DE69329893T2

DE69329893T2 - Verfahren und Einrichtung zur Kompensation von Mehrwegeschwund und von Gleichwellenstörungen in einem Funksignal

Info

Publication number: DE69329893T2
Application number: DE69329893T
Authority: DE
Inventors: Paul Kar-Ming Ho; Robert Frank Marchetto; Todd Alan Stewart
Original assignee: Glenayre Electronics Inc
Current assignee: Glenayre Electronics Inc
Priority date: 1993-01-06
Filing date: 1993-11-24
Publication date: 2001-08-23
Anticipated expiration: 2013-11-25
Also published as: FI965244A7; ATE198965T1; IN182075B; EP0775386A1; EP0605955B1; CA2193659A1; EP0775386A4; EP0605955A3; AU7253694A; CA2109737A1; CN1093847A; FI965244A0; EP0605955A2; US5414734A; DE69329893D1; WO1996001004A1

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Minimierung der Auswirkungen von Mehrweg- und Gleichwellenstörungen auf ein Radiosignal und insbesondere auf eine Vorrichtung und ein Verfahren, die Pilotsymbole verwenden, um die Ausbreitungsauswirkungen auf ein empfangenes Radiosignal zu bestimmen.

Hintergrund der Erfindung

Radiosignale unterliegen mehreren Ausbreitungsphänomenen, die starke Auswirkungen auf die Signalstärke an einem Empfänger haben. Wird das Signal von Gebäuden oder anderen künstlichen oder natürlichen Oberflächen reflektiert, kann das reflektierte Signal, das einem anderen längeren Weg als das direkte Signal folgt, am Empfänger mit dem direkten Signal außer Phase ankommen; die resultierende Störung durch Interferenz zwischen den zwei oder mehr Signalen vermindert die Signalstärke an dem Empfänger. Dieses Phänomen ist eine Mehrwegstörung.
Eine ähnliche Störungsart entsteht in Gleichwellenübertragungssystemen, bei denen das gleiche Signal von einer Vielzahl von Sendern übertragen wird. Ein Empfänger, der in einem Bereich angeordnet ist, in dem identische Übertragungssignale von zwei oder mehr Übertragungsstationen sich überlappen, kann eine Verminderung der Empfangstärke des Gesamtsignals aufgrund destruktiver Interferenz erfahren, die beim Aufsummieren der von den verschiedenen Sendern empfangenen Radiosignalen entsteht, da die Ausbreitungsentfernung und daher die Phase der Signale sehr unterschiedlich sein können. Gleichwellenstörung ist daher in seinen Auswirkungen ähnlich, unterscheidet sich aber von einer Mehrwegstörung dadurch, dass erstere Interferenzen zwischen Signalen verschiedener Sender einbezieht, während letztere Interferenzen zwischen Signalen des gleichen Senders betrifft, die entlang verschiedener Ausbreitungswege verlaufen. Da es eigentlich unmöglich ist, die Übertragungszentren der HF-Trägerfrequenzen der überlappenden Übertragungen genau festzusetzen, unterliegt der Empfänger in einem Gleichwellenübertragungssystem zudem einem zusätzlichen Verzerrungsproblem, das bei Mehrwegstörungen mit Signalen, die von einem einzigen Sender übermittelt werden, nicht auftritt. Bei Flachschwund ist die Frequenzantwort des Empfangssignals flach und nur die Verstärkung und die Phase fluktuieren.
Flachschwund stellt ein weiteres Phänomen dar, durch das die empfangene Signalstärke vermindert werden kann. Jedoch liegt bei dem Auftreten von Flachschwund nur ein Signal eines einzigen Senders vor und dieses Signal breitet sich ohne Reflexion direkt zu dem Empfänger aus.
Es werden verschiedene Techniken eingesetzt, um die zerstörerischen Auswirkungen des Mehrwegschwundes zu vermindern. Beispielsweise wird in US 5,109,390 von Gillhousen et al. ein Mobiltelefonsystem offenbart, das eine CDMA-Modulation (Code Division Multiple Access) und Streuspektrumstechniken einsetzt, bei denen eine teilweise Unterdrückung zwischen den unterschiedlichen Übertragungswegen während der Demodulation von vornherein durch die Empfängersysteme (Mobiltelefone) erreicht wird. Um die Schwundauswirkungen weiter zu reduzieren, beinhaltet der Empfangsbereich der Mobiltelefone drei Demodulationsprozessoren oder -empfänger. Einer der Empfänger führt eine Zeitdomänenabtastfunktion aus, die Pilotsignale aufnimmt, die von nahegelegenen Sendeeinheiten (telefonseitig) übermittelt werden und zusätzlich, wenn Mehrwegsignale empfangen werden, die beiden stärksten Signale und den Zeitunterschied zwischen diesen Signalen mißt. Die verbleibenden zwei Empfänger oder Demodulatoren werden als Zweikanal-Diversity-Empfänger eingesetzt, bei dem die beiden stärksten Empfangssignale synchron verarbeitet werden und für eine Diversity- Kombinationsverarbeitung verwendet werden. Das Ergebnis der Diversity-Kombinationssverarbeitung ermöglicht eine verbesserte Arbeitsweise bei Mehrwegstörung, da der Leistungsverlust nur entsteht, wenn beide Empfänger zur gleichen Zeit einem Signalschwund unterliegen.
Manchmal werden Mehrebenenübertragungen mit Niedrigbaudraten eingesetzt, um die Auswirkungen von Mehrwegempfangsstörungen zu vermindern. Diese Technik versucht, die Auswirkung der Mehrwegverzerrung zu minimieren, indem sie den relativen Zeit-/Phasenunterschied in den empfangenen Mehrwegsignalen im Verhältnis zu der Datenbaudrate relativ klein hält. Der offensichtlichste Nachteil dieses Ansatzes ist eine Begrenzung der Datenraten, die eine nur geringe Systemleistungsfähigkeit verursacht. Weiter leidet die bit-Fehlerhäufigkeit des empfangenen Signals, auch wenn ein verhältnismäßig starkes Empfangssignal erhältlich ist, und die Modulation eines Signals auf mehreren Ebenen wird durch die Notwendigkeit das Signal in verschiedene Unterbänder zu teilen verkompliziert, wodurch die Rechnerbelastung erhöht wird. Die Verwendung von Mehrebenenmodulationstechniken mit Niedrigbaudrate wird in der Eingabe "MTEL Petition for Rule Making to Allocate Frequencies for New Nationwide Wireless Network Services" erörtert, die am 12. November 1991 dem FCC vorgelegt wurde.
Eine andere zur Reduzierung der Auswirkung einer Mehrwegstörung angewendete Technik ist der Einsatz von Equalizern, darunter auch schnelle Kalman-Equalizer, die versuchen, bei sich dynamisch ändernden Bedingungen schnell nachzuführen und zu konvergieren. Diese Technik wurde bisher jedoch nicht für den Einsatz von Gleichwellensystemen vorgeschlagen. Konventionelle Equalizer sind bei der Anpassung an Verzerrungen relativ langsam, wodurch eine vergleichsweise hohe Fehlerhäufigkeit verursacht wird bis der Equalizer angemessen konvergiert. Auch wenn schnellere Kalman-Equalizer dieses Problem reduzieren können, ist der in dem Gerät eingesetzte Algorithmus in Bezug auf den Rechenaufwand so kompliziert, dass er einen erheblichen Arbeitsspeicher benötigt. Auch ist der in Kalman-Equalizern verwendete Algorithmus eher instabil. Beim Auftreten von schnellem Schwund aufgrund von Mehrwegverzerrung, neigen Equalizer letztlich dazu, instabil zu werden und ein Versagen wird wahrscheinlicher. Ein Lehrbuch mit dem Titel ,Digital Communications', 2. Auflage, von J. Proakis, herausgegeben von McGraw Hill 1989, beschreibt die Verwendung von Equalizern zu diesem Zweck in Kapitel 6, Seiten 519 bis 693.
Die Verwendung einer pilotsymbolunterstützten Modulation (PSAM) ist eine im Stand der Technik bekannte Methode, um die Auswirkung von Flachschwund zu minimieren, und ist besonders effektiv bei der Verwendung in mobilen Empfängern. Mehrere Verweise beschreiben, wie die durch Flachschwund verursachte bit-Fehlerhäufigkeit durch die Verwendung von Pilotsymbolen wesentlich verringert werden kann, z. B. "An Analysis of Pilot Symbol Assisted Modulation for Rayleigh Fading Channels" von J. K. Cavers, in "IEEE Transactions on Vehicular Technology, Vol. 40, No. 4, November 1991" und "TCMP - A Modulation and Coding Strategy for Rician Fading Channels", in "IEEE Journal an Selected Areas of Communications, L. Moher und J. H. Lodge, Vol. 7, Seiten 1347-1355, Dezember 1989". Diese Technik verwendet ein einziges Pilotsymbol in jedem übermittelten Rahmen. Die Verweise erläutern nur die Verwendung von Pilotsymbolen in Verbindung mit der Reduzierung des Schwundes einer einzelnen Signalwelle, die einem direkten Weg von einer einzigen Senderseite folgt, und erklären oder schlagen nicht vor, wie Pilotsymbole für den Einsatz bei Mehrweg- oder Gleichwellenstörproblemen eingesetzt werden könnten.
In der US 5,170,413 von Hess et al. wird ein mobiles Kommunikationssystem offenbart, bei dem die von einer Vielzahl von Sendern übertragenen Signale Pilotsymbole beinhalten, die von einem Systemempfänger verwendet werden, um den Sender mit der höchsten Signalwegzuverlässigkeit zu bestimmen. In der Anordnung von U. S. Patent 5,170,413 werden die Verzögerungsstreuung und die Signalparameter für zwei oder mehr verfügbare Sender gemessen. Insbesondere wird ein Signalgütefaktor berechnet, der für die Verzögerungsstreuung und für das Verhältnis von Träger zu Interferenz plus Rauschen repräsentativ ist. Bei dem U. S. Patent 5,170,413 beinhaltet die Berechnung des Signalgütefaktors das mathematische Kombinieren von Pilotkorrekturfaktoren, die aus den empfangenen Pilotsymbolen mit absoluten Fehlerwerten berechnet werden, die durch den Vergleich von empfangenen Datensymbolen mit erlaubten Datensymbolen einer Konstellationskarte für den verwendeten Modulationstyp (16 Ebenen QAM in U. S. Patent 5,170,413) bestimmt wird. Auf der Grundlage der Verzögerungsstreuung und des berechneten Signalgütefaktors identifiziert die Empfängereinheit, welcher verfügbare Sender die höchste Signalwegzuverlässigkeit bietet und bewirkt eine Zulassung für den Austausch mit diesem Sender.
Eine Veröffentlichung mit dem Titel "Adaptive Equalization and Diversity Combining for a Mobile Radio Channel" von N. Lo., D. Falconer und A. Sheikh, Proc. in "IEEE Globecom '90, Dezember 1990", offenbart ein digitales zellenförmiges Radiosystem, das einen verbundenen adaptiven Entscheidungsrückmeldungs-Equalizer und einen Diversity- Verbinder einsetzt, um Dopplerschwundraten bis zu 100 Hz zu vermindern. Wie in diesem Verweis offenbart ist, werden aktuelle Schätzungen von Kanalimpulsantworten interpoliert und die interpolierten Werte bei aufeinanderfolgenden Datensymbolen in Datenblöcken angewendet, um Änderungen in der Kanalimpulsantwort mit der Zeit zu kompensieren. Bei der Technik ist vorgesehen, vor jedem Datenblock eine Vielzahl von vorbestimmten Pilotsymbolen zu übermitteln und die geschätzte Kanalimpulsantwort für die Symbole zu interpolieren, die vor und nach jedem Datenblock empfangen werden. Die Interpolation versucht die Auswirkung von verhältnismäßig schnellem Dopplerschwund der Daten zu minimieren. Dieser Ansatz erreicht jedoch nur einen mittelmäßigen Leistungsgewinn, da versäumt wird, die Kanalbedingungen zu berücksichtigen, wie eine relative Signalstärke der Empfangssignale, der Dopplerschwundfrequenz, den Ausbreitungsverzögerungsunterschieden zwischen den interferierenden Signalen, den Frequenzregelabweichung zwischen interferierenden Signalen und dem Rauschabstand der Empfangssignale, wenn der Interpolationsvorgang durchgeführt wird. Folglich kann die in dieser Veröffentlichung offenbarte Methode keinen optimalen Ausgleich unter extremen Signalschwundbedingungen für den Kanal vorsehen.
In dem U. S. Patent 5,127,051 von Chan et al. wird ein Modemsystem für die Übertragung von HF-Daten über variierende Transmissionskanäle offenbart, das eine pilotsymbolunterstützte Modulation und eine adaptive Entzerrung einsetzt. In der Anordnung von U. S. Patent 5,127,051 wird jedes übermittelte Datenpaket in aufeinanderfolgende Rahmen formatiert. Der erste Rahmen eines jeden Pakets besteht aus zwei identischen Übungssequenzen (Sequenzen von Pilotsymbolen), wobei jeder folgende Rahmen aus einer Datensequenz besteht, die in eine Serie aus zwei oder mehr Datenblöcken unterteilt ist, die von den zwei identischen Übungssequenzen gefolgt wird. In dieser Anordnung hat jede Übungssequenz eine längere Zeitspanne als die von der Mehrwegzerstreuung erwartete Zeitspanne des Kommunikationskanals. Daher wird die zweite Übungssequenz eines jeden Rahmens von der Mehrwegstörung eines vorhergehenden Datenblocks isoliert. Das ermöglicht es, dem Empfänger des Empfangsmodems, eine herkömmliche Autokorrelationstechnik zu verwenden, um für jeden Rahmen empfangener Informationen eine verhältnismäßig genaue Kanalschätzung vorzusehen. Eine Kompensation für Änderungen bei der Kanalabschätzung, die mit der Zeit auftreten, wird durch den Einsatz von Linearinterpolation über die Kanalabschätzungen für den aktuellen und vorhergehenden Rahmen vorgesehen. Wie die von Lo. et al. offenbarte Anordnung, sieht die Anordnung des U. S. Patents 5,127,051 einen Leistungsgewinn vor, berücksichtigt aber keine Kanaleigenschaften wie die relative Signalstärke der Empfangssignale, der Dopplerschwundfrequenz, dem Ausbreitungsverzögerungsunterschied zwischen interferierenden Signalen, den Frequenzregelabweichung zwischen interferierenden Signalen und dem Rauschabstand zwischen den Empfangssignalen, wenn der Interpolationsschritt durchgeführt wird.
Demnach sollte es offensichtlich sein, dass eine Kompensation für Mehrweg- und Gleichwellenstörung benötigt wird, die einen Hochgeschwindigkeitsdatentransfer ermöglicht. Die Systeme nach dem Stand der Technik sind entweder auf niedrige Datenraten beschränkt, haben eine zu hohe bit-Fehlerhäufigkeit, beanspruchen einen zu großen Arbeitsspeicher oder versagen bei einer optimalen Verringerung des Schwundproblems.

Zusammenfassung der Erfindung

Gemäß der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltung zur Kompensation des Schwundes eines Signals eines Empfängers, das sich aus wenigstens einem Sender ausbreitet, die eine Pilotsymbolschaltung umfaßt, die eine vorbestimmte Vielzahl von Pilotsymbolen in jedem an den Empfänger übermittelten Datenrahmen vorsieht. Ein Trennmittel, das zur Eingabe eines Empfangssignals an den Empfänger gekoppelt ist, trennt die Vielzahl von Pilotsymbolen von einer Vielzahl von Datensymbolen in jedem Datenrahmen, wobei es ein Pilotsymbolsignal mit der Vielzahl von Pilotsymbolen und ein Datensignal mit der Vielzahl von Datensymbolen erzeugt. Ein Verzögerungsmittel, das zum Empfang des Datensignals angekoppelt ist, verzögert das Datensignal von einem aktuellen Rahmen bis das Pilotsymbolsignal von wenigstens einem nachfolgenden Rahmen empfangen wurde, wodurch ein verzögertes Datensignal erzeugt wird. Ein Pilotsignalverarbeitungsmittel, das zum Empfang des Pilotsymbolsignals angekoppelt ist, ist vorgesehen, um eine geschätzte Kanalimpulsantwort für die Vielzahl von Pilotsymbolen in jedem Rahmen von empfangenen Daten zu bestimmen. Ein Interpolationsfiltermittel, das zum Empfang der geschätzten Kanalimpulsantwort für jeden Datenrahmen angekoppelt ist, umfaßt ein Speichermittel, um eine geschätzte Impulsantwort von wenigstens einem vorhergehenden Rahmen zu speichern. Das Interpolationsfiltermittel interpoliert Werte der geschätzten Kanalimpulsantwort zwischen dem aktuellen und vorhergehenden Rahmen, um eine interpolierte Kanalimpulsantwort für jedes Datensymbol in einem Rahmen als eine Funktion von vorher bestimmten Kanaleigenschaften zu bestimmen. Ein Decodiermittel, das zum Empfang der interpolierten Kanalimpulsantwort und des verzögerten Datensignals angekoppelt ist, gewinnt die an den Empfänger übermittelten Daten als eine Funktion der interpolierten Kanalimpulsantwort und des verzögerten Datensignals zurück, wobei im wesentlichen jeder Schwund und jede Störung in dem empfangenen Signal kompensiert wird.
Das Trennmittel weist vorzugsweise ein Zeitbestimmungsmittel auf, das einen Teil aus jedem Rahmen für das Pilotsymbolsignal herausnimmt als Funktion eines vorher bestimmten Zeitintervalls, während dem die Vielzahl von Pilotsymbolen in jedem Rahmen vorübergehend in dem empfangenen Signal sind, und das dann den zeitlichen Rest eines jeden Rahmens des Empfangssignals als Datensignal heranzieht. Weiter weisen das Trennmittel, das Verzögerungsmittel, das Pilotsignalverarbeitungsmittel, das Interpolationsfiltermittel und das Decodiermittel bevorzugt einen digitalen Signalprozessor auf.
Das Decodiermittel wählt einen Datenvektor für jedes Datensymbol aus einer Reihe von möglichen Werten von Datenvektoren [S] aus, indem ein Minimalwert für einen Ausdruck D([S]) bestimmt wird, nachdem der Ausdruck für jeden Datenvektor der Reihe berechnet wurde. Der Ausdruck ist definiert durch:
D([S]) = r(11) - [s(i)][W(i)]²
wobei r(i) das i-te empfangene Datensymbol ist, [W(i)] die interpolierte Kanalimpulsantwort für das i-te empfangene Datensymbol ist, M die Gesamtzahl von Datensymbolen und Pilotsymbolen in jedem Rahmen und L die Länge der Kanalimpulsantwort der empfangenen Signale ist. Es ist zu beachten, dass in der gesamten Beschreibung und in den Ansprüchen, die Schreibweise "[X]" verwendet wird, um mit X einen Vektor oder eine Matrix zu repräsentieren.
Für den Fall, dass der Schwund aufgrund der Interferenz zwischen wenigstens zwei auf unterschiedlichen Ausbreitungswegen an den Empfänger übermittelten Signalen entsteht, weist das Interpolationsfiltermittel ein Matrixoperatormittel auf, um die interpolierte Kanalimpulsantwort als eine Funktion eines Vektorprodukts aus einem Vektor, der die charakteristischen Kanalmerkmale repräsentiert, und einem Vektor der Kanalabschätzungen, der von den empfangenen Pilotsymbolen abgeleitet werden, zustimmen. Das Decodiermittel weist bevorzugt einen Viterbi-Decoder auf und führt bevorzugt einen Decodier- Algorithmus von reduzierter Komplexität aus.
In einer bevorzugten Ausführungsform werden bei dem Interpolationsfiltermittel zudem vorher bestimmte charakteristische Kanalmerkmale verwendet, die umfassen: eine Dopplerschwundfrequenz, relative Signalstärken der am Empfänger interferierenden Signale, Unterschiede der Ausbreitungsverzögerung zwischen den interferierenden Signalen, Frequenzregelabweichungen zwischen den interferierenden Signalen und einen Rauschabstand der empfangenen Signale. Diese charakteristischen Kanalmerkmale werden auf der Grundlage eines schlimmstmöglichen Falls von Schwund und Interferenz zwischen den empfangenen Signalen gewählt.
Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur Kompensation eines Signalschwunds bei einem Empfänger, wobei sich die Signale als Datenrahmen aus wenigstens einem Sender zu dem Empfänger ausbreiten. Dieses Verfahren weist Arbeitsschritte auf, die im allgemeinen mit den Funktionen der oben beschriebenen Schaltung übereinstimmen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorherigen Merkmale und viele der begleitenden Vorteile dieser Erfindung sind mit Hilfe der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichen leicht verständlich, in diesen stellen dar:
Fig. 1 ein Schema eines Radiosystems, in dem ein Empfänger ein direktes und ein reflektiertes Signal empfängt, wodurch eine Mehrwegstörung und ein Mehrwegschwund entsteht;
Fig. 2 ein Schema eines vereinfachten Gleichwegradiosystems, in dem ein Empfänger Gleichwellenübertragungen von verschiedenen Sendern empfängt und eine Gleichwellenstörung mit einem Gleichwellenschwund erfährt, in dem Signale aufsummiert werden, die sich über unterschiedliche Weglängen ausgebreitet haben und geringfügig unterschiedliche Frequenzen haben;
Fig. 3 ein Blockdiagramm eines Radiosenders und Empfängers in einem Radiosystem, das die vorliegende Erfindung zur Kompensation von Störungen und Schwund zwischen am Empfänger empfangenen Radiosignalen beinhaltet;
Fig. 4 ein Funktionsdiagramm, das die Störung und den Schwund in übertragenen Radiosignalen zeigt;
Fig. 5 ein diskretes Zeitmodelldiagramm eines Modulationssystems, das ein zu Intervallen der Zeit T aufgenommenes Empfangssignal (Datenvektor ([S(k)]) und einen Kanalzustand [H(k)]) zeigt;
Fig. 6 ein Diagramm, das das Verhältnis zwischen den Pilotsymbolen und den Datensymbolen in jedem Rahmen eines Empfangssignals zeigt;
Fig. 7 ein Flußdiagramm, dass die an dem Sender durchgeführten Schritte zeigt, um eine Vielzahl von Pilotsymbolen mit Datensymbolen in jedem Rahmen, der moduliert und übermittelt wird, zu erfassen;
Fig. 8 ein Flußdiagramm, das die an dem Empfänger durchgeführten logischen Schritte zeigt, um Daten von empfangenen Signalen, die einem Schwund und einer Störung unterliegen, zurück zu gewinnen,
Fig. 9 einen Graphen, bei dem die bit-Fehlerhäufigkeit gegen den Rauschabstand (SNR) bei verschiedenen Werten der Quadratwurzel der Verzögerung zeigt ist, in einem System nach dem Stand der Technik, das ebenso den Schwund und die Störung durch den Einsatz von Pilotsymbolen kompensiert; und
Fig. 10 einen Graphen mit der bit-Fehlerhäufigkeit gegen den Rauschabstand bei verschiedenen Werten der Quadratwurzel der Verzögerung gemäß der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform

Wie beim Hintergrund der Erfindung beschrieben, ist ein Radioempfänger verschiedenen Arten von Schwund und Störungen ausgesetzt. Flachschwund entsteht, wenn ein direktes Signal beim Empfänger ein- und ausgeht. Zwei andere Arten von Schwund entstehen durch die Interferenz einer Vielzahl von Signalen, dazu gehören Mehrweg- und Gleichwellenschwund, wie in den Blockdiagrammen 20 und 32 in den Fig. 1 bzw. 2 gezeigt ist. In dem schematischen Blockdiagramm 20 übermittelt ein Sender 22 HF-Signale von einer Antenne 24, und das Signal breitet sich entlang einem Weg td direkt zu einer Antenne 28 aus, die an einen Empfänger 30 gekoppelt ist. Zusätzlich breitet sich das Signal von dem Sender 22 ebenso entlang dem Weg tr aus und wird von einem künstlichen Objekt, wie beispielsweise einem Gebäude, oder einem natürlichen Objekt, wie beispielsweise einem Berg 26, reflektiert. Das reflektierte Signal verläuft dann entlang einem Weg t'r in Richtung der Antenne 28 des Empfängers 30. Das entlang dem Weg t'r laufende Signal und das entlang dem Weg td laufende direkte Signal können interferieren in Abhängigkeit von der Phasenbeziehung zwischen den Signalen an der Antenne 28. Aufgrund der unterschiedlichen Weglängen, die von dem reflektierten und direkten Radiosignal zurückgelegt werden, kann ein Phasensprung und eine Intensitätsänderung zwischen den zwei Signalen auftreten. Sind diese reflektierten und direkten Signale um 180º außer Phase, entsteht in dem von dem Empfänger 30 demodulierten Signal ein maximaler Schwund.
Auf ähnliche Weise, wie in dem schematischen Blockdiagramm 32 in Fig. 2 gezeigt ist, übermitteln ein erster Gleichwellensender 22a und ein zweiter Gleichwellensender 22b, die mit demselben Eingangssignal versehen sind, entsprechende linear modulierte HF-Signale entlang den Wegen tda bzw. tdb, an die Antenne 28 des Empfängers 30. Der von diesen nominal identischen HF-Signalen zurückgelegte Weg und jeder geringfügige Unterschied der Frequenzen dieser beiden Signale kann eine Phasendifferenz an der Antenne 28 verursachen, die zu einem Schwund des durch den Empfänger 30 modulierten Signals führt, ähnlich der Störung und dem Schwund der Signale in dem Mehrwegbeispiel aus Fig. 1. Außerdem können sich Flachschwund und Mehrwegstörung mit einer Gleichwelleninterferenz kombinieren und an dem Empfänger 30 das Schwundproblem weiter verschlimmern, auch wenn dies nicht im Einzelnen dargestellt ist.
Die bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird in einer Anwendung offenbart, bei der sie verwendet wird, um Gleichwellenübertragungsdaten an einem Empfänger zurückzugewinnen, der den oben beschriebenen drei Schwundarten unterliegt. Das Verfahren ist insbesondere bei Linearmodulation anwendbar, wie beispielsweise einem 16- Feld Quadrat amplitudenmodulierten System. Zur Beschreibung der Vorrichtung und des in der vorliegenden Erfindung durchgeführten Verfahrens wird ein Zweiwegemodell mit unabhängigem Rayleigh-Schwund in jeder Welle angenommen, da dieses Kanalmodell von der Telekommunikationsindustrie Vereinigung (TIA) zur Berechnung der Leistungsfähigkeit des nordamerikanischen digitalen zellulären Systems festgelegt ist. Auf der Grundlage dieses Kanalmodells, wenn s(t) eine übertragene komplexe Hüllkurve ist, wird ein entsprechendes empfangendes Basisbandsignal r(t) durch den folgenden Ausdruck definiert:
r(t) = f(t)s(t) + g(t)s(t - d) + w(t) (1)
wobei f(t), g(t) und w(t) alle unabhängige komplexe Gaußprozesse und d die relative Verzögerung zwischen zwei Ausbreitungswegen sind. Insbesondere stellen f(t) und d(t) einen Schwund und w(t) ein zum Kanal gehörendes weißes Gaußrauschen (AWGN) dar, wie in Fig. 4 gezeigt ist. In dieser Figur wird die durch die Linie 120 dargestellte komplexe Hüllkurve s(t) entlang getrennter Pfade 122 und 124 übertragen, wobei jeder der beiden Pfade Schwundprozessen f(t) und g(t) an Vervielfältigungseinheiten 126 bzw. 128 unterliegt. Das dem Schwund unterliegende Signal, das entlang dem Weg 130 übermittelt wird, wird an der Empfängerantenne zu anderen Signalen addiert (wie durch die Summation der Signale in einer Addierschaltung 140 dargestellt ist), wie dem entlang einem Weg 132 verlaufenden Signal, das einer Verzögerung d unterliegt, wie in Block 134 dargestellt ist. Das resultierende verzögerte Signal folgt einem Weg 136 und wird in einer Summierschaltung 140 sowohl mit dem Signal entlang des Weges 130 als auch mit dem AWGN zusammengezählt, das durch w(t) dargestellt und als Eingangssignal durch eine Linie 138 repräsentiert wird. Die Summierschaltung 140 kombiniert diese Signale und sieht eine komplexe Hüllkurve r(t) am Empfänger 30 zur Demodulation vor, wie durch eine Linie 142 angedeutet ist. Die vorliegende Erfindung sieht eine Schaltung und ein Verfahren zur Verarbeitung des empfangenen Signals r(t) vor, um die ursprünglich übermittelten Daten zurückzugewinnen, die ansonsten einer wesentlichen bit- Fehlerhäufigkeit und einem Verlust an übermittelten Informationen unterliegen würden, aufgrund des Schwundes und/oder der Störung zwischen den empfangenen Signalen.
In Fig. 3 ist ein Radiosystem gezeigt, bei dem Schwund und Störungen gemäß der vorliegenden Erfindung kompensiert werden und das allgemein mit dem Bezugszeichen 38 bezeichnet wird. Das Radiosystem 38 umfaßt einen Empfänger 40 und einen oder mehrere Sender 42 (nur ein Sender 42 ist in Fig. 3 gezeigt). Der Sender 42 weist eine Datenquelle 44 auf, die eine Vielzahl von Datensymbolen erzeugt, die an den Empfänger 40 übermittelt werden sollen. Zusätzlich erzeugt ein Pilotsymbolgenerator 46 eine Vielzahl von Pilotsymbolen, die in einem Block zusammengefaßt sind, der vor der Vielzahl durch die Datenquelle 44 erzeugten Datensymbolen übermittelt wird. Der von der Vielzahl von Datensymbolen gefolgte Block von Pilotsymbolen bildet einen Rahmen für das übermittelte Signal.
Fig. 6 zeigt einen Beispielrahmen 170 aus M (gesamt) Symbolen, der (2L + 1) Pilotsymbole 174, die von P(-L) bis P(L), reichen und (M - (2L - 1)) Datensymbole 172 umfaßt. Jeder darauffolgende Rahmen 178 (nur ein Teil des nächsten folgenden Rahmens ist in Fig. 6 gezeigt) weist in gleicher Weise einen Block von (2L + 1) Pilotsymbolen 174 und eine Vielzahl von (M - 2L - 1) Datensymbolen 172 auf.
Die Baudrate der Datenquelle 44 bezieht sich gleichermaßen auf die Datenquelle 44 und den Pilotsymbolgenerator 46, sodass die Gesamtbaudrate mit der aufeinanderfolgende Rahmen von M-Symbolen übertragen werden im wesentlichen konstant ist. Die Datenquelle 44 ist über eine Linie 48 mit einem Logikschalter 45 verbunden, der von einem Zeitgeber (oder Zähler) 52 gesteuert wird. Als Funktion der Gesamtzahl der Symbole M in jedem Rahmen und der relativen Zahl an Pilotsymbolen 174 und Datensymbolen 172 in jedem Rahmen, ändert der Zeitgeber 52 den Zustand des Logikschalters 54, wobei er zwischen der Datenquelle 44 und dem Pilotsymbolgenerator 46 auswählt, um die Symbolart, die während den Bereichen aufeinanderfolgender Rahmen übermittelt werden, zu bestimmen. Die ausgewählten Symbole werden von dem Logikschalter 54 an einen Rahmenblock 56 übermittelt, der die zu übermittelnden Rahmen von M- Symbolen kompiliert. Jeder Rahmen 178 der Abfolge wird sequentiell entlang einer Linie 58 an einen Modulator 60 in einem Sender 42 übermittelt. Der Modulator 60 moduliert ein Trägersignal mit den Daten- und Pilotsymbolen und das erzeugte modulierte Signal wird entlang einer Linie 62 an einen Sendeverstärker 64 übermittelt, der an eine Übertragungsantenne 76 gekoppelt ist.
Die modulierten Rahmen mit den Pilotsymbolen und den Datensymbolen werden von der Übertragungsantenne 66 ausgestrahlt. Ein Rayleigh-Schwundkanal 1, der in Fig. 3 graphisch durch einen "Blitz 68" gezeigt ist, repräsentiert die Schwundauswirkungen auf das Signal, das letztlich von der Empfangsantenne 72 empfangen wird. In gleicher Weise repräsentiert ein Gleichwellen-Rayleigh-Schwundkanal 2 (durch einen "Blitz 70" gezeigt) den Schwund, dem ein von einem anderen Sender übermitteltes Signal und/oder das Signal, das von der Sendeantenne 66 übermittelt wird, nachdem es von einem künstlichen oder natürlichen Objekt reflektiert wurde, unterliegt. Interferenzen zwischen diesen beiden Rayleigh-Schwundkanälen kann gravierenden Schwund verursachen, der die Rückgewinnung der an einen herkömmlichen Empfänger übermittelten Datensymbole erschwert. Jedoch umfaßt der Empfänger 40 eine Schaltung, die die von dem Pilotsymbolgenerator 46 und dem Sender 42 erzeugten Pilotsymbole ausnutzt, um die dem Schwund und Störungen unterliegenden Datensymbole zurückzugewinnen, wobei derartige ungewünschte Effekte im wesentlichen kompensiert werden.
Die Empfangsantenne 72 ist an einen Empfangsdemodulator 74 gekoppelt, der das Signal r(t) demoduliert und ein demoduliertes Signal rK erzeugt. Das demodulierte Signal rK wird entlang einer Linie 76 in eine Schaltung 36 eingegeben. Gemäß der bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltung 36 einen digitalen Signalprozessor auf. Das demodulierte Signal wird entlang der Linie 76 an einen Logikschalter 80 übermittelt, der von einem Zeitgeber (oder Zähler) 78 gesteuert wird, der mit dem Zeitgeber 52 in jedem Sender 42 synchronisiert ist (zumindest in Bezug auf die Bestimmung der Länge jedes Rahmens und den Bereich jedes Rahmens, der jeweils Pilotsymbole und Datensymbole umfasst). Der Zeitgeber 78 veranlaßt den Logikschalter 80 den Pilotsymbolteil des empfangenen demodulatierten Signals entlang einer Linie 86 zu leiten, die an einen Kanalkalkulator 96 gekoppelt ist, und den Datensymbolteil jedes Rahmens entlang einer Linie 82 zu leiten, die an einen Verzögerungsblock 84 gekoppelt ist. Der Logikschalter 80 trennt daher in jedem empfangenen Rahmen die Pilotsymbole von den Datensymbolen.
In der bevorzugten Ausführungsform verzögert der Verzögerungsblock 84 aufeinanderfolgende Datensymbolrahmen um K/2-Datenrahmen. Diese Verzögerung ermöglicht die Interpolation einer geschätzten Kanalimpulsantwort, die in jedem Rahmen an nachfolgende Datensymbolen angelegt wird, um einen schnellen Schwund zu kompensieren (schneller Schwund wird bestimmt durch einen Schwund, der in einem Bereich oberhalb von 100 Hz auftritt) und um mehr als 80 us für die Entzerrung von Gleichwellensignalen vorzusehen, wie aus der folgenden Erläuterung ersichtlich wird.
Während die Datensymbole in aufeinanderfolgenden Rahmen durch den Verzögerungsblock 84 verzögert werden, verarbeitet der Kanalkalkulatorblock 96 die aktuellen Pilotsymbole, um für die aktuellen 2L + 1 Pilotsymbole eine Kanalimpulsantwort zu schätzen, die für die Kanalimpulsantwortabschätzung entsprechender 2L + 1 Pilotsymbolen folgender und vorhergehender Rahmen verwendet wird. Die Kanalimpulsantwortabschätzungen des aktuellen Rahmens werden entlang der Linie 68 zur vorübergehenden Speicherung an einen Puffer 100 übermittelt. Der Puffer 100 speichert K Kanalimpulsantwortabschätzungen, die über eine Linie 102 an einen Interpolator 92 abgegeben werden. Interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzungen werden unter Verwendung der K Kanalimpulsantworten bestimmt, die die K/2 Kanalimpulsantwortabschätzung der vorhergehenden Rahmen und die K/2 Kanalimpulsantwortabschätzung des aktuellen und folgenden Rahmens beinhalten. Die verzögerten Datensymbole des Verzögerungsblocks 84 werden dann mit den interpolierten Kanalimpulsantwortabschätzungen verarbeitet, um die dem Schwund unterliegenden Datensymbole zurückzugeben.
Der Interpolator 92 führt einen vergleichsweise geradlinigen Interpolationsschritt durch, um eine höhere Genauigkeit bei der Rückgewinnung der Datensymbole zu erreichen. Unter optimalen Bedingungen kann ein empfangenes Signal einem vergleichsweise langsamen Schwund unterliegen. Langsame Schwundbedingungen bedeuten, dass eine an jedem Datensymbol in einem Rahmen anliegende Kanalimpulsantwortabschätzung im wesentlichen konstant über die Länge des Rahmens ist. Jedoch sind Schwundraten bis zu und über 100 Hz hinaus sehr verbreitet, wodurch sich eine Kanalimpulsantwortabschätzung, die an die Datensymbole am Anfang eines Rahmens angelegt wird grundsätzlich unterscheidet von einer, die am Ende eines Rahmens an die Datensymbole angelegt wird. Um die sich schnell ändernde Kanalabschätzung anzupassen und die bit-Fehlerhäufigkeit der aus einem empfangenen Signal während schnellem Schwund zurückgewonnen Daten zu minimieren, ist es wichtig, dass eine Interpolation der Kanalimpulsantwortabschätzung an die Datensymbole über die Länge jedes Rahmens angelegt wird. Im einfachsten Fall, kann eine Kanalimpulsantwortabschätzung für die Pilotsymbole in den Rahmen direkt vor und nach den zu verarbeitenden Datensymbolen angelegt werden, um eine Kanalimpulsantwortabschätzung für jedes der Datensymbole in einem Rahmen zu interpolieren. Jedoch kann eine wesentlich niedrigere bit-Fehlerhäufigkeit erreicht werden, indem die Kanalimpulsantwortabschätzungen von zwei oder drei Rahmen vor und nach dem Rahmen der zu verarbeitenden Datensymbole verwendet werden.
Der Interpolator 92 der vorliegenden Erfindung verwendet im Gegensatz zu dem oben diskutierten System nach dem Stand der Technik vorbestimmte charakteristische Kanalmerkmale, um eine angemessene interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzung zu ermitteln, die an jedes der Datensymbole in einem zu verarbeitenden Rahmen angelegt wird. Diese vorbestimmten charakteristischen Kanalmerkmale umfassen die Dopplerschwundfrequenz des Kanals, die relativen Signalstärken der am Empfänger 40 interferierenden Signale, Unterschiede der Ausbreitungsverzögerung zwischen empfangenen Signalen, die miteinander interferieren könnten, Frequenzregelabweichungen zwischen den interferierenden Signalen (die in Gleichwellenübertragungssystemen häufiger auftreten, da die Frequenz jedes Gleichwellensenders geringfügig von der Frequenz eines anderen Gleichwellensenders in dem System abweichen kann) und den Rauschabstand der empfangenen Signale. Idealerweise wäre es wünscheswert, jede dieser charakteristischen Kanalmerkmale auf einer Echtzeitbasis zu bestimmen oder zu messen, sodass ein aktueller Wert des bestimmten fraglichen Merkmales von dem Interpolator 92 verwendet wird. Mit der gegenwärtigen Technologie sind derartige Echtzeitbestimmungen der Kanalmerkmale ökonomisch nicht sinnvoll. Fallen jedoch die Kosten nicht in Betracht, können die Kanalmerkmale durch die Verwendung eines schnelleren und teureren Rechners, als demjenigen, der bei der bevorzugten Ausführungsform eingesetzt wird, in Echtzeit abgeschätzt werden.
Dementsprechend verwendet die gegenwärtige bevorzugte Ausführungsform statt dessen vorbestimmte Werte eines schlimmstmöglichen Falles für jede dieser verwendeten Kanalmerkmale, um die interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzung zu bestimmen, die bei jedem zu verarbeitenden Datensymbol in einem Rahmen verwendet wird. Weitere Einzelheiten des Interpolationsschrittes werden unten offenbart.
Der Interpolator 92 ist entlang einer Linie 104 an einen Decoder 106 gekoppelt. Der Decoder 106 legt die von dem Interpolator 92 bestimmten interpolierten Werte an die verzögerten Datenwerte des zu verarbeitenden Rahmens an, wobei er die ursprünglich übermittelten Daten durch Schwund- oder Störungskompensation zurückgewinnt. Liegen die ursprünglich übermittelten Daten als Analogdaten vor, wird anstelle den Ausgang des Decoders 106 an einen Datenblock 110 zu koppeln ein Digitalanalogwandler (DAC) 112 angekoppelt, um die decodierten Daten zu empfangen. Der DAC 112 wandelt die Daten in ein Analogsignal um, wie in einem Block 116 angezeigt ist, der am Ende einer Leitung 114 anliegt.

Theorie und Betrieb der bevorzugten Ausführungsform

Der Schwundvorgang ist in starkem Maße eine Funktion der charakteristischen Kanalmerkmale. Die vorliegende Erfindung zieht daher die charakteristischen Kanalmerkmale bei der Bestimmung der interpolierten Kanalimpulsantwortabschätzungen, die an die Datensymbole angelegt werden, in Betracht, wie oben erklärt wurde. Der folgende Text erklärt, wie diese charakteristischen Kanalmerkmale in diesen Vorgang eingehen. In Bezug auf Fig. 4 wird die Autokorrelationsfunktion der beiden Schwundvorgänge f(t) und g(t) durch die folgenden beiden Gleichungen repräsentiert:
R_ff_(t') = P_ffJ(2πFdt')exp(j2πF1t') (2)
R_gg_(t') = P_ggJ(2πFdt')exp(j2π2t') (3)
wobei P_ff und P_gg Varianzen (die der Leistung entsprechen) der beiden Random-Schwundprozesse sind, Fd das Maximum einer schlimmstmöglichen Dopplerfrequenz ist, J(2πFdt') die Bessel-Funktion nullter Ordnung, t' die Variable in den Autokorrelationsfunktionen und F1 und F2 die Frequenzabweichungen der beiden empfangenen Signale (relativ zum Empfänger) sind.
Die normalisierte Quadratwurzel der Verzögerungsstreuung, die mit dem Zweiwegeschwundmodell verbunden ist, ist gegeben durch:
wobei a das Leistungsaufteilungsverhältnis und durch folgende Gleichung definiert ist:
a = P_ff/P_gg
Der Wert b in Gleichung 4 ist die normalisierte relative Ausbreitungsverzögerung, die definiert ist durch:
b = d/T (6)
wobei T der Symbolintervall (d. h. 1 geteilt durch die Baudrate) ist.
Entsprechend der TIA-Spezifikation für ein digitales zelluläres System sollte ein Modulationsschema in der Lage sein, die Quadratwurzel einer Verzögerungsstreuung von mindestens 20 gs zu verarbeiten. Angenommen eine Baudrate für ein derartiges System annähern 25 KiloBaud, dann sollte der durch Gleichung 4 bestimmte Streufaktor S gleich 0,5 sein. Besteht eine gleichmäßige Leistungsaufteilung zwischen den Schwundkanälen (der schlimmstmögliche Zustand), sollte das Modulationsschema in der Lage sein, einen Ausbreitungsverzögerungsunterschied von bis zu 2 Symbolintervallen 2T zu verarbeiten (entsprechend den Anforderungen, die in Einwellenübertragungssystemen auftreten, bei denen eine Verzögerung von 100 us möglich ist).
In der bevorzugten Ausführungsform wird das empfangene Signal r(t) von dem Empfänger 40 mit der gleichen Baudrate, mit der das Signal gesendet wurde, aufgenommen. Es ist jedoch zu beachten, dass andere Aufnahmeraten alternativ verwendet werden können (z. B. ganzzahlige Vielfache der gesendeten Baudrate). Da frequenzselektierter Schwund in jedem Kanal auftritt, können die empfangenen Sendeproben r(k) geschrieben werden in der Form:
r (k) = [S(k)][H(k)] + n (k) (7)
wobei:
[S (k)] = [s(k), s(k - 1), ...., s(k - L)] (8)
der k-te Datenvektor, s(k) das k-te Datensymbol,
[H(k)] = [h(k,0), h(k,1), ...., h(k, L)] (9)
der k-te Kanalzustandsvektor, n(k) der k-te gefilterte Rauschterm und L der Speicher des Kanals ist.
In Gleichung (9) stellen die [h(k,.)]'-Werte einen Satz von korrelierten nullwertigen komplexen Gauß-Variablen dar, deren Korrelationsfunktion von drei Parametern bestimmt wird, welche die Autokorrelationsfunktionen der Kanalschwundvorgänge, wie sie in den Gleichungen (2) und (3) dargestellt sind, die von dem Sender 42 übermittelte Impulsform und die Aufnahmeformen umfassen.
Fig. 5 zeigt das mathematisch gemäß Gleichung (7) definierte Schwundmodell. In Fig. 5 ist ein diskretes Zeitmodell des Modulationssystems und des Schwundvorgangs für eine Reihe von Datensymbolen s(k) bis s(k-L) durch die Linien 156 bestimmt, die zu voneinander getrennten Aufnahmezeiten T, wie durch die Blöcke 158 gezeigt, auftreten. Jedes der Datensymbole wird mit entsprechenden Kanalzustandsvektorelementen h(k, 0) bis h(k,L) multipliziert, die durch Multiplizierer 154 repräsentiert werden, wodurch Werte erhalten werden, die in einem Summierwerk 162 mit einem durch eine Linie 164 repräsentierten Rauschterm zusammengezählt werden, wie durch die Linien 160 gezeigt ist, wodurch das empfangene Signal r(k) erreicht wird, das gemäß einer Linie 166 übermittelt wird.
Der Zweck eine Reihe von vorherbestimmten Pilotsymbolen zu senden ist es, für jeden Block von Pilotsymbolen das Erstellen eines Kanalzustandes oder einer Impulsantwortabschätzung zu ermöglichen. Da der Sender eine vorbestimmte Reihe oder einen Block von Pilotsymbolen in jedem Rahmen sendet, wird die Schwundauswirkung durch die Natur der empfangenen Pilotsymbole im Vergleich zu den erwarteten (vorbestimmten) Pilotsymbolen klar angezeigt.
Wird angenommen, dass der Kanalschwund ausreichend langsam ist, sodass der Kanalzustandsektor [H(k)] im wesentlichen über aufeinanderfolgende Zeitintervalle (0, LT) konstant ist, und wird der Rauschterm n(k) ignoriert, sollte ersichtlich sein, dass eine Abschätzung für den Kanalzustandsvektor erreicht werden kann, indem eine Matrix der über den gleichen Zeitintervall empfangenen Beispieldaten mit dem Kehrwert des entsprechenden Datenvektors [S(k)] multipliziert wird. Da jedoch die empfangenen Beispieldaten, die den Vektor [S(k)] bestimmen, für diesen Intervall nicht bekannt sind, muß auf die vorbestimmten bekannten Pilotsymbole zurückgegriffen werden. In der bevorzugten Ausführungsform wird für jeden Rahmen von M Gesamtsymbolen eine Gesamtheit von 2L + 1- Pilotsymbolen übermittelt. Für Kanäle mit vergleichsweise langsamen Schwund kann der Wert M relativ groß sein. Als relativ grobe Richtlinie sollte M kleiner als 1/(2FdT) sein. Bei der bevorzugten Ausführungsform wurde experimentell bestimmt, dass eine vernünftige Wahl für M ungefähr 35 bei einem Wert von 0,01 für (FdT). Bei dieser Schwundrate ändert sich jedoch die Kanalantwort während des Zeitabschnittes eines Rahmens signifikant, d. h. es liegt nicht länger ein langsamer Schwund vor. Daraus ergibt sich, dass die Datensymbole am Anfang eines Rahmens einer wesentlich unterschiedlichen Kanalimpulsantwort unterliegen können, als diejenigen am Ende des Rahmens. Daher ist es unumgänglich, dass eine Interpolation der Kanalimpulsantwortabschätzungen, die von K umgebenden Pilotsymbolblöcken erhalten werden, verwendet werden, um genaue interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzungen zu erhalten, die an aufeinanderfolgende Datensymbole zu unterschiedlichen Zeiten innerhalb jedes Rahmens angelegt werden, wie nachfolgend erklärt wird:
Trotz der Erkenntnis, dass der Fall eines langsamen Schwundes nicht die typischen realen Schwundbedingungen repräsentiert, ist es dennoch hilfreich, das Problem innerhalb eines langsamen Schwundes zu betrachten. Für langsamen Schwund ist offensichtlich, dass die Pilotsymbolmatrix [P] wie folgt definiert ist:
mit dem Speicher des Kanals L. Der Kehrwert von [P] wird bezeichnet durch:
[Q] = [P]&supmin;¹ (11)
und daher ist die Kanalimpulsantwortabschätzung über die Zeitintervalle (0, L) für langsamen Schwund definiert durch:
[V] = [Q][r] (12)
wobei [r] = [r (0), r (1), ..., r (L)]' und wobei r (k) die k-ten empfangenen Beispieldaten sind.
Es ist intuitiv klar, dass die während jedem Rahmen übertragenen vorbestimmten Pilotsymbolsequenzen in einer Weise ausgewählt werden sollten, dass der Fehler für die Kanalimpulsantwortabschätzung minimiert wird. Für einen Kanalspeicher L, der gleich 1 oder 3 ist, gibt es eine "perfekte" Pilotsymbolsequenz, die den Quadratwurzelfehler der Kanalimpulsantwortabschätzung minimiert. Werden jedoch andere Pilotsymbolsequenzen gewählt, die nicht perfekt sind, kann der Fehler dennoch durch geeignete Auswahl der Pilotsymbolsequenzen minimiert werden.
In Tabelle 1 sind Pilotsymbolsequenzen für zwei Arten von Linearmodulationen für Speicherkanäle einer Länge L gleich 1 bis 6 gezeigt. Die zwei Arten von Linearmodulationen für die in der folgenden Tabelle Beispielpilotsymbolsequenzen gezeigt sind, umfassen: π/4 Quadratphasenverschiebung (QPSK) und 16 QAM. Tabelle 1
In obiger Tabelle 1 werden die besten Pilotsymbolsequenzen unter der Annahme aufgelistet, dass alle Pilotsymbole innerhalb des gleichen Blockes den gleichen Phasenwinkel haben. Um Spektralspitzen zu vermeiden, sollten die Phasenwinkel der Pilotsymbole auf eine Pseudo-Random-Weise von Rahmen zu Rahmen variiert werden. Die perfekten Sequenzen (mit einem minimalen Fehler) sind in Tabelle 1 mit einem Stern gekennzeichnet.
Bei der Bestimmung der Sequenzen von in Tabelle 1 gezeigten Pilotsymbolen, wurden Kanalspeicher länger als 6 nicht berücksichtigt, aufgrund der Beschränkung des Durchsatzes im Empfänger 40. Wird ein Fall mit einer Dopplerfrequenz von 0,5% der Signalrate betrachtet, ist der Umfang der größten Rahmengröße ungefähr 100 Symbole (M). Wenn L gleich 6 ist, ist die in jedem Rahmen benötigte Zahl an Pilotsymbolen gleich 13, wodurch sich ein maximaler Durchsatz von ungefähr 87% der Kapazität ergibt. Auch wenn der ideale Speicher L des Kanals mindestens so groß wie die Länge des abgebrochenen Nyquist-Pulses, der in dem Radiosystem verwendet wird, sein sollte, ist diese Zahl dennoch zu groß, um nicht zu einer erheblichen Ineffizienz zu führen. Daher sollte L realistisch auf sechs oder weniger Symbole beim Anwenden der vorliegenden Pilotsymboltechnik begrenzt werden. Da die optimale Zahl an Pilotsymbolen nicht verwendet wird, entsteht eine geringfügige Verminderung bei der Schwundkompensation durch Verwendung dieser Technik, wodurch der Rauschabstand des Radiosystems proportional verringert wird.
Da die meisten Radiosysteme, insbesondere Gleichwellenübertragungssysteme, schnellen Schwundraten, die 100 Hz und darüber hinaus erreichen, unterliegen, verwendet die vorliegende Technik eine Interpolation, um die an jedes Datensymbol in einem Rahmen angelegte interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzung zu bestimmen. Wichtiger ist jedoch, wie oben beschrieben, dass der Interpolator vorbestimmte schlimmstmögliche charakteristische Kanalmerkmale bei der Durchführung der Interpolation berücksichtigt, wodurch im Vergleich zum Stand der Technik wesentlich verbesserte interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzungen erreicht werden, die an jedes Datensymbol in einem zu verarbeitenden Rahmen angelegt werden. Diese schlimmstmöglichen charakteristischen Kanalmerkmale werden durch Modelierung des Kanals bestimmt.
Unter der Annahme eines diskreten Mehrwegausbreitungsmodells ist die Kovarianzmatrix [H(k)] definiert durch:
RHH (k, k) = ¹/&sub2; (13)
wobei durch den Betrag in Gleichung (13) ein statisches Mittel angegeben wird und [H(k)]' die konjugierte Transpunierte von [H(k)] ist. Die Kovarianzmatrix RHH(k, k) ist eine Funktion von vier Kanalmerkmalen, die die maximale Dopplerfrequenz (auch als Schwundrate angegeben), die empfangene Signalstärke der unterschiedlichen Ausbreitungswege (Mehrwegausbreitung), den Unterschied der Ausbreitungsverzögerung für verschiedene Wege und den Fall eines Gleichwellensignals sowie die Frequenzregelabweichung zwischen den von verschiedenen Sendern 42 übermittelten Signalen umfaßt. Zusätzlich ist die durch Gleichung (13) definierte Funktion von der in dem Radiosystem verwendeten Impulsform abhängig. Die Kanalzustandsvektoren zu verschiedenen Zeitbereichen sind korreliert; beispielsweise wird die Korrelation zwischen [H(k)] und [H(m)] erhalten, indem die konjugierte Transponierte [H(m)] in Gleichung (13) durch [H(k)] subtituiert wird.
Von jedem Rahmen empfangener Pilotsignale wird eine Abschätzung des Kanalzustandsvektors abgeleitet, der den Block von Pilotsymbolen dieser Rahmens beeinflusst. Der Kanalzustandsvektor eines beliebigen Datensymbols in einem Rahmen wird erhalten, indem die K (oder 2N) Kanalimpulsantwortabschätzungen interpoliert werden, die von den empfangenen Pilotsymbolblöcken der Rahmen, die den zu bearbeitenden Rahmen umgeben, abgeleitet werden. Für eine gegebenen Reihe von Kanalmerkmalen und eine gegebene Position eines Datensymbols innerhalb eines Rahmens, existiert eine optimale interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzung, die wie unten beschrieben bestimmt wird.
Unter den oben angegebenen Bedingungen, unter denen es M Symbole pro Rahmen gibt von denen 2L + 1 Pilotsymbole sind, und angenommen, das erste Pilotsymbol zu einer Zeit -L startet, wird eine Kanalimpulsantwortabschätzung [V(k)], die von dem k-ten Pilotsymbolblock abgeleitet wird, durch die folgende Gleichung definiert:
[V(k)] = [E (k)] + [M(i)][H((k - N)M + i)] (14)
wobei die Matrix [M (i)] mit i = 0, 1,... L das Produkt von [Q] in Gleichung (11) und einer Matrix ist, die gegeben ist durch das Ersetzen jeder Reihe von [P] durch Null außer der i-ten Reihe. Ferner ist die Matrix [E(k)] die Rauschkomponente der Abschätzung. Die Korrelation zwischen zwei Kanalimpulsantwortabschätzungen [V (k)] und [V (m)] ist definiert durch:
Rvv(k, m) = [R(ee)]δ(k - m)+ [M(i)]RH-H((k - N) + i,(m - N)M + j)[M(j)]' (15)
wobei δ(k - m) gleich eins ist, wenn k = m, [R(ee)] ist die Kovarianzmatrix für den Rauschvektor [E] und RHH ist die Korrelation zwischen zwei Kanalzustandsvektoren.
Wird [U] gleich [H(n)] definiert, wobei [H(n)] der Kanalzustandsvektor zur Zeit n ist, ist die Korrelation zwischen [U] und [V(k)] definiert durch:
Rvu(k, n) = ¹/&sub2; = [M(i)]RHH((k - N) + i, n) (16)
und die Korrelation zwischen [U] und dem Kanalzustandsvektor [V] =
gegeben ist durch:
Eine Kovarianzmatrix für [V] ist definiert durch:
Die Korrelationsmatrix [R(vu)] und die Kovarianzmatrix [R (vv)] bestimmen gleichermaßen einen optimalen Interpolator [F (opt)], der die interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzungen gemäß der folgenden Gleichung definiert:
[F(opt)] = [R(uv)) [R(vv)]&supmin;¹ (19)
In Gleichung 19 ist [R(uv)] die konjugierte Transponierte von [R(vu)] und [R (vv)]&supmin;¹ ist der Kehrwert von [R (vv)]. Die Größe dieses optimalen Interpolators beträgt L + 1 Reihen und K(L + 1) Spalten. Zusätzlich ist jede Reihe der optimalen Interpolatormatrix ein interpolierter Wert für eine entsprechende Komponente in dem Kanalzustandsvektor. Außerdem hängt der optimale Interpolator besonders von der Datensymbolposition n ab, da [R(uv)] eine Funktion von n ist.
Die Kanalimpulsantwort für Datenbereiche eines Rahmens werden erhalten durch eine Matrixmultiplikation der Form:
[W] = [F(opt)][V] (20)
wobei [F(opt)] der optimale Interpolator aus Gleichung (19) und [V] der Kanalzustandsvektor ist. Ein derartiger Vorgang existiert für jedes Datensymbol und wenn:
1. [W(i)] die Kanalabschätzung für das i-te Datensymbol;
2. r(i) das empfangene Signal für das i-te Datensymbol und
3. [S (i)] = [s (i), ... s (i - L)] der durch 8 definierte Datenvektor ist,
dann wählt der optimale Decoder den Datenvektor [S] = [s(L + 1), ... s(M-L-1)] aus, der den folgenden Ausdruck minimiert:
D([S]) = r(i) - [S(i)][W(i)]² (21)
wobei r(i) das i-te empfangene Datensymbol, [W(i)] die interpolierte Kanalimpulsantwort für das i-te empfangene Datensymbol, M die Gesamtzahl an Datensymbolen und Pilotsymbolen in jedem Rahmen und L die Länge der Kanalimpulsantwort der empfangenen Signale ist. Der optimale Decoder, der diese Funktion ausführt, ist bevorzugt ein Viterbi-Decoder, jedoch bevorzugt von reduzierter Komplexität, der den M-Algorithmus (wie unten diskutiert) in einer bevorzugten Ausführungsform durchführt, um den benötigten Arbeitsplatz zu reduzieren.
Auf der Grundlage obiger theoretischer Entwicklung sollte offensichtlich sein, dass die Korrelation zwischen den Kanalzustandsvektoren zu zwei verschiedenen Zeiten RHH (k, m) abhängt von der Dopplerfrequenz oder der Schwundrate, der Leistung (oder dem Rauschabstand) beider Schwundvorgänge, der normalisierten Ausbreitungsverzögerungsunterschied zwischen den Empfangssignalen und jeglicher Frequenzregelabweichung zwischen zwei Ausbreitungswegen (bei einer Einwellenübertragungsanwendung). Da der optimale Interpolator [F(opt)] aus Gleichung 19 von der Korrelation RHH(k, m) abhängt, ist es offensichtlich, dass der in der vorliegenden Erfindung verwendete optimale Interpolator ebenso von diesen vorbestimmten Kanalmerkmalen abhängt.
Zusammenfassend wird der optimale Interpolator, der bei der vorliegenden Anwendung zur Interpolation der Kanalimpulsantwort, die an Datensymbole in einem zu bearbeitenden Rahmen angelegt wird, bestimmt, indem die Kanalmerkmale berücksichtigt und zu seiner Bestimmung sechs Schritte durchgeführt werden: (1) Der Speicher des diskreten Zeitkanals L wird bestimmt (ein Wert zwischen 1 und 6), auf der Grundlage der Sende-/Empfangsimpulsantwort und der erwarteten maximalen Verzögerungsdifferenz in einem Mehrwegkanal (begrenzt durch die Berücksichtigung von Effizienz und Zeit); (2) auf der Grundlage des für L ausgewählten Wertes wird eine optimale Pilotsymbolsequenz bestimmt, beispielsweise durch Verwendung einer der in Tabelle 1 gezeigten Sequenzen; (3) Verwendung der ausgewählten Pilotsymbolsequenz, wobei die Matrizen [P], [Q], [R (ee)] und [M (i)] wie oben beschrieben bestimmt werden; (4) auf der Grundlage des Wertes L werden die in dem Sender verwendete Impulsform, die erwartete (oder schlimmstmögliche) Zahl von Signalausbreitungswegen in dem Radiokanal und die erwartete (oder schlimmstmögliche) Ausbreitungsverzögerungsunterschied durch bestimmte Ausdrücke für jede Komponente des Kanalzustandsvektors bestimmt; (5) auf der Grundlage der erwarteten (oder schlimmstmöglichen) Dopplerfrequenz, der erwarteten (oder schlimmstmöglichen) Verteilung der Signalstärke auf die verschiedenen am Empfänger ankommenden Wellen und der aus den vorhergehenden Schritten erhaltenen Resultate wird die Korrelation zwischen zwei beliebigen Kanalzustandsvektoren wie oben durch Gleichung 13 angezeigt bestimmt; und (6) der optimale Interpolator für ein gegebenes Datensymbol wird unter Verwendung der in den vorherigen Schritten berechneten Korrelationsmatrizen und der in Schritt 3 berechneten Matrizen bestimmt.
Um die Kanalmerkmale, die in den vorhergehenden Prozessen zur Bestimmung des optimalen Interpolators verwendet wurden, zu definieren, kann der Kanal gemäß vorbestimmten Bedingungen moduliert werden oder schlimmstmögliche Bedingungen können aus dem auf bekannten Signalausbreitungsfaktoren basierendem Modell bestimmt werden. Sobald die Abhängigkeiten oder vorbestimmten Kanalmerkmale, die zur Bestimmung des optimalen Interpolators verwendet werden, definiert sind, werden diese Abhängigkeiten in einem verfügbaren Speicher DSP36 für die Verwendung durch den Interpolatorblock 92 gespeichert, um die angemessene interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzung zu bestimmen, die an jedes folgende Datensymbol angelegt werden soll, als eine Funktion dieser Kanalimpulsantwortabschätzungen und als eine Funktion der vorhergehenden und nachfolgenden Pilotsymbolblöcke.
Neben dem in Gleichung 20 definierten optimalen Interpolator, können auch Polynominterpolatoren zur Kanalabschätzung verwendet werden. Die Ordnung dieser Polynominterpolatoren ist einfach gleich der Zahl der Pilotsymbolblöcke K, die bei dem anfänglichen Kanalabschätzungsvorgang verwendet werden. Da K von dem Modell für das Schwundspektrum und von der maximalen Dopplerfrequenz fd abhängt, sind auch die Polynominterpolatoren Funktionen der Kanalmerkmale. Werden diese Polynominterpolatoren verwendet, werden die verschiedenen Komponenten der Kanalimpulsantwort unabhängig interpoliert.
Der Decoder 106 wählt einen Datenvektor für jedes Datensymbol aus einer Reihe von möglichen Werten der Datenvektoren [S] aus, indem ein Minimalwert für den Ausdruck D([S]) bestimmt wird, der durch obige Gleichung (21) definiert ist. Um das Minimum des Ausdrucks für D([S]) zu finden, würde normalerweise ein herkömmlicher Viterbi- Decoder-Algorithmus verwendet werden. Die Komplexität des Viterbi-Decoders kann sehr hoch sein. In dem obigen Ausdruck beispielsweise, wenn S(i) eine 4er Matrix (d. h. für eine QPSK-Modulation) und wenn der Kanalspeicher 6 Symbole (L = 6) aufweist, beträgt die Zahl der Zustände im Viterbi-Decoder 4096(4&sup6;) und es werden 16384 (4 · 4&sup6;) quadrierte Abstandsberechnungen pro Datensymbol für den Viterbi-Decoder benötigt. Bei einer Datenrate von 20000 Baud werden 327 Millionen quadrierte Abstandsberechnungen pro Sekunde erforderlich. Es ist klar, dass eine Berechnung derart vieler Parameter in Echtzeit nicht durchführbar ist. Jedoch wurden mehrere Algorithmen entwickelt, um die Komplizität des Viterbi-Algorhithmus zu reduzieren. Der M- Algorithmus ist ein derartiger Komplexitätsalgorithmus; dieser Algorithmus behält nur die M Zustände der Reihe [S], für die der Ausdruck minimiert wird. Werden 128 Zustände beibehalten, werden maximal 512 (4 · 128) quadrierte Abstandsberechnungen pro Datensymbol für QPSK benötigt. Eine 20000 Baud-Datenrate benötigt ein Maximum von 1024 Millionen quadrierten Abstandsberechnungen pro Sekunde - eine realistischere Rechnerbelastung für gegenwärtig erhältliche Rechner. Durch die Verminderung der Zahl der beibehaltenen Zustände, wird die Zahl der notwendigen Berechnungen weiter reduziert und daher können die Bearbeitungsanforderungen des Algorithmus auf die Möglichkeiten des Prozessors zugeschnitten werden.
Der Viterbi-Algorithmus ist theoretisch insofern optimal, als dass er die Reihe [S] mit dem minimalen Quadratfehler wählt. Im Gegensatz dazu ist der M-Algorithmus suboptimal, das er möglicherweise nicht immer die Reihe [S] mit dem minimalen Quadratfilter auswählt; jedoch erreicht die Leistungsfähigkeit des M-Algorithmus diejenige des Viterbi- Algorithmus mit beachtlich weniger Rechenleistung. Aus diesen Gründen setzt die bevorzugte Ausführungsform einen Viterbi-Decoder mit einem M-Algorithmus von reduzierter Komplexität ein.
Alternativ kann der Decoder 106 einen Equalizer, gefolgt von einer Entscheidungseinrichtung aufweisen. In einer bevorzugten alternativen Form der Erfindung wird ein Entscheidungsrückmeldungs-Equalizer verwendet. Es wird auch erwogen, dass ein Referenzsymbol-Equalizer anstelle des oder in Verbindung mit dem Entscheidungsrückmeldungs- Equalizer verwendet werden kann, um die Decodierfunktion durchzuführen.
Die Vorteile der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu Techniken nach dem Stand der Technik unter Verwendung von Pilotsymbolen zur Schwundkompensation werden durch den Vergleich gemäß den Fig. 9 und 10 offensichtlich. In Fig. 9 wird ein System nach dem Stand der Technik, wie es als Hintergrund zur Erfindung beschrieben wurde, zur Schwund- und Interferenzkompensation verwendet. In diesem System nach dem Stand der Technik ist keine Vorkehrung zur Interpolation einer Kanalimpulsantwortabschätzung auf der Grundlage erwarteter oder schlimmstmöglicher Kanalmerkmale vorgesehen. Folglich ist für eine Quadratwurzelverzögerungsstreuung zwischen zwei Schwundsignalen von 25 us und einem Rauschabstandsverhältnis von 30 dB die erwartete bit- Fehlerhäufigkeit ungefähr 1 · 10&supmin;¹. Im Vergleich dazu, wie in Fig. 10 gezeigt ist, erbringt die vorliegende Erfindung eine bit-Fehlerhäufigkeit von ungefähr 10&supmin;&sup5; vor. Es ist auch offensichtlich, dass zumindest über den begrenzten Bereich der gezeigten Quadratwurzelverzögerungsstreuung, die bit-Fehlerhäufigkeit mit steigender Quadratwurzelverzögerung sinkt. Im Gegensatz dazu steigt bei dem System nach dem Stand der Technik die bit- Fehlerhäufigkeit mit steigender Quadratwurzelverzögerungsstreuung.
Die am Sender 42 durchgeführten logischen Schritte, um das zu übermittelnde Signal mit einer Vielzahl von Pilotsymbolen in aufeinanderfolgenden Rahmen zu codieren, sind in einem Flussdiagramm 190 in Fig. 7 gezeigt. Das Flussdiagramm 190 beginnt an einem Startblock 192 und fährt mit einem Block 194 fort, wobei ein zusätzlicher Datenblock aus dem Eingangssignal erhalten wird. In einem Block 196 wird an die Datensymbole eine Reihe von Pilotsymbolen angehängt, um einen Rahmen zu bilden. Der Rahmen wird dann durch einen Sender 42 in einem Block 198 moduliert. Ein Entscheidungsblock 200 bestimmt, ob mehr Daten erhältlich sind, d. h., ob das Eingangssignal zur Bearbeitung und Modulation noch vorhanden ist und kehrt in diesem Fall zu Block 194 zurück, um die zusätzlichen Daten aufzunehmen. Falls nicht, fährt die Logik mit einem Stoppblock 202 fort.
In Fig. 8 ist ein Flussdiagramm 210 gezeigt, das die von dem Empfänger 40 durchgeführten Schritte bei der Bearbeitung der empfangenen Signale darstellt, die von einem einfachen Schwund oder von einem Schwund aufgrund von entweder Mehrwegstörungen und/oder Gleichwellenstörung betroffen sind. Von einem Startblock 212 führt die Logik zu einem Block 214, in dem das empfangene Signal demoduliert wird. Danach sieht ein Block 216 die Trennung der empfangenen Pilotsymbole in jedem Rahmen von den Datensymbolen vor, wobei ein entsprechendes Pilotsymbol und Datensignal erzeugt wird.
In einem Block 218 wird das Datensignal für K/2-Rahmen verzögert. Das Pilotsignal wird dann in einen Block 220 weitergeleitet, um Kanalimpulsantwortabschätzungen zu bestimmen. Ein Block 222 puffert die Kanalimpulsantwortabschätzungen, wobei eine vorübergehende Speicherung vorgesehen ist, um die Interpolation des Pilotsignales zu ermöglichen, wobei Pilotsignale von den dem aktuellen Rahmen von zu bearbeitenden Datensymbolen vorhergehenden und nachfolgenden Rahmen verwendet werden.
Ein Block 224 interpoliert dann die Kanalimpulsantwortabschätzungen wie oben beschrieben, um eine geeignete interpolierte Kanalimpulsantwortabschätzung zu bestimmen, die an jedes Datensymbol in einem zu bearbeitenden Rahmen angelegt wird. In einem Block 226 werden die Daten decodiert, indem die verzögerten Datensignale verarbeitet werden, wobei die interpolierten Kanalimpulsantwortabschätzungen verwendet werden, die auf geeignete Weise an jedes nachfolgende Datensymbol in diesem Rahmen angehängt sind. Ein Entscheidungsblock 228 bestimmt, ob mehr Daten zur Bearbeitung zur Verfügung stehen und falls nicht, führt er zu einem Block 236 weiter, in dem der Vorgang angehalten wird. Anderenfalls führt die Logik zu einem Block 230, der das verzögerte Datensignal mit dem nächsten Rahmen von Datensymbolen aktualisiert. Ein Block 232 aktualisiert dann die Kanalimpulsantwortabschätzungen für diesen Rahmen und ein Block 234 erhält einen neuen Rahmen aus dem empfangenen Signal zur Verarbeitung und beginnt mit Block 216.

Claims

1. Schaltung zur Kompensation des Schwundes eines Signals eines Empfängers (40), das sich aus wenigstens einem Sender (42) ausbreitet, der eine Pilotsymbolschaltung (46) umfasst, die eine vorbestimmte Vielzahl von Pilotsymbolen (176) in jedem an den Empfänger (40) übermittelten Datenrahmen (170) vorsieht, wobei die Empfängerschaltung umfasst:

a) ein Trennmittel (80), das zur Eingabe eines empfangenen Signals (76) an den Empfänger (40) gekoppelt ist, um in jedem Datenrahmen (170) die Vielzahl von Pilotsymbolen (176) von einer Vielzahl von Datensymbolen (172) zu trennen, wobei das Trennmittel (80) ein Pilotsymbolsignal mit der Vielzahl von Pilotsymbolen (176) und ein Datensignal mit der Vielzahl von Datensymbolen (172) erzeugt und wobei das Pilotsignal und das Datensignal voneinander getrennt sind;

b) ein Verzögerungsmittel (84), das zum Empfang des Datensignals angekoppelt ist, um das Datensignal von einem aktuellen Rahmens zu verzögern, bis das Pilotsymbolsignal von wenigstens einem nachfolgenden Rahmen (178) empfangen wurde, wodurch das Verzögerungsmittel (84) ein verzögertes Datensignal erzeugt;

c) ein Pilotsignalverarbeitungsmittel (96), das zum Empfang des Pilotsymbolsignals angekoppelt ist, um eine geschätzte Kanalimpulsantwort für die Vielzahl von Pilotsymbolen in jedem Rahmen von empfangenen Daten zu bestimmen;

d) ein Interpolationsmittel (92), das zum Empfang der geschätzten Kanalimpulsantwort für jeden Datenrahmen angekoppelt ist und ein Speichermittel (100) zur Speicherung einer geschätzten Kanalimpulsantwort von wenigstens einem vorhergehenden Rahmen umfasst, wobei das Interpolationsfiltermittel (92) zwischen Werten der geschätzten Kanalimpulsantwort, des aktuellen und des vorherigen Rahmens interpoliert, um eine interpolierte Kanalimpulsantwort zu bestimmen; und

e) ein Decodiermittel (106), das zum Empfang der interpolierten Kanalimpulsantwort und des verzögerten Datensignals angekoppelt ist, um die Daten zurückzugewinnen, die an den Empfänger als Funktion der interpolierten Kanalimpulsantwort und des verzögerten Datensignals übermittelt wurden,

wobei die besagte Empfängerschaltung zur Kompensation eines Empfängers (40) dadurch gekennzeichnet ist, dass das Interpolationsmittel (92) eine interpolierte Kanalimpulsantwort für jedes Datensymbol (172) des Datensignals vorsieht, wobei die interpolierte Kanalimpulsantwort eine Funktion der charakteristischen Kanalmerkmale ist.

2. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei das Interpolationsfiltermittel (92) charakteristische Kanalmerkmale verwendet, die aus einer Reihe ausgewählt sind, die umfasst:

a) eine Dopplerschwundfrequenz;

b) relative Signalstärken der am Empfänger interferierenden Signale;

c) Unterschiede der Ausbreitungsverzögerung zwischen den interferierenden Signalen;

d) Frequenzregelabweichungen zwischen den interferierenden Signalen, und

e) einen Rauschabstand der empfangenen Signale.

3. Schaltung gemäß Anspruch 2, wobei die charakteristischen Kanalmerkmale auf der Grundlage eines schlimmstmöglichen Falles von Schwund und Interferenz zwischen den empfangenen Signalen gewählt werden.

4. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei das Trennmittel (80) das Verzögerungsmittel (84), das Pilotsignalverarbeitungsmittel (96), das Interpolationsfiltermittel (92) und das Decodiermittel (106) einen digitalen Signalprozessor aufweisen.

5. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei das Decodiermittel (106) einen Datenvektor für jedes Datensymbol aus einer Reihe von möglichen Werten von Datenvektoren [S] auswählt, indem ein Minimalwert für einen Ausdruck D([S]) bestimmt wird, nachdem der Ausdruck für jeden Datenvektor der Reihe berechnet wurde, wobei der Ausdruck definiert ist durch:

D([S]) = r(i) - [S(i)][W(i)]²

wobei:

r(i) das i-te empfangene Datensymbol ist;

[W(i)] die interpolierte Kanalimpulsantwort für das i-te Datensymbol ist;

M die Gesamtzahl an Datensymbolen und Pilotsymbolen in jedem Rahmen ist; und

L die Länge der Kanalimpulsantwort der empfangenen Signale ist.

Schaltung gemäß Anspruch 5, wobei das Decodiertmittel einen Viterbi-Decoder aufweist, der die Reihe [S] optimal auswählt.

Schaltung gemäß Anspruch 5, wobei das Decodiermittel einen Viterbi-Decoder aufweist, der die Reihe [S] bestimmt, indem ein Viterbi-Algorithmus von reduzierter Komplexität mit einer suboptimalen Leistungsfähigkeit ausgeführt wird.

8. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei der Schwund durch eine Interferenz von wenigstens zwei Signalen verursacht wird, die auf unterschiedlichen Ausbreitungswegen an den Empfänger übermittelt werden und wobei das Interpolationsfiltermittel (92) ein Matrixoperatormittel aufweist, um die interpolierte Kanalimpulsantwort als Funktion eines Vektorprodukts aus einem Vektor, der die charakteristischen Kanalmerkmale repräsentiert, und einem Vektor von Kanalimpulsantwortschätzungen, die von den empfangenen Pilotsymbolen abgeleitet werden, zu bestimmen.

9. Schaltung gemäß Anspruch 1, wobei das Decodiermittel (106) einen Equalizer und eine Entscheidungsvorrichtung aufweist.

10. Verfahren zur Kompensation eines Signalschwunds bei einem Empfänger (40), wobei sich die Signale als Datenrahmen (170) aus wenigstens einem Sender (42) ausbreiten, der eine vorbestimmte Vielzahl von Pilotsignalen (174) in jedem an den Empfänger (40) übermittelten Datenrahmen (170) vorsieht und folgende Schritte aufweist:

a) Trennen (216) der Vielzahl von Pilotsymbolen (174) von der Vielzahl von Datensymbolen (172) in jedem Datenrahmen (170), um ein Pilotsymbolsignal und ein Datensignal zu erzeugen, die voneinander getrennt sind;

b) Verzögerung des Datensignals (218) eines aktuellen Rahmens bis das Pilotsymbolsignal von wenigstens einem nachfolgenden Rahmen empfangen wird, um ein verzögertes Datensignal zu erzeugen;

c) Bestimmung einer geschätzten Kanalimpulsantwort (220) aus der Vielzahl von Pilotsymbolen (174) in jedem Rahmen des empfangenen Signals;

d) Speicherung (222) der geschätzten Kanalimpulsantwort von wenigstens einem vorhergehenden Rahmen;

e) Interpolation der Werte der geschätzten Kanalimpulsantwort zwischen dem aktuellen und dem vorherigen Rahmen (224), um eine interpolierte Kanalimpulsantwort zu erzeugen; und

f) Zurückgewinnung der an den Empfänger übermittelten Daten (226) als Funktion der interpolierten Kanalimpulsantwort und des verzögerten Datensignals;

wobei der Schritt der Interpolation der Werte der geschätzten Kanalimpulsantwort (224) gekennzeichnet ist durch die Erstellung einer interpolierten Kanalimpulsantwort für jedes Datensymbol in einem Rahmen und durch die Erstellung jeder interpolierten Kanalimpulsantwort als Funktion der charakteristischen Kanalmerkmale.

11. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei der Schwund durch eine Interferenz von wenigstens zwei Signalen verursacht wird, die auf unterschiedlichen Ausbreitungswegen an den Empfänger übermittelt werden, und wobei der Interpolationsschritt (224) den Schritt aufweist, die geschätzte Kanalimpulsantwort als Funktion eines Vektorprodukts aus einem Vektor, der die charakteristischen Kanalmerkmale repräsentiert, und einem Vektor der Schätzungen der Kanalimpulsantworten, die aus den empfangenen Pilotsymbolen abgeleitet wurden, zu bestimmen.

12. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei der Interpolationsschritt (224) den Schritt umfasst, für jedes Datensymbol in einem Rahmen eine korrespondierende Interpolationskanalimpulsantwort [W] zu bestimmen, wobei diese definiert ist durch:

[W] = [F (opt)] [V],

wobei:

[F(opt)] eine optimale Interpolatormatrix ist, die als Funktion der charakteristischen Kanalmerkmale bestimmt ist; und

[V] ein Vektor ist, der Werte der geschätzten Kanalimpulsantwort aufweist, die aus einer Vielzahl von Pilotsymbolen in einer Vielzahl von Rahmen bestimmt werden.

13. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei der Interpolationsschritt (224) vorbestimmte charakteristische Kanalmerkmale verwendet, die aus einer Reihe ausgewählt sind, die umfasst:

a) eine Dopplerschwundfrequenz;

b) relative Signalstärken der am Empfänger interferierenden Signale

c) Ausbreitung der Verzögerungsunterschiede zwischen den interferierenden Signalen;

d) Frequenzregelabweichungen zwischen den interferierenden Signalen und

e) einen Rauschabstand der empfangenen Signale.

14. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei die Werte für die charakteristischen Kanalmerkmale vorbestimmt sind und auf der Grundlage eines schlimmstmöglichen Falles von Schwund und Interferenz zwischen den vom Empfänger empfangenen Signalen ausgewählt werden.

15. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei der Schritt zur Rückgewinnung der Daten (226) den Schritt aufweist, einen Datenvektor für jedes Datensymbol aus einer Reihe von möglichen Werten von Datenvektoren [S] auszuwählen, indem ein Minimalwert für einen Ausdruck D([S]) bestimmt wird, nachdem der Ausdruck für jeden Datenvektor der Reihe berechnet wurde, wobei der Ausdruck definiert ist als:

D([S]) = r(i) - [S(i)][W(i)]²

wobei

r(i) das i-te empfangene Datensymbol ist;

[W(i)] die interpolierte Kanalimpulsantwort für das i-te Datensymbol ist;

M die Gesamtzahl an Datensymbolen und Pilotsymbolen in jedem Rahmen ist; und

L + 1 die Länge der Kanalimpulsantwort der empfangenen Signale ist.

16. Verfahren gemäß Anspruch 15, wobei [W(i)] gleich dem Vektorprodukt aus einer optimalen Interpolatormatrix [F(opt)] und einem Vektor [V] der geschätzten Kanalimpulsantwort ist und wobei [F(opt)] definiert ist als:

(F (opt) J = (R (uv))(R (vv))&supmin;¹, wobei

[R(uv)] eine Korrelationsmatrix ist;

[R(vv)] eine Kovarianzmatrix ist;

v ein Vektor ist, der Werte der geschätzten Kanalimpulsantwort enthält, die aus einer Vielzahl von Pilotsymbolen in einer Vielzahl von Rahmen abgeleitet werden; und

u eine aktuelle Kanalimpulsantwort ist.

17. Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei die optimale Interpolatormatrix [F(opt)]L + 1 Interpolatoren einschließt, jede Reihe der Matrix einen unterschiedlichen Interpolator aufweist und der Interpolationsschritt den Schritt aufweist, die geschätzte Kanalimpulsantwort mit jedem der L + 1 Interpolatoren zu multiplizieren.

18. Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei eine Vielzahl von Datensymbolen zu Gruppen zusammengefasst sind und die gleiche optimale Interpolatormatrix [F(opt)] auf jedes Datensymbol in einer Gruppe angewendet wird, wodurch die Speicherung von Interpolatorkoeffizienten reduziert wird.

19. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei der Rückgewinnungsschritt (226) den Schritt aufweist, die Daten zu decodieren, die mit einer Bitfehlerhäufigkeit übermittelt werden, die innerhalb eines vorbestimmten Bereiches sinkt, wenn eine Differentialverzögerung zwischen den vom Empfänger empfangenen interferierenden Signalen steigt.

20. Verfahren gemäß Anspruch 10, wobei die empfangenen Signale im wesentlichen die gleichen Daten übertragen, die im wesentlichen gleichzeitig von verschiedenen Sendern übermittelt werden, und wobei der Interpolationsschritt einen Schwund aufgrund der Interferenz dieser Signale kompensiert.