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EP0679046A1 - Circuit for operating low-pressure discharge lamps - Google Patents

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Info

Publication number
EP0679046A1
EP0679046A1 EP95103597A EP95103597A EP0679046A1 EP 0679046 A1 EP0679046 A1 EP 0679046A1 EP 95103597 A EP95103597 A EP 95103597A EP 95103597 A EP95103597 A EP 95103597A EP 0679046 A1 EP0679046 A1 EP 0679046A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
capacitor
circuit
diodes
inverter
circuit arrangement
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP95103597A
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP0679046B1 (en
Inventor
Eugen Statnic
Gunther Dr. Löhmann
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH filed Critical Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Publication of EP0679046A1 publication Critical patent/EP0679046A1/en
Application granted granted Critical
Publication of EP0679046B1 publication Critical patent/EP0679046B1/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/355—Power factor correction [PFC]; Reactive power compensation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC
    • Y10S—TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps according to the preamble of claim 1.
  • the high-frequency operation of low-pressure discharge lamps compared to lamp operation at the mains frequency enables a significant reduction in the operating device dimensions and improved operating conditions for the lamps, e.g. B. better ignition behavior, no flickering and higher luminous efficacy, but on the other hand requires a higher amount of circuitry to ensure sufficient radio interference suppression and a sinusoidal mains current draw with a power factor close to one.
  • a circuit arrangement corresponding to the preamble of claim 1 is disclosed, for example, in European Patent EP 0 372 303. It contains a half-bridge inverter with two alternating switching transistors, to the center tap of which a series resonance circuit, consisting of resonance inductance, coupling capacitor and resonance capacitance, is connected. A low-pressure discharge lamp is also integrated in the series resonant circuit.
  • this circuit has an active harmonic filter, which ensures a sinusoidal mains current draw that meets the IEC regulations.
  • This harmonic filter is formed by four diodes which are connected to one another like a bridge rectifier and are integrated into the circuit in the forward DC direction between the DC voltage output of the mains voltage rectifier and the positive pole of the smoothing capacitor feeding the inverter.
  • the four diodes of the harmonic filter interrupt the charge transport to the smoothing capacitor in the switching cycle of the inverter.
  • the diodes are controlled via the center tap between the diodes connected in series.
  • the center tap of a first pair of diodes is here on the one hand via a pump capacitor directly to the center tap of the half-bridge inverter and on the other hand via another pump capacitor between the resonance inductance and the coupling capacitor led to a tap in the series resonance circuit, while the center tap of the second pair of diodes is connected to a tap in the series resonance circuit via a DC isolating capacitor and an inductor.
  • the circuit arrangement according to the invention contains an inverter with a downstream LC output circuit, in which a low-pressure discharge lamp is integrated.
  • the inverter is supplied with DC voltage via a high-frequency filter, a line voltage rectifier and a smoothing capacitor located parallel to the DC voltage output of the line voltage rectifier.
  • a high-frequency bridge rectifier consisting of two series circuits of two diodes each, is integrated in the circuit in the forward DC direction.
  • the circuit arrangement according to the invention has a storage choke which is inserted into the circuit between the positive pole of the DC voltage output of the mains voltage rectifier and the input of the high-frequency bridge rectifier.
  • the center tap between the first two diodes connected in series is connected to a first lamp electrode via a negative feedback capacitance, while the center tap between the two second diodes connected in series is connected to the second lamp electrode and to the negative pole of the smoothing capacitor via a backup capacitor.
  • This inventive connection of the storage choke and the high-frequency bridge rectifier makes a sinusoidal shape that meets the IEC regulations Grid current draw and a grid power factor greater than 0.98 reached.
  • the storage choke at the input of the high-frequency bridge rectifier also exerts a step-up effect, so that the circuit arrangement according to the invention is particularly suitable for operating low-pressure discharge lamps with a comparatively high operating voltage, for. B., for the operation of miniature fluorescent lamps and fluorescent lamps with a sharp increase in the operating voltage during the aging process, is suitable.
  • the circuit arrangement according to the invention also has a capacitor which is connected in parallel with the DC voltage output of the mains voltage rectifier and which, together with the storage inductor, forms a low-pass filter.
  • This low-pass filter enables a further weakening of the high-frequency voltage components on the network connection side of the circuit arrangement.
  • the lamp electrodes designed as preheatable filaments are advantageously integrated into the LC output circuit of the inverter in such a way that, after the low-pressure discharge lamp has been ignited, a heating current does not flow through it, which would also burden the electrode filaments in addition to the current over the discharge path .
  • the circuit arrangement according to the invention is also suitable for operating miniature fluorescent lamps, the electrodes of which are exposed to a particularly high thermal load during operation, since these lamps have a significantly higher power density than T8 or T10 fluorescent lamps.
  • FIG. 2 shows a detailed circuit diagram of a particularly preferred embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • the main component of this circuit is a self-oscillating, current-feedback half-bridge inverter with two alternating switching transistors T1, T2, which receives its supply voltage from the smoothing capacitor C2 connected in parallel with its input.
  • the smoothing capacitor C2 is fed via a radio interference filter FI and a rectifier GL with an output capacitor C1 connected in parallel with its DC voltage output and the high-frequency rectifier bridge D1, D2, D3, D4.
  • An LC output circuit in particular a series resonance circuit, consisting of a resonance inductance LR, a coupling capacitor CK and a resonance capacitance CR, is connected to the center tap of the switching transistors T1, T2.
  • the primary winding RKA of a toroidal transformer is integrated in the series resonant circuit.
  • a T2 miniature fluorescent lamp L with a power consumption of 13 watts is connected in parallel with the resonance capacity CR.
  • the synonym "T2" means that the fluorescent lamp L has a diameter (perpendicular to the discharge path) of approximately 2/8 inches (approximately 7 mm).
  • the lamp electrodes E1, E2, which are designed as filaments, are each connected to one another by their second connection via a Sidac SI and a PTC thermistor R. Together with these components, they form a heating circuit lying parallel to the resonance capacitance CR, which enables the electrode filaments E1, E2 to be preheated before the lamp is ignited.
  • the Sidac SI interrupts the heating circuit, so that the PTC thermistor R is switched out of the LC output circuit of the inverter.
  • the discharge path of the fluorescent lamp L is connected in parallel to the resonance capacitance CR and in parallel to the series connection of Sidac SI and PTC thermistor R.
  • the series resonance circuit of the half-bridge inverter T1, T2, consisting of the components RKA, LR, CK and CR, is closed via a backup capacitor CS, the one terminal is connected to the resonance capacitance CR and the first terminal of the lamp electrode E2, and the other terminal of which is connected to the negative pole of the smoothing capacitor C2 and to the negative output of the mains voltage rectifier GL.
  • the electrode filaments E1, E2 of the lamp L are therefore not integrated in the series resonant circuit and are therefore only flowed through by the discharge current after the lamp has ignited.
  • the primary winding RKA of the toroidal core transformer controls the switching behavior of the transistors T1, T2 via the secondary winding RKB or RKC integrated in the respective base circuit of the transistors T1, T2 and the base series resistors R1, R4.
  • the transistor half-bridge also includes the emitter resistors R3, R6, the resistors R2, R5 connected in parallel with the base-emitter path and the only schematically illustrated start circuit ST, which triggers the oscillation of the inverter.
  • a detailed description of the mode of operation of the half-bridge inverter, including the start circuit ST, can be found, for example, in the book "Switching Power Supplies" by W. Hirschmann / A. Hauenstein, ed. Siemens AG, 1990 edition, on page 63.
  • the resistors R2 and R5 merely improve the switching behavior of the transistors T1, T2 in that they enable the charge carriers to be removed more quickly from the space charge zone of the base-emitter boundary layer.
  • Another main component of the circuit arrangement according to the invention is the high-frequency rectifier bridge, consisting of the diodes D1, D2, D3, D4, which is integrated in the circuit in the forward DC direction between the positive output of the mains voltage rectifier GL and the positive pole of the smoothing capacitor C2.
  • the diodes D1 and D2, like the diodes D3 and D4, are connected in series with one another.
  • the diode pair D1, D2 is arranged parallel to the diode pair D3, D4.
  • the anode connections of the diodes D1, D3 are connected via a storage choke L1 to the positive output of the mains voltage rectifier GL.
  • the cathode connections of the diodes D2, D4 are connected to the positive pole of the smoothing capacitor C2 and to the collector of the transistor T1.
  • the center tap between the diodes D1, D2 is connected to a connection of the coupling capacitor CK and the resonance capacitance CR as well as to the first connection of the electrode coil E1 via a negative feedback capacitor CG.
  • the center tap between the diodes D3, D4 is connected on the one hand directly to the connection point of the resonance capacitance CR and the electrode coil E2 and on the other hand via the support capacitor CS to the negative pole of the smoothing capacitor C2 and to connected to the negative output of the mains voltage rectifier GL.
  • a diode D5 is connected in parallel with the support capacitor CS and clamps the negative components of the support capacitor voltage to the negative pole of the smoothing capacitor C2.
  • the high-frequency rectifier bridge interrupts the charging of the smoothing capacitor C2 in the switching rhythm of the half-bridge inverter.
  • the circuit arrangement according to the invention has a safety shutdown which switches off the inverter in the event of a defective lamp or in the event of an abnormal operating state.
  • An essential component of this safety shutdown is a thyristor TH, the control electrode of which is controlled by a diac DI.
  • the thyristor TH is connected on the one hand via an ohmic holding resistor R10 to the collector of the transistor T1 and on the other hand to the negative pole of the smoothing capacitor C2.
  • the control electrode of the thyristor TH is connected via the diac DI and an electrolytic capacitor C3 to the negative pole of the smoothing capacitor C2.
  • the base terminal of the transistor T1 is connected to the anode of the thyristor TH via a diode D6 and an ohmic resistor R7. Voltage dividing resistors R15, R16, R17 are connected in parallel with the smoothing capacitor C2. The center tap between the resistors R15 and R16 is connected to the positive pole of the electrolytic capacitor C3 via a diode D8. The center tap between the negative feedback capacitor CG, the electrode coil E1, the coupling capacitor CK and the resonance capacitance CR is connected to the negative pole of the smoothing capacitor C2 via the resistors R8, R9 and R11.
  • the center tap between the resistors R9 and R11 is connected via a diode D7 to the positive pole of the electrolytic capacitor C3.
  • An ohmic resistor R13 is also connected in parallel with the electrolytic capacitor C3.
  • the center tap between the control electrode of the thyristor TH and the diac DI is connected via an ohmic resistor R14 to the negative pole of the smoothing capacitor C2.
  • the voltage divider R15, R16, R17 detects the voltage drop across the smoothing capacitor C2. If this exceeds a predetermined critical value, the electrolytic capacitor C3 is charged via the diode D8 to the breakover voltage of the diac DI and the thyristor TH turns on, so that the base of the transistor T1 is connected to the negative pole of the smoothing capacitor C2. This will Transistor T1 withdraws the control signal and the half-bridge inverter is switched off.
  • the voltage divider R8, R9, R11 detects the ignition or operating voltage of the miniature fluorescent lamp L.
  • the electrolytic capacitor C3 is also switched to the breakover voltage of the diac via the diode D7 DI charged so that the thyristor TH turns on and the control signal is withdrawn from the transistor T1.
  • the resistor R13 and the electrolytic capacitor C3 define a time constant so that the thyristor TH is not activated during the ignition phase of the lamp L.
  • Table 1 A suitable dimensioning of the electrical components of the exemplary embodiment described in more detail above is given in Table 1.
  • Table 1 R1, R4 10 ⁇ R2, R5 82 ⁇ R3, R6 0.56 ⁇ R7 100 ⁇ R8, R9, R16, R17 500 k ⁇ R10 68 k ⁇ R11 82 k ⁇ R13 1 M ⁇ R14 1 k ⁇ R15 47 k ⁇ C1 47 nF C2 4.7 ⁇ F C3 2.2 ⁇ F CS 4.7 nF CK 68 nF CR 2.2 nF CG 1 nF L1 1.5 mH LR 4.5 mH
  • RKA RKB: RKC 7: 2: 2 turns D1 - D8 RGL34J T1, T2 BUD 620 TH C106M

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

A mains energised DC rectifier (GL) for supplying low pressure gas discharge lamps particularly miniature fluorescents and others characterised by comparatively high operating voltages employs a high frequency bridge rectifier (D1 to D4) which controls the charging of the storage capacitor (C2) supplying the inverter (WR) and associated resonant circuit (LR,CR) at the switching rate of the inverter (WR). As a result the inductor (L1) in series with the rectifier (D1 to D4), the output capacitor (C1) of the mains rectifier (GL) and the reciprocal action of the capacitors (CC,CS) combine to ensure an almost sinusoidal mains demand at a power factor better than 0.98. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen gemäß dem Obergriff des Patentanspruchs 1.The invention relates to a circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps according to the preamble of claim 1.

Insbesondere handelt es sich um eine Schaltungsanordnung zum hochfrequenten Betrieb von Niederdruckentladungslampen. Einerseits ermöglicht der Hochfrequenzbetrieb von Niederdruckentladungslampen gegenüber einem Lampenbetrieb mit Netzfrequenz eine deutliche Verringerung der Betriebsgeräteabmessungen sowie verbesserte Betriebsbedingungen für die Lampen, z. B. besseres Zündverhalten, kein Flimmern und höhere Lichtausbeute, erfordert aber andererseits einen höheren Schaltungsaufwand, um eine ausreichende Funkentstörung und eine möglichst sinusförmige Netzstromentnahme mit einem Leistungsfaktor nahe bei eins zu gewährleisten.In particular, it is a circuit arrangement for the high-frequency operation of low-pressure discharge lamps. On the one hand, the high-frequency operation of low-pressure discharge lamps compared to lamp operation at the mains frequency enables a significant reduction in the operating device dimensions and improved operating conditions for the lamps, e.g. B. better ignition behavior, no flickering and higher luminous efficacy, but on the other hand requires a higher amount of circuitry to ensure sufficient radio interference suppression and a sinusoidal mains current draw with a power factor close to one.

Eine dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 entsprechende Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der europäischen Patentschrift EP 0 372 303 offenbart. Sie enthält einen Halbbrückenwechselrichter mit zwei alternierend schaltenden Transistoren, an deren Mittenabgriff ein Serienresonanzkreis, bestehend aus Resonanzinduktivität, Kopplungskondensator und Resonanzkapazität, angeschlossen ist. In den Serienresonanzkreis ist ferner eine Niederdruckentladungslampe integriert. Außerdem weist diese Schaltung ein aktives Oberwellenfilter auf, das eine den IEC-Vorschriften genügende sinusförmige Netzstromentnahme gewährleistet. Dieses Oberwellenfilter wird von vier Dioden gebildet, die ähnlich einem Brückengleichrichter miteinander verschaltet sind und in Gleichstromvorwärtsrichtung zwischen dem Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters und dem Pluspol des den Wechselrichter speisenden Glättungskondensators in die Schaltung integriert sind. Die vier Dioden des Oberwellenfilters unterbrechen den Ladungstransport zum Glättungskondensator im Schalttakt des Wechselrichters. Die Ansteuerung der Dioden erfolgt dabei jeweils über den Mittenabgriff zwischen den in Reihe zueinander geschalteten Dioden. Der Mittenabgriff eines ersten Diodenpaares ist hier einerseits über einen Pumpkondensator direkt zum Mittenabgriff des Halbbrückenwechselrichters und andererseits über einen weiteren Pumpkondensator zwischen die Resonanzinduktivität und den Kopplungskondensator zu einem Abgriff im Serienresonanzkreis geführt, während der Mittenabgriff des zweiten Diodenpaares über einen Gleichstromtrennkondensator und eine Induktivität mit einem Abgriff im Serienresonanzkreis verbunden ist. Mit Hilfe dieser Schaltungsanordnung lassen sich eine nahezu sinusförmige Netzstromentnahme und ein Netzleistungsfaktor größer als 0,9 erreichen.A circuit arrangement corresponding to the preamble of claim 1 is disclosed, for example, in European Patent EP 0 372 303. It contains a half-bridge inverter with two alternating switching transistors, to the center tap of which a series resonance circuit, consisting of resonance inductance, coupling capacitor and resonance capacitance, is connected. A low-pressure discharge lamp is also integrated in the series resonant circuit. In addition, this circuit has an active harmonic filter, which ensures a sinusoidal mains current draw that meets the IEC regulations. This harmonic filter is formed by four diodes which are connected to one another like a bridge rectifier and are integrated into the circuit in the forward DC direction between the DC voltage output of the mains voltage rectifier and the positive pole of the smoothing capacitor feeding the inverter. The four diodes of the harmonic filter interrupt the charge transport to the smoothing capacitor in the switching cycle of the inverter. The diodes are controlled via the center tap between the diodes connected in series. The center tap of a first pair of diodes is here on the one hand via a pump capacitor directly to the center tap of the half-bridge inverter and on the other hand via another pump capacitor between the resonance inductance and the coupling capacitor led to a tap in the series resonance circuit, while the center tap of the second pair of diodes is connected to a tap in the series resonance circuit via a DC isolating capacitor and an inductor. With the aid of this circuit arrangement, an almost sinusoidal mains current draw and a mains power factor greater than 0.9 can be achieved.

Es ist die Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen bereitzustellen, die eine möglichst sinusförmige Netzstromentnahme gewährleistet, einen gegenüber dem Stand der Technik verbesserten Netzleistungsfaktor aufweist und die außerdem auch zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen mit vergleichsweise hoher Betriebsspannung geeignet ist.It is the object of the invention to provide a circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps which ensures the most sinusoidal mains current draw possible, has a network power factor which is improved compared to the prior art and which is also suitable for operating low-pressure discharge lamps with a comparatively high operating voltage.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders bevorzugte Ausführungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen beschrieben.This object is achieved by the characterizing features of claim 1. Particularly preferred embodiments of the invention are described in the subclaims.

Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält einen Wechselrichter mit einem nachgeschalteten LC-Ausgangskreis, in den eine Niederdruckentladungslampe integiert ist. Der Wechselrichter wird über ein Hochfrequenzfilter, einen Netzspannungsgleichrichter und einen, parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters liegenden Glättungskondensator mit Gleichspannung versorgt. Zwischen dem Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters und dem Pluspol des Glättungskondensators ist, in Gleichstromvorwärtsrichtung, ein Hochfrequenz-Brückengleichrichter, bestehend aus zwei parallel zueinander angeordneten Reihenschaltungen von jeweils zwei Dioden in die Schaltung integriert. Außerdem besitzt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eine Speicherdrossel, die zwischen dem Pluspol des Gleichspannungsausganges des Netzspannungsgleichrichters und dem Eingang des Hochfrequenz-Brückengleichrichters in die Schaltung eingefügt ist. Der Mittenabgriff zwischen den beiden ersten in Reihe geschalteten Dioden ist über eine Gegenkopplungskapazität mit einer ersten Lampenelektrode verbunden, während der Mittenabgriff zwischen den beiden zweiten in Reihe geschalteten Dioden an die zweite Lampenelektrode sowie über einen Stützkondensator an den Minuspol des Glättungskondensators angeschlossen.The circuit arrangement according to the invention contains an inverter with a downstream LC output circuit, in which a low-pressure discharge lamp is integrated. The inverter is supplied with DC voltage via a high-frequency filter, a line voltage rectifier and a smoothing capacitor located parallel to the DC voltage output of the line voltage rectifier. Between the DC voltage output of the mains voltage rectifier and the positive pole of the smoothing capacitor, a high-frequency bridge rectifier, consisting of two series circuits of two diodes each, is integrated in the circuit in the forward DC direction. In addition, the circuit arrangement according to the invention has a storage choke which is inserted into the circuit between the positive pole of the DC voltage output of the mains voltage rectifier and the input of the high-frequency bridge rectifier. The center tap between the first two diodes connected in series is connected to a first lamp electrode via a negative feedback capacitance, while the center tap between the two second diodes connected in series is connected to the second lamp electrode and to the negative pole of the smoothing capacitor via a backup capacitor.

Durch diese erfindungsgemäße Verschaltung der Speicherdrossel und des Hochfrequenz-Brückengleichrichters werden eine den IEC-Vorschriften genügende sinusförmige Netzstromentnahme und ein Netzleistungsfaktor größer als 0,98 erreicht. Die Speicherdrossel am Eingang des Hochfrequenz-Brückengleichrichters übt außerdem eine hochsetzstellende Wirkung aus, so daß sich die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung besonders zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen mit vergleichsweise hoher Betriebsspannung, z. B., zum Betrieb von Miniaturleuchtstofflampen und Leuchtstofflampen mit starkem Anstieg der Betriebsspannung während des Alterungsprozesses, eignet.This inventive connection of the storage choke and the high-frequency bridge rectifier makes a sinusoidal shape that meets the IEC regulations Grid current draw and a grid power factor greater than 0.98 reached. The storage choke at the input of the high-frequency bridge rectifier also exerts a step-up effect, so that the circuit arrangement according to the invention is particularly suitable for operating low-pressure discharge lamps with a comparatively high operating voltage, for. B., for the operation of miniature fluorescent lamps and fluorescent lamps with a sharp increase in the operating voltage during the aging process, is suitable.

Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel besitzt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ferner einen parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters geschalteten Kondensator, der zusammen mit der Speicherdrossel einen Tiefpaß bildet. Dieser Tiefpaß ermöglicht eine weitere Abschwächung der hochfrequenten Spannungsanteile auf der Netzanschlußseite der Schaltungsanordnung.In a preferred exemplary embodiment, the circuit arrangement according to the invention also has a capacitor which is connected in parallel with the DC voltage output of the mains voltage rectifier and which, together with the storage inductor, forms a low-pass filter. This low-pass filter enables a further weakening of the high-frequency voltage components on the network connection side of the circuit arrangement.

Außerdem sind bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel die als vorheizbare Wendeln ausgebildeten Lampenelektroden vorteilhafterweise derart in den LC-Ausgangskreis des Wechselrichters integriert, daß die Elektrodenwendeln nach erfolgter Zündung der Niederdruckentladungslampe nicht noch von einem Heizstrom durchflossen werden, der die Elektrodenwendeln zusätzlich zum Strom über die Entladungsstrecke belasten würde. Dadurch ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auch zum Betrieb von Miniaturleuchtstofflampen geeignet, deren Elektroden während des Betriebes einer besonders hohen thermischen Belastung ausgesetzt sind, da diese Lampen im Vergleich zu T8- oder T10-Leuchtstofflampen eine wesentlich höhere Leistungsdichte aufweisen.In addition, in the preferred embodiment, the lamp electrodes designed as preheatable filaments are advantageously integrated into the LC output circuit of the inverter in such a way that, after the low-pressure discharge lamp has been ignited, a heating current does not flow through it, which would also burden the electrode filaments in addition to the current over the discharge path . As a result, the circuit arrangement according to the invention is also suitable for operating miniature fluorescent lamps, the electrodes of which are exposed to a particularly high thermal load during operation, since these lamps have a significantly higher power density than T8 or T10 fluorescent lamps.

Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:

Figur 1
das Prinzip der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung in stark schematisierter Darstellung
Figur 2
die Schaltungsanordnung gemäß eines bevorzugten Ausführungsbeispiels
Die stark schematisierte Figur 1 veranschaulicht das Prinzip der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung enthält ein am Netzanschluß angeschlossenes Funkentstörfilter FI mit einem nachgeschalteten Netzspannungsgleichrichter GL, zu dessen Gleichspannungsausgang ein Kondensator C1 parallel geschaltet ist. Außerdem besitzt die Schaltungsanordnung einen Wechselrichter WR mit einem LC-Ausgangskreis, bestehend aus einer Resonanzinduktivität LR, einer Resonanzkapazität CR, einem Kopplungskondensator CK und einer Niederdruckentladungslampe L, der von einem Glättungskondensator C2, der parallel zum Eingang des Wechselrichters WR und parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannunngsgleichrichters GL geschaltet ist. Der positive Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL ist ferner über eine Speicherdrossel L1 und über eine Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke, die von den vier Dioden D1, D2, D3 und D4 gebildet wird, mit dem Pluspol des Glättungskondensators C2 und mit einem Eingang des Wechselrichters WR sowie über die Resonanzkapazität CR mit einem Abgriff im LC-Ausgangskreis des Wechselrichters WR verbunden. Die Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke unterbricht die Aufladung des Glättungskondensators C2 im Schaltrhythmus des Wechselrichters WR. Gesteuert wird die Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke über die Mittenabgriffe zwischen den Dioden D1, D2 und zwischen den Dioden D3, D4. Das Potential am Mittenabgriff der Dioden D1, D2 wird durch den Spannungsabfall am Gegenkopplungskondensator CG bestimmt, der mit dem Mittenabgriff zwischen den Dioden D1, D2 und mit einem Abgriff im Elektrodenheizkreis, bestehend aus den Elektrodenwendeln E1, E2 und einem Heizkondensator CL, verbunden ist. Der Mittenabgriff des Diodenpaares D3, D4 ist zum einen direkt mit der Lampenelektrode E2 und zum anderen über einen Stützkondensator CS mit dem Minuspol des Glättungskondensators C2 verbunden. Der Spannungsabfall am Stützkondensator CS ist proportional zum Lampenstrom und bestimmt das Potential am Mittenabgriff zwischen den Dioden D3, D4 und damit das Sperrverhalten dieses Diodenpaares. Die parallel zum Stützkondensator CS geschaltete Diode D5 klemmt die negativen Anteile der Stützkondensatorspannung an die Null-Linie, d. h., an den Minuspol des Glättungskondensators C2. Solange der Momentanwert der Netzspannung niedriger als die Spannung am Gegenkopplungskondensator CG bzw. am Stützkondensator CS ist, verbleiben die Dioden D1 und D3 im gesperrten und die Dioden D2 und D4 im leitenden Zustand, so daß die Aufladung des Glättungskondensators C2 vom Netzgleichrichter GL unterbrochen ist. Liegt hingegen der Momentanwert der Netzspannung oberhalb der Spannungen am Gegenkopplungs- CG bzw. Stützkondensator CS, so sind die Diodenzweige D1, D2 bzw. D3, D4 durchlässig und der Glättungskondensator C2 wird über den Netzspannungsgleichrichter GL versorgt. Im Schalttakt des Wechselrichters WR wird der Kopplungskondensator CK umgeladen und entsprechend ändert sich auch der Ladezustand der Kondensatoren CG und CS, so daß, bei geeigneter Dimensionierung der Bauelemente des LC-Ausgangskreises und der Kondensatoren CG, CS sowie der Speicherdrossel L1, die Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke die Aufladung des Glättungskondensators C2 im Schaltrhythmus des Wechselrichters WR unterbricht. Die Speicherdrossel L1 hat eine hochsetzstellende Wirkung, indem sie während der Durchlaßphase der Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke die in ihrem Magnetfeld gespeicherte Energie an den Glättungskondensator C2 abgibt. Außerdem bildet die Speicherdrossel L1 zusammen mit dem parallel zum Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL geschalteten Kondensator C1 einen Tiefpaß, der hochfrequente Spannungsanteile weiter abschwächt.The invention is explained in more detail below on the basis of a preferred exemplary embodiment. Show it:
Figure 1
the principle of the circuit arrangement according to the invention in a highly schematic representation
Figure 2
the circuit arrangement according to a preferred embodiment
The highly schematic FIG. 1 illustrates the principle of the circuit arrangement according to the invention. The circuit arrangement according to the invention contains a radio interference filter FI connected to the mains connection with a downstream mains voltage rectifier GL, to whose DC voltage output a capacitor C1 is connected in parallel. In addition, the circuit arrangement has an inverter WR with an LC output circuit, consisting of a resonance inductor LR, a resonance capacitance CR, a coupling capacitor CK and a low-pressure discharge lamp L, that of a smoothing capacitor C2, which is connected in parallel to the input of the inverter WR and in parallel to the DC output of the mains voltage rectifier GL is switched. The positive output of the line voltage rectifier GL is also via a storage inductor L1 and a high-frequency rectifier bridge, which is formed by the four diodes D1, D2, D3 and D4, with the positive pole of the smoothing capacitor C2 and with an input of the inverter WR and via the Resonance capacitance CR connected to a tap in the LC output circuit of the inverter WR. The high-frequency rectifier bridge interrupts the charging of the smoothing capacitor C2 in the switching rhythm of the inverter WR. The high-frequency rectifier bridge is controlled via the center taps between the diodes D1, D2 and between the diodes D3, D4. The potential at the center tap of the diodes D1, D2 is determined by the voltage drop across the negative feedback capacitor CG, which is connected to the center tap between the diodes D1, D2 and to a tap in the electrode heating circuit, consisting of the electrode coils E1, E2 and a heating capacitor CL. The center tap of the diode pair D3, D4 is connected on the one hand directly to the lamp electrode E2 and on the other hand via a backup capacitor CS to the negative pole of the smoothing capacitor C2. The voltage drop across the support capacitor CS is proportional to the lamp current and determines the potential at the center tap between the diodes D3, D4 and thus the blocking behavior of this diode pair. The diode D5 connected in parallel with the supporting capacitor CS clamps the negative components of the supporting capacitor voltage to the zero line, that is to say to the negative pole of the smoothing capacitor C2. As long as the instantaneous value of the mains voltage is lower than the voltage at the negative feedback capacitor CG or at the backup capacitor CS, the diodes D1 and D3 remain in the blocked state and the diodes D2 and D4 in the conductive state, so that the charging of the smoothing capacitor C2 is interrupted by the mains rectifier GL. If, on the other hand, the instantaneous value of the mains voltage lies above the voltages at the negative feedback CG or support capacitor CS, the diode branches D1, D2 or D3, D4 are permeable and the smoothing capacitor C2 is supplied via the mains voltage rectifier GL. In the switching cycle of the inverter WR, the coupling capacitor CK is recharged and the state of charge of the capacitors CG and CS also changes accordingly, so that with suitable dimensioning of the components of the LC output circuit and the capacitors CG, CS and the storage choke L1, the high-frequency rectifier bridge interrupts the charging of the smoothing capacitor C2 in the switching rhythm of the inverter WR. The storage choke L1 has a step-up effect by releasing the energy stored in its magnetic field to the smoothing capacitor C2 during the transmission phase of the high-frequency rectifier bridge. In addition, the storage choke L1, together with the capacitor C1 connected in parallel with the output of the line voltage rectifier GL, forms a low-pass filter, which further attenuates high-frequency voltage components.

Figur 2 zeigt ein detailliertes Schaltbild eines besonders bevorzugten Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Hauptbestandteil dieser Schaltung ist ein selbstschwingender, stromrückgekoppelter Halbbrückenwechselrichter mit zwei alternierend schaltenden Transistoren T1, T2, der seine Versorgungsspannung von dem parallel zu seinem Eingang geschalteten Glättungskondensator C2 erhält. Der Glättungskondensator C2 wird über ein Funkentstörfilter FI und einen Gleichrichter GL mit einem parallel zu seinem Gleichspannungsausgang geschalteten Ausgangskondensator C1 und die Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke D1, D2, D3, D4 vom Netz gespeist. Am Mittenabgriff der Schalttransistoren T1, T2 ist ein LC-Ausgangskreis, insbesondere ein Serienresonanzkreis, bestehend aus einer Resonanzinduktivität LR, einem Kopplungskondensator CK und einer Resonanzkapazität CR, angeschlossen. Außerdem ist in den Serienresonanzkreis noch die Primärwicklung RKA eines Ringkerntransformators integriert. Parallel zur Resonanzkapazität CR ist eine T2-Miniaturleuchtstofflampe L mit einer Leistungsaufnahme von 13 Watt geschaltet. Das Synonym "T2" bedeutet, daß die Leuchtstofflampe L einen Durchmesser (senkrecht zur Entladungsstrecke) von ca. 2/8 Zoll (ca. 7 mm) besitzt. Die als Wendeln ausgebildeten Lampenelektroden E1, E2 sind jeweils mit ihrem zweiten Anschluß über einen Sidac SI und einen Kaltleiter R miteinander verbunden. Sie bilden zusammen mit diesen Bauteilen einen parallel zur Resonanzkapazität CR liegenden Heizkreis, der ein Vorheizen der Elektrodenwendeln E1, E2 vor der Lampenzündung ermöglicht. Nach erfolgter Lampenzündung unterbricht der Sidac SI den Heizkreis, so daß der Kaltleiter R aus dem LC-Ausgangskreis des Wechselrichters herausgeschaltet wird. Die Entladungsstrecke der Leuchtstofflampe L ist parallel zur Resonanzkapazität CR und parallel zur Reihenschaltung aus Sidac SI und Kaltleiter R geschaltet. Geschlossen wird der aus den Bauelementen RKA, LR, CK und CR bestehende Serienresonanzkreis des Halbbrückenwechselrichters T1, T2 über einen Stützkondensator CS, dessen einer Anschluß mit der Resonanzkapazität CR und dem ersten Anschluß der Lampenelektrode E2 verbunden ist, und dessen anderer Anschluß zum Minuspol des Glättungskondensators C2 und zum negativen Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL geführt ist. Die Elektrodenwendeln E1, E2 der Lampe L sind also nicht in den Serienresonanzkreis integriert und werden daher nach erfolgter Lampenzündung nur vom Entladungsstrom durchflossen.Figure 2 shows a detailed circuit diagram of a particularly preferred embodiment of the circuit arrangement according to the invention. The main component of this circuit is a self-oscillating, current-feedback half-bridge inverter with two alternating switching transistors T1, T2, which receives its supply voltage from the smoothing capacitor C2 connected in parallel with its input. The smoothing capacitor C2 is fed via a radio interference filter FI and a rectifier GL with an output capacitor C1 connected in parallel with its DC voltage output and the high-frequency rectifier bridge D1, D2, D3, D4. An LC output circuit, in particular a series resonance circuit, consisting of a resonance inductance LR, a coupling capacitor CK and a resonance capacitance CR, is connected to the center tap of the switching transistors T1, T2. In addition, the primary winding RKA of a toroidal transformer is integrated in the series resonant circuit. A T2 miniature fluorescent lamp L with a power consumption of 13 watts is connected in parallel with the resonance capacity CR. The synonym "T2" means that the fluorescent lamp L has a diameter (perpendicular to the discharge path) of approximately 2/8 inches (approximately 7 mm). The lamp electrodes E1, E2, which are designed as filaments, are each connected to one another by their second connection via a Sidac SI and a PTC thermistor R. Together with these components, they form a heating circuit lying parallel to the resonance capacitance CR, which enables the electrode filaments E1, E2 to be preheated before the lamp is ignited. After the lamp has ignited, the Sidac SI interrupts the heating circuit, so that the PTC thermistor R is switched out of the LC output circuit of the inverter. The discharge path of the fluorescent lamp L is connected in parallel to the resonance capacitance CR and in parallel to the series connection of Sidac SI and PTC thermistor R. The series resonance circuit of the half-bridge inverter T1, T2, consisting of the components RKA, LR, CK and CR, is closed via a backup capacitor CS, the one terminal is connected to the resonance capacitance CR and the first terminal of the lamp electrode E2, and the other terminal of which is connected to the negative pole of the smoothing capacitor C2 and to the negative output of the mains voltage rectifier GL. The electrode filaments E1, E2 of the lamp L are therefore not integrated in the series resonant circuit and are therefore only flowed through by the discharge current after the lamp has ignited.

Die Primärwicklung RKA des Ringkerntransformators steuert das Schaltverhalten der Transistoren T1, T2 über die in den jeweiligen Basiskreis der Transistoren T1, T2 integrierte Sekundärwicklung RKB bzw. RKC und die Basisvorwiderstände R1, R4. Zur Transistorhalbbrücke gehören ferner noch die Emitterwiderstände R3, R6, die parallel zur Basis-Emitter-Strecke geschalteten Widerstände R2, R5 und die nur schematisch dargestellte Startschaltung ST, die das Anschwingen des Wechselrichters auslöst. Eine ausführliche Beschreibung der Funktionsweise des Halbbrückenwechselrichters, einschließlich der Startschaltung ST, findet man beispielsweise in dem Buch "Schaltnetzteile" von W. Hirschmann/ A. Hauenstein, Hrsg. Siemens AG, Ausgabe 1990 auf der Seite 63. Die Widerstände R2 und R5 verbessern lediglich das Schaltverhalten der Transistoren T1, T2, indem sie ein schnelleres Ausräumen der Ladungsträger aus der Raumladungszone der Basis-Emitter-Grenzschicht ermöglichen.The primary winding RKA of the toroidal core transformer controls the switching behavior of the transistors T1, T2 via the secondary winding RKB or RKC integrated in the respective base circuit of the transistors T1, T2 and the base series resistors R1, R4. The transistor half-bridge also includes the emitter resistors R3, R6, the resistors R2, R5 connected in parallel with the base-emitter path and the only schematically illustrated start circuit ST, which triggers the oscillation of the inverter. A detailed description of the mode of operation of the half-bridge inverter, including the start circuit ST, can be found, for example, in the book "Switching Power Supplies" by W. Hirschmann / A. Hauenstein, ed. Siemens AG, 1990 edition, on page 63. The resistors R2 and R5 merely improve the switching behavior of the transistors T1, T2 in that they enable the charge carriers to be removed more quickly from the space charge zone of the base-emitter boundary layer.

Ein weiterer Hauptbestandteil der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung ist die Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke, bestehend aus den Dioden D1, D2, D3, D4, die in Gleichstromvorwärtsrichtung zwischen den postiven Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL und den Pluspol des Glättungskondensators C2 in die Schaltung integriert ist. Die Dioden D1 und D2 sind, ebenso wie die Dioden D3 und D4, in Reihe zueinander geschaltet. Das Diodenpaar D1, D2 ist parallel zum Diodenpaar D3, D4 angeordnet. Die Anodenanschlüsse der Dioden D1, D3 sind über eine Speicherdrossel L1 an den postiven Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL angeschlossen. Die Kathodenanschlüsse der Dioden D2, D4 sind mit dem Pluspol des Glättungskondensators C2 und mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden. Der Mittenabgriff zwischen den Dioden D1, D2 ist über einen Gegenkopplungskondensator CG jeweils mit einem Anschluß des Kopplungskondensators CK und der Resonanzkapazität CR sowie mit dem ersten Anschluß der Elektrodenwendel E1 verbunden. Der Mittenabgriff zwischen den Dioden D3, D4 ist zum einen direkt an den Verbindungspunkt von Resonanzkapazität CR und Elektrodenwendel E2 angeschlossen und zum anderen über den Stützkondensator CS mit dem Minuspol des Glättungskondensators C2 sowie mit dem negativen Ausgang des Netzspannungsgleichrichters GL verbunden. Parallel zum Stützkondensator CS ist eine Diode D5 geschaltet, die die negativen Anteile der Stützkondensatorspannung an den Minuspol des Glättungskondensators C2 klemmt. Wie bereits oben beschrieben, unterbricht die Hochfrequenz-Gleichrichterbrücke die Aufladung des Glättungskondensators C2 im Schaltrhythmus des Halbbrückenwechselrichters. Die Bauelemente mit denselben Bezugszeichen in den Figuren 1 und 2 sind identisch und haben auch dieselbe Funktion.Another main component of the circuit arrangement according to the invention is the high-frequency rectifier bridge, consisting of the diodes D1, D2, D3, D4, which is integrated in the circuit in the forward DC direction between the positive output of the mains voltage rectifier GL and the positive pole of the smoothing capacitor C2. The diodes D1 and D2, like the diodes D3 and D4, are connected in series with one another. The diode pair D1, D2 is arranged parallel to the diode pair D3, D4. The anode connections of the diodes D1, D3 are connected via a storage choke L1 to the positive output of the mains voltage rectifier GL. The cathode connections of the diodes D2, D4 are connected to the positive pole of the smoothing capacitor C2 and to the collector of the transistor T1. The center tap between the diodes D1, D2 is connected to a connection of the coupling capacitor CK and the resonance capacitance CR as well as to the first connection of the electrode coil E1 via a negative feedback capacitor CG. The center tap between the diodes D3, D4 is connected on the one hand directly to the connection point of the resonance capacitance CR and the electrode coil E2 and on the other hand via the support capacitor CS to the negative pole of the smoothing capacitor C2 and to connected to the negative output of the mains voltage rectifier GL. A diode D5 is connected in parallel with the support capacitor CS and clamps the negative components of the support capacitor voltage to the negative pole of the smoothing capacitor C2. As already described above, the high-frequency rectifier bridge interrupts the charging of the smoothing capacitor C2 in the switching rhythm of the half-bridge inverter. The components with the same reference numerals in FIGS. 1 and 2 are identical and also have the same function.

Um eine Zerstörung des Betriebsgerätes im Falle eines anomalen Betriebszustandes zu vermeiden, besitzt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung eine Sicherheitsabschaltung, die den Wechselrichter bei defekter Lampe oder im Falle eines anomalen Betriebszustandes abschaltet. Wesentliches Bestandteil dieser Sicherheitsabschaltung ist ein Thyristor TH, dessen Steuerelektrode über einen Diac DI angesteuert wird. Der Thyristor TH ist einerseits über einen ohmschen Haltewiderstand R10 mit dem Kollektor des Transistors T1 und andererseits mit dem Minuspol des Glättungskondensators C2 verbunden. Die Steuerelektrode des Thyristors TH ist über den Diac DI und einen Elektrolytkondensator C3 mit dem Minuspol des Glättungskondensators C2 verbunden. Der Basisanschluß des Transistors T1 ist über eine Diode D6 und einen ohmschen Widerstand R7 an die Anode des Thyristors TH angeschlossen. Parallel zum Glättungskondensator C2 sind Spannungsteilerwiderstände R15, R16, R17 geschaltet. Der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R15 und R16 ist über eine Diode D8 mit dem Pluspol des Elektrolytkondensators C3 verbunden. Der Mittenabgriff zwischen dem Gegenkopplungskondensator CG, der Elektrodenwendel E1, dem Kopplungskondensator CK und der Resonanzkapazität CR ist über die Widerstände R8, R9 und R11 an den Minuspol des Glättungskondensators C2 angeschlossen. Der Mittenabgriff zwischen den Widerständen R9 und R11 ist über eine Diode D7 mit dem Pluspol des Elektrolytkondensators C3 verbunden. Parallel zum Elektrolytkondensator C3 ist ferner ein ohmscher Widerstand R13 geschaltet. Der mittenabgriff zwischen der Steuerelektrode des Thyristors TH und dem Diac DI ist über einen ohmschen Widerstand R14 mit dem Minuspol des Glättungskondensators C2 verbunden.In order to avoid destruction of the operating device in the event of an abnormal operating state, the circuit arrangement according to the invention has a safety shutdown which switches off the inverter in the event of a defective lamp or in the event of an abnormal operating state. An essential component of this safety shutdown is a thyristor TH, the control electrode of which is controlled by a diac DI. The thyristor TH is connected on the one hand via an ohmic holding resistor R10 to the collector of the transistor T1 and on the other hand to the negative pole of the smoothing capacitor C2. The control electrode of the thyristor TH is connected via the diac DI and an electrolytic capacitor C3 to the negative pole of the smoothing capacitor C2. The base terminal of the transistor T1 is connected to the anode of the thyristor TH via a diode D6 and an ohmic resistor R7. Voltage dividing resistors R15, R16, R17 are connected in parallel with the smoothing capacitor C2. The center tap between the resistors R15 and R16 is connected to the positive pole of the electrolytic capacitor C3 via a diode D8. The center tap between the negative feedback capacitor CG, the electrode coil E1, the coupling capacitor CK and the resonance capacitance CR is connected to the negative pole of the smoothing capacitor C2 via the resistors R8, R9 and R11. The center tap between the resistors R9 and R11 is connected via a diode D7 to the positive pole of the electrolytic capacitor C3. An ohmic resistor R13 is also connected in parallel with the electrolytic capacitor C3. The center tap between the control electrode of the thyristor TH and the diac DI is connected via an ohmic resistor R14 to the negative pole of the smoothing capacitor C2.

Der Spannungsteiler R15, R16, R17 detektiert den Spannungsabfall am Glättungskondensator C2. Übersteigt dieser einen vorgegebenen kritischen Wert, so wird der Elektrolytkondensator C3 über die Diode D8 auf die Kippspannung des Diacs DI aufgeladen und der Thyristor TH schaltet durch, so daß die Basis des Transistors T1 mit dem Minuspol des Glättungskondensators C2 verbunden ist. Dadurch wird dem Transistor T1 das Steuersignal entzogen und der Halbbrückenwechselrichter abgeschaltet. Der Spannungsteiler R8, R9, R11 detektiert die Zünd- bzw. Betriebsspannung der Miniatur-Leuchtstofflampe L. Bei nicht zündwilliger Lampe L bzw. bei zu hoher Lampenbetriebsspannung (beispielsweise alterungsbedingt), wird der Elektrolytkondensator C3 über die Diode D7 ebenfalls auf die Kippspannung des Diacs DI aufgeladen, sodaß der Thyristor TH durchschaltet und dem Transistor T1 das Steuersignal entzogen wird. Der Widerstand R13 und der Elektrolytkondensator C3 definieren eine Zeitkonstante, so daß der Thyristor TH während der Zündphase der Lampe L nicht angesteuert wird.The voltage divider R15, R16, R17 detects the voltage drop across the smoothing capacitor C2. If this exceeds a predetermined critical value, the electrolytic capacitor C3 is charged via the diode D8 to the breakover voltage of the diac DI and the thyristor TH turns on, so that the base of the transistor T1 is connected to the negative pole of the smoothing capacitor C2. This will Transistor T1 withdraws the control signal and the half-bridge inverter is switched off. The voltage divider R8, R9, R11 detects the ignition or operating voltage of the miniature fluorescent lamp L. If the lamp L does not ignite or if the lamp operating voltage is too high (for example due to aging), the electrolytic capacitor C3 is also switched to the breakover voltage of the diac via the diode D7 DI charged so that the thyristor TH turns on and the control signal is withdrawn from the transistor T1. The resistor R13 and the electrolytic capacitor C3 define a time constant so that the thyristor TH is not activated during the ignition phase of the lamp L.

Eine geeignete Dimensionierung der elektrischen Bauelemente des oben näher beschriebenen Ausführungsbeispiels ist in der Tabelle 1 angegeben. Tabelle 1 R1, R4 10 Ω R2, R5 82 Ω R3, R6 0,56 Ω R7 100 Ω R8, R9, R16, R17 500 kΩ R10 68 kΩ R11 82 kΩ R13 1 MΩ R14 1 kΩ R15 47 kΩ C1 47 nF C2 4,7 µF C3 2,2 µF CS 4,7 nF CK 68 nF CR 2,2 nF CG 1 nF L1 1,5 mH LR 4,5 mH RKA:RKB:RKC 7:2:2 Windungen D1 - D8 RGL34J T1, T2 BUD 620 TH C106M A suitable dimensioning of the electrical components of the exemplary embodiment described in more detail above is given in Table 1. Table 1 R1, R4 10 Ω R2, R5 82 Ω R3, R6 0.56 Ω R7 100 Ω R8, R9, R16, R17 500 kΩ R10 68 kΩ R11 82 kΩ R13 1 MΩ R14 1 kΩ R15 47 kΩ C1 47 nF C2 4.7 µF C3 2.2 µF CS 4.7 nF CK 68 nF CR 2.2 nF CG 1 nF L1 1.5 mH LR 4.5 mH RKA: RKB: RKC 7: 2: 2 turns D1 - D8 RGL34J T1, T2 BUD 620 TH C106M

Claims (5)

Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen mit - einem Netzanschluß, - einem Funkentstörfilterfilter (FI), - einem Netzspannungsgleichrichter (GL), - einem an den Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters (GL) angeschlossenen Wechselrichter (WR), der einen LC-Ausgangskreis besitzt, - einem Glättungskondensator (C2) parallel zum Eingang des Wechselrichters (WR), - mindestens einer in den LC-Ausgangskreis des Wechselrichters (WR) integrierten Niederdruckentladungslampe (L), - einem Hochfrequenz-Brückengleichrichter, bestehend aus zwei parallel zueinander angeordneten Reihenschaltungen von jeweils zwei Dioden (D1, D2; D3, D4) die in Gleichstromvorwärtsrichtung zwischen den Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters (GL) und dem Glättungskondensator (C2) in die Schaltung integriert sind, dadurch gekennzeichnet, daß - die Schaltungsanordnung eine Speicherdrossel (L1) aufweist, die mit dem Pluspol des Gleichspannungsausgangs des Netzspannungsgleichrichters (GL) und mit den Anodenanschlüssen der Dioden (D1, D3) des Hochfrequenz-Bruckengleichrichters (D1, D2; D3, D4) verbunden ist. - der Mittenabgriff zwischen den beiden ersten in Reihe geschalteten Dioden (D1, D2) über eine Gegenkopplungskapazität (CG) mit einer ersten Lampenelektrode (E1) verbunden ist, - der Mittenabgriff zwischen den beiden zweiten in Reihe geschalteten Dioden (D3, D4) an die zweite Lampenelektrode (E2) sowie über einen Stützkondensator (CS) an den Minuspol des Glättungskondensators (C2) angeschlossen ist. Circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps with - a mains connection, - a radio interference filter (FI), - a mains voltage rectifier (GL), - an inverter (WR) connected to the DC voltage output of the mains voltage rectifier (GL), which has an LC output circuit, - a smoothing capacitor (C2) parallel to the input of the inverter (WR), - at least one low-pressure discharge lamp (L) integrated in the LC output circuit of the inverter (WR), a high-frequency bridge rectifier, consisting of two parallel circuits of two diodes (D1, D2; D3, D4) arranged in parallel, which are integrated in the circuit in the forward DC direction between the DC voltage output of the mains voltage rectifier (GL) and the smoothing capacitor (C2), characterized in that - The circuit arrangement has a storage choke (L1) which is connected to the positive pole of the DC voltage output of the mains voltage rectifier (GL) and to the anode connections of the diodes (D1, D3) of the high-frequency bridge rectifier (D1, D2; D3, D4). the center tap between the two first diodes (D1, D2) connected in series is connected to a first lamp electrode (E1) via a negative feedback capacitance (CG), - The center tap between the two second diodes (D3, D4) connected in series to the second lamp electrode (E2) and via a backup capacitor (CS) to the negative pole of the smoothing capacitor (C2). Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung einen Kondensator (C1) besitzt, der parallel zum Gleichspannungsausgang des Netzspannungsgleichrichters (GL) geschaltet ist.Circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps according to claim 1, characterized in that the circuit arrangement has a capacitor (C1) which is connected in parallel with the DC voltage output of the mains voltage rectifier (GL). Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Leuchtstofflampe (L) mit vorheizbaren Elektrodenwendeln (E1, E2) besitzt.Circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps according to claim 1, characterized in that the circuit arrangement has a fluorescent lamp (L) with preheatable electrode filaments (E1, E2). Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen nach den Ansprüchen 1 und 3, dadurch gekennzeichnet, daß - der Wechselrichter (WR) ein Halbbrückenwechselrichter mit zwei alternierend schaltenden Schalttransistoren (T1, T2) ist und der LC-Ausgangskreis zumindest eine Resonanzinduktivität (LR), eine Resonanzkapazität (CR) und einen Kopplungskondensator (CK) enthält, - ein erster Anschluß der ersten Elektrodenwendel (E1) über den Gegenkopplungskondensator (CG) mit dem Mittenabgriff zwischen den Dioden (D1, D2) verbunden ist, - der erste Anschluß der ersten Elektrodenwendel (E1) über den Resonanzkondensator (CR) an den Mittenabgriff zwischen den Dioden (D3, D4) angeschlossen ist, - der erste Anschluß der ersten Elektrodenwendel (E1) über den Kopplungskondensator (CK) und die Resonanzinduktivität (LR) mit dem Mittenabgriff zwischen den Schalttransistoren (T1, T2) des Wechselrichters (WR) verbunden ist, - ein erster Anschluß der zweiten Elektrodenwendel (E2) an die Resonanzkapazität (CR) und an den Mittenabgriff zwischen den Dioden (D3, D4) angeschlossen ist, - der zweite Anschluß der ersten Elektrodenwendel (E1) über Bauteile (SI, R) eines Elektrodenheizkreises mit dem zweiten Anschluß der zweiten Elektrodenwendel (E2) verbunden ist. Circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps according to claims 1 and 3, characterized in that the inverter (WR) is a half-bridge inverter with two alternating switching transistors (T1, T2) and the LC output circuit contains at least one resonance inductor (LR), one resonance capacitance (CR) and one coupling capacitor (CK), a first connection of the first electrode coil (E1) is connected to the center tap between the diodes (D1, D2) via the negative feedback capacitor (CG), - The first connection of the first electrode coil (E1) is connected via the resonance capacitor (CR) to the center tap between the diodes (D3, D4), the first connection of the first electrode coil (E1) is connected via the coupling capacitor (CK) and the resonance inductor (LR) to the center tap between the switching transistors (T1, T2) of the inverter (WR), a first connection of the second electrode coil (E2) to the resonance capacitance (CR) and to the center tap between the diodes (D3, D4) is connected, - The second connection of the first electrode coil (E1) is connected via components (SI, R) of an electrode heating circuit to the second connection of the second electrode coil (E2). Schaltungsanordnung zum Betrieb von Niederdruckentladungslampen nach einem oder mehreren der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung eine Sicherheitsabschaltung aufweist, die die Schaltung im Falle eines anomalem Betriebszustandes abschaltet.Circuit arrangement for operating low-pressure discharge lamps according to one or more of the preceding claims, characterized in that the circuit arrangement has a safety shutdown which switches the circuit off in the event of an abnormal operating state.
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