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Diese Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrichtung
zum Erzeugen einer digitalen Darstellung eines schwankenden
Analogsignals.
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Üblicherweise werden Sensoren zum Messen der
Winkelrotationsrate von Rädem oder Zahnrädern verwendet. Derartige Sensoren
erzeugen ein im wesentlichen sinusförmiges, analoges Signal
mit einer Frequenz, die proportional zur Winkelrate ist.
Repräsentativ für diese Sensoren ist der gut eingeführte Sensor
mit variablem magnetischen Widerstand, welcher die
Flußänderungsrate mißt, während Anhängsel, wie Zähne auf dem Rad oder
dem Zahnrad an dem Sensor vorbeitreten. Idealerweise ist die
Flußänderungsrate über der Zeit sinusförmig und um eine feste
Referenzspannung herum zentriert. Anwendungen derartiger
Sensoren sind auf dem Automobilgebiet weit verbreitet, auf
welchem Sensoren verwendet werden, um die Rotationsrate der
Kurbelwelle oder der Nockenwelle des Fahrzeugmotors zu messen,
oder verwendet werden können, um die Rotationsrate der
Fahrzeugräder zu messen. Da derartige Fahrzeuge typischerweise
digitale Steuerungseinrichtungen anwenden, muß jegliche
interessierende Radgeschwindigkeitsinformation für die
Steuerungseinrichtung in eine digitale Form umgewandelt werden.
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Die typische digitale Steuerungseinrichtung wird ein
Binärsignal mit einer im wesentlichen rechteckigen Wellenform
innerhalb eines gewissen vorbestimmten Spannungsbereiches, wie
null bis fünf Volt benötigen. Natürlich sollte die Frequenz
des digitalen Signals proportional zur Frequenz des analogen
Signals sein, aus welchem es erzeugt wurde. Des weiteren ist
es erwünscht, die Auflösung des Signals zu maximieren, welche
geliefert wird, indem man sich einem 1:1-Verhältnis zwischen
den analogen und digitalen Signalfrequenzen annähert.
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Es sind Wandler kommerziell erhältlich, welche das analoge
Signal mit festen Spannungsschwellen vergleichen und das
digitale Äquivalent zwischen seinen Binärpegeln schalten, wenn
das analoge Signal die Schwellen überschreitet. Derartige
Systeme können ein digitales Äquivalent des analogen Signals im
idealen Fall verläßlich erzeugen, wie wenn das analoge Signal
um eine feste Referenzspannung herum zentriert ist, aber wenn
das Signal driftet, beispielsweise wenn die
Wechselstromkomponenten des Signals nicht um einen festen Spannungspegel,
wie null Volt, herum zentriert sind, kann das System eine
oder mehrere Oszillationen des Signals auslassen. Die
Referenz des analogen Signals kann derart stark schwanken, daß
sie das gesamte Signal aus dem festen
Schwellenspannungsbereich heraus nimmt, so daß der Schaltkreis kein Überschreiten
der Schwellen sieht und folglich nicht das digitale
Äquivalent schaltet.
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Wie beschrieben, ist der Ausgang eines idealen Sensors mit
variablem magnetischen Widerstand sinusförmig und um eine
feste Referenzspannung herum zentriert. Jedoch können in der
Praxis Sensoren wesentlich von dem sinusförmigen Modell
abwelchen und um eine Referenz herum zentriert sein, welche
wesentlich und unvorhersagbar schwankt. Die Schwankungen der
Referenzspannung können so groß sein, daß die
Sensorausgangsoszillationen eine feste Referenz, auf der herkömmliche
Digitalwandler beruhen, nicht überschreiten können. Deshalb
werden analoge Oszillationsinformationen verlorengehen, und das
von dem Wandler erzeugte Digitalsignal wird weniger genau
sein. Schwankungen der Referenzspannung können von einem Rad
oder Zahnrad, welches nicht um sein Zentrum rotiert, oder von
Zähnen herrühren, deren Größe schwankt. Es kann sein, daß
derartige Fehler nicht leicht zu diagnostizieren und nicht
leicht oder billig zu reparieren sind.
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Die US-A-4575677 offenbart ein Verfahren, welches jegliche
Signale nicht beachtet, die eine Spitzenamplitude von weniger
als 80 % des Signals mit der höchsten Amplitude aufweisen.
Die JP-A-56115024 offenbart ein Verfahren, welches ein
Grenzsignal gemäß dem Mittel von minimalen und maximalen
Spannungen erzeugt.
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Die vorliegende Erfindung strebt danach, ein verbessertes
Verfahren und eine verbesserte Vorrichtung zum Erzeugen einer
digitalen Darstellung eines analogen Signals zu schaffen.
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Ein Verfahren und eine Vorrichtung gemäß der vorliegenden
Erfindung sind durch die in den Ansprüchen 1 bzw. 4
beschriebenen Merkmale gekennzeichnet.
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Es ist in manchen Ausführungsformen möglich, ein Verfahren
und eine Vorrichtung zum Umwandeln des analogen Ausgangs
eines Rad- oder Zahnradgeschwindigkeitssensors in einen
digitalen Wert zu schaffen, der von einer digitalen
Steuerungseinrichtung verwendbar ist, und welches gegenüber
unvorhersagbaren Schwankungen der Referenzspannung des analogen
Signals unempfindlich ist.
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Es ist ebenso möglich, ein Verfahren und eine Vorrichtung zum
Umwandeln einer analogen Wellenform in eine digitale
Darstellung mit digitalen Schaltpunkten zu schaffen, die nicht
daraus bestimmt werden, daß ein analoges Signal feste
Spannungsschwellen überschreitet, sondern daraus, daß ein analoges
variable Schwellen überschreitet. Die variablen Schwellen
können aus dem analogen Signal selbst im allgemeinen als die
wahrgenommene maximale oder minimale spitze des analogen
Signals weniger einer vorbestimmten Offset-Spannung bestimmt
werden.
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Es kann ein Unempfindlichkeitszonenschaltkreis vorgesehen
sein, um ein Sensorsignal aus einer
Signalaufbereitungsschaltung zu empfangen, welche eine
Spannungsbereichsbegrenzungsschaltung, eine Schaltung, um den Effekt von
Gleichtaktrauschen zu verringern oder eine Diagnoseschaltung umfassen
kann. Der Unempfindlichkeitszonenschaltkreis kann
Signalspitzen und -täler detektieren und seinen Ausgang konstant
halten, gerade nachdem die Spitze oder das Tal vorbeitritt. Der
Ausgang wird vorzugsweise gehalten, während das analoge
Signal durch eine Unempfindlichkeitszone tritt, nach welcher
der Ausgang freigegeben wird, um sich umgekehrt proportional
zum analogen Signal zu ändern, bis ein Tal detektiert wird,
nach welchem der Ausgang wieder gehalten wird.
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Der Ausgang des Unempfindlichkeitszonenschaltkreises kann in
einen Hystereseschaltkreis zum Vergleichen des aufbereiteten
analogen Signals mit der Summe eines Wertes, der proportional
zum Ausgang des Unempfindlichkeitszonenschaltkreises ist, und
einer vorbestimmten Spannung, und zum Schalten seines
Ausganges zwischen hohen und niedrigen digitalen Pegeln eingespeist
werden, wenn die zwei verglichenen Signale sich kreuzen. Der
Ausgang der Hysterese ist ein Signal mit einer im
wesentlichen rechteckigen Wellenform, das eine Frequenz aufweist, die
proportional zur Rotationsrate des Rades ist. Eine derartige
Schaltung ist gegenüber der Stabilität der Referenz des
analogen Signals unempfindlich, da die Referenz beim Erzeugen
des digitalen Äquivalents einfach ignoriert wird. Es wird
vielmehr Aufmerksamkeit auf ein Änderungsausmaß der
Spannungsgröße von den Spitzen und Tälern des Signals fokussiert.
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird unten
lediglich beispielhaft mit Bezug auf die begleitenden
Zeichnungen beschrieben, in welchen
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Figur 1 ein allgemeines Schaubild der Hardware
einer Ausführungsform dieser Erfindung
ist, in welcher die analogen Ausgänge von
jedem der vier
Radgeschwindigkeitssensoren unter Verwendung der
Aufbereitungsschaltung einer bevorzugten
Ausführungsform in eine digitale Form gewandelt
werden;
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Figuren 2a und 2b allgemeine Schaltkreisschaubilder des
Aufbereitungsschaltkreises von Figur 1
sind, der verwendet wird, um ein analoges
Signal aufzubereiten und eine digitale
Darstellung davon zu erzeugen; und
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Figur 3 ein Schaubild ist, das verschiedene
Signale darstellt, die von bestimmten
Stufen des Schaltkreises der Figuren 2a
und 2b erzeugt werden.
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Mit Bezug auf Figur 1 ist ein Kraftfahrzeug 10 mit vier
Rädem 12a - 12d umrissen, wobei jedes Rad einen jeweiligen
herkömmlichen Radgeschwindigkeitssensor 14a - 14d, wie einen
Sensor mit variablem magnetischen Widerstand, aufweist,
welcher die Flußänderungsrate mißt, während Anhängsel, wie Zähne
auf jedem Rad, an dem Sensor vorbeitreten. Der Ausgang von
jedem der Sensoren 14a - 14d ist proportional zur
Flußänderungsrate, die von diesem Sensor gemessen wird, ist im
wesentlichen sinusförmig für ein sich bewegendes Rad, und wird
zu einem jeweiligen Wandler 16a - 16d übertragen, welcher im
allgemeinen das sinusförmige Signal aufbereitet und ein
digitales
Äquivalent an ein jeweiliges Eingangsfangtor IC1 - IC4
eines herkömmlichen Eingangs-/Ausgangsabschnitts 18 einer
Fahrzeugsteuerungseinrichtung 22 ausgibt.
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Die Frequenz von jedem der vier digitalen Signale, die von
dem Eingangs-/Ausgangsabschnitt empfangen werden, ist
proportional zur Geschwindigkeit von jedem der jeweiligen vier
Räder. Auf herkömmliche Weise können die vier Eingangsfangtore
die steigenden oder fallenden Flanken der empfangenen
digitalen Signale zählen und den Zählwert in einem
Steuerungseinrichtungsspeicher (nicht gezeigt) für einen Zugriff durch die
zentrale Verarbeitungseinheit 20 zur Umwandlung in ein Maß
der Geschwindigkeit der vier Räder speichern. Die somit
gelieferte Radgeschwindigkeitsinformation kann für irgendeine
einer Vielfalt von in der Fahrzeugsteuerungstechnik bekännten
Anwendungen verwendet werden.
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Während Figur 1 eine Signalumwandlung von
Radgeschwindigkeitsinformation von allen vier Rädem des Fahrzeuges
darstellt, ist anzumerken, daß die Erfinder nicht beabsichtigen,
daß die Signalaufbereitung und -umwandlung dieser
Ausführungsform auf derartige Anwendungen begrenzt ist. Vielmehr
kann diese Ausführungsform auf irgendeinen Untersatz von den
vier Rädem in einer Radgeschwindigkeitswahrnehmungsanwendung
angewendet werden, oder kann auf andere analoge Ausgänge von
Sensoren an dem Fahrzeug, wie Kurbelwellen- oder
Nockenwellenrotationssensoren angewendet werden. Im allgemeinen kann
die Signalaufbereitung und -umwandlung dieser Ausführungsform
angewendet werden, um eine digitale Darstellung von
irgendeinem analogen, periodischen Signal an einem Fahrzeug zu
erzeugen.
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Die Figuren 2a und 2b stellen die Schaltung von einem der
Wandler 16a - 16d (Figur 1), seine Verbindung mit einem
Sensor mit variablem magnetischen Widerstand 14 aus der Gruppe
14a - 14d (Figur 1) und seine Verbindung mit der
Steuerungseinrichtung 20 dar. Genauer wird in Figur 2a ein
herkömmlicher Sensor mit variablem magnetischen Widerstand 14
vorgespannt, indem seine Hoch-Pegel-Seite bis zur
Versorgungsspannung Vcc durch Widerstand R2 hochgezogen wird, und seine
Niedrig-Pegel-Seite auf Massespannung (Masse) durch
Widerstand R4 heruntergezogen wird. Hochfrequenzrauschen wird
sowohl an den ersten als auch an den zweiten Anschlüssen von
Sensor 14 über Kondensatoren C1 beziehungsweise C2 auf Masse
geschlossen, was mit bekannter Rauschfilterungspraxis
übereinstimmt.
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Der erste Anschluß von Sensor 14 ist durch Widerstand R1 mit
dem nicht invertierenden Eingang von Operationsverstärker 46
verbunden. Der zweite Anschluß ist mit den nicht
invertierenden Eingang von Operationsverstärker 48 durch Widerstand R3
verbunden. Das Paar Widerstände R1 und R3 zusammen mit der
parallel geschalteten Kombination von Widerstand R5 und
Kondensator C3 liefert ein Tiefpaßfilter, durch welches das
Sensorsignal tritt. Dieses Filter wird herkömmlich mit Sensoren
mit variablem magnetischen Widerstand verwendet, welche die
bekannte Charakteristik einer Ausgangsgröße aufweisen, die
proportional zur Frequenz des wahrgenommenen Rades ist. Das
Tiefpaßfilter arbeitet nicht nur, um den Durchtritt von
Hochfrequenzsignalen (Rauschen) in nachfolgende Stufen des
Schaltkreises der Figuren 2a und 2b zu blockieren, wie
Signale über 2000 Hz, sondern verringert auch die Sensoramplitude
mit der Frequenz, um die radgeschwindigkeitsbezogenen
Änderungen der Sensorausgangsamplitude zu mäßigen. Beispielsweise
kann das Filter Signale über 500 Hz um ein Ausmaß dämpfen,
das proportional zur Signalfrequenz ist.
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Die Sensorvorspannung sorgt dafür, daß, wenn die
Hoch-Pegeloder Niedrig-Pegel-Seite des Sensors 14 sich in einem
Leerlaufzustand befindet, die Niedrig-Pegel-Seite auf Masse
abfallen und dort bleiben wird, solange dieser Zustand
fortdauert. Um diesen Leerlauf zustand zu detektieren, sind in der
gezeigten Konfiguration Schaltkreiselemente 60 - 66
vorgesehen.
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Genauer ist der invertierende Eingang von Komparator 64 mit
der Niedrig-Pegel-Seite von Sensor 14 durch Widerstand R3
verbunden, und der nicht invertierende Eingang von Komparator
64 ist mit einer festen Referenzspannung, 1,7 Volt in dieser
Ausführungsform, verbunden. Der Ausgang von Komparator 64 ist
als ein Eingang mit einem herkömmlichen Zwei-Eingang-UND-
Gatter 66 verbunden. Der andere Eingang in das UND-Gatter 66
ist mit dem Ausgang von UND-Gatter 58 verbunden. Das UND-
Gatter 58 liefert eine Diagnoseanzeige, welche auf einen
Niedrig-Pegel eingestellt wird, wenn einer von zwei
Sensorkurzschlußzuständen detektiert wird, wie es noch beschrieben
wird.
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Entsprechend, wenn der invertierende Eingang auf unter 1,7
Volt abfällt, geht der Ausgang des Komparators auf einen
Hoch-Pegel und, wenn der Ausgang von UND-Gatter 58 auf einem
Hoch-Pegel eingestellt, wird der Ausgang des UND-Gatter 66
auf einen Hoch-Pegel gesetzt, was den Zähler 62 freigibt,
welcher in dieser Ausführungsform ein Teile-durch-31-Zähler
ist. Das UND-Gatter 66 bereitet daher nicht nur das Signal
auf, damit es von dem Zähler 62 gelesen wird, sondern
verhindert über Leitung 106, daß der Zähler freigegeben wird, wenn
ein Sensorkurzschluß detektiert worden ist, da der
Schaltkreis sonst fälschlicherweise einen Kurzschlußzustand als
einen Sensorleerlaufzustand diagnostizieren könnte.
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Wenn der Ausgang von UND-Gatter 66 auf einem Niedrig-Pegel
ist, ist der Voreinstellungseingang in den Zähler aktiv, was
den Zähler wirksam gesperrt hält. Sobald er von einem Hoch-
Pegel-Ausgang von UND-Gatter 66 freigegeben ist, bewegt sich
der Zähler durch seine Zähizustände mit seiner Taktfrequenz,
die durch den Ausgang von Oszillator 60 eingestellt wird.
Nach 31 Taktzyklen wird der Zähler 62 überlaufen, wodurch die
Ausgangsleitung 104 auf einen Niedrig-Pegel (aktiv)
eingestellt wird. Der Niedrig-Pegel-Ausgang zeigt einen offenen
Sensorzustand an und kann in ein NICHT-UND-Gatter 86 und
Fehlerdekodierer 94 eingegeben werden, die noch beschrieben
werden.
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-Die Oszillatorfrequenz wird durch Auswählen von geeigneten
Werten für R21 und C5 eingestellt, um sicherzustellen, daß
Sensortransienten, welche unter 1,7 Volt abfallen, nicht als
Offener-Sensor-Fehler diagnostiziert werden. Die Spannung,
die über einen herkömmlichen Sensor mit variablem
magnetischen Widerstand induziert wird, ist proportional zur
Flußänderung. Der Fluß ändert sich schneller, wenn der Zahn auf dem
mit Zähnen versehenen Rad schneller an dem Sensor
vorbeitritt. Entsprechend wird die Spitze-zu-Spitze-Spannungsgröße,
die über den Sensor 14 induziert wird, bei höheren
Radgeschwindigkeiten zunehmen, wodurch das Potential für das
Signal vergrößert wird, unter die 1,7 Volt-Schwelle abzufallen,
die benötigt wird, um den Zähler 62 zu starten. Die Werte von
R21 und C5 sollten für eine gegebene Anwendung eingestellt
werden, um das Diagnostizieren der
Niedrig-Pegel-Spannungsspitzen oder Abnahmen in der Referenz der Wellenform im
allgemeinen als Leerläufe zu vermeiden.
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Die Spannung auf Leitung 2 und auf Leitung 4 sollte begrenzt
oder geklemmt werden, bevor sie in die Verstärker eingegeben
wird, die in dem Schaltkreis der Figuren 2a und 2b (die noch
beschrieben werden) verwendet werden, um die Verstärker vor
Überspannung zu schützen und sicherzustellen, daß die
Verstärker sich auf vorhersagbare Weise verhalten. In dieser
Ausführungsform sind die Leitungen 2 und 4 auf eine
Minimumspannung von näherungsweise einem Volt und ein Maximum von
näherungsweise vier Volt begrenzt. Die Ein-Volt-Grenze wird
vorgesehen, indem die Basis der Transistoren Q1 und Q2 auf
geringfügig mehr als ein Volt über den Spannungsteiler
eingestellt wird, der R7, D1, D2 und R6 umfaßt, worin der
Widerstand von R7 und R6 unter Verwendung von in der Technik
allgemein bekannter Schaltkreisentwurfspraxis geeignet
eingestellt wird.
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Entsprechend, wenn die Spannung auf Leitung 2 weniger als
ungefähr ein Volt beträgt, schaltet Q1 ein und begrenzt die
Spannung auf Leitung 2 auf die Basisspannung von Q1 (weniger
dem kleinen Spannungsabfall über dem Basis-Emitter-Übergang).
Wenn die Spannung auf Leitung 4 unter näherungsweise ein Volt
abfällt, schaltet Q2 dementsprechend ein, wodurch die
Spannung auf Leitung 4 auf geringfügig weniger als die
Basisspannung, näherungsweise ein Volt, begrenzt wird.
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Die Vier-Volt-Grenze wird auf eine analoge Weise vorgesehen,
indem die Basis von Q3 und Q4 auf geringfügig weniger als
vier Volt über den Teiler eingestellt wird, der R11, D3, D4
und R10 umfaßt, welche geeignet ausgewählt werden können, um
sicherzustellen, daß der Abfall über R10 knapp über vier Volt
liegt. Wenn Leitung 2 auf näherungsweise vier Volt zunimmt,
wird Q3 einschalten und die Emitterspannung auf eine Spannung
begrenzen, die geringfügig größer als die Basisspannung von
knapp unter vier Volt ist. Wenn Leitung 4 ebenso auf
näherungsweise vier Volt zunimmt, wird Q4 einschalten und die
Spannung auf Leitung 4 auf im wesentlichen vier Volt
begrenzen.
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Die geklemmten Spannungen auf Leitung 2 und 4 werden in einen
herkömmlichen
Drei-Verstärker-Instrumentierungsverstärkerschaltkreis eingegeben. Wie es in der Technik von
Instrumentierungsverstärkern bekannt ist, liefert die erste Stufe des
Verstärkers, die einen Operationsverstärker 46 und einen
Operationsverstärker
48 umfaßt, einen differentiellen Ausgang
mit einer hohen differentiellen Verstärkung, die durch den
Wert von R12 und R13 eingestellt wird, welche jeweils im
wesentlichen den gleichen Widerstand aufweisen, welche in die
nächste Stufe des Verstärkers, einen herkömmlichen
Differentialverstärker 50 eingespeist wird, welcher die Differenz der
Signale bei seinen Eingangsanschlüssen mit einer Verstärkung
von Eins verstärkt.
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Der Ausgang des Verstärkers wird in ein R-C-Filter
eingespeist, das einen Widerstand R20 und einen Kondensator C4
umfaßt. Ein normal offener Schalter S1 ist zwischen R20 und C4
geschaltet. Eine R-C-Filterung erster Ordnung des Ausgangs
des Instrumentierungsverstärkers wird vorgesehen, wie es
allgemein in der Technik verstanden wird, wenn S1 geschlossen
wird. Wenn jedoch S1 offen ist, hält der Kondensator C4 die
Ausgangsspannung des Verstärkers, weil es keinen Weg gibt,
durch welchen sich der Kondensator C4 entladen kann. S1 wird
durch einen Sperrschaitkreis für Gleichtaktrauschen
gesteuert, der ein UND-Gatter 58 und Komparatoren 54 und 56 umfaßt,
welche einen Fensterkomparator bilden, der noch beschrieben
wird.
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Der Sperrschaltkreis für Gleichtaktrauschen "sperrt" den
Ausgang des Instrumentierungsverstärkers, wenn
Gleichtaktrauschen hervorruft, daß das Differentialsignal bei der ersten
Stufe des Instrumentierungsverstärkers den
Eingangsgleichtaktbereich überschreitet. Ein derartiges Gleichtaktrauschen
kann bei Sensoren mit variablem magnetischen Widerstand
auftreten und kann ein Irreführen der Ausgänge des
Instrumentierungsverstärkers hervorrufen. Beispielsweise kann der
Verstärkerausgang auf eine Spannungsgrenze, wie die Vref des
herkömmlichen Instrumentierungsverstärkers gesteuert werden,
wenn beide Verstärkereingänge zu einer gemeinsamen Hoch-
Pegel- oder Niedrig-Pegel-Spannungsgrenze geschoben werden.
Diese Ausführungsform richtet sich an diese Belange, indem
derartige potentiell irreführende Verstärkerausgänge gesperrt
werden.
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Genauer wird das Spannungssignal zwischen R12 und R13,
welches die Vorspannung des differentiellen Signals der ersten
Stufe des Instrumentierungsverstärkers ist, in den
invertierenden Eingang von Komparator 54 und in den nicht
invertierenden Eingang von Komparator 56 eingegeben. In dieser
Ausführungsform werden die Eingänge einen Abstecher aus dem
Gleichtaktbereich heraus anzeigen, wenn die Vorspannung des
differentiellen Signals größer als näherungsweise 3,3 Volt
oder kleiner als näherungsweise 1,7 Volt ist.
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Ein Eingang 107 des nicht invertierenden Anschlusses von
Operationsverstärker 54 wird daher auf 3,3 Volt eingestellt,
derart, daß der Ausgang von Operationsverstärker 54 auf einem
Niedrig-Pegel sein wird, wenn die Vorspannung 3,3 Volt
überschreitet, wodurch der Ausgang von UND-Gatter 58 auf einen
Niedrig-Pegel gezwungen, der herkömmliche Schalter S1
geöffnet und der Verstärkerausgang gesperrt wird, indem nicht
zugelassen wird, daß sich der Kondensator C4 entlädt oder
auflädt. Ebenso wird der invertierende Eingang 108 von
Komparator 56 auf näherungsweise 1,7 Volt eingestellt, wodurch der
Ausgang des Komparators 56 auf einem Niedrig-Pegel sein wird,
wenn die Vorspannung unter 1,7 Volt abfällt, wodurch der
Ausgang des UND-Gatters 58 auf einenniedrig-Pegel gesteuert,
der Schalter S1 geöffnet und der Verstärkerausgang verriegelt
wird, wie beschrieben. Darüber hinaus, daß er zum Schalter S1
übertragen wird, wird der Ausgang von UND-Gatter 58 als ein
Eingang an UND-Gatter 66 über Leitung 106 geliefert.
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Wenn die Vorspannung anzeigt, daß die Eingänge innerhalb
ihres Gleichtakteingangsbereiches liegen, werden die Ausgänge
von Komparatoren 54 und 56 auf einem Hoch-Pegel sein, wobei
sie über jeweilige Pull-Up-Widerstände R14 und R15 gezogen
werden. Daher wird der Ausgang von UND-Gatter 58 auf einen
Hoch-Pegel gesteuert, wodurch Schalter S1 geschlossen wird
und dadurch zugelassen wird, daß der Ausgang des Verstärkers
mit der differentiellen Eingangsspannung schwankt.
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Der Ausgang des Instrumentierungsverstärkers, ob er durch
Schalter S1 gesperrt ist oder nicht, wird als nächstes durch
einen herkömmlichen Spannungsfolger 52 (Figur 28), der als
ein Impedanzpuffer wirkt, zu einem
Unempfindlichkeitszonenschaltkreis geleitet, der aus drei Verstärkern 70, 72 und 74,
zwei Widerständen R22 und R23, zwei Dioden D5 und D6 und
einem Kondensator C6 besteht. Im allgemeinen kompensiert der
Unempfindlichkeitszonenschaltkreis Drift der
Referenzspannung, um welche die verstärkte Sensorspannung schwingt. Wie
diskutiert, kann die Signalreferenz wesentlich schwanken.
Herkömmlich Systeme, welche versuchen, digitale Darstellungen
des Signals abzuleiten, vergleichen das Signal mit festen
Schwellen, um zu bestimmen, ob es als in einem
Hoch-Pegeloder Niedrig-Pegel-Digitalzustand befindlich modelliert
werden kann. Wenn die Referenz von einer modellierten Differenz
driftet, verlieren diese traditionellen Systeme entscheidende
Information über die Natur des sinusförmigen Sensorsignals.
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Der Unempfindlichkeitszonenschaltkreis legt Spannungspegel
fest, auf welchen Ausgangsschaltschwellenspannungen beruhen.
Diese Pegel sind nicht fest, sondern basieren auf dem
Sensorausgangssignal selbst. Während beispielsweise das
Sensorsignal über eine obere Schweilenspannung zunimmt, nimmt die
Ausgangsspannung des Unempfindlichkeitszonenschaltkreises
proportional ab. Die obere Schwellenspannung ist die
Differenz zwischen einer festen Spannung und einem Wert, der
proportional zur Ausgangsspannung ist. Wenn das Sensorsignal
zunimmt, nimmt die Ausgangsspannung entsprechend ab, wodurch
die obere Schwellenspannung vergrößert wird. Wenn das im
wesentlichen sinusförmige Sensorsignal seine Spitze erreicht
und abzunehmen beginnt, wird die Spitze durch die
proportional große obere Schwellenspannung detektiert, wie es noch
beschrieben wird, und der Ausgang wird konstant gehalten, bis
das Sensorsignal unter eine untere Schwellenspannung abnimmt.
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Die untere Schwellenspannung ist die Differenz zwischen einer
festen Spannung und einem Wert, der proportional zur
Ausgangsspannung des Unempfindiichkeitszonenschaltkreises ist.
Während das Sensorsignal unter die untere Schwellenspannung
abnimmt, nimmt die Ausgangsspannung proportional zu, wodurch
die untere Schweilenspannung abnimmt. Wenn das Sensorsignal
sein Tal erreicht und zuzunehmen beginnt, wird das Tal durch
die proportional kleine untere Schwellenspannung detektiert,
wie es noch beschrieben wird, und der Ausgang wird konstant
gehalten, bis das Sensorsignal noch einmal über die obere
Schwellenspannung zunimmt, wie beschrieben.
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Genauer in Figur 2b, tritt der Ausgang von Puffer 52 durch
Widerstand R22 zu Leitung 6 und wird in einen invertierenden
Eingang eines herkömmlichen
Operationstranskonduktanzverstärkers 70 und in einen invertierenden Eingang eines
herkömmlichen Operationstranskonduktanzverstärkers 72 eingegeben. Die
Ausgänge des Operationstranskonduktanzverstärkers 70 und des
Operationstranskonduktanzverstärkers 72 werden mit einer
gemeinsamen Seite von Kondensator C6 verbunden, dessen
entgegengesetzte Seite auf Masse geschlossen ist. Der
Operationstranskonduktanzverstärker 70 kann als ein
"Senken"-Operationstranskonduktanzverstärker beschrieben werden, während
Diode D5, die in Reihe mit seinem Ausgang geschaltet ist, dem
Operationstranskonduktanzverstärker 70 nur erlaubt, Strom aus
Kondensator C6 abzuleiten, ansonsten wird sie in Sperrichtung
betrieben. Ebenso kann der
Operationstranskonduktanzverstärker 72 als ein "Quellen"-Operationstranskonduktanzverstärker
beschrieben werden, während Diode D6, die in Reihe mit dem
Ausgang des Operationstranskonduktanzverstärkers geschaltet
ist, dem Operationstranskonduktanzverstärker 72 nur erlaubt,
Strom in den Kondensator C6 zu speisen, ansonsten wird sie in
Sperrichtung betrieben.
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Der Ausgang des Senken-Operationstranskonduktanzverstärkers
70 "senkt" Strom aus dem Kondensator C6 mit einer Rate, die
proportional zur Potentialdifferenz an seinen
Eingangsanschlußstiften ist. Die Diode D5 verhindert, daß sein Ausgang
Strom aus dem Kondensator C6 speist. Daher kann, wie es
allgemein in der Schaitkreisentwurfstechnik verstanden wird, der
Senken-Operationstranskonduktanzverstärker 70 nur den
Eingangszustand kompensieren, in welchem das Potential bei
seinem invertierenden Eingang (Knoten 6) über das Potential bei
seinem nicht invertierenden Eingang zunimmt, welches bei DB+
fixiert ist, was noch beschrieben wird.
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Der Ausgang des Quellen-Operationstranskonduktanzverstärkers
72 wird andererseits Strom in den Kondensator C6 speisen,
wenn die Spannung an seinem invertierenden Eingang (Knoten 6)
unter die Spannung an seinem nicht invertierenden Eingang
abnimmt, welche bei DB- fixiert ist, was noch beschrieben wird.
Die Spannung Vcap über dem Kondensator C6 wird durch einen
Spannungsfolgerpuffer 74 geleitet, welcher ein externes
Aufladen des Kondensators C6 verhindert. Der Ausgang von Puffer
74 wird in Knoten 6 über Widerstand R23 zurück gespeist.
Entsprechend kann unter Verwendung bekannter
Schaltkreisanalyseprinzipien mit einem Verhältnis R22/R23 von 5/4 die Spannung
Vx auf Leitung 6 ausgedrückt werden als
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Vx = 4Vs/9 + 5Vcap/9, (1)
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wobei Vs das verstärkte Sensorausgangssignal von dem Ausgang
von Puffer 52 ist. Entsprechend wird, wie beschrieben, der
Senken-Operationstranskonduktanzverstärker 70 Strom aus dem
Kondensator C6 ableiten, wenn
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4Vs/9 + 5Vcap/9 > DB+ (2)
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und der Quellen-Operationstranskonduktanzverstärker 72 wird
Strom in den Kondensator C6 speisen, wenn
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4Vs/9 + 5Vcap/9 < DB-. (3)
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Die Rate, mit welcher Strom aus dem Kondensator C6 abgeleitet
beziehungsweise in ihn eingespeist wird, ist proportional zur
Potentiaidifferenz zwischen den Eingängen der
Operationstranskonduktanzverstärker gemäß der folgenden Gleichung
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i = gm(e2 - e1), (4)
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wobei i der Senken- oder Quelienstrom ist, gm die
Transkonduktanzverstärkung ist, die auf in der Technik bekannte Weise
eingestellt wird, um ein stabiles, vorhersagbares Aufladen
eines Kondensators zu liefern, e2 das Potential am nicht
invertierenden Eingang in den
Operationstranskonduktanzverstärker ist, und e1 das Potential am invertierenden Eingang ist.
Die Referenzspannungen der
Operationstranskonduktanzverstärker DB+ und DB- können auf 2,6 Volt beziehungsweise 2,4 Volt
eingestellt werden.
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Funktionell wird, wenn Vs, das Signal von dem Ausgang von
Puffer 52, ausreichend zunimmt, wie nahe seiner Spitze, so
daß 4Vs/9 + 5Vcap/9 größer als DB+ durch Gleichung (2) ist,
wird der Senken-Operationstranskonduktanzverstärker 70 Strom
aus dem Kondensator C6 mit einer Rate ableiten, die
proportional zum Änderungspotential zwischen den Eingängen des
Operationstranskonduktanzverstärkers 70 ist, gemäß Gleichung
(4). Das Ableiten von Strom wird Vcap proportional
verringern,
was Vx verringern oder zumindest die Zunahme von Vx
reduzieren wird, die beschriebene Spannung an den
invertierenden Eingängen des Operationstranskonduktanzverstärkers, durch
Gleichung (1). Wenn Vs ihre Spitze erreicht, und deren Größe
abzunehmen beginnt, werden beide Komponenten von Vx in
Gleichung (1) gleichzeitig abnehmen, was veranlaßt, daß die Größe
von Vx schnell unter DB+ abfällt, bei welchem Zeitpunkt der
Operationstranskonduktanzverstärker 70 aufhören wird, Strom
aus Kondensator C6 abzuleiten.
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Da DB- wesentlich kleiner als DB+ ist, wird Vcap konstant
bleiben, während Vx zwischen DB+ und DB-, der
Spannungs-"Unempfindlichkeitszone" liegt. Entsprechend ist die einzige
Komponente von Vx, die sich ändert, während Vx in der
Unempfindlichkeitszone liegt, Vs, deren Größe abnimmt. Wenn Vs auf
die Ausdehnung zunimmt, die notwendig ist, um Vx unter
DBgemäß den Gleichungen (1) und (3) zu verringern, wird der
Quellen-Operationstranskonduktanzverstärker 72 beginnen,
Strom in Kondensator C6 zu speisen, wodurch Vcap proportional
vergrößert wird, welche durch Rückkoppelungswiderstand R23 zu
Vx addiert wird, was die Abnahme Vx mäßigt, die durch das
abnehmende Vs hervorgerufen wird. Wenn sich Vs durch ihr Tal
bewegt und deren Größe zuzunehmen beginnt, werden beide
Komponenten von Vx in Gleichung (1) gleichzeitig zunehmen,
wodurch Vx schnell auf eine Größe über DB- vergrößert wird, so
daß, kurz nachdem das Tal von Vs erreicht ist, Vcap nicht
länger Quellenstrom von dem
Operationstranskonduktanzverstärker 72 empfangen wird. Vx wird dann in der beschriebenen
Spannungsunempfindlichkeitszone liegen, in welcher Vcap
konstant gehalten wird, bis Vx wieder bis zu einem Wert über DB+
schwingen wird, wie beschrieben.
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Das resultierende Signal Vcap, welches zur nächsten Phase des
Schaltkreises von Figur 2b durch Puffer 74 geleitet wird,
bewegt sich allmählich zwischen hohen und niedrigen
Haitespannungen,
die auf den Spitzen und Tälern des Sensorsignals Vs
beruhen, und nicht auf irgendeiner festen Schwelle beruhen.
Die Spitzen und Täler müssen nicht um eine feste
Referenzspannung herum zentriert sein, sondern können wesentlich über
und unter modellierten Grenzen schwingen und trotzdem durch
den Unempfindlichkeitszonenschaltkreis detektiert werden.
Beispielsweise wird eine wesentliche Spitzenzunahme von Vs
durch ein proportional verringertes Vcap geeignet
kompensiert, so daß kurz nach der Spitze Vx noch DB+ überschreiten
wird, wodurch der Senken-Operationstranskonduktanzverstärker
70 deaktiviert wird. Ebenso wird eine wesentliche Abnahme in
dem Tal von Vs durch ein proportional vergrößertes Vcap
geeignet kompensiert, so daß kurz nach dem Tal Vx noch
DBüberschreiten wird, wodurch der
Senken-Operationstranskonduktanzverstärker 72 deaktiviert wird.
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Wie diskutiert, wird Vcap durch Puffer 74 zur nächsten Phase
des Schaltkreises von Figur 2b geleitet, die die
Hysteresestufe genannt wird, die in dieser Ausführungsform aus
Widerständen R24 und R26, Verstärker 80, Komparator 76, Inverter
78 und zwei analogen Schaltern 82 und 84 besteht. Vs, das
verstärkte Sensorausgangssignal vom Ausgang von Puffer 52,
wird ebenso in die Hysteresestufe eingegeben. Im allgemeinen
vergleicht die Hysteresestufe Vs mit der Differenz zwischen
einer konstanten Spannung und dem Ausgang des
Unempfindlichkeitszonenschaitkreises und erzeugt dadurch ein quadratisches
Signal, das von der digitalen Steuerungseinrichtung 20
erkannt werden kann, mit einer Frequenz, die die
Rotationsgeschwindigkeit des mit Zähnen versehenen Rades, wie eines der
mit Zähnen versehenen Räder 16a - 16d von Figur 1, darstellt.
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Das Ausgangssignal von Komparator 76 von dem
Hystereseschaitkreis wird zu einem Digitalprozessortor geleitet, das in der
Lage ist, das Signal zu interpretieren. Beispielsweise muß
mit dem Radgeschwindigkeitssensor dieser Ausführungsform ein
derartiges Tor in der Lage sein, die Frequenz des Signals zu
bestimmen, welche die Winkelrate des Rades darstellt. In
dieser Ausführungsform ist dann das Tor ein Eingangsfangtor,
welches allgemein in der Technik als ein Tor bekannt ist, das
konfiguriert sein kann, um Signalflanken oder Pegel zu
detektieren und bestimmte Bedienungsfunktionen beim Empfang
derartiger Pegel oder Flanken zu liefern. Beispielsweise kann die
Steuerungseinrichtung 20 über Software konfiguriert werden,
um eine Unterbrechung zu erzeugen, wenn eine geeignete
steigende oder fallende Flanke an dem Eingangsfangtor detektiert
wird oder wenn ein hoher Spannungspegel detektiert wird. Bei
der Unterbrechung kann eine Bedienungsroutine die Zeit der
Unterbrechung speichern und die Unterbrechung für das nächste
ähnlich Ereignis zurücksetzen. Eine andere Routine kann dann
Unterbrechungszeiten verarbeiten, um die Frequenz des
Rechteckwellensignals und somit die Radwinkelrate zu bestimmen.
Die Verwendung der Radwinkelrateninformation ist in der
Motorsteuerungstechnik bekannt. Sie kann beispielsweise zu
einem Geschwindigkeitsmesser oder Tachometerzähler übertragen
werden, oder kann in einer herkömmlichen
Antiblockierbremsensteuerung, Spurfolgesteuerung oder
Fahrzeuggeschwindigkeitssteuerung verwendet werden.
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Zu Figur 2b zurückgekehrt, abgesehen davon, daß er zur
Steuerungseinrichtung 20 übertragen wird, wird der Ausgang von
Komparator 76 in einen herkömmlichen digitalen Inverter 78
eingespeist, welcher das Signal invertiert und das
invertierte Signal zum Steuereingang eines analogen Schalters 84
leitet. Das Komparatorausgangssignal wird direkt (in nicht
invertierter Form) in den Steuereingang eines analogen
Schalters 82 eingespeist. Die Arbeitsweise der analogen Schalter
82 und 84 ist im Schaltkreisentwurf bekannt: Wenn der
Steuereingang einen Hoch-Pegel aufweist, wird der Schalter
schließen und der Eingang wird zum Ausgang geleitet; sonst wird der
Schalter offen sein.
Entsprechend in Figur 2b, wenn der Ausgang von Komparator 76
auf einem Hoch-Pegel ist (größer als näherungsweise 3 Volt),
wird der Schalter 82 schließen, und der Schalter 84 wird
offen sein (während sein Eingang von dem digitalen Inverter 78
auf einem Niedrig-Pegel ist) und die Spannung HYST+ wird in
den nicht invertierenden Anschluß von Verstärker 80
eingegeben. Alternativ wird, wenn der Komparatorausgang auf einem
Niedrig-Pegel ist, der Schalter 82 offen sein, und der
Schalter 84 wird geschlossen sein, und die Spannung HYST- wird in
den nicht invertierenden Anschluß von Verstärker 80
eingegeben. HYST+ und HYST- werden eingestellt, um für einen
Hysteresespannungsbereich zu sorgen, der innerhalb des
Spannungsbereiches der Unempfindiichkeitszone zentriert ist, der durch
DB+ und DB- definiert ist, worin die Größe des
Hysteresebereiches grob 85 % der Größe des Bereiches der
Unempfindlichkeitszone beträgt. Wie für einen Fachmann festzustellen ist,
wird, wenn der Hysteresebereich den Bereich der
Unempfindlichkeitszone überschreitet, der Ausgang von Komparator nicht
schalten. Entsprechend wird, um Offsets in der Schaltung zu
berücksichtigen, die nicht modelliert werden können, der
Hysteresebereich einen Betrag kleiner als der Bereich der
Unempfindlichkeitszone eingestellt. Beispielsweise werden in
dieser Ausführungsform DB+ und DB- jeweils als 2,6 bzw. 2,4
Volt eingestellt. Entsprechend wird HYST+ auf näherungsweise
2,585 Volt eingestellt und HYST- wird auf näherungsweise
2,415 Volt eingestellt.
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Zu dem Hystereseschaltkreis zurückgekehrt, der Ausgang Va von
Verstärker 80 kann wie folgt ausgedrückt werden
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Va = 9Vh/4 - 5Vcap/4, (5)
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wobei Vh der Spannungseingang in den nicht invertierenden
Anschluß von Verstärker 80 ist, und Vcap der Ausgang von Puffer
74 ist (die Spannung über Kondensator C6). Entsprechend wird,
wie in Figur 3 dargestellt, der Ausgang von Komparator 76 von
einem Niedrig-Pegel zu einem Hoch-Pegel schalten, wenn
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9(HYST-)/4 - 5Vcap/4 ) Vs. (6)
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Wenn der Komparatorausgang auf einen Hoch-Pegel schaltet,
wird HYST+ für HYST- in Gleichung (6) substituiert werden,
wodurch Va von Gleichung (5), beispielsweise wie in Figur 3
gezeigt, bei Punkt A vergrößert wird, vorausgesetzt, daß das
nächste Schalten des Komparatorausgangs eine wesentliche
Zeitdauer nach dem nächsten Tal von Vs auftreten wird, wenn
Vs über Va ansteigt, beispielsweise bei Punkt B in Figur 3.
Bei Punkt B wird HYST- für HYST+ substituiert, was
berücksichtigt, daß das nächste Schalten eine wesentliche Zeitdauer
nach der nächsten Spitze von Vs auftritt&sub5; Die Substitution
von Hysteresespannungen bei der Bestimmung des Schaltens
ändert Va in einer Richtung, daß sie symmetrisch um Vs liegt,
so daß eine im wesentlichen rechteckige Welle durch den
Vergleich der zwei Signale erzeugt werden kann.
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Wie in Figur 3 gezeigt, kann es sein, daß sich das Signal von
Sensor 14 (Figur 2a) nicht um eine feste Referenz herum
zentriert. Die Störung in dem Signal von Figur 3, die zu
vergrößerten Spitzen C und D und zu dem vergrößerten Tal E führt,
ist typisch für die, die durch einen kurzen Zahn auf dem Rad
hervorgerufen wird, der in der Nähe von Sensor 14 rotiert. Es
kann sein, daß der Bereich des Signals über eine derartige
Signalperiode, wie von C zu E zu D in Figur 3, eine feste
Schweilenspannung, wie die, die in den oben beschriebenen
Systemen nach dem Stand der Technik geliefert wird, nicht
überschreitet und somit nicht detektiert werden kann.
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Jedoch folgt mit der beschriebenen Ausführungsform Va der
schwankenden Größe der Spitzen und des Tals und, aufgrund der
Unempfindlichkeitszonenschaltung, die einen Ausgang erzeugt,
der die Spitze und das Tal des Signals betrifft, und aufgrund
des Vorsehens einer Schwelle, auf Basis des
Unempfindlichkeitszonenausganges, liefert das Überschreiten von Vs und Va
eine verläßliche Anzeige für jene Spitzen und Täler.
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In dieser Ausführungsform kann eine Fehlerdetektionsschaltung
mit der Schaltung der Figuren 2a und 2b vorgesehen sein. Eine
Information darüber, ob der Sensor mit variablem magnetischen
Widerstand leerläuft, auf Masse geschlossen ist oder mit der
Versorgung, wie die Fahrzeugbatterie (nicht gezeigt)
verbunden ist, sind mit der beschriebenen Schaltung der Figuren 2a
und 2b erhältlich. Wie detailliert ausgeführt, ist die
Ausgangsleitung 104 des Teile-durch-31-Zähiers 62 auf einem
Niedrig-Pegel, wenn ein leerlaufender Sensor detektiert
worden ist. Weiter sind die Ausgänge 100 und 102 des
Fensterkomparators jeweils auf einem Niedrig-Pegel, wenn eine
Verbindung mit der Versorgung detektiert wird und wenn eine
Verbindung mit Masse detektiert wird.
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Die Leitungen 100 - 104 führen detailliert
Fehlerdetektionsausgänge für die Radgeschwindigkeitswahrnehmungsschaltung von
Figur 2a und 2b für ein einziges Fahrzeugrad aus. Jedoch
können in dieser Ausführungsform drei gleiche Ausgänge für jedes
der verbleibenden Räder erzeugt werden. Beispielsweise können
zwölf Ausgänge, die eine spezifische Fehlerinformation für
alle Räder eines Vierradfahrzeuges detailliert ausführen,
erzeugt werden, indem die oben beschriebene Schaltung der
Figuren 2a und 2b an jedem der Räder eines Vierradfahrzeuges
vorgesehen wird.
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Um diese Ausgänge zu verarbeiten, werden alle zwölf Ausgänge
als Eingänge an ein herkömmliches NICHT-UND-Gatter 86 und an
einen Fehlerdekodierblock 94 geliefert. Wenn zumindest einer
dieser Ausgänge auf einem Niedrig-Pegel (aktiv) ist, wird der
Ausgang des NICHT-UND-Gatters 86 auf einem Hoch-Pegel sein,
wodurch FET 88 ausgeschaltet wird. Der Kondensator C7 wird
sich dann durch Widerstand R28 entladen, wodurch der nicht
invertierende Eingang von Komparator 90 unter den
invertierenden Eingang gezogen wird, der auf 0,73*Vcc eingestellt
ist, nach einer kurzen Verzögerung, wie 75 Mikrosekunden in
dieser Ausführungsform, wodurch der Komparatorausgang auf
allgemeine in der Schaltkreisentwurfstechnik bekannte Weise
auf einen Niedrig-Pegel gesteuert wird.
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Der Niedrig-Pegel-Ausgang von Komparator 90 wird in einen
Fehlerdatenübertragungsblock 92 eingespeist, um eine
Übertragung des Fehlers zur Steuerungseinrichtung 20 auszulösen. Die
Verzögerung, die durch den R-C-Schaltkreis geliefert wird,
der R28 und C7 umfaßt, wirkt als ein Filter, um zu
verhindem, daß Spannungspannen kurzer Dauer, welche den Ausgang
von Gatter 86 auf einen Hoch-Pegel gesteuert haben, sich
weiter durch den Schaltkreis von Figur 2b bewegen. Der Ausgang
von Komparator 90 wird ebenso als ein Eingang in einen
Signalspeicher 110 eingespeist, welcher beispielsweise ein
herkömmliches D-Typ-Flip-Flop sein kann. Ein
Niedrig-Pegel-Eingang in den Signalspeicher 110 steuert dessen Ausgang auf
einen Hoch-Pegel, wodurch der Transistor QS eingeschaltet und
der Kollektor von QS auf einen Niedrig-Pegel gezogen wird.
Der Kollektor von QS wird von einem Steuerungseinrichtungstor
gelesen, beispielsweise wo das Tor von Software als eine
Adresse in dem Speicher der Steuerungseinrichtung gelesen
werden kann. Wenn der Kollektor auf einem Niedrig-Pegel ist,
wird das Tor als eine logische "Null" erscheinen, was einen
Fehler in dem Radgeschwindigkeitswahrnehmungsschaltkreis
anzeigt, wie beschrieben. Sonst wird der Ausgang als eine
logische "1" gelesen, was keinen derartigen Fehler anzeigt.
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Zu dem UND-Gatter 86 zurückgekehrt, wenn die in das Gatter
eingegebenen Fehleranzeigen alle auf einem Hoch-Pegel
(inaktiv) sind, wird der Gatterausgang auf einem Niedrig-
Pegel sein, FET 88 wird ein sein, wodurch der Ausgang von
Komparator 90 auf einem Hoch-Pegel gehalten wird, was dem
Fehierdatenübertragungsblock 92 anzeigt, daß keine
Fehlerdaten zur Übertragung zur Steuerungseinrichtung 20 erhältlich
sind, und QS wird ein Hoch-Pegel(inaktiv)-Signal an die
Steuerungseinrichtung 20 ausgeben.
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Der Fehlerdekodierblock 94 kann verwendet werden, um den
Dateneingang zu ihm in eine Form umzuwandeln, die zur
Steuerungseinrichtung 20 übertragen werden kann, wie als ein
multiplextes Byte von Daten, die den Status seiner Eingänge
darstellen. Dieses multiplexte Byte kann dann in den
Fehlerdatenübertragungsblock 92 eingegeben werden. Wenn der Ausgang
von Komparator 90 auf einem Niedrig-Pegel ist, wird die
Steuerungseinrichtung 20 das Tor als einen Niedrig-Pegel
lesen. Auf bekannte Weise, wie die, die für die serielle
periphere Schnittstelle der Motorola-acht-Bit-Prozessorfamilie
(beispielsweise die MC6BHC11-Steuerungseinrichtung) verwendet
wird, kann dann die Steuerungseinrichtung ein
Chipauswahlsignal an Block 92 senden, um den Start der Übertragung der
Fehlerinformation vorzubereiten. Die Steuerungseinrichtung
kann dann Taktpulse an Block 92 aussenden, welche Bit-um-Bit-
Serienübertragung von Fehlerinformation zur
Steuerungseinrichtung 20 auslösen werden.
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Wenn die Übertragung abgeschlossen ist, wird die
Chipauswahlleitung auf einen Niedrig-Pegel abfallen. Die
Chipauswahlleitung wird ebenso in den herkömmlichen Rücksetzeingang von
Signaispeicher 110 eingegeben, derart, daß die fallende Flanke
des Chipauswahlsignals den Signalspeicher 110 zurücksetzen
wird und ihm dadurch erlauben wird, das Tor zu löschen und
auf irgendwelche zukünftige Fehlerinformation zu warten, die
den Signalspeicher wieder einstellen känn. Die
Steuerungseinrichtung kann nach dem Empfangen der Daten diese
demultiplexen,
um den Typ von wahrgenommenem Fehler und das Rad, bei
welchem er wahrgenommen wurde, aufzulösen. Es kann dann eine
Fehlerbehandlung vorgenommen werden, wie durch Aufzeichnen
von Information über den Fehler in einem nicht flüchtigen
Speicher (nicht gezeigt), so daß weitere Informationen von
dem zugehörigen Sensor ignoriert werden können, bis es
gewartet wird.