FR2739453A1

FR2739453A1 - Adaptive search elimination system for pulse Doppler radar

Info

Publication number: FR2739453A1
Application number: FR8404722A
Authority: FR
Inventors: Jacques Loreau; Jean Luc Emmanuel Zolesio
Original assignee: Laboratoire Central de Telecommunications SA
Current assignee: Laboratoire Central de Telecommunications SA
Priority date: 1984-03-27
Filing date: 1984-03-27
Publication date: 1997-04-04
Anticipated expiration: 2004-03-27
Also published as: FR2739453B1

Abstract

The system includes filtering cells in a trellis pattern (FT11 - FT1M) for the first order, (FT21-FT2M) for the second order etc. These receive the series of N samples coming from M radar resolution cells respectively which constitute a perturbed zone. The samples are delayed by delay circuits (11,12,21,22) imposing the time delay necessary for the calculation of an associated average reflection coefficient (Ccr1, Ccr2). The system includes calculation of a reflection coefficient for each series of N samples corresponding to a resolution cell, and then determination of the average for the M coefficients.

Description

La présente invention se rapporte à un procédé et un dispositif d'élimination adaptative de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de N impulsions, dans lequel on effectue une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage adapté du signal reçu retardé. The present invention relates to a method and device for adaptive clutter elimination in a quadrature receive two-way pulse Doppler radar emitting with a beam width corresponding to a burst of N pulses, in which modeling is carried out. autoregressive clutter signals and matched filtering of the delayed received signal.

Les radars actuels comportent déjà un dispositif d'élimination de fouillis basé sur la réjection de bandes données et centrées sur des fréquences fixées a priori (zéro pour le fouillis de sol) ou estimées en temps réel pour les fouillis mobiles. Dans le cas de fouillis dont l'étendue est relativement importante tant en gisement qu'en distance (échos de pluie, de mer, de végétation...), on effectue en général une estimation de la vitesse moyenne des échos parasites sur la zone perturbée et on élimine une bande de fréquences centrée sur cette valeur moyenne. Current radars already include a clutter eliminator based on the rejection of data tapes and centered on frequencies fixed a priori (zero for soil clutter) or estimated in real time for mobile clutter. In the case of clutter, the extent of which is relatively large both in terms of deposit and distance (echoes of rain, sea, vegetation, etc.), an estimate of the average speed of the parasite echoes on the zone is generally made. disturbed and eliminates a frequency band centered on this average value.

Cependant, une telle méthode a pour inconvénients quelle n'est pas adaptative quant au nombre de types de fouillis éliminés (seulement deux en général), quant à la puissance des échos de fouillis contenue dans la bande éliminée, ce qui entraîne l'élimination d'une cible éventuelle de même fréquence Doppler que celle du fouillis même si sa surface équivalente radar est supérieure, et quant à la largeur de bande rejetée, ce qui entraîne soit la présence de résidus d'échos de fouillis dans le signal filtré, soit l'élimination de cibles dont la fréquence
Doppler est proche de celle des échos de fouillis.However, such a method has drawbacks that it is not adaptive as to the number of clutter types eliminated (only two in general), as to the power of the clutter echoes contained in the eliminated band, which leads to the elimination of clutter. a possible target with the same Doppler frequency as that of the clutter even if its radar cross-section is greater, and as for the bandwidth rejected, which leads either to the presence of clutter echo residues in the filtered signal, or elimination of targets whose frequency
Doppler is close to that of clutter echoes.

Pour éviter ces inconvénients, il est nécessaire d'effectuer un filtrage adaptatif, ctest-à-dire dont la fonction de transfert est à tout instant et en temps réel aussi proche que possible de l'inverse de la densité spectrale de puissance instantanée des échos de fouillis. To avoid these drawbacks, it is necessary to carry out an adaptive filtering, that is to say whose transfer function is at any instant and in real time as close as possible to the inverse of the instantaneous power spectral density of the echoes. clutter.

Dans un article de J-L. Zolésio intitulé "Elimination de bruit coloré en radar Doppler utilisant une modélisation autorégressive (AR)" paru dans le compte rendu du neuvième colloque sur le traitement du signal et ses applications (Nice,du 16 au 20 mai 1983) et dans la demande de brevet français n" 83 14673 déposée par la demanderesse le 15 septembre 1983 et intitulée "Procédé et dispositif pour la détermination adaptative des coefficients d'un filtre transversal d'ordre n permettant d'éliminer les signaux de fouillis dans un radar Doppler à impulsions", il est proposé d'éliminer le fouillis par un filtrage adaptatif basé sur une modélisation autorégressive en temps réel des échos de fouillis et un calcul de moyenne mixte en distance et gisement permettant d'éliminer les échos de fouillis tout en conservant dans une très large mesure les signaux utiles de cibles. Cette méthode repose sur l'hypothèse que les échos de fouillis sont à spectre étroit, qu'ils sont spatialement étendus et qu'ils sont localement stationnaires tant spatialement que temporellement. La première caractéristique autorise une modélisation autorégressive de ces échos et les deux dernières sont utilisées comme critère distinctif pour obtenir un signal qui ne soit représentatif que du fouillis et non d'éventuelles cibles.Pour le filtrage, on calcule un filtre unique pour tous les signaux venant des
M cellules de résolution d'une zone polluée en faisant, par une intégration aussi cohérente que possible de tous ces M signaux, une estimation d'un signal moyen représentatif du fouillis sur les M cellules de résolution, mais pas d'une éventuelle cible présente dans une de ces cellules. On estime alors les coefficients de réflexion d'un filtre en treillis, puis on calcule les coefficients d'un filtre transversal par un algorithme d'inversion, ce filtre transversal étant utilisé pour filtrer les signaux retardés des M cellules de résolution.In an article by JL. Zolésio entitled "Elimination of colored noise in Doppler radar using autoregressive (AR) modeling" published in the proceedings of the ninth symposium on signal processing and its applications (Nice, 16-20 May 1983) and in the patent application French Patent No. 83 14673 filed by the applicant on September 15, 1983 and entitled "Method and device for the adaptive determination of the coefficients of an n-order transversal filter for eliminating clutter signals in a pulsed Doppler radar", it is proposed to eliminate clutter by adaptive filtering based on a real-time autoregressive modeling of clutter clutter echoes and a combined mean distance and deposit averaging to eliminate clutter clutter while retaining to a very large extent Useful signals from targets This method is based on the assumption that clutter echoes are narrow spectrum, spatially extended and that they are locally stationary both spatially and temporally. The first feature allows autoregressive modeling of these echoes and the last two are used as a distinguishing criterion to obtain a signal that is only representative of the clutter and not any targets. For filtering, we compute a single filter for all signals coming from
M cells of resolution of a polluted zone by making, by a coherent integration as possible of all these M signals, an estimate of a mean signal representative of the clutter on the M resolution cells, but not of a possible target present in one of these cells. The reflection coefficients of a trellis filter are then estimated, and the coefficients of a transversal filter are calculated by an inversion algorithm, this transverse filter being used to filter the delayed signals of the M resolution cells.

Un tel procédé présente une bonne adaptativité et des performances très notablement améliorées par rapport aux techniques classiques d'élimination de fouillis. La charge de calcul pour le traitement est relativement faible, mais ce procédé, qui consiste à calculer un signal moyen sur les M cellules puis à estimer les coefficients de réflexion sur ce signal moyen, donc sur un faible nombre d'échantillons, impose d'utiliser un estimateur à convergence rapide qui peut en général présenter des difficultés de mise en oeuvre. Par ailleurs, on observe une perte d'adaptativité pour les gains de réjection dans certaines conditions de cibles superposées à du fouillis. Such a method has good adaptability and very significantly improved performance compared to conventional clutter elimination techniques. The calculation load for the processing is relatively small, but this method, which consists in calculating a mean signal on the M cells and then in estimating the reflection coefficients on this average signal, thus on a small number of samples, imposes use a fast convergence estimator that can usually be difficult to implement. Moreover, there is a loss of adaptivity for the rejection gains under certain target conditions superimposed on clutter.

Un objet de l'invention est de remédier à ces inconvénients en prévoyant un procédé selon lequel on détermine les coefficients de réflexion d'un seul filtre en treillis commun aux signaux des M cellules de résolution de la zone considérée. An object of the invention is to remedy these drawbacks by providing a method according to which the reflection coefficients of a single trellis filter common to the signals of the M resolution cells of the zone in question are determined.

Selon l'invention, il est donc prévu un procédé d'élimination adaptative de fouillis dans un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature émettant avec une largeur de faisceau correspondant à une rafale de N impulsions, dans lequel on effectue une modélisation autorégressive des signaux de fouillis et un filtrage adapté du signal reçu retardé et dans lequel on choisit pour cela l'étendue de la zone perturbée par un écho de fouillis important en déterminant les rafales perturbées, c'est-à-dire en déterminant l'indice i de la première impulsion de la première rafale perturbée ainsi que le nombre E de ces rafales et, pour chaque rafale, les L portes en distance délimitant cette zone entre les distances dmin et d , ledit procédé étant caractérisé en ce qu'il consiste - à estimer, pour chaque ordre d'un filtre en treillis commun, le
coefficient de réflexion moyen à partir des NM échantillons complexes
du signal reçu des M = LE cellules de résolution de ladite zone
perturbée; - à retarder ledit signal reçu du temps nécessaire au calcul desdits
coefficients de réflexion ; et - à effectuer le filtrage dudit signal reçu retardé par un filtre en
treillis commun utilisant ces coefficients de réflexion estimés.According to the invention, there is therefore provided an adaptive clutter elimination method in a quadrature receive two-way pulse Doppler radar emitting with a beam width corresponding to a burst of N pulses, in which a modeling is carried out. autoregressive clutter signals and adapted filtering of the delayed received signal and in which the extent of the disturbed area is chosen by a large clutter echo by determining the disturbed bursts, that is to say by determining the i index of the first pulse of the first disturbed burst and the number E of these bursts and, for each burst, the L distance gates delimiting this zone between the distances dmin and d, said method being characterized in that it consists to estimate, for each order of a common lattice filter, the
average reflection coefficient from NM complex samples
the signal received from the M = LE resolution cells of said area
disturbed; delaying said received signal by the time required for calculating said
reflection coefficients; and - filtering said delayed received signal by a filter in
common lattice using these estimated reflection coefficients.

L'invention concerne également un dispositif d'élimination adaptative de fouillis mettant en oeuvre le procédé précédent, pour un radar Doppler à impulsions à deux voies de réception en quadrature comportant un redistributeur des signaux reçus qui fournit à sa sortie des suites de N échantillons correspondant chacune aux signaux reçus d'une cellule de résolution de la zone perturbée, ledit dispositif étant caractérisé en ce qu'il comprend en série P cellules de filtre en treillis précédées chacune d'un ensemble de mémoires assurant la mise en mémoire des signaux d'entrée pendant le temps nécessaire au calcul du coefficient de réflexion correspondant et le retard d'une période d'échantillonnage entre la voie retardée et la voie directe de la cellule de filtre en treillis, un module de comptage de signes associé à chaque cellule de filtre en treillis, un premier module commun de calcul des coefficients de réflexion et de correction de phase éventuelle à partir des valeurs fournies par lesdits modules de comptage, un second module commun en série avec le premier module pour effectuer la correction de module sur lesdits coefficients de réflexion et un circuit de commande de cellule de filtre associé à chaque cellule de filtre en treillis pour commander le fonctionnement de l'ensemble de mémoires, de la cellule de filtre en treillis, du module de comptage de signes et des premier et second modules communs à partir des informations de synchronisation et de taille de zone fournies par le radar. The invention also relates to an adaptive clutter elimination device implementing the above method, for a quadrature receive two-way pulse Doppler radar comprising a redistributor of the received signals which supplies at its output sequences of N corresponding samples. each of the signals received from a resolution cell of the disturbed zone, said device being characterized in that it comprises in series P lattice filter cells each preceded by a set of memories ensuring the storage of the signals of input during the time required to calculate the corresponding reflection coefficient and the delay of a sampling period between the delayed channel and the direct channel of the trellis filter cell, a sign counting module associated with each filter cell in lattice, a first common module for calculating the reflection coefficients and for eventual phase correction from the values provided by said counting modules, a second module common in series with the first module for performing the module correction on said reflection coefficients and a filter cell control circuit associated with each lattice filter cell for controlling the operation of the memory array, the trellis filter cell, the sign counting module and the first and second common modules from the synchronization and zone size information provided by the radar.

Ainsi, on effectue une estimation de coefficient de réflexion sur chacune des M cellules considérées, puis on calcule le coefficient de réflexion moyen utilisé pour le filtre en treillis commun, ceci successivement pour chaque ordre du filtre. Ce calcul parallèle-série impose certes une charge de calcul plus importante mais les estimateurs de coefficients de réflexion n'ont pas besoin d'être à convergence rapide, ce qui facilite la mise en oeuvre. Thus, an estimate of reflection coefficient is made on each of the M cells considered, then the mean reflection coefficient used for the common mesh filter is calculated successively for each order of the filter. This parallel-series computation certainly imposes a larger computational load, but the reflection coefficient estimators need not be fast convergence, which facilitates the implementation.

Les performances obtenues sont encore améliorées et l'adaptativité est très bonne. The performances obtained are further improved and the adaptivity is very good.

L'invention sera mieux comprise et d'autres caractéristiques apparaîtront à l'aide de la description ci-après et des dessins joints où - la figure 1 est le schéma d'une chaîne de traitement du signal radar
utilisant un dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention; - la figure 2 représente une portion de l'espace balayé par le radar,
qui comporte une zone perturbée par du fouillis; - la figure 3 est un schéma de principe expliquant le procédé selon
l'invention; - la figure 4 représente un schéma fonctionnel du dispositif selon 1' invention; - la figure 5 est un schéma des circuits de commande de filtre utilisés
dans le dispositif selon l'invention; - la figure 6 représente le schéma d'un ensemble de mémoires et d'une
cellule de filtre en treillis utilisés dans le dispositif selon
l'invention;; - la figure 7 est un schéma d'un module de comptage de signes; - la figure 8 est un schéma des modules communs de calcul du coefficient
de réflexion ; et - la figure 9 représente des diagrammes de signaux explicitant le
fonctionnement du dispositif d'élimination de fouillis selon
l'invention.The invention will be better understood and other features will become apparent from the following description and the accompanying drawings in which - Figure 1 is a diagram of a radar signal processing chain.
using a clutter eliminator according to the invention; FIG. 2 represents a portion of the space swept by the radar,
which has an area disturbed by clutter; FIG. 3 is a block diagram explaining the process according to
the invention; FIG. 4 represents a block diagram of the device according to the invention; FIG. 5 is a diagram of the filter control circuits used.
in the device according to the invention; FIG. 6 represents the diagram of a set of memories and a
lattice filter cell used in the device according to
the invention ;; FIG. 7 is a diagram of a sign counting module; FIG. 8 is a diagram of the common modules for calculating the coefficient
reflection ; and FIG. 9 represents diagrams of signals explaining the
operation of the clutter eliminator according to
the invention.

Sur la figure 1, est représentée une chaîne de traitement du signal radar comportant un dispositif EB d'élimination de fouillis, ou bruits colorés, selon la présente invention. Cette chaîne comprend également un redistributeur des vecteurs reçus constitué d'une mémoire tampon MT et dont le rôle sera précisé ci-dessous. Elle comporte, en outre, un corrélateur COR et des circuits d'exploitation du signal utile TS qui peuvent comporter, par exemple, un calculateur de module suivi d'un détecteur à seuil ainsi que d'un estimateur de vitesse. Cette
d d chaîne de traitement du signal reçoit les composantes ai@ et bi@ des échantillons du vecteur signal Xid, fournis par les codeurs COD1 et COD2 respectivement de la voie en phase et de la voie en quadrature.Ces codeurs échantillonnent dans le temps les signaux de sortie des mélangeurs MEL1 et MEL2 recevant, d'une part, le signal moyenne fréquence Xi(t) e-j#t et, d'autre part, les signaux de référence et ej(#t + #/2) fournis par l'oscillateur local et le déphaseur D.In Figure 1, there is shown a radar signal processing chain including an EC device for eliminating clutter, or colored noises, according to the present invention. This chain also comprises a redistributor of the received vectors consisting of a buffer memory MT and the role of which will be specified below. It further comprises a correlator COR and useful signal operating circuits TS which may comprise, for example, a module calculator followed by a threshold detector as well as a speed estimator. This
dd signal processing chain receives the components ai @ and bi @ samples of the signal vector Xid, provided by the coders COD1 and COD2 respectively of the in-phase channel and of the quadrature channel. These encoders sample in time the signals of output of mixers MEL1 and MEL2 receiving, on the one hand, the medium frequency signal Xi (t) ej # t and, on the other hand, the reference signals and ej (#t + # / 2) provided by the oscillator local and phase shifter D.

Le fonctionnement du redistributeur MT va maintenant être expliqué en relation avec la figure 2 qui représente une partie de l'espace balayé par le radar. Dans le cadre d'un radar à compression d'impulsions, il est nécessaire, comme représenté sur la figure 1, de faire suivre ce redistributeur d'un corrélateur. Ce corrélateur, comportant une voie en phase et une voie en quadrature, fournit alors, à la fin du traitement, une impulsion comprimée associée à chaque porte en distance. Cette impulsion comprimée se traitant comme une impulsion non comprimée de radar à impulsions simples, on se placera dans le cas d'un radar à impulsions simples ou non comprimées.C'est donc le redistributeur qui sera censé fournir directement ses signaux au dispositif EB d'élimination du bruit coloré selon ia présente invention, sans qu'il soit fait mention du traitement effectué par le corrélateur. The operation of the MV redistributor will now be explained in connection with FIG. 2 which represents a portion of the space swept by the radar. In the context of a pulse compression radar, it is necessary, as shown in Figure 1, to follow this redistributor of a correlator. This correlator, comprising an in-phase channel and a quadrature channel, then provides, at the end of the processing, a compressed pulse associated with each remote gate. This compressed pulse is treated as an uncompressed impulse of single-pulse radar, it will be placed in the case of a single-pulse radar or uncompressed. It is therefore the redistributor that will be expected to directly provide its signals to the EB device. elimination of the colored noise according to the present invention, without mention being made of the processing performed by the correlator.

La figure 2 représente une portion de l'espace balayé par le radar avec en ordonnées les distances d comprises entre do et dM et en abscisses les indices d'impulsions. Pour le traitement, les impulsions émises sont regroupées en rafales de N impulsions. Chaque rafale correspond au nombre d'impulsions émises pendant le temps d'observation de la cible. Si l'on considère, pour simplifier, le cas d'un radar à une seule fréquence d'émission, ce temps d'observation est égal au temps de passage de l'antenne sur cette cible. On va maintenant considérer une zone perturbée s'étendant de la distance d = d . à la distance d = d
min maux et agissant pendant E rafales, c' est-à-dire de l'impulsion d'indice i à l'impulsion d'indice i+EN-1.Le traitement, décrit ici dans le cadre d'une perturbation s'étendant sur E rafales (de e = 1 à e = E) et sur L portes en distance comprises entre les distances dmin et dmax, s'applique donc à une zone perturbée de M= LE cellules de résolution du radar.FIG. 2 shows a portion of the space swept by the radar with the ordinate distances d between d and dM and abscissa the pulse indices. For processing, the transmitted pulses are grouped into bursts of N pulses. Each burst corresponds to the number of pulses emitted during the observation time of the target. If we consider, for simplicity, the case of a radar with a single transmission frequency, this observation time is equal to the passage time of the antenna on this target. We will now consider a disturbed area extending from the distance d = d. at the distance d = d
min and acting during E bursts, that is to say from the pulse of index i to the pulse index i + EN-1.The treatment, described here in the context of a disturbance s' extending over E bursts (from e = 1 to e = E) and over L gates in distance between distances dmin and dmax, therefore applies to a disturbed area of M = LE radar resolution cells.

Les échantillons Xid+(e-1)N-1+ne, du vecteur signal (e ayant une valeur entre I et E et n@ ayant une valeur entre I et N) sont fournis
e par les codeurs COD1 et COD2 sous la forme
xd d ad + j b. The samples Xid + (e-1) N-1 + of the signal vector (e having a value between I and E and n @ having a value between I and N) are provided.
e by coders COD1 and COD2 in the form
xd d ad + j b.

i+(e-1)N-1+ne = ai@+(e-1)N-1+ne + j bi@+(e-1)N-1+ne
Ils sont écrits ligne par ligne dans la mémoire MT tels que représentés sur le tableau qui suit. i + (e-1) N-1 + ne = ai @ + (e-1) N-1 + ne + j bi @ + (e-1) N-1 + do not
They are written line by line in the MT memory as shown in the following table.

Sens d'écriture (ligne par ligne)

Writing direction (line by line)

XidO............ <SEP> Xidmin.......... <SEP> Xid............. <SEP> Xidmax.......... <SEP> XidM
<tb> Xi+1dO........... <SEP> Xi+1dmin.......... <SEP> Xi+1d........... <SEP> Xi+1dmax........ <SEP> Xi+1dM
<tb> rafale <SEP> 1 <SEP> #
<tb> Xi+n1-1dO........ <SEP> Xi+n1-1dmin....... <SEP> Xi+n1-1d........ <SEP> Xi+n-1dmax...... <SEP> Xi+n1-1dM
<tb> Xi+N-1dO......... <SEP> Xi+N-1dmin......... <SEP> Xi+N-1d......... <SEP> Xi+N-1dmax......... <SEP> Xi+N-1dN
<tb> Xi+NdO........... <SEP> Xi+Ndmin.......... <SEP> Xi+Nd........... <SEP> Xi+Ndmax.......... <SEP> Xi+NdM
<tb> rafale <SEP> 2 <SEP> # <SEP> Xi+N-1+n2d0...... <SEP> Xi+n-1+n2dmin...... <SEP> Xi+n-1+n2d...... <SEP> Xi+n-1+n2dmax...... <SEP> Xi+N-1+n2dM
<tb> Xi+2N-1dO........ <SEP> Xi+2N-1dmin........ <SEP> Xi+2N-1d........ <SEP> Xi+2N-1dmax........ <SEP> Xi+2N-1dM
<tb> Xi+(E-1)NdO...... <SEP> Xi+(E-1)Ndmin...... <SEP> Xi+(E-1)Nd...... <SEP> Xi+(E-1)Ndmax...... <SEP> Xi+(E-1)NdM
<tb> rafale <SEP> E <SEP> # <SEP> Xi+(E-1)N-1+nEdO. <SEP> Xi+(E-1)N-1+nEdmin. <SEP> Xi+(E-1)N-1+nEd. <SEP> Xi+(E-1)N-1+nEdmax. <SEP> Xi+(E-1)N-1+nEdM
<tb> Xi+EN-1dO........ <SEP> Xi+EN-1dmin........ <SEP> Xi+EN-1d........ <SEP> Xi+EN-1dmax........ <SEP> Xi+EN-1dM
<tb>
En fait, la mémoire MT est constituée de deux doubles mémoires (du type RAM). Une première double mémoire est affectée à l'écriture des échantillons relatifs à la deuxième rafale, d'indice e= 2, pendant que la seconde double mémoire est affectée à la rafale précédente, d'indice e = 1, et ainsi de suite.Ces mémoires sont doubles et comportent une première mémoire affectée à la mémorisation des composantes en phase ai(e-1)N-1+1d e et une seconde mémoire est affectée à la mémorisation des composantes en quadrature bd i+(eî)Nî+ne Cette mémoire MT restitue les informations concernant la zone perturbée sous la forme d'une première succession de
L suites complexes

XidO ............ <SEP> Xidmin .......... <SEP> Xid ............. <SEP> Xidmax .. ........ <SEP> XidM
<tb> Xi + 1dO ........... <SEP> Xi + 1dmin .......... <SEP> Xi + 1d ........... <SEP> Xi + 1dmax ........ <SEP> Xi + 1dM
<tb> burst <SEP> 1 <SEP>#
<tb> Xi + n1-1dO ........ <SEP> Xi + n1-1min ....... <SEP> Xi + n1-1d ........ <SEP> Xi + n-1dmax ...... <SEP> Xi + n1-1dM
<tb> Xi + N-1dO ......... <SEP> Xi + N-1dmin ......... <SEP> Xi + N-1d ........ <SEP> Xi + N-1dmax ......... <SEP> Xi + N-1dN
<tb> Xi + NdO ........... <SEP> Xi + Ndmin .......... <SEP> Xi + Nd ........... <SEP> Xi + Ndmax .......... <SEP> Xi + NdM
<tb> burst <SEP> 2 <SEP>#<SEP> Xi + N-1 + n2d0 ...... <SEP> Xi + n-1 + n2dmin ...... <SEP> Xi + n -1 + n2d ...... <SEP> Xi + n-1 + n2dmax ...... <SEP> Xi + N-1 + n2dM
<tb> Xi + 2N-1dO ........ <SEP> Xi + 2N-1dmin ........ <SEP> Xi + 2N-1d ........ <SEP > Xi + 2N-1dmax ........ <SEP> Xi + 2N-1dM
<tb> Xi + (E-1) NdO ...... <SEP> Xi + (E-1) Ndmin ...... <SEP> Xi + (E-1) Nd ...... <SEP > Xi + (E-1) Ndmax ...... <SEP> Xi + (E-1) NdM
<tb> burst <SEP> E <SEP>#<SEP> Xi + (E-1) N-1 + nEdO. <SEP> Xi + (E-1) N-1 + nEdmin. <SEP> Xi + (E-1) N-1 + nEd. <SEP> Xi + (E-1) N-1 + nEdmax. <SEP> Xi + (E-1) N-1 + nEdM
<tb> Xi + EN-1dO ........ <SEP> Xi + EN-1dmin ........ <SEP> Xi + EN-1d ........ <SEP > Xi + EN-1dmax ........ <SEP> Xi + EN-1dM
<Tb>
In fact, the memory MT consists of two double memories (of the RAM type). A first double memory is assigned to the writing of the samples relating to the second burst, of index e = 2, while the second double memory is assigned to the previous burst, of index e = 1, and so on. These memories are double and comprise a first memory assigned to the storage of the phase components ai (e-1) N-1 + 1d e and a second memory is assigned to the storage of the quadrature components bd i + (ei) N i + ne This memory MT restores the information concerning the disturbed zone in the form of a first succession of
L complex suites

<tb> #Xi+n1-1dmin#, <SEP> ... <SEP> #Xi+n1-1d#, <SEP> ... <SEP> #Xi+n1-1dmax#, <SEP> n1
<tb> variant entre 1 et N, chaque suite comprenant les N échantillons venant d'une cellule de résolution du radar dont le gisement correspond à la position de la rafale 1 et dont la distance varie entre d et d .La
min maux mémoire MT fournit ensuite une deuxième succession de L suites complexes correspondant à la rafale 2,

##########
<tb> varying between 1 and N, each sequence comprising the N samples coming from a radar resolution cell whose deposit corresponds to the position of the burst 1 and whose distance varies between d and d.
min memory MT then provides a second succession of L complex suites corresponding to the burst 2,

<tb> #Xi+N-1+n2dmin#, <SEP> ... <SEP> <SEP> #Xi+N-1+n2dmax
<tb> et ainsi de suite. On a ainsi redistribué les signaux reçus de façon à disposer successivement des N échantillons correspondant à chacune des M cellules de résolution de la zone perturbée par des échos de fouillis, ce qui est nécessaire pour le dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention, comme on va le voir ci-dessous.######
<tb> and so on. The received signals have thus been redistributed so as to dispose successively the N samples corresponding to each of the M resolution cells of the disturbed area by clutter echoes, which is necessary for the clutter elimination device according to the invention. as we will see below.

La figure 3 représente le schéma de principe de ce dispositif. Figure 3 shows the block diagram of this device.

Comme on l'a mentionné au début, le principe du procédé d'élimination adaptative de fouillis selon 1 invention consiste à calculer, pour chaque ordre d'un filtre en treillis, le coefficient de réflexion pour chaque cellule de résolution, puis à effectuer une moyenne de ces coefficients de réflexion pour en déduire un coefficient unique pour un filtre en treillis commun à toutes les cellules de résolution de la zone perturbée.As mentioned at the beginning, the principle of the adaptive clutter elimination method according to the invention consists in calculating, for each order of a trellis filter, the reflection coefficient for each resolution cell, then performing a average of these reflection coefficients to deduce a single coefficient for a lattice filter common to all the resolution cells of the disturbed area.

On a schématisé ce principe sur le dispositif de la figure 3 correspondant aux deux premiers ordres du filtre. Pour chaque suite de
N échantillons correspondant à une cellule de résolution de la zone perturbée, on a représenté une cellule de filtre en treillis séparée,
FT11 à FTIM pour l'ordre 1, FT21 à FT2M pour l'ordre 2. Un calculateur de coefficient de réflexion, CCr1, CCr2, calcule les coefficients de réflexion pour chaque cellule de filtre en treillis de l'ordre considéré et fait la moyenne de ces coefficients pour en déduire un coefficient de réflexion unique, Crl, Cr2, qui est utilisé pour le filtrage par toutes les cellules de filtre en treillis de l'ordre considéré. Chaque cellule de filtre en treillis, par exemple la cellule FT11, comprend de manière classique une voie dite directe et une voie retardée.Si l'on désigne par et(n-l) et ft(n-1) les signaux aux entrées des voies directe et retardée et par e t (n) et ft(n) les signaux aux sorties de ces voies, le filtrage utilisé consiste à calculer à partir des signaux d'entrée et du coefficient de réflexion Cr, les signaux de sortie selon les relations
et(n) = e t (n-i) - Crf t (n-1)z (1)
f t (n) = f t (n-I)z - Cre* (n-l) où z est un opérateur retard et le signe * symbolise le conjugué de la valeur complexe du coefficient Cr.This principle has been schematized on the device of FIG. 3 corresponding to the first two orders of the filter. For each suite of
N samples corresponding to a resolution cell of the disturbed area, there is shown a separate lattice filter cell,
FT11 to FTIM for order 1, FT21 to FT2M for order 2. A reflection coefficient calculator, CCr1, CCr2, calculates the reflection coefficients for each lattice filter cell of the order considered and averages of these coefficients to deduce a unique reflection coefficient, Cr1, Cr2, which is used for filtering by all lattice filter cells of the order considered. Each lattice filter cell, for example the FT11 cell, conventionally comprises a so-called direct channel and a delayed channel. If denoted by and (nl) and ft (n-1), the signals at the inputs of the direct channels and delayed by and (n) and ft (n) the signals at the outputs of these channels, the filtering used consists of calculating from the input signals and the reflection coefficient Cr, the output signals according to the relations
and (n) = and (ni) - Crf t (n-1) z (1)
ft (n) = ft (nI) z - Cre * (nl) where z is a delay operator and the sign * symbolizes the conjugate of the complex value of the coefficient Cr.

Les cellules de filtre en treillis, telles FT11 ou FT21, comportent donc un registre, 10, 20 introduisant un retard R, égal à une période d'échantillonnage, dans la voie retardée, des mémoires 11, 12 ou 21, 22 conservant en mémoire les signaux d'entrée pendant un temps k.R nécessaire au calcul du coefficient de réflexion et des multiplieurs 13, 14 ou 23, 24 et des additionneurs-soustracteurs 15, 16 ou 25, 26 exécutant les calculs selon les relations (1). Les entrées des cellules de filtre d'ordre p sont les sorties correspondantes des cellules d'ordre p-i. Pour les cellules de filtre d'ordre 1, les entrées des voies directe et retardée sont reliées entre elles et reçoivent les échantillons lus dans le redistributeur MT (figure 1). The trellis filter cells, such as FT11 or FT21, therefore comprise a register, 10, 20 introducing a delay R, equal to a sampling period, in the delayed channel, memories 11, 12 or 21, 22 retaining in memory the input signals for a time kR necessary for calculating the reflection coefficient and the multipliers 13, 14 or 23, 24 and adders-subtracters 15, 16 or 25, 26 executing the calculations according to the relations (1). The inputs of the filter cells of order p are the corresponding outputs of the cells of order p-i. For the first order filter cells, the inputs of the direct and delayed channels are interconnected and receive the read samples in the MT redistributor (Figure 1).

Comme on l'a déjà mentionné, puisque l'on calcule M valeurs de coefficients de réflexion dont on fait ensuite la moyenne, on peut se contenter d'un algorithme de calcul à convergence lente. On a choisi d'utiliser un estimateur dérivé du coefficient de corrélation de deux variables gaussiennes qui, à partir du signe des parties réelles et imaginaires des N échantillons de chacune des M cellules de résolution de la zone perturbée, fournit la valeur moyennée du coefficient de réflexion selon les relations

où sign désigne la fonction signe et où m, n et k sont les indices servant à repérer respectivement la cellule de résolution du radar, l'échantillon dans la réponse radar et la partie réelle (valeur 1) ou imaginaire (valeur 2) de cet échantillon.As already mentioned, since one calculates M values of reflection coefficients which one then makes the average, one can be satisfied with a calculation algorithm with slow convergence. We have chosen to use an estimator derived from the correlation coefficient of two Gaussian variables which, from the sign of the real and imaginary parts of the N samples of each of the M cells of resolution of the disturbed zone, gives the average value of the coefficient of reflection according to relationships

where sign denotes the sign function and where m, n and k are the indices used to identify respectively the radar resolution cell, the sample in the radar response and the real (value 1) or imaginary (value 2) part of this radar sample.

Cependant, cet estimateur n'est stable que statistiquement et on peut donc obtenir des valeurs de coefficient de réflexion erronées avec module supérieur à 1. Selon le procédé de l'invention, on procède donc à une double correction de la valeur calculée. On ramène d'abord toute valeur de partie réelle ou imaginaire du coefficient supérieure à 1 à la valeur 1. Ceci équivaut à une correction de phase sur le vecteur représentatif du coefficient Cr. On effectue ensuite une correction de module en normalisant ce vecteur, c 'est-à-dire en ramenant la valeur du module du coefficient Cr à 1. On garantit ainsi la stabilité des filtres obtenus. However, this estimator is stable only statistically and it is therefore possible to obtain erroneous reflection coefficient values with a module greater than 1. According to the method of the invention, a double correction of the calculated value is therefore carried out. First, any real or imaginary part value of the coefficient greater than 1 is returned to the value 1. This equates to a phase correction on the vector representative of the coefficient Cr. A module correction is then carried out by normalizing this vector, that is to say by reducing the value of the modulus of the coefficient Cr to 1. This guarantees the stability of the filters obtained.

Les principes du procédé d'élimination de fouillis selon l'invention ayant été ainsi exposés, la figure 4 représente le schéma fonctionnel du dispositif selon l'invention mettant en oeuvre ce procédé. The principles of the method of eliminating clutter according to the invention having thus been exposed, FIG. 4 represents the functional diagram of the device according to the invention implementing this method.

On a choisi une structure du type "pipe-line" en remplaçant les
M cellules de filtre FT11 à FTIM, FT21 à FT2M d'un ordre donné par une cellule de filtre en treillis unique effectuant un traitement série des échantillons des M cellules de résolution considérées. Le dispositif comprend donc, pour un filtrage d'ordre P, P cellules de filtre en treillis FT1, FT2,... FTP précédées chacune d'un ensemble de mémoires MEM1, MEM2, ... MEMP remplissant les fonctions, retard de la voie retardée et mise en mémoire, des éléments 10, 11, 12 ou 20, 21, 22 de la figure 3. A chaque cellule est associé un module de comptage de signes M01, M02,... MOP permettant d'obtenir les valeurs N1 et N2 des relations (2) et (3) ci-dessus.Le calcul des coefficients de réflexion et la correction de phase éventuelle s'effectuent dans un premier module commun de calcul M1, la correction de module dans un second module commun de calcul M2. Ces deux modules M1 et M2 sont utilisés en multiplex dans le temps par toutes les cellules de filtre en treillis d'ordre 1 à P.We chose a structure of the "pipe-line" type by replacing the
M filter cells FT11 to FTIM, FT21 to FT2M of an order given by a single lattice filter cell performing a series processing of the samples of the M resolution cells under consideration. The device thus comprises, for a filtering of order P, P lattice filter cells FT1, FT2, ... FTP each preceded by a set of memories MEM1, MEM2, ... MEMP fulfilling the functions, delay of the delayed channel and storage, elements 10, 11, 12 or 20, 21, 22 of Figure 3. Each cell is associated with a sign counting module M01, M02, ... MOP to obtain the values N1 and N2 of the relations (2) and (3) above.The calculation of the reflection coefficients and the possible phase correction are performed in a first common calculation module M1, the module correction in a second common module of M2 calculation. These two modules M1 and M2 are used in time multiplex by all the filter cells in lattice of order 1 to P.

Enfin, chaque cellule de filtre et les éléments associés sont commandés par un circuit de commande de cellule de filtre,CF1, CF2,... CFP, qui détermine la séquence des opérations. Ces circuits de commande reçoivent tous des informations Adrpe du système radar indiquant la taille de la zone perturbée considérée, c'est-à-dire les valeurs des nombres N et M. Chaque circuit reçoit, d'autre part, des signaux de synchronisation de filtre Sf et d'avertissement de début de réponse Avr au début de chaque suite de
N échantillons et les envoie, convenablement retardés, au circuit de commande suivant. Enfin, chaque circuit de commande envoie à l'ensemble de mémoires associé les adresses de mémoire Adri, Adr2, ... AdrP nécessaires et, aux autres circuits associés, des signaux de commande que l'on verra plus en détail ci-dessous.Finally, each filter cell and associated elements are controlled by a filter cell control circuit, CF1, CF2, ... CFP, which determines the sequence of operations. These control circuits all receive Adrpe information from the radar system indicating the size of the disturbed zone considered, that is to say the values of the numbers N and M. Each circuit receives, on the other hand, synchronization signals from Sf filter and warning response start Avr at the beginning of each suite of
N samples and sends them, suitably delayed, to the next control circuit. Finally, each control circuit sends the associated memory set the memory addresses Adri, Adr2, ... AdrP necessary and, to the other associated circuits, control signals which will be seen in more detail below.

La figure 5 est un schéma d'un circuit de commande quelconque CF. On a supposé qu'il s'agissait de celui recevant les signaux Sf et Avr, donc du premier, mais tous sont identiques. Ce circuit CF fournit le signal Sf comme signal Pr de prise de résultat en sortie du module de comptage MO associé et comme remise à zéro Sc de ce module. Ce même signal Sf, retardé par un premier circuit à retard 34, constitue un signal Pc de prise en compte du coefficient de réflexion à l'entrée de la cellule de filtre en treillis FT associée et, retardé de nouveau par un second circuit à retard 35, constitue le signal Sfr de synchronisation de filtre retardé, envoyé au circuit de commande suivant. Fig. 5 is a diagram of any control circuit CF. It was assumed that it was the one receiving the signals Sf and Avr, therefore of the first, but all are identical. This circuit CF supplies the signal Sf as the output signal Pr at the output of the associated counting module MO and as the resetting Sc of this module. This same signal Sf, delayed by a first delay circuit 34, constitutes a signal Pc for taking into account the reflection coefficient at the input of the associated trellis filter cell FT and delayed again by a second delay circuit. 35, constitutes the delayed filter synchronization Sfr signal, sent to the next control circuit.

D'autre part, le circuit de commande CF comprend deux compteurs binaires COM1 et COM2 préchargeables à des valeurs fournies par une mémoire PROM1 adressée par 1e signal Adrpe. Le compteur COM1 est chargé à la valeur 28-N+p-1, p étant l'ordre de la cellule de filtre, chaque fois qu'il reçoit un signal Avr sur son entrée "Load" et compte alors des impulsions d'horloge du dispositif jusqu'à sa pleine capacité, soit 28.Le signal sur la sortie de retenue RC alors obtenu bloque le compteur COM1 par l'intermédiaire d'un inverseur 31 qui fournit un signal de blocage sur l'entrée En du compteur, ce signal de blocage constituant un signal d'inhibition Inc envoyé au module de comptage associé MO. Ce compteur COM1 compte donc N-p impulsions d'horloge avant d'envoyer le signal d'inhibition.En effet, il est bien connu que, selon l'ordre du filtre, p échantillons doivent être considérés comme non significatifs pour un filtre d'ordre p. On the other hand, the control circuit CF comprises two binary counters COM1 and COM2 which can be preloaded with values provided by a memory PROM1 addressed by the signal Adrpe. The counter COM1 is loaded to the value 28-N + p-1, p being the order of the filter cell, each time it receives an Avr signal on its input "Load" and then counts clock pulses of the device to its full capacity, ie 28.The signal on the RC output output then obtained blocks the counter COM1 via an inverter 31 which provides a blocking signal on the input En of the counter, this blocking signal constituting an inhibition signal Inc sent to the associated counting module MO. This counter COM1 thus counts Np clock pulses before sending the inhibition signal. Indeed, it is well known that, according to the order of the filter, p samples must be considered insignificant for an order filter. p.

Le compteur COM2 comprend un bouclage par l'intermédiaire d'un inverseur 32 entre sa sortie de retenue RC et son entrée "Load". Chaque fois qu'il atteint sa capacité maximum 2 6, il se recharge à la valeur 2 -NM-7-1 fournie par la mémoire PROM1. Les sorties de données du compteur COM2 fournissent des adresses Adr pour l'ensemble de mémoires MEM associé. Comme on le voit, le compteur COM2 fournit
NM+7 adresses différentes qui varient cycliquement. On a choisi un nombre NM+7 supérieur à NM pour laisser le temps aux circuits de calcul du coefficient de réflexion d'effectuer le calcul de ce coefficient après la mise en mémoire des NM échantillons. Les capacités 28 et 216 des compteurs ont été choisies pour que le circuit de commande soit adapté aux valeurs maximales des nombres M et N, par exemple 64 et 128.The counter COM2 comprises a looping via an inverter 32 between its retaining output RC and its input "Load". Each time it reaches its maximum capacity 26, it recharges to the value 2 -NM-7-1 provided by the PROM1 memory. The data outputs of the COM2 counter provide Adr addresses for the associated memory set MEM. As we can see, the COM2 meter provides
NM + 7 different addresses that vary cyclically. An NM + 7 number greater than NM was chosen to allow time for the calculation circuits of the reflection coefficient to perform the calculation of this coefficient after storing the NM samples. The capacitors 28 and 216 of the counters have been chosen so that the control circuit is adapted to the maximum values of the numbers M and N, for example 64 and 128.

Enfin, le circuit de commande comporte un circuit à retard 33 qui reçoit le signal Avr et fournit un signal d'avertissement de début de réponse retardé Avrr au circuit de commande suivant. Finally, the control circuit includes a delay circuit 33 which receives the signal Avr and provides a delayed response start warning signal Avrr to the next control circuit.

La figure 6 représente une cellule de filtre en treillis FT et l'ensemble de mémoires MEM associé, ces deux éléments ayant la même constitution pour tous les ordres de filtrage. Les parties réelle et imaginaire des échantillons d'entrée et(n-l), f (n-l), du coefficient de réflexion Cr et des échantillons de sortie et(n), ft(n), sont identifiées respectivement par R et I. Les échantillons d'entrée sont envoyés à des mémoires 100 à 103 à écriture et lecture par l'intermédiaire d'interfaces à trois états 106 à 109 et, pour les échantillons f t (n-i) de la voie retardée, d'un registre à retard d'une période d'horloge 104 et 105. Les entrées de commande d'écriture-lecture R/W des mémoires 100 à 103 reçoivent le signal d'horloge Clk du dispositif à la fréquence d'échantillonnage.Les mémoires sont donc lues pendant la première moitié de la période d'horloge et écrites pendant la seconde moitié. Les bus d'entrée-sortie sont reliés, d'une part, aux interfaces 106 à 109 et, d'autre part, à des registres de sortie 110 à 113 commandés par le complément du signal d'horloge Clk. Enfin, les éléments binaires de signe S1, S2, Srl, Sr2 des parties réelle et imaginaire des échantillons d'entrée sont prélevés à l'entrée des interfaces 106à109 pour être envoyés vers le module de comptage de signes associe. Les mémoires 100 à 103 sont lues et écrites cycliquement sous la commande des adresses Adr reçues du circuit de commande CF associe. FIG. 6 represents a FT trellis filter cell and the associated memory set MEM, these two elements having the same constitution for all the filtering orders. The real and imaginary parts of the input samples and (nl), f (nl), the reflection coefficient Cr and the output samples and (n), ft (n), are respectively identified by R and I. The samples are sent to read and write memories 100 to 103 via tri-state interfaces 106 to 109 and, for the delayed channel delay samples ft (ni), a delay register of a clock period 104 and 105. The R / W write-read control inputs of the memories 100 to 103 receive the clock signal Clk of the device at the sampling frequency. The memories are therefore read during the first half of the clock period and written during the second half. The input-output buses are connected, on the one hand, to the interfaces 106 to 109 and, on the other hand, to output registers 110 to 113 controlled by the complement of the clock signal Clk. Finally, the binary elements of sign S1, S2, Sr2, Sr2 of the real and imaginary parts of the input samples are taken at the input of the interfaces 106 to 109 to be sent to the associated sign counting module. The memories 100 to 103 are read and written cyclically under the control of the Adr addresses received from the associated control circuit CF.

Le coefficient de réflexion Cr venant du module commun M2 est appliqué à deux registres d'entrée 120, 121 commandés par le signal Pc de prise en compte du coefficient fourni par le circuit de commande CF. The reflection coefficient Cr coming from the common module M2 is applied to two input registers 120, 121 controlled by the signal Pc taking into account the coefficient supplied by the control circuit CF.

La cellule de filtre en treillis FT comporte une partie voie directe FT' et une partie voie retardée FT" qui sont similaires. Chaque partie comprend quatre multiplieurs 131 à 134, 141 à 144 et deux additionneurssoustracteurs 135, 136, 145, 146 pour calculer le facteur à retrancher de l'autre voie dans les relations (1). Pour cela, la partie FT' comporte en outre un soustracteur 130 permettant d'inverser le signe de la partie imaginaire du coefficient Cr pour obtenir la valeur conjuguée Cr. Les facteurs ainsi calculés sont soustraits par des additionneurssoustracteurs 139 et 140, 149 et 150 aux échantillons d'entrée correspondants, convenablement retardés par des circuits à retard 137, 138, 147, 148 laissant aux multiplieurs 131 à 134, 141 à 144 et aux additionneurs-soustracteurs 135, 136, 145, 146 le temps d'effectuer leurs calculs.Les signaux de sortie filtrés et(n), f t (n) sont envoyés à l'ensemble de mémoires de l'ordre de filtrage suivant.The trellis filter cell FT has a forward path portion FT 'and a delayed path portion FT' which are similar, each portion comprising four multipliers 131 to 134, 141 to 144 and two multiplier adders 135, 136, 145, 146 to calculate the factor to be removed from the other way in the relations (1) For this, the part FT 'further comprises a subtractor 130 for inverting the sign of the imaginary part of the coefficient Cr to obtain the conjugate value Cr. thus calculated are subtracted by adders 136 and 140, 149 and 150 to the corresponding input samples, appropriately delayed by delay circuits 137, 138, 147, 148 leaving the multipliers 131 to 134, 141 to 144 and the adders-subtractors. 135, 136, 145, 146 the time to perform their calculations. The filtered output signals and (n), ft (n) are sent to the set of memories of the next filtering order.

La figure 7 est le schéma d'un module de comptage de signes MO quelconque. Le principe du calcul effectif du coefficient de réflexion à partir des relations (2), (3) et (4) va d'abord être expliqué. Figure 7 is a diagram of a count module of any MO sign. The principle of the effective calculation of the reflection coefficient from relations (2), (3) and (4) will first be explained.

Dans ces relations, la fonction sign X est égale à +1 si X > 0 et égale à -1 si X < 0. Or, en numérotation en complément à deux, l'élément binaire de signe S(Xi), tel S1, S2, Srl ou Sr2, est égal à 1 si X < O et égal à 0 si X > 0. En conséquence, on a l'égalité

où N T est le nombre total d'échantillons, où X. et Y. peuvent être les
i i parties réelle et imaginaire d'un échantillon i et où le signe 0 représente la fonction OU exclusif.In these relations, the function sign X is equal to +1 if X> 0 and equal to -1 if X <0. However, in numbering in addition to two, the binary element of sign S (Xi), such as S1, S2, Srl or Sr2, is equal to 1 if X <0 and equal to 0 if X> 0. Consequently, we have equality

where NT is the total number of samples, where X. and Y. can be the
ii real and imaginary parts of a sample i and where the sign 0 represents the exclusive OR function.

En supposant N T = (N-p)M, nombre total d'échantillons utiles sur la zone considérée et pour l'ordre p, on peut écrire les relations (2) et (3) sous la forme

Assuming NT = (Np) M, total number of useful samples on the area considered and for the order p, we can write the relations (2) and (3) in the form

Ce sont les valeurs N'1 et N'2 que calcule le module de comptage de signes MO de la figure 7. il comprend donc quatre portes OU exclusif 40 à 43, un inverseur 44 connecté à la sortie de la porte 42, puis deux compteurs COM3 et COM4 dont les entrées de comptage sont reliées respectivement aux sorties des portes 40 et 41 et aux sorties de l'inverseur 44 et de la porte 43, par l'intermédiaire de deux multiplexeurs MUXI et MUX2 qui sont commandés par le signal d'horloge Clk. Ainsi, au cours d'une période d'horloge Clk, les compteurs sont reliés successivement aux deux portes associées et comptent les signaux fournis car ils sont euxmêmes commandés par un signal d'horloge Clk2 à fréquence double de celle du signal Clk. Le comptage est interrompu, par le signal d'inhibition Inc, p échantillons avant la fin de chacune des suites de N échantillons. It is the values N'1 and N'2 that calculate the counting module of signs MO of FIG. 7. it thus comprises four exclusive OR gates 40 to 43, an inverter 44 connected to the output of the gate 42, then two COM3 and COM4 counters whose counting inputs are respectively connected to the outputs of the doors 40 and 41 and to the outputs of the inverter 44 and the gate 43, via two multiplexers MUXI and MUX2 which are controlled by the signal d Clk clock. Thus, during a clock period Clk, the counters are successively connected to the two associated doors and count the signals supplied because they are themselves controlled by a clock signal Clk2 at a frequency twice that of the signal Clk. The count is interrupted, by the inhibition signal Inc, p samples before the end of each of the sequences of N samples.

A la sortie des compteurs COM3 et COM4, sont prévus des registres de prise de résultat 45, 46 commandés par le signal de prise de résultat Pr fourni par le circuit de commande associé CF. Enfin, la remise à zéro des compteurs est assurée par le signal Sc de remise à zéro fourni par ce même circuit de commande. On dispose donc en sortie du module MO des valeurs N'1 et N'2 dès la fin de l'enregistrement des NM échantillons.At the output of the counters COM3 and COM4, output dampers 45, 46 are provided which are controlled by the result signal Pr provided by the associated control circuit CF. Finally, the resetting of the counters is ensured by the reset signal Sc provided by this same control circuit. Thus, at the output of the module MO, values N'1 and N'2 are available as soon as the NM samples have been recorded.

La figure 8 représente le schéma des premier et second modules communs de calcul M1 et M2 qui permettent d'obtenir le coefficient de réflexion à partir des valeurs N'1 et N'2. Les additionneurssoustracteurs 160 et 161, suivis de registres 162, 163, recevant la valeur NT = (N-p)M fournie par une mémoire morte PROM2, délivrent les
N1 N2 valeurs NT - N'1 = et N'2 - NT = # Les valeurs absolues de cas 2 2
#2 grandeurs sont comparées à la valeur (N-p)M fournie par la
2 mémoire PROM2 pour déterminer s'il y a lieu de faire une correction de
N1 N2 phase, c'est-à-dire de remplacer une de ces valeurs ou par
#2 (N-p)M avec le signe adéquat, Pour cela, on prend, à l'aide des 2 additionneurs-soustracteurs 164 et 165, la valeur absolue de 2 et 2 en commandant l'opération d'addition ou de soustraction à zéro par l'élément binaire de signe Sil ou Si2 correspondant. Des comperateurs 166,
167 comparent les valeurs absolues obtenues à la valeur ##(N-p)M et leur sortie commande des multiplexeurs MUX3 et MUX4 pour choisir soit la
N1 N2 #2 valeur ou si elle est inférieure en valeur absolue à (N-p)M,
2 2 2 soit cette dernière valeur affectée du signe voulu par des additionneurssoustracteurs 168, 169 commandés par l'élément binaire de signe correspondant Sil, Si2. Enfin, les multiplieurs 170, 171 effectuent la multi
2 plication par , de façon à obtenir les parties réelle et
#2(N-p)M imaginaire du coefficient de réflexion après correction en phase, mais avant correction en module.FIG. 8 represents the diagram of the first and second common calculation modules M1 and M2 which make it possible to obtain the reflection coefficient from the values N'1 and N'2. The super-adders 160 and 161, followed by registers 162, 163, receiving the value NT = (Np) M provided by a PROM2 read-only memory, deliver the
N1 N2 values NT - N'1 = and N'2 - NT = # Absolute values of case 2 2
# 2 quantities are compared to the value (Np) M provided by the
2 PROM2 to determine whether to make a correction of
N1 N2 phase, ie to replace one of these values or by
# 2 (Np) M with the appropriate sign, For this, we take, using the 2 adders-subtractors 164 and 165, the absolute value of 2 and 2 by controlling the operation of addition or subtraction to zero by the binary element of corresponding sign Sil or Si2. Compereers 166,
167 compare the absolute values obtained with the value ## (Np) M and their command output of the multiplexers MUX3 and MUX4 to choose either the
N1 N2 # 2 value or if it is lower in absolute value than (Np) M,
2 2 2 is the latter value assigned the desired sign by adderstractors 168, 169 controlled by the binary element of corresponding sign Sil, Si2. Finally, the multipliers 170, 171 perform the multi
2 plication by, so as to obtain the actual and
# 2 (Np) M imaginary reflection coefficient after correction in phase, but before correction in module.

Cette dernière correction est effectuée par le module commun M2. Celui-ci comprend des multiplieurs 180 et 181 suivis d'un additionneur 184 pour obtenir le carré du module du coefficient calculé par M1. Ce carré du module sert à adresser une mémoire morte PROM3 qui fournit en réponse une valeur égale à l'inverse de la racine carrée de la valeur d'adressage, c'est-à-dire l'inverse du module. Les multiplieurs 185 et 186, recevant ces valeurs de la mémoire PROM3 et les parties réelle et imaginaire du coefficient calculé par le module M1 convenablement retardées par les circuits à retard 182 et 183, fournissent alors les parties réelle et imaginaire du coefficient de réflexion Cr normalisé. This last correction is performed by the common module M2. This includes multipliers 180 and 181 followed by an adder 184 to obtain the square of the modulus of the coefficient calculated by M1. This square of the module is used to address a ROM PROM3 which provides in response a value equal to the inverse of the square root of the address value, that is to say the inverse of the module. The multipliers 185 and 186, receiving these values from the PROM3 memory and the real and imaginary parts of the coefficient calculated by the module M1 suitably delayed by the delay circuits 182 and 183, then provide the real and imaginary parts of the normalized reflection coefficient Cr. .

La figure 9 montre des diagrammes de signaux du dispositif d'élimination de fouillis selon l'invention. Le signal Sf de synchronisation du circuit de commande considéré détermine le début de l'arrivée des NM échantillons de la zone perturbée prise en compte. Les suites de
N échantillons sont annoncées par les impulsions du signal Avr. Au bout des NM échantillons, le signal Pr permet la prise en compte des résultats à la sortie du module MO et le signal Sc la remise à zéro de ce module.Fig. 9 shows signal diagrams of the clutter eliminator according to the invention. The synchronization signal Sf of the control circuit considered determines the beginning of the arrival of the NM samples of the disturbed zone taken into account. The suites of
N samples are announced by the pulses of the signal Apr. At the end of the NM samples, the signal Pr allows the taking into account of the results at the output of the module MO and the signal Sc resetting of this module.

L'impulsion du signal Pc qui suit autorise la prise en compte du coefficient de réflexion calculé par les modules communs M1 et M2. Comme on le voit, ces modules communs ne sont donc utilisés par la cellule de filtre en treillis considérée (ici, la première) et les circuits associés que pendant le temps compris entre une impulsion du signal Sf et l'impulsion, qui suit immédiatement, du signal Pc. Le reste du temps, ces modules sont donc libres pour traiter des calculs de coefficients de réflexion pour les cellules de filtre des autres ordres. Ainsi, le signal Sfr synchronisant le circuit de commande de l'ordre suivant apparaît immédiatement après le signal Pc.The pulse of the signal Pc which follows allows taking into account the reflection coefficient calculated by the common modules M1 and M2. As can be seen, these common modules are therefore used by the lattice filter cell considered (here, the first) and the associated circuits only during the time between a signal pulse Sf and the pulse, which immediately follows, the signal Pc. The rest of the time, these modules are therefore free to process reflection coefficient calculations for the filter cells of the other orders. Thus, the signal Sfr synchronizing the control circuit of the next order appears immediately after the signal Pc.

Bien entendu, l'exemple de réalisation décrit n'est nullement limitatif de 1 invention. En particulier, il est clair que le dispositif selon l'invention a un fonctionnement du type "pipe-line" et qu'en conséquence, il peut traiter en continu successivement des zones de
M cellules de résolution. Bien qu'on ait décrit l'invention en envisageant le cas d'une zone particulière perturbée, on peut donc découper le panorama radar en zones contiguës de M cellules de résolution qui sont traitées successivement par le dispositif selon l'invention. Le découpage est effectué par le redistributeur MT qui fournit séquentiellement les groupes de NM échantillons de chaque zone. Of course, the embodiment described is not limiting of the invention. In particular, it is clear that the device according to the invention has a "pipe-line" type of operation and that consequently it can process successively zones of
M resolution cells. Although the invention has been described by considering the case of a particular disturbed zone, it is therefore possible to cut the radar panorama into contiguous zones of M resolution cells which are successively processed by the device according to the invention. The division is performed by the MT redistributor which sequentially supplies the groups of NM samples of each zone.

Claims

1. Method of adaptively eliminating clutter in a radar

Two-way quadrature-receiving pulse doppler emitting with a beam width corresponding to a burst of N pulses, in which an autoregressive modeling of the clutter signals is carried out and adapted filtering of the delayed received signal and in which one selects for this the extent of the disturbed area by an important clutter echo by determining the disturbed bursts, that is by determining the index i of the first impulse of the first disturbed burst and the number E of these gusts and for each burst, the L distance gates delimiting this zone between the distances dmin and dmax, said method being characterized in that it consists: - in estimating, for each order of a common lattice filter, the

average reflection coefficient Cr from NM samples

complex of the signal received from the M = LE resolution cells of said

disturbed area; delaying said received signal by the time required for calculating said

reflection coefficients; and - filtering said delayed received signal by a filter in

common lattice using these estimated reflection coefficients.

2. Method according to claim 1, characterized in that the estimation of the reflection coefficients is carried out for each order of the trellis filter - using an estimator derived from the correlation coefficient of

two Gaussian variables providing the reflection coefficient Cr

from the signs of the real and imaginary parts of the samples

of entry according to the relations

where sign denotes the sign function and where m, n and k are the indices used to identify respectively the radar resolution cell, the sample in the radar response and the real (value 1) or imaginary (value 2) part of this radar sample; - by performing a phase correction on the reflection coefficient

calculated by reducing to absolute value 1 the absolute values of its parts

real and imaginary when they are greater than 1; and - by performing a module correction of the reflection coefficient, in

dividing the real and imaginary parts of said coefficient of

reflection by the calculated module before module correction.

3. Method according to one of claims 1 or 2, characterized in that the trellis filtering for a given order is made from the input samples on a direct channel and (n-1) and on a delayed channel. (n-1): - delaying samples of the delayed channel by one period

sampling compared to direct channel samples; and - by calculating the output samples of the direct path e t (n) and of

the delayed path f t (n) according to the relations:

and (n) = and (n-1) - Crf t (n-1) z

f t (n) ft (n-1) z - and (n-1)

where z is a delay operator and Cr is the reflection coefficient

estimated for the order of the filter considered.

An adaptive clutter eliminator apparatus embodying the method of any one of claims 1 to 3 for a quadrature two-way pulse Doppler radar having a redistributor (MT) of the received signals which provides its output from the sequences of N samples each corresponding to the signals received from a resolution cell of the disturbed zone, said device being characterized in that it comprises in series P trellis filter cells (FTI, ... FTP) preceded each of a set of memories (MEMI,

MEM2, ... MEMP) ensuring the storage of the input signals during the time required to calculate the corresponding reflection coefficient (Crl,

Cr2, ... CrP) and the delay of a sampling period between the delayed channel and the direct channel of the trellis filter cell, an associated signal count module (MO1, M02, ... MOP). each trellis filter cell, a first common module (M1) for calculating the reflection coefficients and any phase correction from the values provided by said counting modules, a second common module (M2) in series with the first module for performing the module correction on said reflection coefficients and a filter cell control circuit (CF1, CF2, ... CFP) associated with each lattice filter cell for controlling the operation of the memory array, the lattice filter cell, the sign counting module and the first and second common modules from the synchronization and area size information provided by the radar.

5. Device according to claim 4, characterized in that said set of memories (MEMI, MEM2, ... MEMP) associated with a given filter cell comprises memories (100 to 103) for recording the sequences of samples coming from the preceding cell, either directly for the direct channel or via delay circuits (104, 105) for the delayed channel, the sign elements intended for the associated counting module (M01, M02, ... MOP) being taken before storage and the direct and delayed channels of the set of memories (MEMI) of the order cell 1 both receiving the sequences of N samples provided by the redistributor, in that the reading and the writing in said memories (100 to 103) are performed alternately during each sampling period, the memory addresses being supplied cyclically by said associated control circuit (CF1, CF2, ... CFP), and in that each filter cell trellis (FT1, FT2, ... FTP) has input registers (120, 121), controlled by the control circuit (CFI, CF2, ... CFP) associated to take into account the output of the second common module (M2) only when the calculation of the corresponding reflection coefficient is completed, and calculation means (130 to 150) for calculating, from the input samples and (n-1) and ft (nl) channels direct and delayed after passing through the associated set of memories and from the corresponding reflection coefficient Cr, the output samples and (n) and ft (n) according to the relations

e t (n) = e t (n-1) - Crf t (n-1) z

ft (n) = ft (n-1) z - C # and (n-1) where z is a delay operator.

6. Device according to one of claims 4 or 5, characterized in that each of said sign counting modules (M01, M02, ... MOP) comprises four exclusive OR gates (40 to 43), an inverter (44). two multiplexers (MUX1, MUX2) controlled by a clock signal (Clk) at the sampling frequency, two counters (COM3, COM4) controlled by a double clock frequency of the sampling frequency and two registers of output (45, 46) for performing, from the sign bit elements of the input samples of the associated filter cell, calculating the two quantities N1 and N2 such as

where S1, S2, Sr2 and Sr2 are the signal binary elements respectively of the real and imaginary parts of the input samples on the direct and delayed channels of the corresponding filter cell and where

NT = (N-p) M is the total number of samples taken into account for the calculation, where p is the order of the lattice filter cell considered.

7. Device according to claim 6, characterized in that the first common module (M1) for calculating, allowing the calculation of the reflection coefficient Cr corrected in phase according to the general relationship

Cr = N1 + jN2

# 2NM comprises first means (160 to 163) for calculating the values

Ni = N N 1 N i and 2 = N 2 - N, second means (164 to 169, MUX3, MUX4) @ @ = NT - N @ and = N 2 - NT, second means (104 to 109,

N1 N2 to compare the absolute value of said values and to the

72 value 2 NT and replace it with the latter if it is smaller and third means (170, 171) to obtain the real and imaginary parts of the reflection coefficient before module correction by multiplying the values @ / @ and 2 over there

T 2 T by the constant # 2 (N-p) M

@ 2 2 the constants NT = (N-p) M, NT and being provided by a

@ # 2NT read-only memory (PROM2) addressed by the control circuit (CF1, CF2,

CFP) of the corresponding filter cell, and in that the second common module (M2) comprises means (180, 181, 184) for calculating the modulus of the coefficient supplied by said first common module (M1) and means (182). , 183, 185, 186, PROM3) for dividing the real and imaginary parts of the coefficient provided by said first common module by the module thus calculated, so as to output the corrected reflection coefficient Cr.