ITTO20130968A1 - Microfono a matrice e metodo di acquisizione di segnali acustici - Google Patents

Description

DESCRIZIONE

“MICROFONO A MATRICE E METODO DI ACQUISIZIONE DI SEGNALI ACUSTICI”

La presente invenzione è relativa a un microfono a matrice e a un metodo di acquisizione di segnali acustici.

Come è noto, la diffusione dei microfoni microelettromeccanici (o microfoni MEMS, MicroElectroMechanical Systems) si sta facendo via via più ampia in molti settori per i numerosi vantaggi che offrono, specialmente il livello di miniaturizzazione e l’ottimo compromesso fra costo e prestazioni.

I microfoni microelettromeccanici comprendono normalmente una membrana che definisce un elettrodo di un condensatore. Quando la membrana si deforma in risposta a un segnale acustico, la capacità del condensatore varia e le variazioni possono essere lette e convertite in un segnale di uscita indicativo dell’ampiezza del segnale acustico. I microfoni microelettromeccanici sono perciò provvisti di interfacce di lettura, che generalmente forniscono segnali elettrici di uscita in formato PDM (Pulse Density Modulation), ossia una serie di impulsi ad alta frequenza (tipicamente da 1 MHz a 3 MHz), la cui densità temporale è indicativa dell’ampiezza del segnale di ingresso. I segnali elettrici vengono poi forniti a un’unità di elaborazione per effettuare una conversione in formato PCM (Pulse Code Modulation), che è la codifica comunemente utilizzata per i segnali audio.

I segnali in formato PDM ad alta frequenza consentono di ottenere segnali in formato PCM con elevata precisione.

I microfoni microelettromeccanici si sono dimostrati particolarmente interessanti, tra l’altro, per applicazioni in cui vengono utilizzate matrici di microfoni. In questi casi, i segnali forniti dai singoli microfoni sono raccolti da un’unica unità di elaborazione che, oltre a effettuare la conversione in formato PCM, può combinare e ulteriormente elaborare i segnali ricevuti. In particolare, è possibile implementare algoritmi cosiddetti di beamforming, ossia tecniche di filtraggio spaziale che consentono di amplificare selettivamente i segnali acustici provenienti da una determinata direzione, attenuando gli altri contributi. Algoritmi di beamforming sono frequentemente utilizzati quando la direzionalità è importante per migliorare la qualità della ricezione, ad esempio nel caso di registrazioni musicali, per il riconoscimento vocale, applicazioni di teleconferenza, web conferencing e così via.

Un algoritmo di beamforming molto diffuso è il cosiddetto beamforming per ritardo e somma (“delay and sum beamforming”).

Nel caso monodimensionale, l’algoritmo di beamforming per ritardo e somma viene applicato a segnali PCM raccolti mediante una pluralità di microfoni allineati lungo una direzione e sincronizzati. In pratica, i segnali PCM vengono sommati dopo essere stati ritardati in modo da compensare il diverso cammino acustico dalla sorgente acustica ai rispettivi microfoni dai quali i segnali PCM sono stati prodotti. I segnali acustici raggiungono infatti i microfoni in istanti successivi, con un ritardo che dipende essenzialmente dall’angolo fra la direzione di propagazione dei segnali acustici stessi e la direzione lungo la quale i microfoni sono allineati. Il ritardo di compensazione applicato a ciascun segnale PCM permette di sommare in modo coerente solo le componenti dovute a segnali provenienti da una specifica direzione, ottenendo così un effetto di amplificazione selettiva. L’entità del ritardo applicato determina la direzione di ascolto, ossia la direzione lungo la quale si ottiene la somma coerente dei segnali acustici.

L’algoritmo di beamforming per ritardo e somma richiede di regola interpolazioni fra campioni successivi dei segnali PCM, poiché, normalmente, il ritardo da applicare ai segnali non è multiplo della frequenza di campionamento (che, per i segnali PCM, può essere compresa fra 4 KHz e 48 KHz).

D’altra parte, le operazioni di interpolazione possono degradare la qualità del segnale audio prodotto e, comunque, richiedono un carico computazionale non indifferente. Le risorse necessarie per assicurare sufficiente capacità di elaborazione, oltre a rappresentare un costo, incidono anche sui consumi e limitano l’autonomia dei dispositivi portatili. È quindi sentita l’esigenza di semplificare le elaborazioni richieste per eseguire algoritmi di beamforming, in modo da permettere uno sfruttamento più efficace delle matrici di microfoni microelettromeccanici.

Scopo della presente invenzione è fornire un microfono a matrice e un metodo di acquisizione di segnali acustici che permettano di superare o almeno attenuare le limitazioni descritte.

Secondo la presente invenzione vengono forniti un microfono a matrice e un metodo di acquisizione di segnali acustici come definiti rispettivamente nelle rivendicazioni 1 e 12.

Per una migliore comprensione dell’invenzione, ne verranno ora descritte alcune forme di realizzazione, a puro titolo di esempio non limitativo e con riferimento ai disegni allegati, nei quali:

- la figura 1 è uno schema a blocchi semplificato di un microfono a matrice in accordo a una forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 2 è uno schema a blocchi più dettagliato di una parte del microfono di figura 1;

- la figura 3 è un grafico che illustra grandezze relative a microfono di figura 1;

- la figura 4 è una rappresentazione schematica di una parte del microfono di figura 1 in uso;

- la figura 5 è uno schema a blocchi semplificato che mostra una variante del microfono di figura 1;

- la figura 6 è uno schema a blocchi semplificato di un microfono a matrice in accordo a diversa una forma di realizzazione della presente invenzione;

- la figura 7 è uno schema a blocchi più dettagliato di una parte del microfono di figura 6; e

- la figura 8 è uno schema a blocchi semplificato di un microfono a matrice in accordo a un’ulteriore diversa una forma di realizzazione della presente invenzione.

Con riferimento alla figura 1, un microfono a matrice è indicato nel suo complesso con il numero 1 e comprende una pluralità di microfoni digitali 2 microelettromeccanici disposti a matrice e un’unità di elaborazione 3.

In una forma di realizzazione, i microfoni digitali 2 sono allineati lungo una direzione X in modo da formare una matrice monodimensionale e sono fra loro distanziati ad esempio, ma non necessariamente, in modo uniforme. In particolare, microfoni digitali 2 adiacenti sono separati da una distanza D uniforme.

Come mostrato in figura 2, ciascun microfono digitale 2 comprende un trasduttore elettroacustico 5 microelettromeccanico, ad esempio di tipo capacitivo a membrana, e un convertitore 6. Una proprietà elettrica di rilevamento del trasduttore elettroacustico 5 (ad esempio la capacità di un condensatore, di cui la membrana, non mostrata, forma un elettrodo) viene modificata in risposta all’interazione con un’onda acustica incidente. Il convertitore 6 legge le variazioni della proprietà elettrica di rilevamento e produce un flusso di bit nativo BSJ(per il generico J-simo microfono digitale 2) sovracampionato in formato PDM (Pulse Density Modulation). In una forma di realizzazione, in particolare, il convertitore 6 è un convertitore sigma-delta e il flusso di bit nativo BSJfornito ha una frequenza di campionamento FPDMcompresa fra 1 MHz e 3 MHz e un corrispondente periodo di campionamento τPDM(figura 3).

Con riferimento nuovamente alla figura 1, l’unità di elaborazione 3 comprende elementi di ritardo 7 e un processore integrato 8, che può essere, ad esempio, un microprocessore a utilizzo generico o un processore di segnali digitali DSP (Digital Signal Processor). L’unità di elaborazione 3 è configurata per applicare un algoritmo di beamforming sui segnali ricevuti dai microfoni digitali 2, in modo da consentire la selezione di una direzione di ricezione preferenziale.

Gli elementi di ritardo 7 sono programmabili e, nella forma di realizzazione di figura 1, sono definiti da rispettivi elementi bistabili controllati dal processore integrato 8.

Ciascun elemento di ritardo 7 è accoppiato a un rispettivo microfono digitale 2 per ricevere il corrispondente flusso di bit nativo BS1,BS2, …, BSK. Gli elementi di ritardo 7 applicano rispettivi ritardi τ1, τ2, …, τKprogrammabili ai flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKricevuti e producono corrispondenti flussi di bit ritardati BS1<*>

,BS2<*>, …, BSK<*>. Le relazioni fra i ritardi τ1, τ2, …, τKsono determinate dal processore integrato 8 in forma di numero di campioni PDM come spiegato in dettaglio nel seguito. In pratica, i ritardi τ1, τ2, …, τKsono multipli del periodo di campionamento τPDM.

Il processore integrato 8 comprende un modulo di calcolo 10, che determina e imposta i ritardi τ1, τ2, …, τKper gli elementi di ritardo 7, uno stadio di conversione PDM-PCM 11 per ciascun microfono digitale 2 e un modulo sommatore 12.

Gli stadi di conversione PDM-PCM 11 ricevono rispettivi flussi di bit ritardati BS1<*>

,BS2<*>, …, BSK<*>in formato PDM e forniscono rispettivi segnali audio S1,S2, …, SKmediante conversione in formato PCM (Pulse Code Modulation), che è normalmente utilizzato per la codifica dei segnali audio digitali. Il segnali audio S1,S2, …, SKpossono essere rappresentati ad esempio da numeri interi a 16 bit con frequenza di campionamento FPCMcompresa fra 4 KHz e 48 KHz e corrispondente periodo di campionamento τPCM(figura 3).

Ogni stadio di conversione PDM-PCM 11 comprende un filtro passa-basso 13 e un decimatore 15. Il filtro passabasso 13 ricostruisce una forma d’onda sovracampionata a partire dal flusso di bit ritardato BS1<*>

,BS2<*>, …, BSK<*>ricevuto e il decimatore 15 elimina i campioni ridondanti con un fattore di decimazione M = FPDM/FPCMdato dal rapporto fra la frequenza di campionamento FPDMdei segnali in formato PDM e la frequenza di campionamento FPCMdei segnali in formato PCM.

I segnali audio S1,S2, …, SKvengono forniti al modulo sommatore 12, dove vengono sommati per formare un segnale audio sintetico SOUT.

Nel segnale audio sintetico SOUT, i contributi ricevuti da tutti i microfoni digitali 2 e dovuti ai segnali acustici provenienti da una direzione di ricezione preferenziale selezionata vengono sommati in modo coerente e quindi amplificati, contrariamente ai contributi provenienti da direzioni diverse.

La selezione della direzione di ricezione preferenziale e l’amplificazione sono ottenute grazie rispettivamente all’applicazione dei ritardi τ1, τ2, …, τKe alla somma dei segnali audio S1,S2, …, SK.

La figura 4 mostra come uno stesso fronte d’onda WF di un segnale acustico, il quale viaggia con una velocità C lungo una direzione di propagazione Pθinclinata di un angolo θ rispetto alla normale alla direzione di allineamento X dei microfoni digitali 2, raggiunga i microfoni digitali 2 stessi in istanti t1, t2, …, tKsuccessivi, che per il generico elemento J-simo della matrice di microfoni sono dati da:

tJ= t1+ (J-1)τ [1]

con τ = (D/C) sin θ e 1 ≤ J ≤ K (C essendo la velocità del suono nell’aria, pari a circa 340 m/s).

Allo scopo di selezionare una direzione di ricezione preferenziale, corrispondente ad esempio all’angolo θ, il modulo di calcolo 10 determina i ritardi τ1, τ2, …, τKper ciascun microfono, ad esempio utilizzando la relazione [1], in modo che nel modulo sommatore 12 vengano sommati campioni che corrispondono a uno stesso fronte d’onda viaggiante nella direzione di propagazione Pθindividuata dall’angolo θ.

In particolare, il generico ritardo τJper il microfono digitale 2 J-simo è un numero intero dato da:

τJ= [(K-J) τ/τPDM] [2]

dove l’operatore [] indica la funzione parte intera e τPDMè il periodo di campionamento PDM, pari a 1/FPDM(figura 3). In pratica, i ritardi τ1, τ2, …, τKindicano il numero di campioni PDM di cui occorre traslare i flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKper fare in modo che i campioni dei segnali audio S1,S2, …, SKsommati nel modulo sommatore corrispondano alla ricezione di uno stesso fronte d’onda viaggiante lungo la direzione di propagazione Pθdefinita dall’angolo θ. In altre parole, con i ritardi τ1, τ2, …, τKcosì impostati la direzione di propagazione Pθviene selezionata come direzione di ricezione preferenziale. Si noti che, per come sono qui definiti, i ritardi τ1, τ2, …, τKsono numeri interi. Le corrispondenti durate effettive sono date da τ1τPDM, τ2τPDM, …, τKτPDM.

In linea di principio, la direzione di ricezione preferenziale è determinata in modo esatto solo se i ritardi τ1, τ2, …, τKsono multipli interi del periodo di campionamento τPDM. Tuttavia, la frequenza di campionamento FPDMa cui vengono prodotti i campioni dei flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKè abbastanza elevata perché l’errore commesso utilizzando l’approssimazione al campione più vicino (ad esempio secondo la relazione [2]) sia del tutto trascurabile.

Di fatto, quindi, l’introduzione dei ritardi τ1, τ2, …, τKprima della conversione dal formato PDM al formato PCM consente di applicare algoritmi di beamforming con precisione e risoluzione angolare soddisfacenti, senza bisogno di interpolazioni.

In una forma di realizzazione, a cui si riferisce la figura 5, gli elementi di ritardo 7 sono integrati nei microfoni digitali 2 e ricevono dall’unità di elaborazione 3 segnali di controllo indicativi dei ritardi τ1, τ2, …, τKda applicare ai flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSK.

In alcune forme di realizzazione, può essere conveniente effettuare la conversione PDM-PCM in più stadi, ad esempio per ragioni di ottimizzazione delle procedure o di acustica. In questi casi, sono presenti più filtri passa-basso e decimatori, ciascuno dei quali effettua una decimazione parziale. Il prodotto dei fattori di decimazione parziali è pari al fattore di decimazione complessivo, che è determinato dal rapporto fra la frequenza di campionamento PDM e la frequenza di campionamento PCM. Inoltre, allo scopo di eseguire algoritmi di beamforming, è possibile applicare ritardi direttamente ai flussi di bit in formato PDM a monte e, eventualmente, in fasi intermedie della conversione PDM-PCM senza perdere precisione e risoluzione angolare.

Secondo la forma di realizzazione illustrata in figura 6, per esempio, un microfono a matrice 100 comprende una pluralità di microfoni digitali 102 microelettromeccanici disposti a matrice e un’unità di elaborazione 103, che è configurata per effettuare la conversione PDM-PCM in due stadi e applicare algoritmi di beamforming per selezionare una direzione di ricezione preferenziale.

I microfoni 102 sono realizzati sostanzialmente come già descritto con riferimento alla figura 2 e forniscono rispettivi flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKin formato PDM.

L’unità di elaborazione 103 comprende un modulo di calcolo 110, una rispettiva di linea di elaborazione 111 per ciascun microfono digitale 102 nella matrice e un modulo sommatore 112.

Il modulo di calcolo 110 determina ritardi τ1, τ2, …, τKda applicare ai flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKper selezionare una direzione di ricezione preferenziale mediante un algoritmo di beamforming, sostanzialmente come descritto in precedenza.

Le linee di elaborazione 111 ricevono e convertono rispettivi flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKin segnali audio S1,S2, …, SKmediante una procedura di conversione a più stadi.

I segnali audio S1,S2, …, SK, che sono allineati secondo i ritardi τ1, τ2, …, τKdeterminati dal modulo di calcolo 110, vengono forniti al modulo sommatore 112, che fornisce un segnale audio sintetico SOUT, in cui i contributi dovuti ai segnali acustici provenienti dalla direzione di ricezione preferenziale sono amplificati, diversamente dai contributi provenienti da altre direzioni.

Le linee di elaborazione 111 hanno uguale struttura e una di esse, in particolare la linea di elaborazione J-sima, è illustrata in figura 8 a titolo di esempio. Ciascuna linea di elaborazione 111 comprende un primo elemento di ritardo 107a, un primo stadio di conversione PDM-PCM 111a, un secondo elemento di ritardo 107b, un secondo stadio di conversione PDM-PCM 111b e un modulo di scomposizione 114.

Il primo stadio di conversione PDM-PCM 111a comprende, in cascata, un primo filtro passa-basso 113a e un primo decimatore 115a, avente un primo fattore di decimazione M1.

Il secondo stadio di conversione PDM-PCM 111b è disposto in serie al primo stadio di conversione e comprende, in cascata, un secondo filtro passa-basso 113b e un secondo decimatore 115b, avente un secondo fattore di decimazione M2.

Il prodotto del primo fattore di decimazione M1e del secondo fattore di decimazione M2dà un fattore di decimazione complessivo M delle linee di elaborazione 111:

M = M1* M2

Il fattore di decimazione complessivo M è inoltre pari al rapporto fra la frequenza di campionamento FPDMdei flussi di bit nativi BS1,BS2, …, BSKe la frequenza di campionamento FPCMdei segnali audio S1,S2, …, SK.

Il primo elemento di ritardo 107a e il secondo elemento di ritardo 107b sono disposti a monte rispettivamente del primo filtro passa-basso 113a e del secondo filtro passa-basso 113b e sono programmabili per applicare rispettivamente un primo ritardo τJ1e un secondo ritardo τJ2ai segnali ricevuti in ingresso.

Il primo ritardo τJ1e il secondo ritardo τJ2sono determinati dal modulo di scomposizione 114 in modo che siamo rispettate le condizioni:

τJ= τJ1+ M2* τJ2

0 ≤ τJ1≤ M1-1

A questo scopo, il modulo di scomposizione 114 può ad esempio eseguire le operazioni seguenti:

τJ1= τJmod M1

τJ2= (τJ- τJ1)/M1

dove l’operatore mod fornisce il resto della divisione fra interi.

Si intende tuttavia che, in una diversa forma di realizzazione, la scomposizione fra primi ritardi τ11, τ21, …, τK1e secondi ritardi τ12, τ22, …, τK2può essere effettuata direttamente dal modulo di calcolo 110 e i valori forniti rispettivamente ai primi elementi di ritardo 107a e ai secondi elementi di ritardo 107b (ad esempio, un modulo di scomposizione può essere incorporato nel modulo di calcolo 110).

Anche con la soluzione appena descritta, la risoluzione angolare dipende essenzialmente dalla frequenza di campionamento FPDMe non è necessario ricorrere a tecniche di interpolazione.

È particolarmente vantaggioso il caso in cui il primo fattore di decimazione M1è pari 8 e i primi ritardi τ11, τ21, …, τK1sono compresi fra 0 e 7. I dati prodotti in questo modo, infatti, sono sempre allineati per byte ed è quindi agevole implementare le successive fasi di ritardo, filtraggio e decimazione via programma.

Come già accennato in precedenza, inoltre, anche in questo caso i primi elementi di ritardo 107a possono essere integrati nei microfoni microelettromeccanici 112, che quindi possono produrre dati allineati per byte.

Nella forma di realizzazione illustrata in figura 8, un microfono a matrice 200 comprende una pluralità di microfoni digitali 202a, 202b formanti una matrice bidimensionale. In particolare, primi microfoni digitali 202a sono allineati lungo una prima direzione X e forniscono primi flussi di bit nativi BSX1,BSX2, …, BSXKcon una frequenza di campionamento PDM. Secondi microfoni digitali 202b sono allineati lungo una seconda direzione Y, perpendicolare alla direzione X, e forniscono secondi flussi di bit nativi BSY1,BSV2, …, BSVKcon la stessa frequenza di campionamento PDM dei primi flussi di bit nativi BSX1,BSX2, …, BSXK.

Il microfono a matrice 200 comprende, inoltre, un’unità di elaborazione 203, avente un modulo di calcolo 210 e, per ciascun microfono digitale 202a, 202b, una rispettiva linea di elaborazione 211.

Il modulo di calcolo 210 determina ritardi τX1, τX2, …, τXKin modo da allineare campioni dei primi flussi di bit nativi BSX1,BSX2, …, BSXKprodotti da uno stesso fronte d’onda viaggiante in una direzione di propagazione e incidente sui primi microfoni digitali 202a; e ritardi τY1, τY2, …, τYKin modo da allineare campioni dei secondi flussi di bit nativi BSY1,BSY2, …, BSYKprodotti dallo stesso fronte d’onda incidente sui secondi microfoni digitali 202b. La direzione di propagazione del fronte d’onda viene così selezionata come direzione di ricezione preferenziale sia per i primi microfoni digitali 202a, sia per i secondi microfoni digitali 202b.

Le linee di elaborazione 211 applicano i ritardi τX1, τX2, …, τXKai primi flussi di bit nativi BSX1,BSX2, …, BSXKe i ritardi τY1, τY2, …, τYKai secondi flussi di bit nativi BSY1,BSY2, …, BSYKed effettuano la conversione PDM-PCM mediante filtraggio e decimazione a uno o più stadi sostanzialmente come già descritto, fornendo così primi segnali audio SX1,SX2, …, SXKe secondi segnali audio SY1,SY2, …, SYK. I primi segnali audio SX1,SX2, …, SXKe i secondi segnali audio SY1,SY2, …, SYKvengono tutti sommati dal nodo sommatore 212, che fornisce un segnale audio sintetico SOUTin cui i contributi forniti sia dai primi microfoni digitali 202a, sia dai secondi microfoni digitali 202b e dovuti a segnali acustici provenienti dalla direzione di ricezione preferenziale sono amplificati, contrariamente agli altri contributi.

Il dispositivo e il metodo descritti permettono di implementare algoritmi di beamforming in modo semplice e con impiego di risorse estremamente contenuto. Allo stesso tempo, la rilevazione dei segnali è accurata e la risoluzione angolare è elevata.

Grazie all’introduzione degli elementi di ritardo a monte della conversione PDM-PCM, l’esecuzione di algoritmi di beamforming può essere ridotta a traslazioni temporali e somme fra interi, che richiedono pochissimo consumo in termini sia di tempo, sia di energia. In particolare, è possibile sfruttare l’elevata frequenza di campionamento PDM per produrre campioni esatti e correttamente allineati per impostare la direzione di ricezione preferenziale desiderata senza bisogno di interpolazioni.

Risulta infine evidente che al dispositivo e al metodo descritti possono essere apportate modifiche e varianti, senza uscire dall’ambito della presente invenzione, come definito nelle rivendicazioni allegate.

In particolare, gli elementi di ritardo, i filtri passa-basso e i decimatori utilizzati per le traslazioni temporali dei segnali e per la conversione PDM-PCM possono essere realizzati mediante appositi circuiti dedicati oppure via programma utilizzando, ad esempio, un processore di segnali digitali o un microprocessore.

Nel caso di conversione PDM-PCM a più stadi, elementi di ritardo possono essere presenti in ciascuno stadio oppure solo in alcuni stadi. In alternativa, è anche possibile utilizzare un solo elemento di ritardo per ciascun microfono digitale, a monte del primo stadio di conversione PDM-PCM.

Anche nel caso di conversione PDM-PCM a più stadi i primi elementi di ritardo possono essere integrati nei microfoni digitali.

Claims (17)

1. RIVENDICAZIONI 1. Microfono a matrice comprendente: una pluralità di microfoni digitali (2; 102; 202) disposti lungo almeno una direzione di allineamento a formare una matrice e configurati per fornire rispettivi flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) in formato Pulse Density Modulation con una prima frequenza (FPDM), in risposta a segnali acustici (WF); un’unità di elaborazione (2; 103; 203), configurata per convertire i flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) dal formato Pulse Density Modulation in segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) in formato Pulse Code Modulation con una seconda frequenza (FPCM), minore della prima frequenza (FPDM), e per determinare rispettivi ritardi (τ1, τ2, …, τK; τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) da applicare ai flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) in modo da allineare i segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) in accordo a un algoritmo di beamforming; una pluralità di elementi di ritardo (7; 107a, 107b) configurati per applicare i rispettivi ritardi (τ1, τ2, …, τK; τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) ai flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) prima della conversione in formato Pulse Code Modulation.
2. 2. Microfono secondo la rivendicazione 1, in cui l’unità di elaborazione (3; 103; 203) comprende una pluralità di stadi di conversione PDM-PCM (11; 111a, 111b; 211) e gli elementi di ritardo (7; 107a, 107b) sono disposti fra rispettivi microfoni digitali (2; 102) e rispettivi stadi di conversione PDM-PCM (11; 111a, 11b; 211).
3. 3. Microfono secondo la rivendicazione 2, in cui gli stadi di conversione PDM-PCM (11; 111a, 11b; 211) comprendono rispettivi decimatori (15; 115a, 115b) e gli elementi di ritardo (7; 107a, 107b) sono disposti fra rispettivi microfoni digitali (2; 102) e rispettivi decimatori (15; 115a, 115b).
4. 4. Microfono secondo la rivendicazione 3, in cui gli stadi di conversione PDM-PCM comprendono primi stadi di conversione PDM-PCM (111a) e secondi stadi di conversione PDM-PCM (111b) in cascata a rispettivi primi stadi di conversione PDM-PCM (111a); e in cui gli elementi di ritardo comprendono primi elementi di ritardo (107a), fra rispettivi microfoni digitali (102) e rispettivi primi stadi di conversione PDM-PCM (111a), e secondi elementi di ritardo (107b), fra rispettivi primi stadi di conversione PDM-PCM (111a) e rispettivi secondi stadi di conversione PDM-PCM (111b).
5. 5. Microfono secondo la rivendicazione 4, comprendente un modulo di scomposizione (114) configurato per scomporre i ritardi (τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) in primi ritardi (τX1, τX2, …, τXK) e secondi ritardi (τY1, τY2, …, τYK) e per fornire i primi ritardi (τX1, τX2, …, τXK) a rispettivi primi elementi di ritardo (107a) e i secondi ritardi (τY1, τY2, …, τYK) a rispettivi secondi elementi di ritardo (107b).
6. 6. Microfono secondo la rivendicazione 4 o 5, in cui i decimatori comprendono primi decimatori (115a), aventi un primo fattore di decimazione (M1), nei primi stadi di conversione PDM-PCM (111a) e secondi decimatori (115b), aventi un secondo fattore di decimazione (M2), nei secondi stadi di conversione PDM-PCM (111b).
7. 7. Microfono secondo la rivendicazione 6, in cui i primi ritardi (τX1, τX2, …, τXK) sono minori del primo fattore di decimazione (M1).
8. 8. Microfono secondo la rivendicazione 6 o 7, in cui gli elementi di ritardo sono configurati per ricevere rispettivi flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) e rispettivi ritardi (τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) e per fornire rispettivi flussi di bit ritardati (BS1<*> ,BS2<*>, …, BSK<*>), ritardati di un numero di campioni corrispondente ai rispettivi ritardi (τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK).
9. 9. Microfono secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui i ritardi (τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) corrispondono a rispettivi numeri di campioni dei flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK).
10. 10. Microfono secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui almeno alcuni degli elementi di ritardo (7) sono integrati nei microfoni digitali (2).
11. 11. Microfono secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui l’unità di elaborazione (3; 103; 203) comprende un modulo sommatore (12; 112; 212) configurato per sommare i segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) allineati.
12. 12. Metodo di acquisizione di segnali acustici comprendente: convertire segnali acustici (WF) in flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) in formato Pulse Density Modulation con una prima frequenza (FPDM), mediante una pluralità di microfoni digitali (2; 102; 202) disposti lungo almeno una direzione di allineamento a formare una matrice; convertire i flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) dal formato Pulse Density Modulation in segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) in formato Pulse Code Modulation con una seconda frequenza (FPCM), minore della prima frequenza (FPDM); determinare rispettivi ritardi (τ1, τ2, …, τK; τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) da applicare ai flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) in modo da allineare i segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) in accordo a un algoritmo di beamforming; applicare i rispettivi ritardi (τ1, τ2, …, τK; τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) ai flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) prima di convertire i flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) dal formato Pulse Density Modulation in segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) in formato Pulse Code Modulation.
13. 13. Metodo secondo la rivendicazione 12, in cui convertire i flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) comprende decimare i flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) e i rispettivi ritardi (τ1, τ2, …, τK; τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) sono applicati ai flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) prima di decimare.
14. 14. Metodo secondo la rivendicazione 13, in cui convertire i flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) comprende utilizzare un primo stadio di conversione PDM-PCM (111a) e un secondo stadio di conversione PDM-PCM (111b); e in cui applicare i rispettivi ritardi (τ1, τ2, …, τK; τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) ai flussi di bit nativi (BS1,BS2, …, BSK; BSX1,BSX2, …, BSXK, BSY1,BSV2, …, BSVK) comprende scomporre i ritardi (τX1, τX2, …, τXK,τY1, τY2, …, τYK) in primi ritardi (τX1, τX2, …, τXK) e secondi ritardi (τY1, τY2, …, τYK) e utilizzare i primi ritardi (τX1, τX2, …, τXK) nel primo stadio di conversione PDM-PCM (111a) e i secondi ritardi (τY1, τY2, …, τYK) nel secondo stadio di conversione PDM-PCM (111b).
15. 15. Metodo secondo la rivendicazione 14, in cui decimare comprende eseguire una prima decimazione con un primo fattore di decimazione (M1) nel primo stadio di conversione PDM-PCM (111a) e una seconda decimazione con un secondo fattore di decimazione (M2) nel secondo stadio di conversione PDM-PCM (111b).
16. 16. Metodo secondo la rivendicazione 15, in cui i primi ritardi (τX1, τX2, …, τXK) sono minori del primo fattore di decimazione (M1).
17. 17. Metodo secondo una qualsiasi delle rivendicazioni da 12 a 16, comprendente sommare i segnali audio (S1,S2, …, SK; SX1,SX2, …, SXK, SY1,SV2, …, SVK) allineati.