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EP2614553A1 - Ligne de transmission haute frequence accordable - Google Patents

Ligne de transmission haute frequence accordable

Info

Publication number
EP2614553A1
EP2614553A1 EP11773052.3A EP11773052A EP2614553A1 EP 2614553 A1 EP2614553 A1 EP 2614553A1 EP 11773052 A EP11773052 A EP 11773052A EP 2614553 A1 EP2614553 A1 EP 2614553A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
transmission line
ribbons
lateral
central
ribbon
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP11773052.3A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Philippe Ferrari
Gustavo Pamplona Rehder
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Universite Joseph Fourier Grenoble 1
Original Assignee
Universite Joseph Fourier Grenoble 1
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Universite Joseph Fourier Grenoble 1 filed Critical Universite Joseph Fourier Grenoble 1
Publication of EP2614553A1 publication Critical patent/EP2614553A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/003—Coplanar lines
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/18—Phase-shifters
    • H01P1/184—Strip line phase-shifters
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P3/00—Waveguides; Transmission lines of the waveguide type
    • H01P3/003—Coplanar lines
    • H01P3/006—Conductor backed coplanar waveguides

Definitions

  • radiofrequency refers to the field of millimeter or submillimeter waves, for example in a frequency range of 10 to 500 GHz.
  • Trans lines ⁇ task connects these components, or the component, are an ele ⁇ base in an RF circuit.
  • the quality factor is an essential parameter because it represents the insertion losses of a transmission line for a given phase shift.
  • these lines must provide a determined phase shift and have a characteristic impedance determined for the frequency used.
  • these transmission lines consist of a conductive ribbon having lateral dimensions of 10 to 50 ⁇ m and a thickness of about 1 ⁇ m (0.5 to 5 ⁇ m). depending on the technology used).
  • This conductive ribbon is surrounded by one or more side conductors, upper or lower constituting ground planes for forming with the conductive ribbon a waveguide type structure.
  • the conductive strip and the ground planes are made of metallization levels of elements formed over a semiconductor substrate.
  • FIG. 1 shows a transmission line formed on an insulating substrate 100.
  • This line comprises a central conductor ribbon 102 constituting the transmission line proper, surrounded by lateral coplanar mass ribbons 104, 106.
  • This structure is commonly called a guide coplanar wave and designated by the acronym CPW (according to the terms CoPlanar Waveguide).
  • a type of transmission line particularly per ⁇ forming is described in US Patent No. 6,950,590 of which Figure 4a is reproduced in Figure 2 attached.
  • a lower shield plane 136 is formed on a silicon substrate 128 coated with metal levels separated by an insulator 127. divided into parallel strips of small width, for example of the order of 0.1 to 3 ⁇ m.
  • a central conductive strip 122 constituting the transmission line itself, surrounded by coplanar lateral mass ribbons 124, 126.
  • the dimensions of the various elements are optimized to obtain, at a given frequency, given phase characteristics as well as a given characteristic impedance. It is not possible to modify these characteristics once the line has been completed. For example, it is not possible to make a phase shifter having a given identical phase shift for several different frequencies, or an impedance adapter for adapting various impedances.
  • An object of embodiments of the present invention is to provide a transmission line tunable substantially with control voltages of the order of a few volts.
  • embodiments of the present invention combine the characteristics of ferroelectric layer-controlled CPW lines and S-CPW lines.
  • the present invention provides a coplanar waveguide type transmission line particularly suitable for integration on microelectronic integrated circuits.
  • various parameters of the waveguide are adjustable to optimize the phase shift at a chosen frequency and for a selected characteristic impedance, and to modify the parameters of the line in order to adapt to a different operating frequency or to a different frequency. different characteristic impedance.
  • An embodiment of the present invention provides a high frequency transmission line comprising a conductive ribbon associated with at least one conductive shield plane, wherein at least a portion of the space between the shield plane and the ribbon conductor comprises a ferroelectric material.
  • the line is of the slow wave coplanar waveguide type comprising two lateral ribbons extending on either side of the central ribbon.
  • the ferroelectric material extends under all or part of the central ribbon and lateral ribbons.
  • the line is associated with means for selective polarization (Vbias) of the central ribbon and / or lateral ribbons.
  • Vbias means for selective polarization
  • the lateral strips have their central portions formed with recesses above and are associated with means of MOVE ⁇ lateral electrostatic cements.
  • FIG. 1, previously described, represents a transmission line of the SCW type
  • Figure 2 previously described, is a reproduction of Figure 4a of US Patent 6,950,590;
  • Figures 3A, 3B and 3C are respectively a sectional view, a perspective view and a top view of a transmission line according to an embodiment of the present invention;
  • Fig. 4 is a sectional view of a transmission line according to another embodiment of the present invention.
  • Figs. 5A and 5B are a top view and a sectional view of a transmission line according to an embodiment of the present invention.
  • a substrate for example a semiconductor substrate, for example made of silicon
  • metallization levels are formed separated by an insulating material 2.
  • a shield plane divided into microstrip strips 4 similar to the structure 136 of FIG. 2.
  • a central transmission tape 6 similar to the ribbon 122 and, on either side of this central ribbon , are formed lateral ribbons of mass 8 and 9 similar to the mass ribbons 124 and 126 of Figure 2.
  • a ferroelectric material 10 (the layer of ferroelectric material 10 is not shown in Figures 3B and 3C for simplicity of represen tation ⁇ ).
  • a ferroelectric material generally has a high dielectric constant and said dielectric constant can go to values well above if an electric field is applied ⁇ continuous stick.
  • the dielectric constant changes from 100 to 300 for polarization voltages ranging from 0 to 5 volts. It will be noted that the capacitive component between the central ribbon 6 and the transverse ribbons 8 and 9 is negligible if we look at the lateral faces facing the central ribbon 6 and lateral ribbons 8 and 9.
  • the capacitive component between the central ribbon 6 and the side ribbons 8 and 9 essentially correspond to the capacitance between the central ribbon and the shielding plane 4 in series with the two capacitors (in parallel) between the shielding plane 4 and the lateral ribbons 8 and 9.
  • these three capacities have the same value, Cw, the overall capacity will be equal to 2Cw / 3.
  • this overall capacity may vary in a factor of 1 to 3.
  • an impedance between the bias voltage source and the central ribbon will be provided, preferably an inductance L but possibly also a high value resistor.
  • a phase shift of the order of 5 ° is obtained for a bias voltage of 5 V for a line of 60 ym long at a frequency of 60 GHz.
  • Similar simulations on a CPW line of the type of that of FIG. 1 have shown that only a phase shift of the order of 0.15 ° is obtained.
  • the setting sensitivity of the S-CPW line is at least 30 times higher than that of the CPW line.
  • the ferroelectric layer 10 is represented as occupying the entire gap between the shielding plane and the conductive strips 6, 8 and 9.
  • This embodiment is capable of numerous variants.
  • the ferroelectric layer does not necessarily go down to the lower shield plane and is optionally coated with an interface layer before the deposition of the metal strips 6, 8 and 9.
  • ferroélec ⁇ stick layer 10 An alternative embodiment of the ferroélec ⁇ stick layer 10 is shown in Figure 4.
  • the ferroelectric layer 10 instead of being present in the set of conductive traces is present in portions only in a part of these conductive ribbons. More party ⁇ cularly as shown in the figure, a portion of ferroelectric material 10A is disposed under the strip 6 and the ferroelectric material portions 10B and 10C are formed in the strips 8 and 9.
  • the ferroelectric material is present only under the central ribbon or that under the lateral ribbons. This is likely to simplify the polarization control circuit because it will then be sufficient to apply a bias on the central ribbon or on the lateral ribbons.
  • the change in polarization between the ribbons or 6, 8, 9 and the shielding plane 4 has the main effect of modi ⁇ proud the equivalent capacitance C e q of the transmission line.
  • This causes a modification of the characteristic impedance Z (L ecr / C ecr ) 1/2 of the line, L eCf being the equivalent inductance of the line.
  • C e q could be modified continuously by applying more or less significant differences in potential between the ribbon (s) 6, 8, 9 and the shielding plane 4. However, it may be preferable to act all or nothing by applying potentials such as the equivalent capacity takes one or more of several predetermined values.
  • an embodiment of the present invention provides that the lateral distance between the lateral ground strips and the central ribbon is adjustable, which has the essential effect of modify the equivalent inductance L e q of the line.
  • Figures 5A and 5B are respectively a top view and a sectional view along the plane B-B of Figure 5A.
  • Figures 5A and 5B will be described collectively hereinafter.
  • FIGS. 5A and 5B The structure of FIGS. 5A and 5B is a variant of that described with reference to FIGS. 3A to 3C.
  • An electrical material 10A is disposed only under the central ribbon 6 between this ribbon and the shielding plane 4.
  • a recess 18, 19 is formed under each of the lateral ribbons 8 and 9 so that these tapes can be moved laterally under the effect of a voltage difference between them and external lateral electrodes 21, 22.
  • the lateral ribbons 8 and 9 are connected to studs 23-1, 23-2 and 24-1, 24-2 respectively formed on the insulator 2 by lamellae 25-1. , 25-2 and 26-1, 26-2.
  • the lamellae 25-1, 25-2 and 26-1, 26-2 form a spring and allow movement of the ground strips 8 and 9 when they are attracted by the external electrodes 21, 22.
  • Abutment systems may be provided for limiting the movement of the lateral strips and avoid a short circuit between these strips and the electrodes 21, 22 or the central conduc tor ⁇ 6. These stops may for example be formed of insulating layers deposited on the side faces of the various elements.
  • the invention has been described in the context of a particular example of its application to an S-CPW type structure. However, it will be understood that it applies generally to other types of tape transmission lines whose parameters depend on the distance or distances between this ribbon and various ground planes.
  • the attraction electrodes 21 and 22 and the mass ribbons 8, 9 may be coupled by interdigitated structures.
  • the leaf springs 25-1, 25-2, 26-1, 26-2 may have various configurations, for example meandering shapes.
  • One of the advantages of the structure described here is that it is well compatible with the usual techniques for forming metallization levels generally used for the realization of interconnections above a microelectronic integrated circuit.
  • the recesses 18, 19 in each of the lateral ribbons 8 and 9 can be made by forming on the surface of the structure a sacrificial layer before depositing the metallizations 6, 8 and 9 and removing the sacrificial layer after the metallization Réali ⁇ Sees.
  • the ferroelectric layer has a larger extent and it is covered with a sacrificed layer ⁇ cial before formation of conductors 6, 8, 9.

Landscapes

  • Semiconductor Integrated Circuits (AREA)

Abstract

L'invention concerne une ligne de transmission haute fréquence comprenant un ruban (6) conducteur central associé à au moins un plan de blindage conducteur (4), dans laquelle au moins une partie de l'espace compris entre le plan conducteur et le ruban conducteur comprend un matériau ferroélectrique (10).

Description

LIGNE DE TRANSMISSION HAUTE FREQUENCE ACCORDABLE
Domaine de 1 ' invention
La présente invention concerne une ligne de transmis¬ sion radiofréquence (RF) . On entend ici par radiofréquence le domaine des ondes millimétriques ou submillimétriques, par exemple dans une plage de fréquences de 10 à 500 GHz.
Exposé de 1 ' art antérieur
Le développement continu des circuits intégrés sur silicium ouvre des possibilités de fonctionnement à très haute fréquence dans le domaine des radiofréquences . Les éléments passifs utilisés comprennent des adaptateurs, des atténuateurs, des diviseurs de puissance et des filtres. Les lignes de trans¬ mission reliant ces éléments, ou les constituant, sont un élé¬ ment de base dans un circuit RF. Pour exploiter la technologie sur silicium, on a besoin de lignes de transmission sur puces à haut facteur de qualité. En effet, le facteur de qualité est un paramètre essentiel car il représente les pertes d'insertion d'une ligne de transmission pour un déphasage donné. De plus ces lignes doivent fournir un déphasage déterminé et avoir une impédance caractéristique déterminée pour la fréquence utilisée.
De façon générale, ces lignes de transmission sont constituées d'un ruban conducteur ayant des dimensions latérales de 10 à 50 ym et d'une épaisseur de l'ordre du ym (0,5 à 5 ym selon la technologie utilisée) . Ce ruban conducteur est entouré d'un ou plusieurs conducteurs latéraux, supérieur ou inférieur constituant des plans de masse destinés à constituer avec le ruban conducteur une structure de type guide d'onde. Dans des technologies compatibles avec la réalisation de circuits inté¬ grés électroniques, le ruban conducteur et les plans de masse sont constitués d'éléments de niveaux de métallisation formés au-dessus d'un substrat semiconducteur.
La figure 1 représente une ligne de transmission for- mée sur un substrat isolant 100. Cette ligne comprend un ruban conducteur central 102 constituant la ligne de transmission proprement dite, entouré de rubans latéraux de masse coplanaires 104, 106. Cette structure est couramment appelée guide d'onde coplanaire et désignée par le sigle CPW (d'après les termes anglo-saxons CoPlanar Waveguide) .
Divers documents, dont le brevet US 6 498 549, ont proposé de rendre cette ligne CPW accordable en disposant sous la ligne une couche 108 d'un matériau ferroélectique tel que du BST. Toutefois, cette solution est peu efficace. Ainsi, la figure 12 du brevet US 6 498 549 montre que, à des fréquences de 7 à 9 GHz, et pour des tensions électriques très élevées (supé¬ rieures à 200 V), on n'obtient que des déphasages de quelques dizaines de degrés, alors qu'il serait souhaitable d'obtenir des déphasages notables (par exemple 180° à 60 GHz pour une longueur de ligne d'un millimètre environ) pour des tensions compatibles avec le domaine des circuits intégrés, c'est-à-dire des tensions de 1 à 5 volts. Cette limitation semble être due en particulier au fait qu'il n'est pas possible en pratique de déposer des couches de BST à faibles pertes diélectriques sur une épaisseur supérieure à 1 um (400 nm dans le brevet US 6 498 549) .
Un type de ligne de transmission particulièrement per¬ formant est décrit dans le brevet américain N° 6 950 590 dont la figure 4a est reproduite dans la figure 2 ci-jointe. Sur un substrat de silicium 128 revêtu de niveaux métalliques séparés par un isolant 127, est formé un plan de blindage inférieur 136 divisé en bandes parallèles de petite largeur, par exemple de l'ordre de 0,1 à 3 ym. Dans un niveau de métallisation plus élevé est formé un ruban conducteur central 122 constituant la ligne de transmission proprement dite, entouré de rubans latéraux de masse coplanaires 124, 126.
Des avantages et caractéristiques d'une telle ligne sont décrits en détail dans le brevet américain N° 6 950 590. Comme cela est indiqué dans ce brevet, la structure constitue un guide à onde lente couramment désigné par le sigle S-CPW pour guide d'onde coplanaire à onde lente (Slow wave CoPlanar Waveguide) .
Dans une structure telle que celle de la figure 2, les dimensions des divers éléments sont optimisées pour obtenir, à une fréquence déterminée, des caractéristiques de phase données ainsi qu'une impédance caractéristique donnée. Il n'est pas possible de modifier ces caractéristiques une fois la ligne réalisée. Par exemple, il n'est pas possible de réaliser un déphaseur présentant un déphasage donné identique pour plusieurs fréquences différentes, ou un adaptateur d'impédance permettant d' adapter diverses impédances .
Ainsi, on trouve dans l'art antérieur ou bien des lignes CPW accordables de façon peu sensible ou nécessitant de très fortes tensions de commande, ou bien des lignes S-CPW non accordables .
Résumé
Un objet de modes de réalisation de la présente invention est de prévoir une ligne de transmission accordable de façon sensible avec des tensions de commande de l'ordre de quelques volts .
Pour cela, des modes de réalisation de la présente invention combinent les caractéristiques de lignes CPW à réglage par une couche ferroélectrique et de lignes S-CPW.
Ainsi, la présente invention prévoit une ligne de transmission de type guide d'onde coplanaire particulièrement adaptée à une intégration sur des circuits intégrés microélec- troniques, dans laquelle divers paramètres du guide d'onde sont ajustables pour optimiser le déphasage à une fréquence choisie et pour une impédance caractéristique choisie, et pour modifier les paramètres de la ligne afin de s'adapter à une fréquence de fonctionnement différente ou à une impédance caractéristique différente .
Un mode de réalisation de la présente invention prévoit une ligne de transmission haute fréquence comprenant un ruban conducteur associé à au moins un plan de blindage conduc- teur, dans laquelle au moins une partie de l'espace compris entre le plan de blindage et le ruban conducteur comprend un matériau ferroélectrique .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la ligne est du type à guide d'onde coplanaire à onde lente comprenant deux rubans latéraux s 'étendant de part et d'autre du ruban central .
Selon un mode de réalisation de la présente invention, le matériau ferroélectrique s'étend sous tout ou partie du ruban central et des rubans latéraux.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, la ligne est associée à des moyens de polarisation sélective (Vbias) du ruban central et/ou des rubans latéraux.
Selon un mode de réalisation de la présente invention, les rubans latéraux ont leurs parties centrales formées au- dessus d'évidements et sont associés à des moyens de dépla¬ cements électrostatiques latéraux.
Brève description des dessins
Ces objets, caractéristiques et avantages, ainsi que d'autres seront exposés en détail dans la description suivante de modes de réalisation particuliers faite à titre non-limitatif en relation avec les figures jointes parmi lesquelles :
la figure 1, décrite précédemment, représente une ligne de transmission de type SCW ;
la figure 2, décrite précédemment, est une reproduc- tion de la figure 4a du brevet américain 6 950 590 ; les figures 3A, 3B et 3C sont respectivement une vue en coupe, une vue en perspective et une vue de dessus d'une ligne de transmission selon un mode de réalisation de la présente invention ;
la figure 4 est une vue en coupe d'une ligne de transmission selon un autre mode de réalisation de la présente invention ; et
les figures 5A et 5B sont une vue de dessus et une vue en coupe d'une ligne de transmission selon un mode de réalisa- tion de la présente invention.
On notera que, de façon générale, comme cela est usuel dans la représentation des composants microélectroniques, les éléments des diverses figures ne sont pas tracés à l'échelle. Description détaillée
Comme l'illustrent les figures 3A, 3B et 3C, sur un substrat 1, par exemple un substrat semiconducteur, par exemple en silicium, sont formés des niveaux de métallisation séparés par un matériau isolant 2. Dans un niveau bas de métallisation, est formé un plan de blindage divisé en microbandes 4 analogue à la structure 136 de la figure 2. Au-dessus de ce niveau de métallisation est formé un ruban de transmission central 6 analogue au ruban 122 et, de part et d'autre de ce ruban central, sont formés des rubans latéraux de masse 8 et 9 analogues aux rubans de masse 124 et 126 de la figure 2.
Comme l'illustre la figure 3A, entre les rubans 6, 8,
9 et le plan de blindage 4 est disposé un matériau ferroélectri- que 10 (la couche de matériau ferroélectrique 10 n'a pas été représentée en figures 3B et 3C pour la simplicité de représen¬ tation) . Un matériau ferroélectrique a généralement une constante diélectrique élevée, et cette constante diélectrique peut passer à des valeurs bien supérieures si un champ élec¬ trique continu est appliqué. Par exemple, pour du BST (BaSrTi) d'une épaisseur de 300 nm, la constante diélectrique passe de 100 à 300 pour des tensions de polarisation variant de 0 à 5 volts. On notera que la composante capacitive entre le ruban central 6 et les rubans transverses 8 et 9 est négligeable si on regarde les faces latérales en regard du ruban central 6 et des rubans latéraux 8 et 9. Ainsi, la composante capacitive entre le ruban central 6 et les rubans latéraux 8 et 9 correspond pour l'essentiel à la capacité entre le ruban central et le plan de blindage 4 en série avec les deux capacités (en parallèle) entre le plan de blindage 4 et les rubans latéraux 8 et 9. Si ces trois capacités ont une même valeur, Cw, la capacité d'ensemble sera égale à 2Cw/3. En fonction de la tension de polarisation, cette capacité d'ensemble pourra varier dans un facteur de 1 ' ordre de 1 à 3.
Pour appliquer une tension de polarisation transverse à la couche de matériau ferroélectrique 10, on pourra, comme cela est illustré en figure 3C, appliquer une tension Vbias à chacun des rubans latéraux et au ruban central . Pour éviter que cette connexion de polarisation interfère avec le signal RF appliqué au ruban central, on disposera une impédance entre la source de tension de polarisation et le ruban central, de préfé- rence une inductance L mais éventuellement aussi une résistance de forte valeur.
De plus, dans une structure S-CPW, on peut choisir les paramètres dimensionnels de la ligne pour qu'elle fonctionne de façon satisfaisante avec une épaisseur de BST entre le plan de blindage et les rubans conducteurs ayant une valeur comprise entre 0,3 et 1 um, ce qui correspond à la plage d'épaisseurs dans laquelle on peut en pratique déposer une couche de BST.
Selon des simulations effectuées par les inventeurs sur des structures du type de celle des figures 3A-3C, dans lesquelles l'épaisseur de la couche de BST était de l'ordre de
400 nm, on obtient un déphasage de l'ordre de 5° pour une tension de polarisation de 5 V pour une ligne de 60 ym de longueur à une fréquence de 60 GHz. Des simulations analogues sur une ligne CPW du type de celle de la figure 1 ont montré que l'on n'obtenait alors qu'un déphasage de l'ordre de 0,15°. Ainsi, la sensibilité de réglage de la ligne S-CPW est au moins 30 fois supérieure à celle de la ligne CPW. On peut at¬ tribuer ce résultat, au moins en partie au fait que, dans le cas d'une ligne CPW, les lignes de champ, désignées par les flèches 109 en figure 1, ne passent qu'en petite partie dans le BST, alors que dans le cas d'une ligne S-CPW elles ne passent que dans le BST et se referment dans le plan de blindage conducteur.
En figure 3A, on a représenté la couche ferroélec- trique 10 comme occupant tout l'intervalle entre le plan de blindage et les rubans conducteurs 6, 8 et 9. Cette réalisation est susceptible de nombreuses variantes. Par exemple, la couche ferroélectrique ne descend pas nécessairement jusqu'au plan de blindage inférieur et elle est éventuellement revêtue d'une couche d'interface avant le dépôt des rubans métalliques 6, 8 et 9.
Une variante de réalisation de la couche ferroélec¬ trique 10 est représentée en figure 4. Dans cette variante, la couche ferroélectrique 10, au lieu d'être présente sous l'ensemble des rubans conducteurs, est présente par portions seulement sous une partie de ces rubans conducteurs. Plus parti¬ culièrement, comme le montre la figure, une portion de matériau ferroélectrique 10A est disposée sous le ruban 6 et des portions de matériau ferroélectrique 10B et 10C sont formées sous les rubans 8 et 9.
Selon d'autres variantes de réalisation, on pourra prévoir que le matériau ferroélectrique ne soit présent que sous le ruban central ou que sous les rubans latéraux. Ceci est susceptible de simplifier le circuit de commande de polarisation car il suffira alors d'appliquer une polarisation sur le ruban central ou sur les rubans latéraux.
La variation de polarisation entre le ou les rubans 6, 8, 9 et le plan de blindage 4 aura pour effet principal de modi¬ fier la capacité équivalente Ceq de la ligne de transmission. Ceci entraîne une modification de l'impédance caractéristique Z = (Lecr/Cecr) 1/2 de la ligne, LeCf étant l'inductance équivalente de la ligne. Corrélativement, la vitesse de phase du signal de propagation, νφ = 1/ (Leq. Ceq) 1/2, sera modifiée et il en résulte une modification de la longueur électrique de la ligne, θ = 1(ω/νφ) , où 1 représente la longueur physique de la ligne de transmission et Cû la fréquence angulaire du signal.
On pourrait modifier continûment Ceq en appliquant des différences de potentiel plus ou moins importantes entre le ou les rubans 6, 8, 9 et le plan de blindage 4. Toutefois, on pourra préférer agir par tout ou rien en appliquant des potentiels tels que la capacité équivalente prenne l'une ou l'autre de plusieurs valeurs prédéterminées.
Comme on l'a vu précédemment, la possibilité de modi¬ fier la capacité équivalente Ceq entraîne une possibilité de modification de l'impédance caractéristique de la ligne et de la vitesse de phase d'un signal dans la ligne. Toutefois, ceci ne permet pas de régler indépendamment ces deux paramètres. Pour permettre un réglage indépendant de 1 ' impédance caractéristique et de la vitesse de phase, un mode de réalisation de la présente invention prévoit que la distance latérale entre les rubans de masse latéraux et le ruban central est réglable, ce qui a pour effet essentiel de modifier l'inductance équivalente Leq de la ligne .
Un mode de réalisation d'une structure permettant d'obtenir ce réglage indépendant est illustré en figures 5A et 5B qui sont respectivement une vue de dessus et une vue en coupe selon le plan B-B de la figure 5A. Les figures 5A et 5B seront décrites collectivement ci-après.
La structure des figures 5A et 5B constitue une variante de celle décrite en relation avec les figures 3A à 3C. On retrouve le plan de blindage 4 et la ligne ruban centrale 6 encadrée des rubans de masse 8 et 9. Un matériau électrique 10A est disposé seulement sous le ruban central 6 entre ce ruban et le plan de blindage 4. Un évidement 18, 19 est formé sous chacun des rubans latéraux 8 et 9 pour que ces rubans puissent être déplacés latéralement sous l'effet d'une différence de tension entre eux et des électrodes latérales externes 21, 22. Les rubans latéraux 8 et 9 sont reliés à des plots 23-1, 23-2 et 24-1, 24-2 respectivement formés sur l'isolant 2 par des lamelles 25-1, 25-2 et 26-1, 26-2. Les lamelles 25-1, 25-2 et 26-1, 26-2 forment ressort et permettent un déplacement des rubans de masse 8 et 9 quand ils sont attirés par les électrodes externes 21, 22.
Des systèmes de butée pourront être prévus pour limiter le déplacement des rubans latéraux et éviter un court- circuit entre ces rubans et les électrodes 21, 22 ou le conduc¬ teur central 6. Ces butées pourront par exemple être constituées de couches isolantes déposées sur les faces latérales des divers éléments .
Lors du fonctionnement de la structure des figures 5A et 5B, une fois qu'une polarisation est appliquée, les rubans latéraux 8 et 9 se déplacent par rapport au ruban central . Cela a pour effet principal de modifier 1 ' inductance équivalente Leq de la ligne de transmission. On peut ainsi régler indépendamment Leq et Ceq et donc Z et νφ.
La présente invention est susceptible de nombreuses variantes et modifications qui apparaîtront à l'homme de l'art. Divers moyens pourront être mis en oeuvre pour polariser le ruban central et les rubans latéraux par rapport au plan de blindage, et pour déplacer les rubans latéraux par rapport au ruban central.
L'invention a été décrite dans le cadre d'un exemple particulier de son application à une structure de type S-CPW. Toutefois on comprendra qu'elle s'applique de façon générale à d'autres types de lignes de transmission à ruban dont les paramètres dépendent de la ou des distances entre ce ruban et divers plans de masse.
En ce qui concerne le déplacement latéral, diverses variantes pourront également être utilisées. En particulier, les électrodes d'attraction 21 et 22 et les rubans de masse 8, 9 pourront être couplés par des structures interdigitées . De plus, les lamelles formant ressorts 25-1, 25-2, 26-1, 26-2 pourront avoir diverses configurations, par exemple des formes en méandres .
L'un des avantages de la structure décrite ici est qu'elle est bien compatible avec les techniques usuelles de formation de niveaux de métallisation généralement utilisées pour la réalisation d'interconnexions au dessus d'un circuit intégré microélectronique.
Uniquement à titre d'exemple, et pour fixer les idées, on pourra choisir pour une ligne de transmission destinée à fonctionner à des fréquences voisines de 60 GHz les dimensions suivantes :
largeur des rubans et distance entre les rubans 6, 8, 9 : de l'ordre de 7 à 15 um,
- distance verticale entre les niveaux de métallisation : de 1 ' ordre de 0,5 à 1 ym,
distance entre les rubans de masse 8 et 9 et les électrodes 21 et 22 : de l'ordre de 0,5 à 2 um.
Avec ces valeurs on pourra commander le déplacement électrostatique des divers éléments avec des tensions ayant des valeurs de l'ordre de la dizaine de volt et provoquer des varia¬ tions des valeurs de capacité et d'inductance d'un facteur de l'ordre de 1,5 à 3.
Diverses techniques pourront être mises en oeuvre pour réaliser une ligne de transmission telle que décrite ici. Par exemple, en ce qui concerne la figure 5B, les évidements 18, 19 sous chacun des rubans latéraux 8 et 9 pourront être réalisés en formant sur la surface de la structure une couche sacrificielle avant de déposer les métallisations 6, 8 et 9 et en éliminant cette couche sacrificielle une fois les métallisations réali¬ sées. En outre, en ce qui concerne la structure de la figure 5B, on pourrait prévoir que la couche ferroélectrique ait une plus grande étendue et qu'elle soit recouverte d'une couche sacrifi¬ cielle avant formation des conducteurs 6, 8, 9.

Claims

REVENDICATIONS
1. Ligne de transmission haute fréquence comprenant un ruban (6) conducteur central associé à au moins un plan de blindage conducteur (4) , dans laquelle au moins une partie de l'espace compris entre le plan de blindage conducteur et le ruban conducteur comprend un matériau ferroélectrique (10) .
2. Ligne de transmission selon la revendication 1 du type à guide d'onde coplanaire à onde lente comprenant deux rubans latéraux (8, 9) s 'étendant de part et d'autre du ruban central .
3. Ligne de transmission selon la revendication 2, dans laquelle le matériau ferroélectrique est du BST.
4. Ligne de transmission selon la revendication 3, dans laquelle le matériau ferroélectrique a une épaisseur de 0,4 à 1 p.
5. Ligne de transmission selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, dans laquelle le matériau ferroélectrique s ' étend sous tout ou partie du ruban central et des rubans latéraux .
6. Ligne de transmission selon l'une quelconque des revendications 2 à 5, associée à des moyens de polarisation sélective (Vbias) du ruban central et/ou des rubans latéraux.
7. Ligne de transmission selon l'une quelconque des revendications 2 à 6, dans laquelle les rubans latéraux ont leurs parties centrales formées au-dessus d'évidements et sont associés à des moyens de déplacements électrostatiques latéraux.
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