誤差信号として出
   力する手段であることを特徴とするアダプティブアレイ
   送受信機。
3. 【請求項３】 請求項１記載の送受信機において、 前記信号判定手段は、前記合成信号から前記帰還信号を
   差し引いて前記誤差信号を生成して出力し、さらに、こ
   の前記誤差信号の２乗を尤度情報として最尤系列推定に
   より信号判定を行い、前記判定信号と、複素シンボル候
   補を前記帰還複素シンボル信号及び前記パラメータ推定
   用複素シンボルとして出力する手段であることを特徴と
   するアダプティブアレイ送受信機。