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EP1566717A1 - Dispositif de génération d'une tension électrique de référence de précision améliorée et circuit intégré électronique correspondant - Google Patents

Dispositif de génération d'une tension électrique de référence de précision améliorée et circuit intégré électronique correspondant Download PDF

Info

Publication number
EP1566717A1
EP1566717A1 EP05101272A EP05101272A EP1566717A1 EP 1566717 A1 EP1566717 A1 EP 1566717A1 EP 05101272 A EP05101272 A EP 05101272A EP 05101272 A EP05101272 A EP 05101272A EP 1566717 A1 EP1566717 A1 EP 1566717A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
branch
resistor
temperature
value
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP05101272A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP1566717B1 (fr
Inventor
Joel Chatal
Abdellatif Bendraoui
Mikael Tual
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Microchip Technology Nantes SAS
Original Assignee
Atmel Nantes SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Atmel Nantes SA filed Critical Atmel Nantes SA
Publication of EP1566717A1 publication Critical patent/EP1566717A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP1566717B1 publication Critical patent/EP1566717B1/fr
Not-in-force legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/267—Current mirrors using both bipolar and field-effect technology
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Definitions

  • the field of the invention is that of circuit design electronic and microelectronics. More specifically, the invention relates to field of electrical reference voltage generation, used in all applications that need to be able to have a controlled voltage with very small variations as a function of temperature, variations supply voltage, or variations in the technological parameters of the realization of the different components.
  • the positive temperature coefficient of the source of PTAT current is usually obtained from a voltage difference between two diodes, or between two base-emitter junctions of bipolar transistors, polarized live, and the negative temperature coefficient of the source of CPTAT current is obtained from the voltage across a diode or the base-emitter junction of a live-polarized bipolar transistor.
  • a second operational amplifier 15 is used in follower assembly, and is connected to the smallest bipolar transistor Q1: it is used to generate a current inversely proportional to temperature (CPTAT), whose value may be adjusted by playing on resistance R2.
  • CPTAT current inversely proportional to temperature
  • FIG. Figure 2 which will not be described here in more detail, presents an example embodiment of the device shown schematically in FIG. Figures 1 and 2, the same functional elements are designated by the same numerical references.
  • the power source (which includes an active start circuit at the start energized, and provides the bias current of both amplifiers 14 and 15) which was not shown in FIG. 1, is illustrated in FIG. Figure 2 under the reference numeral 12.
  • a disadvantage of these components is that their value may vary more approximately 20%, depending on the parameters of the technology in which they are realized (typically, depending on the wafer (or slice) of silicon on which they are realized). These components therefore have absolute precision mediocre, which has the effect of inducing a dispersion of the reference voltage output, depending on the temperature and the parameters technological changes ("process" variations).
  • the object of the invention is in particular to overcome these drawbacks of the art prior.
  • an object of the invention is to provide a technique of generating a reference voltage that has increased accuracy compared to the reference voltages generated according to the techniques of the art prior.
  • the object of the invention is to improve the accuracy of the reference voltage generated with respect to temperature variations and / or technological parameters for the manufacture of components (particularly in part of the use of polysilicon resistors).
  • the invention aims to provide a technique of generation of a reference electrical voltage which makes it possible to reduce the dispersion of the output voltage of a "bandgap" type device.
  • Another object of the invention is to propose such a technique which is simple and inexpensive to implement, and which does not require the setting of specific components.
  • the invention aims to provide such a technique that limits the adjustment of the value of the components, after their assembly, when their operating conditions change.
  • Another object of the invention is to propose such a technique which does not significantly increase the complexity of the generation devices reference voltage, compared to the prior art.
  • the invention also aims to provide such a technique that is well adapted to devices for generating reference electrical voltages low voltage operating by summing currents.
  • such a device for generating an electrical voltage of reference includes means of reducing dependence on the value of said first resistance of the current flowing in said first branch, said reduction means comprising at least a second resistance of non-adjustable value.
  • the invention is based on an entirely new and inventive approach of the generation of a reference voltage, independent of the temperature and variations in manufacturing processes of the components constituting such a device.
  • the invention proposes a technique for generating a voltage of reference that has improved accuracy compared to the techniques of art previous, thanks to a reduction of the sensitivity to the values of the resistances used.
  • This technique is based on a "bandgap" type device based on operational amplifiers.
  • This type of bandgap makes it possible in particular to supply an output voltage adjustable and between 0 V and the supply voltage. It can also operate at voltages below 1V.
  • the invention thus makes it possible to eliminate a step of adjusting the components, which was according to the prior art necessary as soon as a variation of the resistivity occurred.
  • said reduction means act in such a way as to increase, respectively reduce, the current flowing in said first branches when the resistivity of said first resistance is greater, respectively less than a reference value.
  • said second resistor is placed on said second branch, on a link established between said first and second sources current.
  • This second resistor is thus placed in series with the transistor bipolar of the second limb.
  • the second resistor can in particular be connected in series between the second current source and a power supply of the generation device voltage.
  • said second resistance is chosen so as to what the ratio of said currents proportional and inversely proportional to the temperature remains within a predetermined range of values when the value of said first resistance varies.
  • the first and second resistors may be polysilicon resistors made on the same wafer.
  • Such a generation device comprises means for reducing the dependence on the value of said first resistance of the current flowing in said first branch, said reduction means comprising at least one second non-adjustable resistance.
  • the control point P corresponds to an initial value of the resistance R1, and the new regulation point P 'corresponds to a decrease of 20% of the value of R1 with respect to point P.
  • I M 1 I M2 V gs M1 - V T V gs M 2 - V T and where V gs M 1 and V gs M 2 respectively denote the voltage between the gate and the source of transistors M1 and M2, and where V T is the threshold voltage of these transistors.
  • resistance R4 has a value of adjustable. Here, it is the process variations that slightly modify the value of this resistance. No intervention to adjust (“trimmer”) the value of R4 is not necessary.
  • the invention thus proposes a technique for generating a voltage of reference with improved accuracy compared to the techniques of the art previous, thanks to a reduction of the sensitivity to the values of the resistances, and not requiring the readjustment of the value of the components in case of variations temperature, diet, ...
  • the abscissa of the curves of FIG. 8 represents the resistivity of the polysilicon with respect to the nominal resistivity (thus, an abscissa of 1.2 corresponds for example to a 20% increase in the resistivity), and the ordinate VREF corresponds to the output voltage of the "bandgap", expressed in Volts.
  • the reference voltage VREF delivered in the output of the "bandgap" device of the invention hardly depends on the process variations: indeed, when the resistivity of the components of the device evolves, the VREF voltage remains almost constant (referenced curve 82). According to the prior art however (curve referenced 81), the voltage VREF decreased sharply as the resistivity of the components increased.
  • Figure 9 shows the evolution of the reference voltage VREF as a function of temperature, for each of these two cases (with (curve referenced 91) or without (curve referenced 92) additional resistance R4), for a resistivity of the polysilicon components equal to 1.2 times their resistivity nominal.
  • the stability, as a function of temperature, of the voltage VREF generated at the output of the device "bandgap" is better in the where, in accordance with the invention, a resistance R4 has been added in series in the branch 32 of the current mirror of the generator PTAT 10.
  • Figure 10 shows a histogram of different voltage measurements VREF bandgap reference numbers obtained from 7 different wafers. More precisely, this histogram corresponds to measurements of the output voltage of the "bandgap", for a solution where an R4 resistance has been added. These measures were made at 25 ° C.
  • the abscissa of the histogram corresponds to the different values of voltage VREF measured (in volts), and the ordinate of each bar of the histogram represents the frequency (i.e. the number of pieces) for each value of the voltage VREF on the abscissa (no unit of measurement is therefore associated with the values obtained on the ordinate).
  • the means of reduction of the dependence on the value of the resistance R1 of the circulating current in the first branch 31 of the PTAT current generator consist of a resistance R4 placed in series in this branch.
  • These means could also consist of one or more resistors additional, external to the current generator circuit PTAT 10.

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Abstract

L'invention concerne un dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprenant un premier et un second générateurs de courant délivrant respectivement un courant proportionnel et un courant inversement proportionnel à la température, et des moyens de sommation desdits courants, de façon à obtenir une tension indépendante de ladite température, ledit premier générateur de courant comprenant au moins un amplificateur opérationnel (14) et deux branches en parallèle, une première branche (31) comprenant une première source de courant et un premier transistor bipolaire, et une seconde branche (32) comprenant une seconde source de courant, une première résistance (R1) et un second transistor bipolaire. Selon l'invention, un tel dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprend des moyens de réduction de la dépendance à la valeur de ladite première résistance (R1) du courant circulant dans ladite première branche (31), lesdits moyens de réduction comprenant au moins une deuxième résistance de valeur non réglable (R4). <IMAGE>

Description

1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui de la conception de circuits électroniques et micro-électroniques. Plus précisément, l'invention concerne le domaine de la génération de tensions électriques de référence, utilisées dans toutes les applications qui nécessitent de pouvoir disposer d'une tension contrôlée présentant de très faibles variations en fonction de la température, des variations de la tension d'alimentation, ou des variations des paramètres technologiques de réalisation des différents composants.
De telles tensions électriques de référence sont particulièrement nécessaires dans les équipements portables alimentés par batteries (radiotéléphones, ordinateurs portables, etc.), ainsi que dans les systèmes utilisant des circuits électroniques complexes de hautes performances, et plus généralement dans les circuits intégrés à base de microcontrôleurs.
2. Solutions de l'art antérieur
Afin de pouvoir générer une tension de référence qui dépende aussi peu que possible des variations de la température, on utilise généralement deux sources de courant présentant des dépendances opposées à la température :
  • une première source de courant, appelée PTAT (en anglais "Proportional To Absolute Temperature", en français "proportionnel à la température absolue"), dépend positivement des variations de la température :
  • une seconde source de courant, appelée CPTAT (en anglais "Conversely Proportional To Absolute Temperature", en français "inversement proportionnel à la température absolue"), dépend négativement des variations de la température.
Une telle source de tension de référence basée sur des courants PTAT/CPTAT est aussi décrite dans un article de la revue IEEE Journal of Solid-State Circuits, publié en mai 1999, intitulé "A CMOS Bandgap Reference Circuit with Sub-1-V Operation" (en français "Une source de tension de référence CMOS fonctionnant à une tension inférieure à 1V"), par Hiromeri Bomba et al.
Plus précisément, le coefficient de température positif de la source de courant PTAT est généralement obtenu à partir d'une différence de tension entre deux diodes, ou entre deux jonctions base-émetteur de transistors bipolaires, polarisées en direct, et le coefficient de température négatif de la source de courant CPTAT est quant à lui obtenu à partir de la tension aux bornes d'une diode ou de la jonction base-émetteur d'un transistor bipolaire polarisée en direct.
Pour rendre la tension de référence générée indépendante des variations de la tension d'alimentation, on procède classiquement par cascodage ou par régulation.
On pourra se référer à la demande de brevet français n° FR 2842317 intitulée "Source de tension de référence, capteur de température, détecteur de seuil de température, puce et système correspondant" au nom du même Déposant que la présente demande de brevet pour une description plus détaillée d'un exemple de dispositif de génération de tension de référence de l'art antérieur.
La figure 1 présente, selon l'art antérieur, un exemple de dispositif de génération d'une tension de référence, de type "bandgap", capable de fonctionner à une tension d'alimentation faible, avec un faible courant de repos. Un tel dispositif comprend :
  • une source de courant de type PTAT 10 comprenant deux transistors bipolaires Q2 et Q1, dont le rapport des surfaces d'émetteur vaut S2/S1;
  • une source de courant de type CPTAT 11 ;
  • une source de courant de polarisation 12, non illustrée sur la figure 1;
  • une résistance de sommation des courants Rs 13.
Un premier amplificateur opérationnel 14 permet de polariser les composants bipolaires du circuit, et de générer un courant proportionnel a la température (PTAT), dont la valeur peut être ajustée en jouant sur la valeur de la résistance R1.
Un deuxième amplificateur opérationnel 15 est utilisé en montage suiveur, et est connecté au plus petit transistor bipolaire Q1 : il est utilisé pour générer un courant inversement proportionnel a la température (CPTAT), dont la valeur peut être ajustée en jouant sur la résistance R2.
Ces deux courants respectivement proportionnel (PTAT) et inversement proportionnel (CPTAT) a la température sont additionnés dans une troisième résistance Rs 13, pour générer une tension ajustable, que l'on peut rendre indépendante de la température par réglage des courants PTAT et CPTAT.
Un tel circuit comprend également une source de courant non représentée sur la figure 1, qui comprend un circuit de démarrage actif à la mise sous tension, et fournit le courant de polarisation des deux amplificateurs opérationnels 14 et 15.
Le dispositif de la figure 1 délivre une tension de référence VREF, dont l'expression est donnée par VREF = Rs(I1 +I2).
On a, pour chacun des transistors bipolaires Q1 et Q2, une tension base-émetteur V BE = kT / q ln I E / I S (soit pour Q1, V BE1 = kT / q ln I E1 / I S1 et pour Q2, V BE2 = kT / q ln I E2 / I S2), où IE et IS désignent respectivement les courants d'émetteur et de saturation des transistors Q1 et Q2, et où T est la température absolue.
Quand les tensions aux points A et B d'entrée dans l'amplificateur opérationnel 14 sont identiques, soit v(A)=v(B), on peut exprimer ΔV BE = V BE1 - VBE2 sous la forme suivante : ΔV BE = kT / q ln I S2 / I S1, où les courants IS2 et IS1 sont proportionnels à la taille des émetteurs des transistors bipolaires Q2 et Q1.
On en déduit alors les expressions suivantes : I1 = DV BE R 1 = kT qR 1 ln S 2 S 1 , qui est proportionnel à la température absolue T, avec k et q constants, et où S2/S1 désigne le rapport des surfaces des émetteurs des deux transistors bipolaires Q2 et Q1,
et I2 = V BE1 / R 2, qui est inversement proportionnel à la température T.
La tension de référence VREF s'exprime alors : VREF = Rs( kT / qR 1 ln S 2 / S 1 + V BE1 / R 2) = kTRs / qR 1 ln S 2 / S 1 + RsV BE1 / R 2. Le premier terme kTRs / qR 1 ln S 2 / S 1 de cette équation est proportionnel à la température absolue T, et le second terme RsV BE1 / R 2 est inversement proportionnel à T. Ainsi, si l'on parvient à égaler, en valeur absolue, les coefficients de température de chacun des ces deux termes, la tension VREF délivrée en sortie du dispositif de la figure 1 peut être, théoriquement, rendue indépendante des variations de la température T.
La figure 2, qui ne sera pas décrite ici plus en détail, présente un exemple de réalisation du dispositif représenté schématiquement sur la figure 1. Sur les figures 1 et 2, les mêmes éléments fonctionnels sont désignés par les mêmes références numériques.
La source de courant (qui comprend un circuit de démarrage actif à la mise sous tension, et fournit le courant de polarisation des deux amplificateurs opérationnels 14 et 15) qui n'était pas représentée sur la figure 1, est illustrée en figure 2 sous la référence numérique 12.
Il a également été proposé d'ajouter aux dispositifs de génération de tensions de référence existants une résistance supplémentaire réglable, en série avec le générateur PTAT, permettant d'ajuster la valeur du courant proportionnel à la température délivrée par le générateur. On parle alors de « trimming ».
3. Inconvénients de l'art antérieur
Des dispositifs de génération de tensions de référence de l'art antérieur, tels que ceux illustrés en figures 1 et 2 par exemple, comprennent des composants intégrés, tels que des résistances en polysilicium.
Un inconvénient de ces composants est que leur valeur peut varier de plus ou moins 20% environ, en fonction des paramètres de la technologie dans laquelle ils sont réalises (typiquement, en fonction du wafer (ou tranche) de silicium sur lequel ils sont réalisés). Ces composants présentent donc une précision absolue médiocre, ce qui a pour effet d'induire une dispersion de la tension de référence délivrée en sortie, tant en fonction de la température que des paramètres technologiques (variations de "process").
Un inconvénient des techniques de génération de tensions de référence de type "Bandgap" de l'art antérieur est donc l'imprécision de la tension générée, en fonction des variations de la température et des paramètres technologiques.
L'ajout d'une résistance supplémentaire réglable en série avec le générateur PTAT (résistance de « trimming ») permet d'ajuster la valeur du courant proportionnel à la température délivrée par le générateur, mais nécessite un réglage de la résistance dès que des variations de process surviennent.
Il est donc nécessaire d'intervenir sur chaque dispositif pour ajuster la valeur de la résistance de « trimming » en fonction des variations du process, ce qui est particulièrement fastidieux.
4. Objectifs de l'invention
L'invention a notamment pour objectif de pallier ces inconvénients de l'art antérieur.
Plus précisément, un objectif de l'invention est de fournir une technique de génération d'une tension électrique de référence qui présente une précision accrue par rapport aux tensions de référence générées selon les techniques de l'art antérieur. Notamment, l'invention a pour objectif d'améliorer la précision de la tension de référence générée vis-à-vis des variations de la température et/ou des paramètres technologiques de fabrication des composants (notamment dans le cadre de l'utilisation de composants du type résistances en polysilicium).
En d'autres termes, l'invention a pour objectif de fournir une technique de génération d'une tension électrique de référence qui permette de réduire la dispersion de la tension de sortie d'un dispositif de type "bandgap".
Un autre objectif de l'invention est de proposer une telle technique qui soit simple et peu coûteuse à mettre en oeuvre, et qui ne nécessite pas le réglage de composants spécifiques.
Notamment, l'invention a pour objectif de fournir une telle technique qui limite les interventions d'ajustement de la valeur des composants, après leur assemblage, lorsque leurs conditions de fonctionnement évoluent.
L'invention a encore pour objectif de proposer une telle technique qui n'accroisse pas de manière sensible la complexité des dispositifs de génération de tension de référence, par rapport à l'art antérieur.
L'invention a également pour objectif de fournir une telle technique qui soit bien adaptée aux dispositifs de génération de tensions électriques de référence à faible tension fonctionnant par sommation de courants.
5. Caractéristiques essentielles de l'invention
Ces objectifs, ainsi que d'autres qui apparaítront par la suite, sont atteints à l'aide d'un dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprenant un premier et un second générateurs de courant délivrant respectivement un courant proportionnel et un courant inversement proportionnel à la température, et des moyens de sommation desdits courants, de façon à obtenir une tension indépendante de ladite température, ledit premier générateur de courant comprenant au moins un amplificateur opérationnel et deux branches en parallèle, une première branche comprenant une première source de courant, contrôlée par l'amplificateur opérationnel, et un premier transistor bipolaire, et une seconde branche comprenant une seconde source de courant, contrôlée par l'amplificateur opérationnel, une première résistance et un second transistor bipolaire.
Selon l'invention, un tel dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprend des moyens de réduction de la dépendance à la valeur de ladite première résistance du courant circulant dans ladite première branche, lesdits moyens de réduction comprenant au moins une deuxième résistance de valeur non réglable.
Ainsi, l'invention repose sur une approche tout à fait nouvelle et inventive de la génération d'une tension de référence, indépendante de la température et des variations de procédés de fabrication des composants constituant un tel dispositif. En effet, l'invention propose une technique de génération d'une tension de référence qui présente une précision améliorée par rapport aux techniques de l'art antérieur, grâce à une réduction de la sensibilité aux valeurs des résistances utilisées.
Cette technique repose sur un dispositif de type « bandgap » à base d'amplificateurs opérationnels.
Ce type de bandgap permet notamment de fournir une tension de sortie ajustable et comprise entre 0 V et la tension d'alimentation. Il peut également fonctionner à des tensions inférieures à 1V.
L'introduction nouvelle de moyens de réduction de la dépendance à la valeur des résistances permet de s'affranchir de la forte dispersion de la tension de référence générée en sortie, induite par les variations de plus ou moins 20% des valeurs des résistances (en polysilicium par exemple) en fonction des paramètres technologiques de leur fabrication.
Si cette deuxième résistance est réalisée selon le même procédé technologique que la première résistance, l'évolution de sa valeur sera ainsi similaire à celle de la première résistance, ce qui permet une compensation fine de la dépendance à la valeur de la première résistance du courant circulant dans la première branche.
L'utilisation d'une telle résistance de valeur non réglable permet notamment de s'affranchir des problèmes d'ajustement des composants, puisque la valeur de la résistance est réglée dès son intégration dans le dispositif de génération de tension de référence.
L'invention permet ainsi la suppression d'une étape de réglage des composants, qui était selon l'art antérieur nécessaire dès qu'une variation de la résistivité survenait.
Avantageusement, lesdits moyens de réduction agissent de façon à augmenter, respectivement réduire, le courant circulant dans ladite première branche lorsque la résistivité de ladite première résistance est supérieure, respectivement inférieure, à une valeur de référence.
On maintient ainsi un équilibre relatif entre les courants générés par chacun des premier et deuxième générateurs de courant du dispositif, lorsque les paramètres technologiques évoluent, ce qui permet de réduire la dispersion de la tension de référencé générée en sortie.
De façon avantageuse, ladite deuxième résistance est placée sur ladite seconde branche, sur une liaison établie entre lesdites première et seconde sources de courant.
Cette deuxième résistance est ainsi placée en série avec le transistor bipolaire de la seconde branche.
La deuxième résistance peut notamment être montée en série entre la seconde source de courant et une alimentation du dispositif de génération de tension.
De manière préférentielle, ladite deuxième résistance est choisie de façon à ce que le rapport desdits courants proportionnel et inversement proportionnel à la température reste compris dans un intervalle de valeurs prédéterminé lorsque la valeur de ladite première résistance varie.
Cet intervalle de valeurs est aussi étroit que possible, de façon à assurer que le rapport des courants générés par chacun des premier et deuxième générateurs soit aussi constant que possible, en fonction de l'évolution des paramètres technologiques.
Avantageusement, les première et seconde résistances sont réalisées selon une même technologie, de façon à présenter un même comportement en fonction des variations de conditions de fonctionnement dudit dispositif.
Notamment, les première et seconde résistances peuvent être des résistances en polysilicium réalisées sur un même wafer.
L'invention concerne aussi un circuit intégré électronique comprenant un dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprenant un premier et un second générateurs de courant délivrant respectivement un courant proportionnel et un courant inversement proportionnel à la température, et des moyens de sommation desdits courants, de façon à obtenir une tension indépendante de ladite température. Le premier générateur de courant comprend au moins un amplificateur opérationnel et deux branches en parallèle, à savoir une première branche comprenant une première source de courant, contrôlée par l'amplificateur opérationnel, et un premier transistor bipolaire, et une seconde branche comprenant une seconde source de courant, contrôlée par l'amplificateur opérationnel, une première résistance et un second transistor bipolaire.
Un tel dispositif de génération comprend des moyens de réduction de la dépendance à la valeur de ladite première résistance du courant circulant dans ladite première branche, lesdits moyens de réduction comprenant au moins une deuxième résistance de valeur non réglable.
6. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaítront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation préférentiel, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
  • la figure 1, déjà commentée précédemment en relation avec l'art antérieur, présente un synoptique d'un dispositif de génération d'une tension de référence de type "bandgap" ;
  • la figure 2, également commentée ci-dessus en relation avec l'art antérieur, illustre un exemple de réalisation du dispositif de la figure 1 ;
  • la figure 3 illustre les transistors bipolaires et les miroirs de courant utilisés pour générer un courant PTAT dans le dispositif de la figure 2 ;
  • la figure 4 présente les courbes des tensions d'entrée de l'amplificateur opérationnel 14 de la figure 2 en fonction du courant I1 ;
  • la figure 5 illustre le déplacement de la courbe de tension d'entrée V(IN-M) de la figure 4, sous l'effet du changement de résistivité des composants du dispositif de la figure 2 ;
  • la figure 6 présente le schéma général d'un dispositif de génération de tension de référence "bandgap" selon l'invention, dans lequel une résistance R4 supplémentaire a été ajoutée dans le générateur PTAT pour compenser les variations de résistivité des composants ;
  • la figure 7 décrit plus en détail le générateur PTAT du dispositif de la figure 6 ;
  • la figure 8 présente les courbes représentatives de la tension de référence générée en sortie d'un dispositif "bandgap" de l'art antérieur et d'un dispositif "bandgap" de l'invention, en fonction de la résistivité nominale des composants résistifs utilisés dans de tels dispositifs ;
  • la figure 9 présente les courbes représentatives de la tension de référence générée en sortie d'un dispositif "bandgap" de l'art antérieur et d'un dispositif "bandgap" de l'invention, en fonction de la température ;
  • la figure 10 présente un histogramme de mesures de tensions de référence VREF en sortie d'un dispositif conforme à l'invention, réalisées à partir de 7 wafers (ou tranches de silicium) distincts.
7. Description d'un mode de réalisation de l'invention
Le principe général de l'invention repose sur l'introduction de moyens permettant de réduire la dépendance à la valeur des résistances du courant de type PTAT dans un dispositif de génération de tension de référence par sommation de courants.
On présente, en relation avec les figures 3 à 5, le problème de l'art antérieur que l'invention permet de résoudre.
Pour ce faire, la figure 3 illustre en détail le générateur de courant de type PTAT référencé 10 sur les figures 1 et 2. Un tel générateur 10 comprend deux branches en parallèle 31 et 32 :
  • la première branche 31 comprend un premier transistor bipolaire Q1 de type pnp et une source de courant formée par le transistor pmos M1 monté en miroir de courant ;
  • la deuxième branche 32 comprend un deuxième transistor bipolaire Q2 de type pnp, une source de courant formée par le transistor pmos M2 monté en miroir de courant et une première résistance R1.
Un transistor supplémentaire pmos M0 et une source de courant 10 ont été ajoutés pour alimenter en courant les transistors bipolaires Q1 et Q2.
Les tensions aux points in_p et in_m, notées V(in_p) et V(in_m), représentent les deux tensions d'entrée aux points A et B de l'amplificateur opérationnel 14 des figures 1 et 2, en fonction du courant (identique) injecté sur ces points A et B. Comme illustré sur la figure 4, qui représente l'évolution de ces deux tensions V(in_p) et V(in_m) en fonction du courant I1 dans les branches 31 et 32, on a V(in_p) = V(in_m) au point de régulation P ("regulating point"). On notera que, sur la figure 4, l'abscisse des deux courbes correspond au courant (identique) injecté au niveau des points A et B (exprimé en dizaines de microampères µA, soit 1.e-5A). L'ordonnée de ces courbes correspond quant à elle à la tension, exprimée en Volts V, aux points A et B.
Lorsque la valeur de la résistance R1 décroít (en raison des variations des paramètres technologiques de sa fabrication, encore appelées "variations process"), le courant I1 = ΔV BE / R 1 dans la deuxième branche 32 croít, conformément à l'équation : I1 = ΔV BE / R 1 = kT / qR 1 ln S 2 / S 1, selon une variation linéaire.
Le point de régulation P du dispositif de génération de type "bandgap" (c'est-à-dire le point où V(in_p) = V(in_m)), se déplace alors du point P vers le point P', sous l'effet du déplacement de la courbe représentative de la tension V(in_m), comme illustré par la figure 5. A nouveau, l'abscisse des deux courbes correspond au courant (identique) injecté au niveau des points A et B (exprimé en dizaines de microampères µA, soit 1.e-5A). L'ordonnée de ces courbes correspond quant à elle à la tension, exprimée en Volts V, aux points A et B.
Le point de régulation P correspond à une valeur initiale de la résistance R1, et le nouveau point de régulation P' correspond à une diminution de 20% de la valeur de R1 par rapport au point P.
Parallèlement, le courant qui traverse la résistance R2 du générateur de courant CPTAT 11 des figures 1 et 2 augmente, car la tension VBE1 qui est la tension base-émetteur du transistor bipolaire Q1 augmente également. On a en effet :
Figure 00110001
où IS1 est une constante et où VR2 désigne la tension aux bornes de la résistance R2 ;
et I 2 = V R2 / R2 = V BE1 / R2.
En conséquence, lorsque la valeur de la résistance R1 diminue en fonction de variations de process (typiquement dans une proportion d'environ 20%), les courants I1 et I2 augmentent tous les deux, conformément au déplacement du point de régulation P illustré par la figure 5, et la tension délivrée en sortie du dispositif de génération de tension de référence (de type "bandgap") augmente donc alors selon l'équation : VREF = Rs(I1 + I2).
Cependant, comme indiqué ci-dessus, le courant I1 augmente linéairement avec R1 selon une loi en K/R1, où K est une constante (car I1 = kT / qR 1 ln S 2 / S 1), alors que le courant 12 augmente, d'une part, linéairement avec R2 selon une loi en K'/R2, où K' est une constante, et d'autre part, de manière logarithmique selon une loi en ln(1/R1).
Dans l'expression VREF = kTRs / qR 1 ln S 2 / S 1 + RsV BE1 / R 2, le premier terme de l'équation, en Rs/R1, reste donc constant lorsque la résistivité des composants en polysilicium varie, alors que le second terme varie en fonction de la valeur absolue de la résistivité p de ces composants.
L'effet global qui en résulte est donc double:
  • d'une part, on constate une augmentation de la dispersion de la tension de sortie VREF ;
  • d'autre part, le coefficient de température de la tension VREF se dérègle, car le courant 12 (qui dépend négativement de la température, de type CPTAT) augmente plus vite que le courant I1 (qui dépend positivement de la température, de type PTAT).
C'est pour pallier à ces problèmes que les inventeurs de la présente demande de brevet proposent un nouveau type de dispositif de génération de tension de référence, dont un mode de réalisation particulier est illustré en figure 6.
Le montage de la figure 6 correspond au montage des figures 1 et 2, dans lesquels on a ajouté un transistor supplémentaire R4 en série dans la deuxième branche de courant 32 du miroir de courant du générateur de courant PTAT 10. Une telle résistance supplémentaire R4, de valeur non réglable, a pour objectif de réduire la sensibilité de la tension de sortie VREF aux variations des valeurs des composants résistifs du dispositif.
Plus précisément, l'effet de la résistance R4 peut être illustré à partir du schéma de la figure 7. On désigne par IM1 le courant qui circule dans la première branche 31 du générateur PTAT, et par IM2 le courant qui circule dans la deuxième branche 32 du générateur PTAT.
La relation entre les valeurs des courants IM1 et IM2 peut être exprimée sous la forme : I M1 I M2 = V gs M1 - VT V gs M2 - V T et
Figure 00130001
où V gs M1 et V gs M2 désignent respectivement la tension entre la grille et la source des transistors M1 et M2, et où VT est la tension de seuil de ces transistors.
Lorsque la valeur de R1 diminue, le courant IM2 au travers du transistor M2 augmente comme décrit précédemment en relation avec la figure 3. Dans le même temps, la valeur de la résistance R4 diminue également, car les résistances R1 et R4 sont réalisées selon la même technologie : par exemple, R1 et R4 sont deux résistances en polysilicium réalisées sur le même wafer.
Il convient de préciser que la résistance R4 présente une valeur non ajustable. Ici, ce sont les variations de process qui modifient légèrement la valeur de cette résistance. Aucune intervention pour ajuster (« trimmer ») la valeur de R4 n'est nécessaire.
Lorsque R4 diminue,
Figure 00130002
diminue donc également, et le rapport IM1/IM2 décroít donc aussi.
En résumé, on obtient donc deux effets opposés :
  • d'une part, la valeur du courant IM2 croít, en raison de la diminution de R1 ;
  • d'autre part, le rapport IM1/IM2 diminue, en raison de la diminution de la valeur de R4.
En ajustant le rapport R4/R1, il est donc possible de maintenir le courant IM1 quasiment constant lorsque la résistivité des composants change, en fonction des variations des paramètres technologiques. La tension VBE1 demeure alors constante et le courant CPTAT I2 = V BE1 / R 2 ne dépend plus que de R2.
L'invention propose ainsi une technique de génération d'une tension de référence présentant une précision améliorée par rapport aux techniques de l'art antérieur, grâce à une réduction de la sensibilité aux valeurs des résistances, et ne nécessitant pas le réajustement de la valeur des composants en cas de variations de la température, de l'alimentation, ...
Pour reprendre les notations utilisées précédemment en relation avec la figure 3, le courant I1=IM2 change en fonction de la résistivité des composants en suivant une loi linéaire en K/R (où R est une valeur de résistance et K est une constante) et le courant 12 change également en fonction de la résistivité des composants en suivant une loi quasi-linéaire. Ainsi, la tension de référence délivrée en sortie du dispositif VREF = Rs(I1 + I2) peut présenter un coefficient de température plus précis, car la dispersion du rapport I1/I2 est réduite.
Ceci est illustré sur la figure 8, sur laquelle on a représenté l'évolution de la tension de référence VREF en fonction des variations de résistivité des composants d'un dispositif de génération de tension de référence :
  • tel qu'illustré en figure 2, i.e. ne présentant pas de résistance R4 supplémentaire (courbe référencée 81) ;
  • tel qu'illustré en figure 7, i.e. présentant une résistance R4 supplémentaire, selon l'invention (courbe référencée 82).
L'abscisse des courbes de la figure 8 représente la résistivité du polysilicium par rapport à la résistivité nominale (ainsi, une abscisse de 1,2 correspond par exemple à une augmentation de 20% de la résistivité), et l'ordonnée VREF correspond à la tension de sortie du "bandgap", exprimée en Volts.
Comme on peut le constater, la tension de référence VREF délivrée en sortie du dispositif "bandgap" de l'invention ne dépend quasiment plus des variations de process : en effet, lorsque la résistivité des composants du dispositif évolue, la tension VREF reste désormais presque constante (courbe référencée 82). Selon l'art antérieur en revanche (courbe référencée 81), la tension VREF diminuait fortement lorsque la résistivité des composants augmentait.
La figure 9 présente quant à elle l'évolution de la tension de référence VREF en fonction de la température, pour chacun de ces deux cas (avec (courbe référencée 91) ou sans (courbe référencée 92) résistance R4 supplémentaire), pour une résistivité des composants en polysilicium égale à 1,2 fois leur résistivité nominale.
Sur la figure 9, l'abscisse des courbes représente la température, exprimée en degrés Celcius (°C), et leur ordonnée représente la tension de sortie VREF du "bandgap", exprimée en Volts (V). Dans les deux cas, pour une résistivité du polysilicium égale à 1, la variation de VREF avec la température est quasi nulle.
Comme on peut le constater, la stabilité, en fonction de la température, de la tension VREF générée en sortie du dispositif "bandgap" est meilleure dans le cas où, conformément à l'invention, une résistance R4 a été ajoutée en série dans la branche 32 du miroir de courant du générateur PTAT 10.
La figure 10 présente un histogramme de différentes mesures de tensions de référence "bandgap" VREF obtenues à partir de 7 wafers distincts. Plus précisément, cet histogramme correspond aux mesures de la tension de sortie du "bandgap", pour une solution où une résistance R4 a été ajoutée. Ces mesures ont été faites a 25°C. L'abscisse de l'histogramme correspond au différentes valeurs de tension VREF mesurées (en Volts), et l'ordonnée de chaque barre de l'histogramme représente la fréquence (i.e. le nombre de pièces) pour chaque valeur de la tension VREF en abscisse (aucune unité de mesure n'est donc associée aux valeurs obtenues en ordonnée).
D'autres modes de réalisation de l'invention pourraient être envisagés. En effet, dans l'exemple présenté ci-dessus en relation avec la figure 6, les moyens de réduction de la dépendance à la valeur de la résistance R1 du courant circulant dans la première branche 31 du générateur de courant PTAT consistent en une résistance R4 placée en série dans cette branche.
Cependant, ces moyens pourraient aussi consister en un courant supplémentaire injecté dans la première branche 31 du générateur de courant PTAT, qui viendrait compenser les variations du courant IM1 dues au changement de résistivité de R1. Notamment, ces moyens pourraient consister en une source de courant supplémentaire et proportionelle au courant I1 placée en dérivation sur le transistor bipolaire Q1.
Ces moyens pourraient également consister en une ou plusieurs résistances supplémentaires, externes au circuit du générateur de courant PTAT 10.
On notera par ailleurs que l'utilisation de résistances R1, R2 et Rs externes au circuit, et précises, permettraient également d'améliorer la stabilité de la résistance, mais accroísseraient tant le nombre d'entrées/sorties que le nombre de composants utilisés, et entraíneraient donc une augmentation globale du coût du dispositif de type "bandgap" de l'invention.

Claims (8)

  1. Dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprenant un premier et un second générateurs de courant délivrant respectivement un courant proportionnel et un courant inversement proportionnel à la température, et des moyens de sommation desdits courants, de façon à obtenir une tension indépendante de ladite température,
    ledit premier générateur de courant comprenant au moins un amplificateur opérationnel (14) et deux branches en parallèle, une première branche (31) comprenant une première source de courant et un premier transistor bipolaire, et une seconde branche (32) comprenant une seconde source de courant, une première résistance (R1) et un second transistor bipolaire,
    caractérisé en ce qu'il comprend des moyens de réduction de la dépendance à la valeur de ladite première résistance (R1) du courant circulant dans ladite première branche (31), lesdits moyens de réduction comprenant au moins une deuxième résistance de valeur non réglable (R4).
  2. Dispositif de génération selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de réduction agissent de façon à augmenter, respectivement réduire, le courant circulant dans ladite première branche (31) lorsque la résistivité de ladite première résistance (R1) est supérieure, respectivement inférieure, à une valeur de référence.
  3. Dispositif de génération selon l'une quelconque des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que ladite deuxième résistance (R4) est placée sur ladite seconde branche (32), sur une liaison établie entre lesdites première et seconde sources de courant.
  4. Dispositif de génération selon la revendication 3, caractérisé en ce que ladite deuxième résistance (R4) est montée en série entre ladite seconde source de courant et une alimentation dudit dispositif.
  5. Dispositif de génération selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que ladite deuxième résistance (R4) est choisie de façon à ce que le rapport desdits courants proportionnel et inversement proportionnel à la température reste compris dans un intervalle de valeurs prédéterminé lorsque la valeur de ladite première résistance (R1) varie.
  6. Dispositif de génération selon l'une quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé en ce que lesdites première et seconde résistances sont réalisées selon une même technologie, de façon à présenter un même comportement en fonction des variations de conditions de fonctionnement dudit dispositif.
  7. Dispositif de génération selon la revendication 6, caractérisé en ce que lesdites première et seconde résistances sont des résistances en polysilicium réalisées sur un même wafer.
  8. Circuit intégré électronique comprenant un dispositif de génération d'une tension électrique de référence comprenant un premier et un second générateurs de courant délivrant respectivement un courant proportionnel et un courant inversement proportionnel à la température, et des moyens de sommation desdits courants, de façon à obtenir une tension indépendante de ladite température, ledit premier générateur de courant comprenant au moins un amplificateur opérationnel (14) et deux branches en parallèle, une première branche (31) comprenant une première source de courant et un premier transistor bipolaire, et une seconde branche (32) comprenant une seconde source de courant, une première résistance (R1) et un second transistor bipolaire,
    caractérisé en ce que ledit dispositif de génération comprend des moyens de réduction de la dépendance à la valeur de ladite première résistance (R1) du courant circulant dans ladite première branche (31), lesdits moyens de réduction comprenant au moins une deuxième résistance de valeur non réglable (R4).
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2009153618A1 (fr) * 2008-06-18 2009-12-23 Freescale Semiconductor, Inc. Circuit de compensation de température et procédé de génération d’une tension de référence à comportement en température bien défini
US20150105352A1 (en) * 2006-07-05 2015-04-16 Universitè D'aix-Marseille Combination of an hmg-coa reductase inhibitor and a farnesyl-pyrophosphatase synthase inhibitor for the treatment of diseases related to the persistence and/or accumulation of prenylated proteins

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007127995A2 (fr) * 2006-04-28 2007-11-08 Apsel Alyssa B Circuit de source de courant et procédé de conception
KR100780771B1 (ko) * 2006-06-30 2007-11-29 주식회사 하이닉스반도체 밴드-갭 기준 전압 발생 장치
US7852144B1 (en) * 2006-09-29 2010-12-14 Cypress Semiconductor Corporation Current reference system and method
US8217713B1 (en) 2006-10-24 2012-07-10 Cypress Semiconductor Corporation High precision current reference using offset PTAT correction
TWI337744B (en) * 2007-06-05 2011-02-21 Etron Technology Inc Electronic device and related method for performing compensation operation on electronic element
US7701263B2 (en) * 2008-03-31 2010-04-20 Globalfoundries Inc. Cascode driver with gate oxide protection
TWI361967B (en) * 2008-04-21 2012-04-11 Ralink Technology Corp Bandgap voltage reference circuit
US11029718B2 (en) * 2017-09-29 2021-06-08 Intel Corporation Low noise bandgap reference apparatus

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0197965B1 (fr) * 1984-10-01 1991-01-16 AT&T Corp. Source de courant pour transistor a effet de champ
EP0504983A1 (fr) * 1991-03-20 1992-09-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit de référence conçu pour fournir un courant de référence présentant un coefficient de température déterminé
US20020125938A1 (en) * 2000-12-27 2002-09-12 Young Hee Kim Current mirror type bandgap reference voltage generator

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6531911B1 (en) * 2000-07-07 2003-03-11 Ibm Corporation Low-power band-gap reference and temperature sensor circuit
FR2842317B1 (fr) 2002-07-09 2004-10-01 Atmel Nantes Sa Source de tension de reference, capteur de temperature, detecteur de seuil de temperature, puce et systeme correspondant
JP2005128939A (ja) * 2003-10-27 2005-05-19 Fujitsu Ltd 半導体集積回路
US7012416B2 (en) * 2003-12-09 2006-03-14 Analog Devices, Inc. Bandgap voltage reference

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0197965B1 (fr) * 1984-10-01 1991-01-16 AT&T Corp. Source de courant pour transistor a effet de champ
EP0504983A1 (fr) * 1991-03-20 1992-09-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Circuit de référence conçu pour fournir un courant de référence présentant un coefficient de température déterminé
US20020125938A1 (en) * 2000-12-27 2002-09-12 Young Hee Kim Current mirror type bandgap reference voltage generator

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
GUPTA V ET AL: "Predicting the effects of error sources in bandgap reference circuits and evaluating their design implications", 2002 45TH MIDWEST SYMPOSIUM ON CIRCUITS AND SYSTEMS. CONFERENCE PROCEEDINGS (CAT. NO.02CH37378), vol. 3, 2002, PISCATAWAY, NJ, USA, pages III 575 - III 578, XP002300515, ISBN: 0-7803-7523-8 *

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20150105352A1 (en) * 2006-07-05 2015-04-16 Universitè D'aix-Marseille Combination of an hmg-coa reductase inhibitor and a farnesyl-pyrophosphatase synthase inhibitor for the treatment of diseases related to the persistence and/or accumulation of prenylated proteins
WO2009153618A1 (fr) * 2008-06-18 2009-12-23 Freescale Semiconductor, Inc. Circuit de compensation de température et procédé de génération d’une tension de référence à comportement en température bien défini
US8415940B2 (en) 2008-06-18 2013-04-09 Freescale Semiconductor, Inc. Temperature compensation circuit and method for generating a voltage reference with a well-defined temperature behavior

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