DK147428B - Filterindretning til fjernelse af uoenskede ekkosignaler i en impuls-doppler-radarmodtager - Google Patents

Description

147428

Opfindelsen angår en filterindretning, der indgår i en impuls-Doppler-radars modtager med henblik på bortfiltrering af uønskede ekkosignaler, der f.eks. kommer fra jordoverfladen, havoverfladen eller regn, hvilken filterindretning er af den i krav 1's indledning angivne art.

En radarmodtager har til formål bl.a. at kunne eliminere sådanne uønskede radar-ekkoer eller "glitter", som skyldes refleksion fra uinteressante mål, som f.eks. jord, hav eller nedbør (regn eller sne), og alene detektere det ønskede bevægelige mål, f.eks. et fly. Til dette formål udnyttes hastighedsforskellen mellem de uønskede mål og det eller de ønskede mål. I en kohærent impuls--Doppler-radar af kendt art udsendes der et impulsmoduleret højfrekvent signal med en bestemt bærefrekvens fo, som efter refleksion fra et bevægeligt mål kommer tilbage med en bestemt ændret frekvens 2 147428 fo - fd, hvor ændringen fd afhænger af Doppler-forskydningen, dvs. det bevægelige måls radialhastighed i forhold til radarstationen.

Det indkommende ekkosignal blandes i modtageren med bærefrekvensen fo, hvorved Doppler-frekvensen fd fremkommer. Dersom det udsendte signal med bærefrekvensen fo ikke var impulsmoduleret, ville der i modtageren fremkomme et rent sinus-signal, hvis frekvens er Doppler-frekvensen fd. Eftersom det udsendte signal er impulsmoduleret med en impulsfrekvens fp = 1/T, hvor T er periodetiden, vil modtageren afgive et impulsmoduleret sinussignal, hvorved den modulerede størrelses frekvens er lig med Doppler-frekvens fd. Det modtagne signal er ikke et rent sinussignal (impulsmoduleret), eftersom det indeholder hastighedskomposanter (sinuskomposanter) også fra uønskede mål (jord, hav, osv.) foruden hastighedskomposan-ten fra det ønskede mål. De modtagne og i modtageren blandede signaler vil således indeholde et antal ønskede og et antal ikke ønskede frekvenskomposanter.

Det er tidligere kendt i en impuls-Doppler-radars modtager at anbringe filtre, nemlig de såkaldte Doppler-filtre, hvis funktion det er i størst mulig udstrækning at undertrykke de frekvenskomposan-ter, der skriver sig fra ikke ønskede mål, dvs. de lavfrekvente kom-posanter, der skriver sig fra jord, hav/bølger og nedbør. Doppler-fil-teret kan bestå af et digitalt filter, som bortfiltrerer de komposan-ter, hvis frekvens er mindre end en bestemt værdi svarende til en bestemt målhastighed. Inden for det af radarsenderens periodetid T bestemte frekvensbånd udviser et sådant Doppler-filter en bestemt karakteristik, således som det på tegningens fig. 1 er antydet i afbrudt streg. Det er herved ønskeligt, at filteret for lave frekvenser, f.eks. mindre end 1/8T, udviser spærre-egenskaber, mens det for højere frekvensværdier udviser båndpaskarakteristik, så at eventuelle bevægelige mål, hvis radialhastighed er større end glitterets; kan detekteres. Doppler-filterets anvendelighed afhænger imidlertid af størrelsen af dets spærrebånd. Dersom filter-spærrebåndets øverste grænsefrekvens fmax^l/8T og dersom radarimpulsernes periodetid T er begrænset nedad af den ønskede rækkevidde R, gælder det at T = 2Rmax/c, hvor c = forplantningshastigheden, og den største glitterhastighed inden for filterspærrebåndet bliver vmax = )\c/16Rmax, hvor \ = radarbølgelængden. For eksempelvis \= 0,1m(S-båndet) og 4

Rmax = 10 m, bliver vmaxa/2m/s, hvad der medfører, at filteret 147428 3 kun kan undertrykke jordglitter, mens tilbageværende glitter med højere frekvenskomposanter forbliver upåvirket.

I det tilfælde, hvor radaren arbejder i en lav PRF-modus, dvs. at periodetiden T er således afpasset, at alle radar-ekkoer af interesse reflekteres og modtages inden den næste radarimpuls udsendes, betyder dett^, at målets Doppler-frekvens fd kan være større end impulsgentagelsesfrekvensen 1/T. Dette medfører igen, således som det kan ses af fig. 1, at selv mål-ekkoet kan blive undertrykt af Doppler-filteret ved visse såkaldte blinde hastigheder, nærmere bestemt de hastigheder, der giver en Doppler-frekvens, som er et multiplum af frekvensen 1/T. Det er kendt at undgå undertrykkelse af sådanne mål-ekkoer ved at indføre den såkaldte "staggering", dvs. at periodetiden T bringes til at variere fra én impuls til den næste inden for de udsendte radarimpulser.

En anden kendt metode til at eliminere det ikke ønskede glitterspektrum består i at udføre en hastighedskompensering inden filtreringen i Doppler-filteret. Dette indebærer, at glitterhastigheden bedømmes eller skønnes, f.eks. ved fasemåling, under på hinanden følgende afsøgninger. Ved f.eks. at styre modtagerens lokaloscillator kan glitterspektret forskydes, så at dets dominerende komposant antager værdien nul og på denne måde kommer til at ligge inden for filterspærrebåndet. Denne metode f orudsætter imidlertid, at glitterspektret har en dominerende komposant, som kan bedømmes korrekt.

Fra britisk patentskrift nr. 1.301.299 er det kendt at eliminere uønskede ekkosignaler (glitter) i dopplersignaler med stor variation i de uønskede ekkosignalers frekvensspektrum. Det i dette patentskrift omhandlede anlæg arbejder med analoge signaler og analoge filtre, såkaldte aktive filtre, selv om det i slutningen af beskrivelsen- til dette patentskrift er nævnt, at digital teknik kan anvendes.

US-patentskrift nr. 3.011.166 omhandler et impulsdoppler-radaranlæg, som arbejder med to forskellige impulsrepetitionsfrekvenser (PRF1 og PRF2), dog uden at der anvendes "staggering".

Det problem, der skal løses med dette anlæg, er at eliminere u-ønskede ekkosignaler med en vis frekvens ved anvendelse af disse to forskellige impulsrepetitionsfrekvenser. Modtageren i dette kendte anlæg indeholder til dette formål blandingstrin, til hvilke et modtaget radarsignal altid indeholder den ene impulsrepetitions- 4 147628 frekvens, hvorved det bevægelige måls frekvens (hastighed) kan bestemmes.

Filterindretningen ifølge opfindelsen er baseret på den tidligere i sig selv kendte metode, men udviser den yderligere fordel, at bedømmelsen af det bevægelige glitters hastighed udføres efter bortfiltrering af jordglitteret, hvorved opnås, at dette glitter ikke kommer til at påvirke den efterfølgende bedømmelse.

Opfindelsens formål er at anvise udformningen af en Doppler-filterindretning, der indgår i en impuls-Doppler-radars modtager, hvormed såvel filtreringen af lavfrekvent jord- og havglitter som. filtreringen af tilbageværende glitter med højere Doppler-frekvens kan udføres ved anvendelse af digitale filtre af i sig selv kendt art.

Det angivne formål opnås ifølge opfindelsen ved en filterindretning af den indledningsvis omhandlede art, som udmærker sig ved den r krav l's kendetegnende del angivne udformning.

Den foreliggende opfindelse angår således en filterindretning, som indeholder digitale filtre, der til forskel fra de i eksempelvis britisk patentskrift nr. 1.301.299 omhandlede analoge filtre, har en væsentlig anderledes frekvenskarakteristik, hvorved der opstår særlige problemer ved filtreringen, som ikke er omtalt i dette patentskrift. Ved udsendelse af radarsignaler fra det radarudstyr, i hvilket filterindretningen ifølge opfindelsen indgår, anvendes til forskel fra anlægget i det britiske patentskrift såkaldt "staggering", der som nævnt består i, at periodetiden eller impulsrepetitionsfrekvensen varierer fra en impuls til den næste. Det kendte anlæg angår således ikke doppler-filtrering med digitale filtre, hvori der anvendes "staggering", hvorfor forudsætningerne er helt forskellige fra den foreliggende opfindelses. Det fra det britiske patentskrift nr. 1.301.299 kendte anlæg indeholder et lavpasfilter samt et højpasfilter med variabelt frekvenssvar, som ved hjælp af et styresignal styres i afhængighed af en vis parameter eller komposant i glittersignalet. Der foretages ikke nogen hastighedskompensering af det lavpasfiltrerede dopplersignal i dette kendte anlæg.

Problemstillingen for det i US-patentskrift nr. 3.011.166 omhandlede impulsdopplerradaranlæg er ikke den samme som for fil- 147428 5 terindretningen ifølge den foreliggende opfindelse, selv om formålet er det samme, nemlig at eliminere uønskede ekkosignaler.

Den foreliggende opfindelse anvendes til et radaranlæg med "staggering" hvilket giver anledning til det problem, at de indgående digitale filtre får uregelmæssig frekvenskarakteristik. Dette problem er ikke omtalt i US-patentskriftet.

Opfindelsen skal i det følgende forklares nærmere under henvisning til tegningen, hvor fig. 1 er et frekvensdiagram, som viser dels frekvensspektret for et modtaget radarsignal, dels en bestemt valgt filterkarakteristik, fig. 2 er et blokdiagram over visse dele, der indgår i en radarmodtager, hvilke dele ligger foran Doppler-filterindretningen ifølge opfindelsen, fig. 3 er et blokdiagram, der viser princippet for Doppler--filterindretningen ifølge opfindelsen, fig. 4 viser nærmere udformningen af et i sig selv kendt digitalt filter, der indgår i den i fig. 3 viste filterindretning, og fig. 5 er et blokdiagram over et udførelseseksempel på en Doppler-filterindretning ifølge opfindelsen.

Frekvensdiagrammet i fig. 1 viser et glitterspektrum samt det indkommende ekko fra et mål i en vis afstand fra radarudstyret. Filterkarakteristikken for et digitalt filter, der indgår i Doppler-filterindretningen, er antydet med afbrudt streg, og udviser spærrebånd, dels for lave frekvenser, f.eks. frekvenser mindre end 1/8T, dels for frekvenser mellem 7/8T og 9/8T, samt derimellem et pasbånd. Filterkarakteristikken er herved periodisk med en periode på 1/T. Det ønskede måls spektrum er betegnet med s, og det bevægelige glitter har et dominerende spektrum sD, hvis middelfrekvens er betegnet med fD. Doppler-filteret, hvis opbygning skal forklares nærmere under henvisning til fig. 4 og 5, har herved til opgave dels at undertrykke jordglitterspektret sg, dels at undertrykke spektret sD for det dominerende bevægelige glitter, som først og fremmest skyldes nedbør (regn og sne).

Med henblik på at belyse signalbehandlingen og opbygningen af filterindretningen ifølge opfindelsen, skal først under henvisning til fig. 2 de enheder, som er anbragt foran filterindretningen, skrives nærmere. Over indgangen A optræder et signal A(t) = cos-[2tf (fo+fd)t+ ] fra radarmodtagerens S/M (sende/modtage)-skifter.

147428 6

Frekvens fd udgør det ønskede måls Doppler-frekvens. Signalet A(t) tilføres to kanaler, I og Q, som hver indeholder en blander Bl henholdsvis B2, samt en analog/digital-omsætter ADI henholdsvis AD2. Til hver blander Bl, B2 tilføres et referencesignal cos 2ΊΤ fot henholdsvis sin fot fra en referenceoscillator OSC i modtageren. Herved fremkommer udgangssignalerne cos (21^-fdt+ $) henholdsvis sin (2/f»'fdt+^), som tilføres hver af de to analog/digital-omsættere ADI og AD2. I disse omsættere eksempleres signalerne ved eksempleringstidspunkterne tn ved hjælp af klokimpulser fra en klok-kreds CL, så at der i de respektive kanaler I og Q fremkommer udgangssignaler X-j. og Xq, således

Xj = cos (2ir fdtn+ jf)

Xq = sin (21/ fdtn+ <P)

Signalerne X-(tn) og XQ(tn) kan repræsenteres af X(tn) = ej * fdtn (ijT=Q) ^ idet ej2/^ tn = cos(21i» fdtn)+j sin(2W fdtn), således at .2irfdtn[ Γ .21Tfdtnl Χχ = Reje3 I og XQ = linje3 J.

Eksempleringstidspunkterne kan indtræffe på en sådan måde, at der udføres en regelmæssig eksemplering, dvs. at tn = nT (n = 1, 2, 3, ...), eller også på en sådan måde, at tiden mellem på hinanden følgende eksempleringsimpulser varierer inden for et bestemt tidsinterval NT, men det samme eksempleringsmønster optræder igen efter eksempleringstidspunktet tn = NT, dvs. såkaldt "staggering". For det sidstnævnte tilfælde gælder, at eksempleringen sker ved tidspunkterne i) NT+tk, hvor 0=0, 1... og k = 0, 1, 2, ..., N-l.

Princippet for Doppler-filterindretningen ifølge opfindelsen fremgår af blokdiagrammet i fig. 3. Filterindretningen indeholder et første digitalt filter DF1 af i sig selv kendt art, hensigtsmæssigt et transversalfilter, der er således dimensioneret, at det eliminerer jord- og havglitter, dvs. glitter med lav hastighed, jfr. den i fig. 1 viste filterkarakteristik. Eftersom filterkarakteristikken for et digitalt filter er periodisk med en periode, der er lig med den reciprokke værdi af eksempleringsfrekvensen, genoptræder spærrebåndet ved frekvensen der svarer til visse højere hastigheder, og de genoptræder periodisk, dersom eksempleringen er regelmæssig. I tilfælde af, at eksempleringsfrekvensen varierer ("staggering"), er karakteristikken 147428 7 for filteret DFl uregelmæssig, og nogen bestemt beliggenhed af dets spærrebånd kan ikke fastlægges, undtagen for meget lave frekvenser svarende til jord- og havglitteret. Det er således i dette sidstnævnte tilfælde ikke generelt muligt at dimensionere filteret DFl således, at der samtidigt sker en udfiltrering af glitter med meget lav hastighed (jord og hav) og glitter med højere hastighed. Filterets indgangssignal er betegnet med x^(tn) og dets udgangssignal med y^ (tn).

Udgangen af filteret DFl er forbundet med en blok HK, hvis opbygning skal beskrives nærmere under henvisning til fig. 5. Blokken HK foretager en bedømmelse af det glitter, der er tilbage efter filtreringen i det første filter DFl, og foretager en hastighedskompensering af middelfrekvensen fm for det dominerende glitterspektrum.

Denne kompensering indebære^ at samtlige frekvenskomposanter i indgangssignalet y^(tn) undergår en frekvensforskydning, så at det tilbageblivende bevægelige glitter falder under en bestemt grænsefrekvens, f.eks. under værdien 1/8T i fig. 1. Det til blokken HK tilsluttede, efterfølgende digitale filter DF2 er dimensioneret ifølge samme princip som det første filter DFl, som er således dimensioneret, at dets spærrebånd falder sammen med det glitter, hvis frekvenser har en lav værdi, dvs. jord- og havglitter.

Herved er - takket være udnyttelsen af "staggering" - dimensioneringsproblemet for det andet filter DF2 blevet "transformeret" til det forholdsvis enkle dimensioneringsproblem, der gælder for det første filter DFl. Filteret DF2 eliminerer således resterende bevægeligt glitter (nedbør), og den eneste forudsætning herfor er, at det resterende glitter har et dominerende spektrum, hvis middelfrekvens fm kan bedømmes i blokken HK.

Hvert filter DFl og DF2 udgøres af et digitalt filter af i sig selv kendt udformning, således som vist i fig. 4. Det i fig. 4 viste filter indeholder et antal forsinkelseskredse, f.eks. tre kredse DL1 - DL3, hver med forsinkelsen T, der er lig med radarimpulsernes periodetid. Udgangen i hver forsinkelseskreds er forbundet med en multiplikator MUO - MU3 med koefficienterne LO(n), Ll(n), L2(n) og L3(n) for filteret DFl og med koefficienterne KQ(n), K^(n), K2(n) og K^ (n) for filteret DF2, idet indekset (n) angiver, at koefficienternes værdi kan variere for forskellige eksempleringstidspunkter tn. Samtlige multiplikatorudgange er tilsluttet en additionskreds ADD.

147428 8 I det følgende skal kun tilfældet med "staggering" tages i betragtning, nemlig det tilfælde, hvor to på hinanden følgende eksempleringsimpulser varierer i overensstemmelse med det ovenfor omtalte. Tilfældet med regelmæssig eksemplering er et særtilfælde, hvor tn = nT.

Den ifølge opfindelsens princip foreslåede hastigskompensering af udgangssignalerne y^(tn) fra filteret DF1 skal først beskrives på grundlag af signalerne, hvorefter en dertil egnet udformning af blokken HK og det efterfølgende filter DF2 (fig. 3) skal beskrives nærmere i forbindelse med fig. 5.

Ved "staggering" varierer tiden mellem på hinanden følgende eksempleringsimpulser, men variationen er periodisk med perioden NT, hvad der indebærer, at filterkarakteristikken for filtrene DF1 og DF2 gentages efter tidspunkterne NT, 2NT.....Dersom indgangssignalet til filteret DF1 er (tn) = e32Tr'fd( 0 NT+tn) ^ bliver udgangssignalet fra filteret DF1 yl(tn) L±(n) e^2irfD + Vi* = i=0

L.(n)e "^^d^W e + n> T

i=0 _ _ ... . j27rfn(ON + η) T, hvor ri = antallet af forsinkelses- ' Si 1V e u kredse i filteret DF1.

Således gælder i dette tilfælde, at amplitude og fase i udgangssignalet y^(tn), der repræsenteres af faktoren Cn(fd), er tidsafhængig.

Hastighedskompenseringen indebærer, at y^ divideres med signalet Cn(fm)e^2lr ^m^ N+n)T, ^vor £^ er resultatet af en måling af det dominerende glitterspektrums middelfrekvens fd efter filteret DF1. Således gælder, at

x,(t ) = .3,31 e - fm> (3N + η) T

Cn 9 14742$

Udgangssignalet fra filteret DF2 fås fra

% Cn-l <fd} “j21T (f,-f ) .l.T j21T(f, - f ) (O N + n) T

K1 n C η (f.) e -e 1=0 n_1 a hvor r2 = antallet af forsinkelseskredse i filteret DF2.

Fra udtrykkene for y (tn), x2(tn) og y2(tn) fremgår det, at a) dersom Dopplerfrekvensen fd:s$0, kan signalerne elimineres i det første filter DPI, idet rl

Cn(fd) L^(n) kan gøres = 0, i=0 b) dersom Dopplerfrekvensen fd f 0, og denne frekvens for det dominerende glitterspektrum er blevet korrekt bedømt i blokken HK, dvs. fmitofd, bliver indgangssignalet til filteret DF2 x2 (tn) = e·^2^" + n^T, hvad der repræsenterer et lavfrek vent signal, og som kan bortfiltreres i filteret DF2 på samme måde som signalet e^2<TTfdtn klev bortfiltreret i filteret DF1 for fd^io.

For beregning af filterkoefficienterne Li(n) og (n) stilles følgende krav til udgangssignalerne y-^tn) og y2 (tn) : y^(tn)«0, når indgangssignalerne udgøres af jordglitter, dvs.

fD«0. I særdeleshed kræves, at y^(tn) = O for = /\fK,

K = 1, . ...r.. A£„ vælges inden for jordglitterspektrets frekvens-J- K

område. Dette krav kan opfyldes ved at vælge (/yf|^) = 0, K = 1, ···· r^» ^ = 1/ ..... N, dvs. at filteret 1 eliminerer jordglitteret. Ligningen

Cn(/\f ) = o fører til følgende ligningssystem for beregningen af filterkoefficienterne L^in) : f1 L. (n) e' j21rAfK <nT ' ‘n-i’ = 0 i=0 1

Dersom AfK vælges symmetrisk omkring frekvensen 0, fører ovenstående sammenhænge til reelle, tidsafhængige koefficienter L^(n).

147428 ίο y2(t )^5-0, når indgangssignalerne udgøres af bevægeligt glitter med frekvensen f^. Glitterets middelfrekvens er målt som værende f »f.. I særdeleshed kræves det, at y. (t ) =0 for FD - Fm = <£fK, K = 1, ^fR vælges således, at f + Λ f K falder inden for det bevægelige glitters frekvensområde. Dette fører til ligningssystemet: £ Cn-l(V Κ1 e -i2*· fK-l-T·· °, K. 1, ... r2 λ κ-|(η) - 1=0 Cn-1 <fm> til bestemmelse af filterkoefficienterne K^(n) .

Fig. 5 er et blokdiagram over et udførelseseksempel på den i fig. 3 viste blok HK med henblik på at tilvejebringe hastighedskompensering sammen med de to filtre DF1 og DF2. Af udtrykket for x2(tn) ifølge ovenstående fremgår det, at kompenseringen signalmæssigt udføres ved at dividere udgangssignalerne y^(tn) fra filteret DF1 med faktoren Cn (fm) e^Tr N+n) hVor fm repræsente rer en skønnet værdi af middelfrekvensen for det bevægelige glitters dominerende spektrum sD. Fra filteret DF1 fås et signal Re i* 1 (tn)} over I-kanalen og et signal Im j?! (tn) } over Q-kanalen. Til hver kanal I og Q er sluttet en fasemålekreds FK til at måle faseforskellen /\<£) mellem to på hinanden følgende, filtrerede eksempleringer. Dette udføres på kendt måde ved først at opmåle eksempleringsværdiens to komposanter i I- og Q-kanalen, hvorved der opnås en værdi for fasevinkelen $1 i forhold til en bestemt reference. Derpå måles på samme måde fasevinkelen Q2 for den næste eksempleringsværdi, og forskellen /\Q = § 2 -$1 dannes. For hver "staggering"-sekvens tn fås eksempleringsværdier, der giver en sekvens af faseforskelle /\Q n mellem to på hinanden følgende og filtrerede eksempleringer y^(tn). Denne sekvens /\Qn tilføres en akkumulator S for de modtagne faseforskelsværdier /\Q under tidsrummet NT, svarende til en fuldstændig "staggering"-sekvens. Akkumulatoren S kan være af i sig selv kendt art, og kan f.eks. bestå af en tilbagekoblet summator.

Ml og M2 er to lagerenheder, f.eks. i form af programmérbare læselagre ("PROM"). Lageret Ml udgøres af en matrix, hvori værdierne for koefficienterne Cn (fm) er noteret for forskellige værdier af faseforskellen /\Q og for de forskellige værdier af tn i "stagger"--sekvensen. For hvert værdi-par tn, /\Q fås således en bestemt værdi 147428 11 af koefficienterne Cn(fn), eftersom fm beregnes ud fra værdien på /\§) = 2TTT*fm, hvor T er kendt.

Lagerenheden M2 udgøres af en matrix i form af et programmér-bart læselager, hvori sinus- og cosinus-værdierne for forskellige vinkler $ er listeført, hvilke vinkler fås fra akkumulatoren: S. Lagerenheden Ml har kun en enkelt udgang, hvor værdien l/|cn(fm)| optræder, men to indgange, hvor indgangsværdien /\Q henholdsvis klok-impulserne cl optræder, sidstnævnte ved eksempieringstidspunkterne tn inden for hvert interval C) NT. Lagerenheden M2 har en I- og en Q-udgang, hvori værdierne -sinP henholdsvis cos$ optræder, idet P er den akkumulerede fase. En multiplikator MU er tilsluttet de to udgange i lagerenheden M2 og udgangen i enheden Ml med henblik på at multiplicere faktoren 1/ |Cn(fm)| med sinus- henholdsvis cosinus-værdierne af den akkumulerede fase $. Således fremkommer i I- og Q-udgangene i multiplikatoren MU de to komposanter

-sin^ cos P

- og - , jCn(fm) | j Cn(fm) j som behøves for at danne den komplekse værdi 1 _ -i 2Tf fm( ^NT+tn)

i i- Q

Cn (fm)

Ifølge signalbeskrivelsen ovenfor gælder det, at faktoren

Cn(fd) . e li2,lfd(0NT + tn) skal multipliceres med faktoren 1 _ -j2'ff fm( Ό NT + tn)

Cn (f m) med henblik på hastighedskompenseringen. Den komplekse multiplikator MK, der er tilsluttet udgangen i filteret DPI, og multiplikatoren MU udfører påi sig selv kendt måde denne komplekse multiplikation, eftersom de komplekse faktorers I- og Q-komposanter er tilgængelige som signalværdier over de respektive kanaler. Over I- og Q-udgangen fra multiplikatoren MK fås således modsvarende signalkomposanter i 147428 12 X (tn) - j2 Tr (fd-fm) ( \) NT+tn) , 2 " Cn(fm> ’ 8 jfr. det ovenstående.

Filteret DF2 udgøres af et digitalt transversalfilter DF4, der er opbygget som vist i fig. 4. For at tilvejebringe en god glitter-undertrykkelse inden for hele hastighedsområdet er det i almindelighed nødvendigt at vælge forskellige filterkoefficienter K^(n) for forskellige opmålte frekvenser fm. Filterkoefficienterne K^(n) bliver derved bestemt af den ovenfor viste relation.

Til de i filteret DF4 indgående multiplikatorer er der derfor sluttet et lager MF, f.eks. i form af et programmérbart læselager, hvori koefficienterne K-^ (n) for hver værdi af /\φ og for hvert tidspunkt er fast indskrevet i matrix-form. Lageret MF er derfor med begge sine styreindgange forbundet, dels med udgangen i fasemålekredsen FK, hvori værdien af /\Q optræder, dels med den ikke viste klokimpuls-generator, som frembringer klokimpulserne cl i takt med "stagger"--sekvensen tn (inden for hvert interval NT). De af og tn afhængige værdier af koefficienterne (n) afgives til de i filteret DF4 indgående multiplikatorer, og over filterets udgange fremkommer kvadraturkomposanterne af det ønskede filtrerede signal y2(tn).

Filtrene DF1 og DF2 er som nævnt ovenfor opbygget således som vist i fig. 4. Denne figur viser imidlertid kun opbygningen for en enkelt kanal, f.eks. X-kanalen, og multiplikatorerne MU0-MU2 multiplicerer signalkomposanterne af (tn) og *2(tn) i denne kanal med modsvarende komposanter i koefficienterne (n) og (n). Modsvarende filterkredse findes i den anden kanal, nemlig i Q-kanalen, og ved den komplekse multiplikation i multiplikatorerne MU0-MU2 blandes værdierne i I- og Q-kanalerne. Filtrene DF1 og DF2 har for en given orden - der er bestemt af antallet af forsinkelseskredse DL1-DL3 - et bestemt pasbånd,, hvis bredde på kendt måde kan udvides ved at vælge et filter af højere orden.

Claims (2)

147428 Patentkrav.

1. Filterindretning, der indgår i en impuls-Doppler-radars modtager med henblik på at reducere uønskede glittersignaler inden for et bestemt lavere og et bestemt højere hastighedsområde i et modtaget mål-ekko, der er fremkommet som reaktion på fra radar-udstyret med uregelmæssig impulsgentagelsesfrekvens ("staggering") udsendte radar-impulser, hvilken indretning indeholder et første (DFl) og et andet (DF2) digitalt filter, idet det første filters grænsefrekvens mellem pas- og spærrebånd er således valgt, at glitter-signalerne inden for det lavere hastighedsområde falder inden for det første filters spærrebånd, men at det ønskede mål-ekkosignal falder inden for dets pasbånd, kendetegnet ved en kredsindretning (HK), der er forbundet med det første filters (DFl) udgang og indrettet til at bedømme den dominerende frekvenskomposant (fm) i de nævnte glittersignaler inden for det højere hastighedsområde, samt til at frekvensforskyde de fra det første filter (DFl) udfiltrerede glittersignaler, så at middelfrekvensen for glittersignalerne inden for det højere hastighedsområde antager en lavere værdi end værdien inden frekvensforskydningen, idet kredsindretningens (HK) udgang er forbundet med indgangen på det andet digitale filter (DF2), hvis spærrebånd i hovedsagen falder sammen med det første filters (DFl) spærrebånd ved lave frekvenser, med henblik på undertrykkelse af de glittersignaler, som inden den nævnte frekvensforskydning lå inden for det højere hastighedsområde.

2. Filterindretning ifølge krav 1, kendetegnet ved, at kredsindretningen (HK) indeholder a) en fasemålekreds (FK) til inden for hver sekvens af udsendte radar-impulser at bestemme en sekvens af faseforskelle <A<S> n) mellem to på hinanden følgende og i det første filter (DFl) filtrerede eksempleringsværdier, b) en første lagerenhed (Ml) til at danne den reciprokke værdi af de koefficienter (Cn) der er lig med de eksempleringsværdier i det fra det første filter kommende udgangssignal (y-^itn)), der svarer til en bestemt faseforskel, c) en multiplikatorkreds (MK) der er forbundet mellem det første (DFl) og det andet (DF2) filter og med den første lagerenhed (Ml) til at multiplicere udgangssignalerne med de nævnte reciprokke værdier, samt