FR2818831A1 - HIGH ELIGIBILITY FREQUENCY TRANSPOSITION DEVICE - Google Patents
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Abstract
Description
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Dispositif de transposition de fréquence à admissibilité élevée. Frequency transposition device with high eligibility.
L'invention concerne la transposition de fréquence et s'applique avantageusement mais non limitativement dans le domaine de la radiofréquence, par exemple en téléphonie mobile, dans lequel les circuits radiofréquence utilisent généralement des dispositifs de transposition de fréquence, ou mélangeurs de fréquence, tant à l'émission qu'à la réception. The invention relates to frequency transposition and is advantageously but not limited to in the radiofrequency field, for example in mobile telephony, in which the radiofrequency circuits generally use frequency transposition devices, or frequency mixers, both at the emission only at the reception.
A l'émission, les mélangeurs de fréquence, qui sont en l'espèce des circuits élévateurs de fréquence, ont pour but de transposer l'information en bande de base autour de la porteuse d'émission. En réception, les mélangeurs de fréquence sont des montages abaisseurs de fréquence. At transmission, the frequency mixers, which in this case are frequency boosting circuits, are intended to transpose the information into baseband around the transmission carrier. In reception, the frequency mixers are frequency lowering arrangements.
La figure 1 illustre schématiquement la structure habituellement utilisée pour les dispositifs de transposition de fréquence de l'art antérieur, par exemple une structure de montage abaisseur de fréquence. FIG. 1 schematically illustrates the structure usually used for frequency transposition devices of the prior art, for example a frequency step-down mounting structure.
La structure habituellement utilisée pour ces mélangeurs est une structure de type GILBERT différentielle telle qu'illustrée schématiquement sur cette figure 1. The structure usually used for these mixers is a differential GILBERT type structure as schematically illustrated in this figure 1.
Plus précisément, une telle structure comporte un bloc transducteur différentiel BTC pour convertir le signal d'entrée différentiel (tension) RF\ RF-, présent sur les bornes BEI et BE2, en un courant différentiel. Ce bloc BTC comporte dans le cas présent un étage différentiel constitué d'une paire différentielle de transistors Ql et Q2, dont les bases respectives sont reliées aux bornes d'entrée BEI et BE2. Les collecteurs des deux transistors QI et Q2 forment les bornes de sortie de ce bloc transducteur BTC. Bien entendu, le bloc BTC pourrait comporter plusieurs étages, et, dans ce cas, les transistors QI et Q2 en formeraient l'étage de sortie.
Les transistors QI et Q2 sont polarisés par une source de courant IPOL. The transistors QI and Q2 are biased by an IPOL current source.
A la sortie du bloc transducteur BTC, c'est-à-dire aux collecteurs des transistors Ql et Q2, est connecté un bloc de commutation At the output of the BTC transducer block, that is to say the collectors of the transistors Ql and Q2, is connected a switching block
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de courant COM aiguillant le courant alternativement vers l'une ou l'autre des deux bornes de sortie BS 1, BS2, à la fréquence d'un signal d'oscillateur local LO+, LO-, reçu au niveau des bornes BC 1, BC2 et BC3. Ce bloc COM comporte classiquement deux paires de transistors Q3, Q5, et Q4, Q6.
COM current routing the current alternately to one or other of the two output terminals BS 1, BS2, at the frequency of a local oscillator signal LO +, LO-, received at the terminals BC 1, BC2 and BC3. This COM block conventionally comprises two pairs of transistors Q3, Q5, and Q4, Q6.
Chaque impédance ZL1, ZL2 (par exemple des résistances) connectée entre les bornes de sortie BS1, BS2 et l'alimentation Vcc, représente la charge de sortie du mélangeur. Each impedance ZL1, ZL2 (for example resistors) connected between the output terminals BS1, BS2 and the supply Vcc, represents the output load of the mixer.
Le bloc transducteur BTC convertit la puissance ou la tension appliquée aux entrées BEI, BE2 en un courant différentiel qui est une image supposée linéaire du signal d'entrée. Ce signal linéaire est ensuite
découpé par une fonction carrée non linéaire (+1,-1, +1,-1...) réalisée par le double commutateur COM, à la fréquence du signal d'oscillateur local, ce double commutateur faisant office d'aiguilleur dynamique de courant. The transducer block BTC converts the power or the voltage applied to the inputs BEI, BE2 into a differential current which is a supposedly linear image of the input signal. This linear signal is then
split by a nonlinear square function (+ 1, -1, + 1, -1 ...) performed by the double COM switch, at the frequency of the local oscillator signal, this double switch acting as dynamic switch of current.
Le signal de sortie est recueilli en différentiel aux bornes BS1, BS2 des charges de sortie. The output signal is collected as a differential across terminals BS1, BS2 of the output loads.
Un inconvénient d'un tel mélangeur réside dans le fait qu'il présente une faible admissibilité. L'homme du métier sait que "l'admissibilité"d'un circuit représente la plus grande amplitude possible d'un signal d'entrée qui ne cause pas de non fonctionnalité ou de limitation de performances du circuit. Et, dans le montage de l'art antérieur, la dynamique des signaux d'entrée et de sortie est limitée aux fortes amplitudes du fait de l'empilement des composants (notamment le transistor constituant la source de tension IPOL, le transistor QI et le transistor Q3, par exemple), et ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. En d'autres termes, en raison notamment des tensions de déchet des différents transistors, il n'est pas possible d'appliquer en entrée du circuit mélangeur un signal, par exemple un signal sinusoïdal, ayant une amplitude trop importante, et, ce d'autant plus que la tension d'alimentation est basse. A disadvantage of such a mixer lies in the fact that it has a low admissibility. Those skilled in the art know that the "admissibility" of a circuit represents the largest possible amplitude of an input signal which does not cause non-functionality or limitation of circuit performance. And, in the assembly of the prior art, the dynamics of the input and output signals is limited to high amplitudes due to the stacking of the components (in particular the transistor constituting the voltage source IPOL, the transistor QI and the transistor Q3, for example), all the more so when the supply voltage is low. In other words, due in particular to the waste voltages of the various transistors, it is not possible to apply a signal, for example a sinusoidal signal, having an excessively large amplitude, at the input of the mixer circuit, and this d 'especially as the supply voltage is low.
Or, ceci s'avère gênant dans certaines applications, comme par exemple dans les circuits de téléphone cellulaire pour lesquels la consommation doit être la plus réduite possible. However, this proves to be troublesome in certain applications, such as for example in cell phone circuits for which consumption must be as low as possible.
L'invention vise à apporter une solution à ce problème. The invention aims to provide a solution to this problem.
L'invention a notamment pour but de proposer un dispositif de The object of the invention is in particular to propose a device for
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transposition de fréquence qui présente une admissibilité élevée, même sous faible tension d'alimentation. frequency transposition which has a high admissibility, even under low supply voltage.
L'invention a encore pour but de proposer un dispositif de transposition de fréquence qui présente une linéarité élevée, un gain de conversion élevé, un faible facteur de bruit, et une distorsion d'intermodulation réduite. Another object of the invention is to propose a frequency transposition device which has a high linearity, a high conversion gain, a low noise factor, and a reduced intermodulation distortion.
L'invention propose donc un dispositif de transposition de fréquence, du type comportant un bloc transducteur différentiel pour convertir un signal d'entrée en un courant différentiel et comportant un étage différentiel à deux transistors, et un circuit de commutation de courant commandé par un signal d'oscillateur local et connecté entre l'étage différentiel du circuit transducteur et la sortie du dispositif. The invention therefore provides a frequency transposition device, of the type comprising a differential transducer block for converting an input signal into a differential current and comprising a differential stage with two transistors, and a current switching circuit controlled by a signal. local oscillator and connected between the differential stage of the transducer circuit and the device output.
Selon une caractéristique générale de l'invention, le bloc transducteur comporte un miroir de courant différentiel connecté entre les émetteurs des transistors de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant, une première paire de transistors du miroir de courant formant avec les deux transistors de l'étage différentiel deux amplificateurs, le collecteur de chaque transistor de l'étage différentiel étant polarisé par une source de courant constant connectée entre le collecteur et une borne d'alimentation du dispositif. According to a general characteristic of the invention, the transducer block comprises a differential current mirror connected between the emitters of the transistors of the differential stage and the current switching circuit, a first pair of transistors of the current mirror forming with the two transistors of the differential stage two amplifiers, the collector of each transistor of the differential stage being biased by a constant current source connected between the collector and a supply terminal of the device.
D'une façon très générale, l'invention s'applique à des transistors bipolaires ou à des transistors à effet de champ, par exemple des transistors MOS. Dans ce cas, les émetteurs, collecteurs et bases des transistors bipolaires sont remplacés respectivement par les sources, drains et grilles des transistors à effet de champ. In a very general manner, the invention applies to bipolar transistors or to field effect transistors, for example MOS transistors. In this case, the emitters, collectors and bases of the bipolar transistors are replaced respectively by the sources, drains and gates of the field effect transistors.
Selon un mode de réalisation de l'invention, la base de chaque transistor de ladite première paire du miroir de courant est reliée au
collecteur du transistor correspondant de l'étage différentiel par une ZZ > source de tension de décalage dont la valeur est choisie de façon à fixer la tension de collecteur du transistor correspondant de l'étage différentiel, à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. Cette source de tension de décalage, quoique non indispensable, permet d'accroître encore l'admissibilité d'entrée. According to one embodiment of the invention, the base of each transistor of said first pair of the current mirror is connected to the
collector of the corresponding transistor of the differential stage by a ZZ> offset voltage source whose value is chosen so as to fix the collector voltage of the corresponding transistor of the differential stage, at a value slightly lower than that of the voltage power. This offset voltage source, although not essential, further increases input admissibility.
Le bloc transducteur peut comporter avantageusement une impédance connectée entre les émetteurs des transistors de l'étage The transducer block may advantageously include an impedance connected between the emitters of the transistors of the stage
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différentiel, cette impédance étant de même nature que celle des impédances de charge de sortie du dispositif. La présence d'une telle impédance améliore encore l'admissibilité d'entrée et permet également d'obtenir une bonne linéarité lors de la conversion tension-courant. Des impédances de même nature signifient, au sens de la présente invention, que l'on choisira pour toutes les impédances par exemple soit des résistances, soit des inductances. A cet égard, l'utilisation d'impédances inductives permet d'obtenir une dynamique plus importante du signal de sortie centré autour de la tension d'alimentation. differential, this impedance being of the same nature as that of the device output load impedances. The presence of such an impedance further improves the input admissibility and also makes it possible to obtain good linearity during the voltage-current conversion. Impedances of the same kind mean, within the meaning of the present invention, that one will choose for all the impedances for example either resistances or inductances. In this regard, the use of inductive impedances makes it possible to obtain a greater dynamic range of the output signal centered around the supply voltage.
Le miroir de courant comporte une deuxième paire de transistors respectivement connectés entre la première paire de transistors du miroir et le circuit de commutation de courant. Chaque transistor de la deuxième paire a de préférence une surface d'émetteur égale à N fois la surface d'émetteur d'un transistor de la première paire. Ceci permet de délivrer un courant N fois plus important au circuit de commutation. Par ailleurs, N définit la consommation de courant. A titre indicatif, on pourra choisir N égal à quelques unités. The current mirror comprises a second pair of transistors respectively connected between the first pair of transistors of the mirror and the current switching circuit. Each transistor of the second pair preferably has an emitter area equal to N times the emitter area of a transistor of the first pair. This makes it possible to deliver a current N times greater to the switching circuit. In addition, N defines the current consumption. As an indication, we can choose N equal to a few units.
Bien que l'invention trouve des applications dans de nombreux domaines, elle s'applique avantageusement au domaine de la téléphonie mobile. A cet égard, l'invention propose également un téléphone mobile cellulaire, comprenant un dispositif de transposition de fréquence tel que défini ci-avant. Although the invention finds applications in numerous fields, it advantageously applies to the field of mobile telephony. In this regard, the invention also provides a cellular mobile telephone, comprising a frequency transposition device as defined above.
D'autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels : - la figure 1, déjà décrite, illustre un dispositif de transposition de fréquence, selon l'art antérieur ; et - la figure 2 illustre schématiquement un mode de réalisation d'un dispositif de transposition de fréquence, selon l'invention. Other advantages and characteristics of the invention will appear on examining the detailed description of an embodiment, in no way limiting, and the appended drawings, in which: - Figure 1, already described, illustrates a transposition device frequency, according to the prior art; and - Figure 2 schematically illustrates an embodiment of a frequency transposition device according to the invention.
Sur la figure 2, le bloc de commutation de courant COM est identique à celui illustré sur la figure 1. On décrira donc maintenant plus en détail uniquement le bloc transducteur BTC du dispositif de transposition de fréquence DTF. In FIG. 2, the current switching block COM is identical to that illustrated in FIG. 1. We will therefore now describe in more detail only the transducer block BTC of the frequency transposition device DTF.
Ce dispositif de transposition de fréquence peut être incorporé dans un téléphone mobile cellulaire TMCL (sur la figure 2, les autres This frequency transposition device can be incorporated into a TMCL cellular mobile telephone (in FIG. 2, the others
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éléments classiques d'un téléphone mobile n'ont pas été représentés à des fins de simplification). conventional elements of a mobile phone have not been shown for simplicity).
Le bloc transducteur BTC comporte un miroir de courant différentiel connecté entre les émetteurs des transistors QI, Q2 de l'étage différentiel et le circuit de commutation de courant COM. Ce miroir de courant comporte deux paires de transistors, à savoir une première paire formée des transistors Q30 et Q40 et une deuxième paire formée des transistors Q50 et Q60. The BTC transducer block includes a differential current mirror connected between the emitters of the transistors QI, Q2 of the differential stage and the current switching circuit COM. This current mirror comprises two pairs of transistors, namely a first pair formed by transistors Q30 and Q40 and a second pair formed by transistors Q50 and Q60.
La première paire de transistors Q30 et Q40 du miroir de courant forme avec les deux transistors Ql et Q2 de l'étage différentiel deux amplificateurs. The first pair of transistors Q30 and Q40 of the current mirror form with the two transistors Ql and Q2 of the differential stage two amplifiers.
Plus précisément, le collecteur du transistor Q30 est relié à l'émetteur du transistor QI et la base du transistor Q30 est rebouclée sur le collecteur du transistor QI. L'émetteur du transistor Q30 est relié à la masse. More specifically, the collector of transistor Q30 is connected to the emitter of transistor QI and the base of transistor Q30 is looped back to the collector of transistor QI. The emitter of transistor Q30 is connected to ground.
On retrouve cette structure pour les transistors Q2 et Q40. We find this structure for transistors Q2 and Q40.
SU et S12 désignent deux sources de courant égales qui polarisent l'étage différentiel Ql, Q2. SU and S12 designate two equal current sources which polarize the differential stage Ql, Q2.
Par ailleurs, dans ce mode de réalisation préférentiel, la base du transistor Q30 (respectivement Q40) est rebouclée sur le collecteur du transistor QI (respectivement Q2) par l'intermédiaire d'une source de tension VTH. Cette tension VTH est une tension de décalage permettant d'accroître l'admissibilité du signal d'entrée. Furthermore, in this preferred embodiment, the base of the transistor Q30 (respectively Q40) is looped back to the collector of the transistor QI (respectively Q2) via a voltage source VTH. This voltage VTH is an offset voltage making it possible to increase the admissibility of the input signal.
Les deux émetteurs des transistors Ql et Q2 sont reliés par une impédance Ze qui est de même nature que celle des impédances de charge ZL1 et ZL2. Toutes ces impédances peuvent être ainsi des résistances ou bien des impédances inductives, ce qui dans ce dernier cas permet d'obtenir une plus grande dynamique du signal qui est alors centré autour de la tension d'alimentation Vcc. The two emitters of the transistors Ql and Q2 are connected by an impedance Ze which is of the same nature as that of the load impedances ZL1 and ZL2. All these impedances can thus be resistors or else inductive impedances, which in the latter case makes it possible to obtain a greater dynamic range of the signal which is then centered around the supply voltage Vcc.
La présence du miroir de courant permet de décorréler le niveau du signal d'entrée RF du niveau du signal d'oscillateur local. Ainsi, le signal de sortie n'est limité que par les tensions de déchet des transistors tels que Q3 et Q50 et par la tension d'alimentation Vcc, d'où il en résulte une dynamique de sortie maximale. Les tensions de déchet des transistors de l'étage d'entrée n'interviennent pas dans la limitation de l'admissibilité The presence of the current mirror makes it possible to decorrelate the level of the RF input signal from the level of the local oscillator signal. Thus, the output signal is limited only by the waste voltages of the transistors such as Q3 and Q50 and by the supply voltage Vcc, from which this results in maximum output dynamics. The waste voltages of the transistors of the input stage do not intervene in the limitation of the admissibility
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du signal de sortie. of the output signal.
De même, le signal d'entrée n'est limité que par les tensions de déchet des transistors tels que Ql et Q30 et par ceux de la source de courant SU (SI2). Les tensions de déchet des transistors tels que Q3 et Q50 n'interviennent pas dans cette limitation. L'admissibilité du signal d'entrée est ainsi accrue. Similarly, the input signal is only limited by the waste voltages of the transistors such as Ql and Q30 and by those of the current source SU (SI2). The waste voltages of transistors such as Q3 and Q50 are not part of this limitation. The admissibility of the input signal is thus increased.
Le courant différentiel de sortie entre les transistors Q50 et Q60 est égal à 2 N AV/Ze, où N désigne le rapport entre la surface d'émetteur du transistor Q50 (respectivement Q60) et celle du transistor Q30 (respectivement Q40), et où AV désigne la tension différentielle d'entrée (entre les signaux RF'et RF-). The differential output current between the transistors Q50 and Q60 is equal to 2 N AV / Ze, where N denotes the ratio between the emitter area of the transistor Q50 (respectively Q60) and that of the transistor Q30 (respectively Q40), and where AV designates the input differential voltage (between the RF'and RF- signals).
On va maintenant donner à titre indicatif des valeurs numériques d'admissibilité pour différents cas particuliers. We will now give as an indication numerical values of admissibility for different particular cases.
Dans un premier cas particulier, on suppose que la tension VTH est nulle, c'est-à-dire que les transistors Q30 et QI (respectivement Q40 et Q2) sont rebouclés directement. In a first particular case, it is assumed that the voltage VTH is zero, that is to say that the transistors Q30 and QI (respectively Q40 and Q2) are looped directly.
On suppose également que les tensions base-émetteur V BE des différents transistors sont égales à 0,75 volt et que les tensions collecteur- émetteur minimales V CE min des différents transistors sont égales à 0,25 volt. On suppose également que la différence de tension minimale nécessaire au fonctionnement de la source de tension SII (ou SI2) est égale à 0,25 volt, et que la tension d'alimentation minimale Vcc est égale à 1 volt. It is also assumed that the base-emitter voltages V BE of the different transistors are equal to 0.75 volts and that the minimum collector-emitter voltages V CE min of the different transistors are equal to 0.25 volts. It is also assumed that the minimum voltage difference necessary for the operation of the voltage source SII (or SI2) is equal to 0.25 volts, and that the minimum supply voltage Vcc is equal to 1 volts.
Dans ce cas, le niveau minimal admissible pour le signal RF est égal à 1 volt et le signal maximum admissible est égal à 1,25 volt. De même, dans ces conditions, la tension émetteur minimale du transistor Ql est égale à 0,25 volt et la tension émetteur maximale est égale à 0,50 volt. In this case, the minimum admissible level for the RF signal is equal to 1 volt and the maximum admissible signal is equal to 1.25 volt. Similarly, under these conditions, the minimum emitter voltage of the transistor Q1 is equal to 0.25 volts and the maximum emitter voltage is equal to 0.50 volts.
La tension collecteur minimale des transistors Q3 et Q4 est égale à 0,5 volt et la tension maximale est égale à Vcc si ZL1 et ZL2 sont des résistances. Dans le cas où ZLI et ZL2 sont des inductances, le signal de sortie est deux fois plus important en première approximation. The minimum collector voltage of transistors Q3 and Q4 is equal to 0.5 volts and the maximum voltage is equal to Vcc if ZL1 and ZL2 are resistors. In the case where ZLI and ZL2 are inductors, the output signal is twice as large as a first approximation.
Par ailleurs, si l'on suppose que la tension différentielle du signal d'entrée RF est égale à 0,5 volt pic-pic, on obtient une tension différentielle en sortie (aux bornes BS 1 et BS2) égale à 1 volt pic-pic si les impédances ZE, ZLI et ZL2 sont des résistances et égale à 2 volts pic-pic Furthermore, if we assume that the differential voltage of the RF input signal is equal to 0.5 volt peak-peak, we obtain a differential voltage at output (at terminals BS 1 and BS2) equal to 1 volt peak- peak if the impedances ZE, ZLI and ZL2 are resistances and equal to 2 volts peak-peak
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si ces impédances sont des inductances. if these impedances are inductances.
Dans un autre cas particulier, dans lequel la tension VTH n'est pas nulle, on choisira la valeur de celle-ci de façon à fixer la tension de collecteur du transistor QI (Q2) à une valeur légèrement inférieure à celle de la tension d'alimentation. A titre indicatif, si l'on choisit une tension d'alimentation Vcc minimale de 1,75 volt, et si l'on garde les mêmes valeurs pour les tensions base-émetteur et collecteur-émetteur des transistors ainsi que pour la tension aux bornes de la source de courant SU (SI2), on peut choisir une tension VTH égale à 0,75 volt. In another particular case, in which the voltage VTH is not zero, the value thereof will be chosen so as to fix the collector voltage of the transistor QI (Q2) at a value slightly lower than that of the voltage d 'food. For information, if a minimum supply voltage Vcc of 1.75 volts is chosen, and if the same values are kept for the base-emitter and collector-emitter voltages of the transistors as well as for the terminal voltage from the current source SU (SI2), a voltage VTH equal to 0.75 volts can be chosen.
La valeur minimale admissible pour le signal d'entrée reste inchangée à 1 volt mais la valeur maximale admissible est portée à 2 volts. The minimum admissible value for the input signal remains unchanged at 1 volt but the maximum admissible value is raised to 2 volts.
Pour une tension différentielle d'entrée égale à 2 volts pic-pic, on obtient alors une tension différentielle de sortie égale à 2,5 volts picpic pour des impédances résistives et égale à 5 volts pic-pic pour des impédances inductives. For a differential input voltage equal to 2 volts peak-peak, one then obtains a differential output voltage equal to 2.5 volts picpic for resistive impedances and equal to 5 volts peak-peak for inductive impedances.
Le gain de conversion du montage est défini par le rapport des impédances ZL1 (ou ZL2) /Ze et le rapport de surface N. The assembly conversion gain is defined by the ratio of the impedances ZL1 (or ZL2) / Ze and the area ratio N.
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| ST | Notification of lapse |
Effective date: 20070831 |