DE69124690T2

DE69124690T2 - Verfahren zur neusynchronisierung der lokalen oszillatoren eines empfängers und vorrichtung zur durchführung des verfahrens

Info

Publication number: DE69124690T2
Application number: DE69124690T
Authority: DE
Inventors: Couasnon Tristan De; Yvon Fouche; Raoul Monnier; Jean-Bernard Rault
Original assignee: Thomson Multimedia SA
Current assignee: Vantiva SA
Priority date: 1990-11-30
Filing date: 1991-11-29
Publication date: 1997-06-05
Anticipated expiration: 2011-11-30
Also published as: US5313169A; FR2670062A1; DE69124690D1; FI923426A0; JPH05504037A; NO922959L; EP0513313A1; AU641071B2; ATE148970T1; NO306435B1; SG46723A1; WO1992010043A1; FR2670062B1; EP0513313B1; AU9091891A; NO922959D0; CA2073777A1; RU2105423C1; JP3176623B2; ES2098490T3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft die Nachsynchronisierug der Empfangsoszillatoren eines Empfängers, der es ermöglicht, ein Signal zu empfangen, das durch wenigstens eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Rücktransformierten mittels einer Mehrträger-Modulation vom Typ OFDM (für Orthogonal Frequency Division Multiplexing auf Englisch) moduliert wurde.
In der Patentanmeldung < EP.A.0 365 631> , die im Namen von THOMSON-CSF erfolgte, wurde ein Verfahren zum Aussenden von modulierten Wellen, die eine Vielzahl von Frequenzen gleichzeitig benutzen, beschrieben, welches aufeinanderfolgende Etappen der Aussendung von Zeichen während einer Dauer T + ΔT umfaßt, wobei zwei Sendefrequenzen einen Abstand von 1/T haben, wobei T das nützliche Sendungsintervall und ΔT das übergangsintervall ist. In der obengenannten Patentanmeldung wurden auch ein Sender und ein Empfänger beschrieben, welche die Durchführung dieses Verfahrens ermöglichen, indem im Sender eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Rücktransformierten (FFT&supmin;¹) zur Realisierung der Modulation des Signals und im Empfänger eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten (FFT) zur Realisierung der Demodulation des empfangenen Signals verwendet wird. Andererseits umfaßt das Spektrum des modulierten Signals, um die Synchronisation des Empfängers mit dem Sender zu ermöglichen, zwei Pilotlinien, die untereinander eine feststehende Freguenzdifferenz aufweisen. Unter Verwendung dieser zwei Pilotlinien ist es möglich, die Empfangsoszillatoren sowie den Abtast-Taktgeber des Empfängers zu regeln. In der obenerwähnten Patentanmeldung wurde daher eine analoge Regelungsvorrichtung beschrieben, welche die zwei Pilotlinien verwendet, um bestimmte Empfangsoszillatoren des Empfängers sowie den Taktgeber, der die Abtastfrequenz liefert, zu regeln.
Wie in Figur 1 dargestellt, umfaßt die in der obenerwähnten Patentanmeldung beschriebene Regelungsvorrichtung, welche die Durchführung der Nachsynchronisierug der Empfangsoszillatoren des Empfängers ermoglicht, im wesentlichen ein Bandpaßfilter 2, ein Bandpaßfilter 3, einen Mischer 4 und einen Phasenregelkreis 1 (auf Englisch PLL), der eine Bezugsfrequenz für drei andere PLL generiert. Die beiden Filter 2 und 3 sind parallelgeschaltet und empfangen unter anderem am Eingang zwei Frequenzen fA, fB, die von der Schaltung zur Umsetzung der Zwischenfrequenz in das Basisband abgegeben werden, wie in der obigen Anmeldung erläutert wird. Die Ausgänge der beiden Bandpaßfilter 2 und 3 werden zum Mischer 4 geführt. Der Ausgang des Mischers 4 wird zum Eingang des Phasenregelkreises 1 geführt. Dieser Phasenregelkreis umfaßt einen Mischer 5, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Tiefpaßfilters 6 verbunden ist. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 6 ist mit einem spannungsgesteuerten Oszillator 7 (auf Englisch VCO) verbunden. Der Ausgang des Oszillators 7 ist mit dem Eingang des Phasenregeikreises verbunden, nämlich mit dem anderen Eingang des Mischers 5. Der Ausgang des Phasenregelkreises 1 wird auch zum Eingang von drei Phasenregelkreisen 8, 9, 10 geführt. Diese Phasenregelkreise sind Phasenregelkreise mit Frequenzteilung. Die Phasenregelkreise 8, 9, 10 stellen die Ausgänge der Regelungsvorrichtung dar und liefern Bezugsfrequenzen für die verschiedenen Empfangsoszillatoren, namlich den Empfangsoszillator der Schaltung zur Umsetzung Hochfrequenz- Zwischenfrequenz f'HF, den Abtast-Taktgeber fe und den Empfangsoszillator der Schaltung zur Umsetzung der Zwischenfrequenz in das Basisband f'i.
Die oben beschriebene Schaltung funktioniert auffolgende Weise. Das Filter 2 wählt die Frequenz fA aus, nämlich die Frequenz einer der beiden Pilotlinien, die vom Sender ausgesandt werden. Das Filter 3 wählt die Frequenz fB aus, nämlich die Frequenz der anderen Pilotlinie. Der Mischer 4 führt die Überlagerung der Frequenzen fΔ und fB durch. Der Phasenregelkreis 1 liefert den Wert der Differenzen zwischen den Frequenzen fΔ und fB. Die Differenz zwischen den Frequenzen fΔ und fB beim Senden, die durch die Sendenorm bestimmt wird, ist bekannt. Der Vergleich beim Empfang ermöglicht, eine Bezugsfrequenz und eine Bezugsphase zu liefern. Die Phasenregeikreise 8, 9, 10 liefern somit Bezugsfrequenzen und Bezugsphasen für die verschiedenen Empfangsoszillatoren und den Abtast- Taktgeber, die im Empfänger verwendet werden.
Die vorliegende Erfindung hat das Ziel, ein neues Verfahren zur Nachsynchronisierug der Empfangsoszillatoren des Empfängers, das eine vollständig digitale Funktionsweise ermöglicht, sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens vorzuschlagen.
Dieses neue Verfahren und diese neue Vorrichtung ermöglichen es, den Schaltungsaufwand des Systems zur Taktrückgewinnung im Bereich des Empfängers zu senken, wodurch sich dessen Preis verringert.
Die vorliegende Erfindung hat ein Verfahren zur Nachsynchronisierug der Oszillatoren eines Empfängers zum Gegenstand, der einen Oszillator zur Umsetzung Hochfrequenz - Zwischenfrequenz, einen Oszillator zur Umsetzung Zwischenfrequenz-Basisband und einen Oszillator zur Abtastung umfaßt und ein Signal empfängt, das durch wenigstens eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Rücktransformierten (FFT&supmin;¹) mittels einer Mehrträger-Modulation vom Typ OFDM (für Orthogonal Frequency Division Multiplexing auf Englisch) moduliert wurde, wobei das Spektrum des besagten Signals zwei Pilotlinien umfaßt, die untereinander eine feststehende Frequenzdifferenz aufweisen, wobei das Verfahren durch die Berechnung der Änderung der Phasen der zwei Linien in Abhängigkeit von der Zeit mit Hilfe einer schnellen Fourier- Transformierten beim Empfang gekennzeichnet ist, wobei die besagten Oszillatoren hinsichtlich der Frequenz einstellbar sind und das Ergebnis der besagten Berechnung dazu dient, die Frequenz des Oszillators zur Abtastung und die Frequenz wenigstens eines der beiden anderen Oszillatoren einzustellen.
Weitere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus dem Studium der nachfolgenden Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform einer Vorrichtung ersichtlich, die zur Durchführung der vorliegenden Erfindung dient, wobei diese Beschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen gegeben wird, wobei:
- die bereits beschriebene Figur 1 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform einer Regelungsvorrichtung, welche die Nachsynchronisierug der Empfangsoszillatoren eines Empfängers ermöglicht, nach dem Stand der Technik ist;
- Figur 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines Empfängers ist, in dem die vorliegende Erfindung durchgeführt werden kann;
- Figur 3 ein Schaltbild ist, das die Durchführung des Verfahrens der vorliegenden Erfindung erläutert; und
- Figur 4 ein weiteres Schaltbild ist, das die Durchführung des Verfahrens der vorliegenden Erfindung erläutert.
Um die Beschreibung zu vereinfachen, wurden in den Figuren gleiche Bezugszahlen zur Bezeichnung gleicher Elemente verwendet.
Das Verfahren zur Nachsynchronisierug der Empfangsoszillatoren gemäß der vorliegenden Erfindung kann in einem Empfänger von der in Figur 2 dargestellten Art durchgeführt werden. Dieser Empfänger umfaßt daher in bekannter Weise eine Empfangsantenne 20, eine Empfängerschaltung 21, die vor allem die Empfangsfrequenz in eine Zwischenfrequenz umwandelt, eine Umsetzungsschaltung 22, welche die Zwischenfrequenz in eine Frequenz im Basisband umwandelt, einen Analog-Digital-Wandler 23, eine Paketsynchronisationsschaltung 24, eine Demodulationsschaltung 25, die aus einer Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten besteht, eine Regelungsschaltung 26, eine Analyseschaltung 27, eine Korrekurschaltung 28, eine Entscheidungsschaltung 29 und eine Auswertungsschaltung 30. Diese verschiedenen Schaltungen sowie ihre Funktionsweise wurden in der internationalen Patentanmeldung PCT/FR 89/00546 beschrieben. Genauer gesagt, umfaßt der Empfänger 21 einen Verstärker 210, der das von der Antenne 20 abgegebene Signal verstärkt. Der Ausgang des Verstärkers 210 ist mit dem ersten Eingang eines Mischers 212 verbunden, dessen anderer Eingang eine Frequenz empfängt, die von einem Empfangsoszillator 213 abgegeben wird. Der Ausgang des Mischers 212 ist mit dem Eingang eines Bandpaßfilters 214 verbunden. Der Ausgang des Bandpaßfilters 214 ist mit dem Eingang eines Verstärkers 215 verbunden, der eine Rückkopplungsschleife mit einer Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung 216 umfaßt. In dieser Schaltung verstärkt der Verstärker 210 das von der Antenne 20 eingefangene Signal. Durch Überlagerung mit einem von dem Empfangsoszillator 213 gelieferten Hochfrequenzsignal setzt der Mischer 212 die Frequenz des empfangenen Signals herab. Das Ausgangssignal des Mischers wird durch das Filter 214 gefiltert, was es ermöglicht, die Fremdsignale aus den Signalen zu eliminieren, die man in der Lage sein möchte zu empfangen. Der Verstärker 215 führt, gesteuert von der Schaltung zur automatischen Verstärkungsregelung 216, die Verstärkung des zwischenfrequenzsignals f'i durch, das am Ausgang der Schaltung 21 erhalten wird. Dieses Zwischenfrequenzsignal wird nun zu einer Schaltung zur Umsetzung der zwischenfrequenz in das Basisband 22 geführt, die, wie in Figur 2 dargestellt ist, einen Mischer 220 umfaßt, der an einem Eingang die verstärkte Zwischenfrequenz und am anderen Eingang die von einem Empfangsoszillator 222 abgegebene Frequenz empfängt. Der Ausgang des Mischers wird zu einem Tiefpaßfilter 221 geführt. In diesem Falle führt der Mischer 220 Überlagerungen des vom Oszillator 222 gelieferten Signals und der Signale mit der Zwischenfrequenz f'i durch und liefert ein Signal im Basisband. Das Filter 221 wählt den gewünschten Teil des Spektrums auf die Weise aus, daß ein Signal im Basisband erhalten wird, welches zu dem Analog-Digital-Wandler 23 geführt wird. Der Wandler führt nun eine digitale Abtastung des Signals mit der von der Regelungsvorrichtung 26 synchronisierten Abtastfrequenz f'e durch. Die Paketsynchronisationsschaltung 24 ermöglicht unter anderem, den Beginn eines Sendeintervalls zu bestimmen, was die Reorthogonalisierung der Trägerfrequenzen möglich macht. Diese Funktionsweise ermöglicht eine grobe Paketsynchronisation (bis auf einige Abtastwerte genau). Eine feinere Synchronisation wird durch die Analyseschaltung 27 durch Untersuchung der Drehung der Phase im gesamten Band durchgeführt. Die Paketsynchronisationsschaltung umfaßt zum Beispiel Mittel zur Subtraktion des Signals von einem um eine Zeit T verzögerten Signal. Solange die zwei Abtastwerte in ein und demselben Sendeintervall der Dauer T + ΔT entnommen werden, ist ihre Differenz nahezu konstant. Dies gilt für jedes Sendeintervall während einer Zeitdauer ΔT, abzüglich der Ankunftszeit des femsten mehrfachen Echos. Dagegen weist die schnelle Schwankung dieser Differenz darauf hin, daß die zwei Abtastwerte nicht mehr dem gleichen Sendeintervall angehören. Auf diese Weise bestimmt man, ausgehend von der Differenz der zwei Abtastwerte, den Zeitpunkt des Wechsels des Sendeintervalls und demzufolge eine Synchronisation der Sendeintervalle, die Paketsynchronisation genannt wird. Diese Paketsynchronisations-Vorrichtung arbeitet mit der Abtastfrequenz f'e. Andererseits besteht bei der dargestellten Ausführungsform die Demodulationsschaltung 25 aus einer Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten. Der oben beschriebene Empfänger ist so beschaffen, daß er Signale empfängt, die in einem Sender moduliert wurden, der wenigstens eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Rücktransformierten umfaßt. Die Modulation ist eine Mehrträger-Modulation vom Typ OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing auf Englisch) mit Hinzufügung eines Übergangsintervalls ΔT zu Beginn jedes Sendeintervalls t, wobei das Spektrum des besagten Signals zwei Pilotlinien K1 und K2 enthält, die untereinander eine feststehende Frequenzdifferenz aufweisen.
Nachfolgend werden die mathematischen Grundlagen angegeben, die es ermlglichen, das Verfahren der vorliegenden Erfindung durchzuführen. Diese mathematischen Grundlagen werden ausgehend von den folgenden Annahmen angegeben. Für den Sender:
- Die Anzahl der Kanäle beträgt 512;
- das Signal setzt sich in diesem Falle aus 2048 Punkten zusammen, fur eine Sendungs-Abtastfrequenz, die doppelt so hoch wie die Shannon-Frequenz ist;
- das Übergangsintervall entspricht dann 256 Abtastwerten.
In diesem Falle wird das vom Sender ausgesandte Signal durch die folgende Gleichung beschrieben:
wobei Δ = q × 2te π(t) = 1 0 ≤ t ≤ A (mit q = 1152, also 1024 + 128 im vorliegenden Fall)
Te = 1/fe π(t) = 0 sonst
N = 2048

D: Verschiebung der Trägerfrequenzen in dem ausgesandten Spektrum.

j,kφ,j,k ist die Information, die von der k-ten Trägerfrequenz während des Zeitintervalls [jΔ, (j+1)Δ] transportiert wird, in welcher fe der Abtastfrequenz und Δ dem Sendeintervall, das aus dem nützlichen Teil plus dem Übergangsintervall besteht, entspricht.
Dieses Signal S(t) wird auf bekannte Weise beim Senden und beim Empfang einer gewissen Anzahl von Umsetzungen unterzogen, nämlich beim Senden einer Umsetzung Basisband in Zwischenfrequenz fi und einer Umsetzung Zwischenfrequenz-Hochfrequenz, welche die Hochfrequenz fHF liefert, und beim Empfang einer Umsetzung Hochfrequenz f'HF in Zwischenfrequenz f'i und einer Umsetzung Zwischenfrequenz f'i in Basisband. Nach der Umsetzung, nämlich am Eingang des Analog-Digital- Wandlers 23, erhält man das Signal, das durch folgende Gleichung beschrieben wird:
mit fi : Sende-Zwischenfrequenz
f'i : Empfangs-Zwischenfrequenz
fRi : theoretische Empfangs-Zwischenfrequenz
fHF : Sende-Hochfrequenz
f'HF : Empfangs-Hochfrequenz
Man setzt:
und es ergibt sich
Die Abtastung erfolgt mit der Frequenz
(in den obigen Gleichungen stellen δ1, δ2, δ3 die Frequenzverschiebungen dar, die man kompensieren möchte).
Am Ausgang des Analog-Digital-Wandlers 23 erhält man das Signal, das durch folgende Formel beschrieben wird:
Es wird ein Abtastwert n betrachtet, der einem Beginn eines gesendeten Pakets entspricht, zum Beispiel des j-ten.
Es muß gelten
In diesem Falle gewinnt man die für den Block Nr. j gesendete Information zurück, und indem man die Abtastwerte, beginnend bei n, von 0 bis 1151 durchnumeriert, erhält man:
Es ist: N' 1024 = N/2 , und man setzt
Dann gilt
Man setzt:
Dann gilt:
Es wird eine Verschiebung um 128 Abtastwerte vorgenommen, nämlich:
Die Demodulation durch die Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Transformierten ergibt:
wobei die Amplitude und φ die Phase der Abtastwerte darstellt. Das Zeichen " ≈ " ergibt sich aus der Tatsache, daß K' ≈ K gilt und die FFT-Schaltung des Empfangs versetzt ist.
Wenn man das Signal 1 Pakete später betrachtet, also die Abtastwerte (n + 1 × 1152 + i + 128, i = 0, ..., 1023), so gilt n-- > n + 1 × 1152 und jTj + 1 (es wird die Information des (j+1)-ten Pakets decodiert).
Die FFT-Schaltung 25 liefert:
Wenn man φ'j+1,k - φ'j,k berechnet, so findet man
stellt somit die Phasendrehung dar, die auf die schlechte Synchronisation der Empfangsoszillatoren zurückzuführen ist.
Jedoch gibt es im Sendungssignal zwei solche Trägerfrequenzen oder Pilotlinien, k&sub1; und k&sub2;, daß φ'j,k&sub1; und φ'j,k&sub2; konstant sind, gleichgültig, welches das Paket j ist. Wobei diese Linien außerdem phasenkontinuierlich, nämlich ohne Phasensprung sind. Man kann an jeder beliebigen Stelle im empfangenen Signal die Analyse vornehmen, was durch die folgenden Beziehungen zum Ausdruck kommt:
k1 + D = n1 × 32 n und n1 &epsi; N
k2 + D = n2 × 32
In diesem Falle ist die Differenz zwischen den durch die FFT-Schaltung berechneten Phasen für diese zwei Linien und für Daten, die durch 1152 × 1 Abtastwerte getrennt empfangen wurden, gegeben, indem man k1,2 = k&sub1; oder k&sub2; setzt, durch:
Durch Entwicklung findet man:
Wenn man berechnet:
R (δ&sub1;, δ&sub2;, δ&sub3;, 1, k&sub1;) - R (δ&sub1;, δ&sub2;, δ&sub3;, 1, k&sub2;) = Δ (δ&sub1;, 1), erhält man
also proportional zu δ&sub1; Falls zum Beispiel k&sub1; > k&sub2; ist, so gilt:
Δ (δ&sub1;, 1) < 0 ==> δ&sub1; > 0, f'e wird herabgesetzt
Δ (δ&sub1;, 1) > 0 ==> δ&sub1; < 0, f'e wird erhöht
Δ (δ&sub1;, 1) = 0 ==> δ&sub1; = 0, f'e gut synchronisiert
Wenn man berechnet:
wobei
eine bekannte Konstante ist, die nur von den Nummern k&sub1; und k&sub2; der als Pilotlinien verwendeten Trägerfrequenzen abhängt. Diese bekannte Zahl wird nun mit n Bits codiert (wobei n von der gewünschten Genauigkeit abhängt), zwecks Einblendung im D.S.P. (Digital Signal Processor).
Man erhält
Falls
wird f'i erhöht
wird f'i herabgesetzt
ist f'i gut synchronisiert
Man sieht somit, daß man durch Bestimmen von Δ (δ&sub1;, 1) und Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) Werte erhalten kann, die es ermöglichen, die Frequenz des Abtast-Oszillators und die Frequenz des Oszillators zur Umsetzung Zwischenfrequenz-Basisband zu beeinflussen.
wobei zum Beispiel φ'j,k1,2 der Ausdruck für die Phase ist, die durch die FFT-Schaltung 25 des Empfangs für die Trägerfrequenz k&sub1; oder k&sub2; und für einen beliebigen Block von Eingangs-Abtastwerten mit der Nummerierung j geliefert wird, und wobei φ'j+1,k1,k2 dann für einen Block von Eingangs-Abtastwerten geliefert wird, der vom Block Nr. j durch 1152 × 1 Abtastwerte getrennt ist; Δ (δ&sub1;, 1) und Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) können erhalten werden, indem die in Figur 3 dargestellten Funktionen ausgeführt werden. In dieser Figur 3 ermöglicht die FFT-Schaltung 25, am Ausgang den Wert x'k1 und x'k2 zu erhalten, der den Trägerfrequenzen K&sub1; bzw. K&sub2; entspricht. In der Tat liefert die FFT-Schaltung nicht unmittelbar die Amplitude und die Phase der Trägerfrequenzen, sondern die Werte:
Wie in Figur 3 dargestellt, wird der Ausgang x'k1 der FFT-Schaltung 25 zum Eingang eines Mittels 40 geführt, das eine Verzögerung um 1 Abtastwerte realisiert&sub1; bzw. zum Eingang einer Divisionsschaltung 41, die an ihrem anderen Eingang den Ausgang des Mittels 40 empfängt. Der Ausgang der Divisionsschaltung 41 wird zu einer Schaltung 42 geführt, die den Imaginärteil des von der Divisionsschaltung 41 gelieferten Signals nimmt. In der Tat, wenn man berücksichtigt, daß die Amplitude der Trägerfrequenzen zwischen zwei Messungen konstant ist, gilt:
Wenn die Phasendifferenz klein ist (==> geringe Verschiebung der Empfangsoszillatoren), kann man schreiben:
Andernfalls verwendet man einen Speicher vom Typ PROM, der die Tabellierung der Funktion liefert, wie in Figur 4 dargestellt ist und im folgenden erläutert wird.
Der Ausgang der Schaltung 42 wird zu einem Tiefpaßfilter 43 geführt. Tatsächlich handelt es sich um eine Schaltung, die eine Mittelung für mehrere Elemente durchführt, das heißt die eine Filterung der Information durchführt, um das Rauschen zu beseitigen, von dem angenommen wird, daß es den Mittelwert null hat. Der Ausgang der Schaltung 43 wird zu einer Subtraktionsschaltung 44 geführt. Ebenso wird das von der FFT-Schaltung 25 abgegebene Signal x'k2 zu einem Mittel 40' geführt, das eine digitale Verzögerung um zum Beispiel 1 Pakete von 1152 Abtastwerten realisiert. Das Signal x'k2 wird auch zu einem Eingang einer Divisionsschaltung 41' geführt, die an ihrem anderen Eingang das von der Schaltung 40' gelieferte Signal empfängt, derart, daß die Division ausgeführt wird:
wie in der obigen Formel erwähnt. Der Ausgang der Divisionsschaltung 41' wird zu einer den Imaginärteil ableitenden Schaltung 42' geführt. Der Ausgang der Schaltung 42' wird zu einem mit dem Filter 43 identischen Tiefpaßfilter 43' geführt. Der Ausgang des Filters 43' wird zu einem Eingang einer Addierschaltung 45 geführt, die an ihrem anderen Eingang den Ausgang des Filters 43 empfängt, bzw. zu dem zweiten Eingang der Subtraktionsschaltung 44, die am Ausgang den Wert Δ (δ&sub1;, 1) liefert. Andererseits wird der Ausgang der Subtraktionsschaltung 44 zu einer Schaltung 46 geführt, dergestalt, daß das Ausgangselement mit einem Koeffizient
multipliziert wird, der bekannt und auf eine Anzahl von Bits quantifiziert ist, die ausreichend ist, um eine gute Genauigkeit sicherzustellen.
Der Ausgang der Schaltung 46 wird zu einem der Eingänge einer Subtraktionsschaltung 47 geführt, die an ihrem anderen Eingang den Ausgang der Addierschaltung 45 empfängt. Der Ausgang der Subtraktionsschaltung liefert den Wert Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1). Andererseits werden die zwei Werte Δ (δ&sub1;, 1) und Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) verwendet, um die Nachsynchronisierug der Frequenz des Empfangsoszillators 222 und des Empfangsoszillators zur Abtastung 31 durchzuführen. Außerdem werden die beiden Werte Δ (δ&sub1;, 1) und Δ < δ&sub2;, 8 3, 1) auch zum Eingang einer Schaltung 48 zur Steuerung der Analysezeit geführt. Die Ausgänge der Schaltung zur Steuerung der Analysezeit werden zu den Schaltungen 40 und 40' geführt, um den Wert 1 zu ändern, das heißt den Wert der durch die Anzahl der Pakete von 1152 Abtastwerten gemessenen digitalen Verzögerung, und zu den Schaltungen 43 und 43'. In der Tat haben, wenn man sich den idealen Werten für die Empfangsoszillatoren nähert, die Ausdrücke Δ (δ&sub1;, 1) und Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) die Tendenz, immer kleiner zu werden, wenn man nicht gleichzeitig den Wert von 1 vergrößert, das heißt die den Phasendrehungen zu erlaubende Analysezeit. Dies ist der Zweck der Schaltung zur Steuerung der Analysezeit. In Figur 4 wurde eine andere Methode zur Gewinnung der Ausdrücke Δ (δ&sub1;, 1) und Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) dargestellt. Diese Methode kann angewandt werden, ohne eine Annäherung bei der Phasendifferenz durchzuführen. In Figur 4 sind die gleichen Elemente mit den gleichen Bezugszahlen versehen wie in Figur 3 und werden nicht nochmals ausführlich beschrieben. In dieser Figur wurden die Divisionsschaltungen 41 und 41' und die den Imaginärteil nehmenden Schaltungen 42 und 42' durch einen PROM-Speicher 50, der eine Transformation von kartesischen in Polarkoordinaten durchführt, um 'j,k1 'j,k2 und φ'j,k1, φ'j,k2 zu erhalten, und durch zwei Subtraktionsschaltungen 51 und 51' ersetzt.
Für den Fachmann ist offensichtlich, daß die Figuren 3 und 4 nur als Beispiel angegeben wurden.

Claims

1. Verfahren zur Nachsynchronisierug der Oszillatoren eines Empfängers, der einen Oszillator zur Umsetzung Hochfrequenz-Zwischenfrequenz, einen Oszillator zur Umsetzung Zwischenfrequenz-Basisband und einen Oszillator zur Abtastung umfaßt und ein Signal empfängt, das durch wenigstens eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Rücktransformierten FFT&supmin;¹ mittels einer Mehrträger-Modulation vom Typ OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing auf Englisch) moduliert wurde, wobei das Signal in Paketen oder Blöcken von q Abtastwerten übertragen wird, wobei das Spektrum des besagten Signals zwei Pilotlinien umfaßt, die untereinander eine feststehende Frequenzdifferenz aufweisen, wobei das Verfahren durch die Berechnung der Änderung der Phasen jeder der zwei in zwei verschiedenen Paketen betrachteten Pilotlinien mit Hilfe einer schnellen Fourier-Transformierten beim Empfang gekennzeichnet ist, wobei die besagten Oszillatoren in der Frequenz einstellbar sind und das Ergebnis der besagten Berechnung dazu dient, die Frequenz des Oszillators zur Abtastung und die Frequenz wenigstens eines der beiden anderen Oszillatoren einzustellen.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der Frequenz des Oszillators zur Umsetzung Zwischenfrequenz-Basisband vorgenommen wird, indem berechnet wird:

wobei φ'j,k1 bzw. φ'j,k2 die Phase ist, die durch die Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier- Transformierten beim Empfang für die Trägerfrequenz k&sub1; bzw. k&sub2; für einen Block von Eingangs-Abtastwerten j geliefert wird, und wobei φ'j+1,k1 bzw. φ'j+1,k2 die Phase für einen Block ist, der vom Block j durch q × 1 Abtastwerte getrennt ist, und

und indem die Frequenz in Abhängigkeit von dem Wert von Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) geändert wird, wobei der Oszillator richtig eingestellt ist, wenn gilt:

Δ (δ&sub2;, δ&sub3;, 1) = 0.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderung der Frequenz des die Abtastfrequenz liefernden Oszillators vorgenommen wird, indem berechnet wird:

und indem die Frequenz in Abhängigkeit von dem Wert von Δ (δ&sub1;, 1) geändert wird, wobei der Oszillator richtig eingestellt ist, wenn gilt:

Δ (δ&sub1;, 1) 0.

4. Vorrichtung zur Nachsyxichronisierug der Oszillatoren eines Empfängers, der einen Oszillator zur Umsetzung Hochfrequenz-Zwischenfrequenz, einen Oszillator zur Umsetzung Zwischenfrequenz-Basisband, einen Oszillator zur Abtastung und eine Schaltung zur Demodulation durch Berechnung der schnellen Fourier- Transformierten FFT umfaßt und ein Signal empfängt, das durch wenigstens eine Schaltung zur Berechnung der schnellen Fourier-Rücktransformierten FFT&supmin;¹ mittels einer Mehrträger-Modulation vom Typ OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing auf Englisch) moduliert wurde, wobei das Spektrum des besagten Signals wenigstens zwei Pilotlinien k&sub1; und k&sub2; umfaßt, die untereinander eine feststehende Frequenzdifferenz aufweisen, und wobei ein Paket j des besagten Signals aus q Abtastwerten besteht, dadurch gekennzeichnet, daß sie am Ausgang der FFT-Schaltung folgendes umfaßt:

- Mittel (40, 40') zur Verzögerung der von der FFT- Schaltung (25) gelieferten und den Pilotlinien k&sub1; und k&sub2; entsprechenden Werte x'k1 und x'k2 um q × 1 Abtastwerte,

wobei 1 eine beliebige ganze Zahl ist,

- zwei Divisionsschaltungen (41, 41'), welche die Division

ausführen,

- zwei Mittel (42, 42'), die den Imaginärteil der von jeder Divisionsschaltung gelieferten Werte nehmen,

- eine Subtraktionsschaltung (44), die den Wert, der von einem der den Imaginärteil nehmenden Mittel geliefert wird, von dem Wert subtrahiert, der von dem anderen den Imaginärteil nehmenden Mittel geliefert wird, derart, daß man erhält

- eine Addierschaltung (45), welche die von den beiden den Imaginärteil nehmenden Mitteln (42, 42') gelieferten Werte addiert,

- eine Multiplikationsschaltung, die den Wert Δ (δ&sub1;, 1) mit einem Koeffizient

multipliziert,

- eine Subtraktionsschaltung (47), die den von der Multiplikationsschaltung gelieferten Wert von dem von der Additionsschaltung gelieferten Wert subtrahiert, so daß man erhält

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie am Ausgang jedes den Imaginärteil nehmenden Mittels eine Vorrichtung zur Mittelung (43, 43') umfaßt.

6. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie außerdem eine Schaltung zur Steuerung der Analysezeit (48) umfaßt, die es ermöglicht, die Analysezeit, nämlich den Wert von 1, zu ändern.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Divisionsschaltungen und die den Imaginärteil der von jeder Divisionschaltung gelieferten Werte nehmenden Mittel durch einen PROM- Winkelspeicher, der die Transformation von kartesischen in Polarkoordinaten durchführt, und durch zwei Subtraktionsschaltungen ersetzt sind.