DE69719188T2

DE69719188T2 - Hochspannungsregelungsschaltung und entsprechendes Spannungsregelungsverfahren

Info

Publication number: DE69719188T2
Application number: DE1997619188
Authority: DE
Inventors: Francesco Maria Brani; Andrea Ghilardelli; Carla Golla
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1997-11-05
Filing date: 1997-11-05
Publication date: 2003-12-04
Anticipated expiration: 2017-11-06
Also published as: EP0915408A1; DE69719188D1; EP0915408B1

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft einen Hochspannungsregulator.
Speziell betrifft die Erfindung einen Hochspannungsregulator, der teilweise von einer erhöhten Spannung gespeist wird und dazu ausgebildet ist, an einem Ausgangsanschluss eine geregelte Ausgangsspannung zu liefern, ausgehend von einer abgetasteten Spannung, die durch Teilen der geregelten Ausgangsspannung erhalten wird, wobei der Regulator oder Regler mindestens ein Komparatorelement aufweist, das von einer Versorgungsspannung gespeist wird, und welches eine Rückkopplung zu einem Teiler der geregelten Ausgangsspannung besitzt.
Die Erfindung betrifft außerdem ein Verfahren zum Regulieren einer Spannung, die aus einer angehobenen oder erhöhten Spannung gebildet wurde. Die Erfindung betrifft insbesondere, aber nicht ausschließlich einen Hochspannungsregler für einen "Flash"-Speicher, und die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf dieses Anwendungsgebiet, allerdings nur aus Gründen der vereinfachten Darstellung.

Technischer Hintergrund

Bekanntlich machen es viele Anwendungen, die elektronische, in einem Halbleitermaterial integrierte Schaltungen betreffen, erforderlich, dass eine oberhalb der Versorgungsspannung Vcc und unterhalb der Masse-Referenzspannung GND liegende Spannung erzeugt wird. Dieses Erfordernis ist bei solchen Bauelementen stringent, die mit einer niedrigen Spannung gespeist werden, wie dies dem derzeitigen Trend bei zahlreichen elektronischen Bauelementen entspricht darunter elektrisch programmierbare und löschbare, nicht-flüchtige Speicher.
Eine erhöhte oder angehobene (Boost)-Spannung wird üblicherweise mit Hilfe eines Spannungsvervielfachers oder einer "Booster"-Schaltung erzeugt, die speziell zu diesem Zweck in der integrierten Schaltung selbst ausgebildet ist.
Der Ausgang der Booster-Schaltung ist kein geregelter Wert, sondern hängt ab von der Versorgungsspannung, der Temperatur, dem Ausgangsstrom und den Prozessfaktoren.
In diesen Fällen ist es notwendig, die Ausgangsspannung Vout mit Hilfe einer speziell vorgesehenen Regelschaltung zu glätten. Insbesondere muss ein Regler für eine Spannungsvervielfacherschaltung vom Ladungspumptyp, das ist ein Hochspannungsregler, mit engen Sicherheitskriterien entworfen werden, weil Ladungspumpschaltungen nur begrenzte Ströme liefern können.
Grundlegende Anforderungen an einen Regler für durch eine Booster-Schaltung vom Ladungstyp erzeugte Hochspannungen sind:
- Geringe Stromaufnahme durch die Ladungspump-Boosterschaltungen, welche die zu regelnde Hochspannung liefern;
- hohe Genauigkeit, insbesondere bezüglich des Fehlens von Überschwingungen und Schnelligkeiten in der geregelten Spannung, und seine Unabhängigkeit von parasitären Effekten, die typisch für hohe Spannungen sind;
- ausreichend rasche Beruhigung bei Einschwingphasen, so z. B. bei der Regler-Auslösephase;
- geringen Platzbedarf, d. h. wenig Belegung von Chip-Fläche.
Ein Hochspannungsregler oder -regulator 1 gemäß Stand der Technik ist in der beigefügten Fig. 1 schematisch dargestellt.
Der Hochspannungsregler 1 wird teilweise von einer angehobenen Spannung PUMPOUT gespeist, die von einer Ladungspumpschaltung erzeugt wird, die eine hohe Spannung bei geringem Strom liefert.
Die Ausgangsspannung Vout wird geregelt durch Widerstandsteilung der angehobenen Spannung PUMPOUT.
Auf diese Weise lässt sich für den Hochspannungsregler 1 eine Ausgangsspannung Vout erhalten.
Der Spannungsregler 1 enthält einen Widerstandsteiler, bestehend aus zwei Widerstandstelementen R1 und R2, die zwischen einem Ausgangsanschluss OUT und einer Masse-Referenzspannung GND liegen. Der Mittelanzapfpunkt X der Widerstandselemente R1 und R2 ist an einen nicht-invertierenden Eingangsanschluss eines Komparatorelements 2 angeschlossen, der mit seinem invertierenden Eingangsanschluss an einem Eingangsanschluss IN des Hochspannungsreglers 1 und mit einem Versorgungsanschluss an einer Versorgungs-Referenzspannung Vdd liegt.
Der Eingangsanschluss iN des Hochspannungsreglers 1 empfängt eine Referenzspannung Vref mit konstantem Wert, üblicherweise zur Bereitstellung für mehrere Schaltungen innerhalb ein und desselben Bauelements.
Das Komparatorelement 2 besitzt außerdem einen Ausgangsanschluss, der mit dem Steueranschluss eines Treibertransistors M1 verbunden ist.
Der Treibertransistor M1, speziell ein Transistor vom NMOS-Typ, ist mit seinem Sourceanschluss an die Masse-Referenzspannung GND und mit seinem Drainanschluss an den Steuergerät-Anschluss eines Ausgangstransistors M2 angeschlossen, welcher seinerseits zwischen der erhöhten Referenzspannung PUMPOUT und dem Ausgangsanschluss OUT des Hochspannungsreglers 1 liegt.
Der Hochspannungsregler 1 enthält ferner einen Lasttransistor M3, insbesondere vom PMOS-Typ, welcher zwischen der angehobenen Referenzspannung PUMPOUT und dem Steuergate-Anschluss des Ausgangstransistors M2 liegt und mit seinem Steuergate an die Masse-Referenzspannung GND angeschlossen ist. Dieser Lasttransistor M3 ist mit seinem n-Mulden-Anschluss an seinen Sourceanschluss und damit an die angehobene Referenzspannung PUMPOUT anschlossen.
Die regulierte Ausgangsspannung Vout wird von dem Widerstandsteiler des Hochspannungsreglers 1 abgetastet und zurückgekoppelt. Deshalb hängt der Wert dieser Ausgangsspannung Vout sowohl von dem Wert der Referenzspannung Vref als auch vom Verhältnis des Widerstandsteilers R1, R2 ab.
Während ihre Zielsetzung erreicht wird, ist diese Lösung jedoch weniger als vollständig zufriedenstellend und besitzt gewisse Nachteile.
Ein Hauptproblem liegt in dem Widerstandsteiler R1, R2.
Erstens: Um dem o. g. Erfordernis zu entsprechen, dass die die erhöhte Spannung PUMPOUT liefernde Ladungspump-Boosterschaltung eine geringe Stromaufnahme aufweist, sollte dieser Widerstandsteiler, insbesondere sollten die kombinierten Widerstandswerte der Widerständer R1 und R2 ziemlich groß sein (im MΩ-Bereich).
Die Verwendung eines Widerstandsteilers dieser Größe läuft jedoch den übrigen, o. g. Anforderungen an den Hochspannungsregler 1 zuwider, nämlich der Forderung nach hoher Präzision, Geschwindigkeit und geringem Platzbedarf. Tatsächlich gibt es zur Schaffung eines integrierten Widerstands im wesentlichen zwei geläufige Verfahren:
- Ausbildung in einer n&spplus;-Diffusion;
- Ausbildung in einer n-Mulde.
Im Hinblick auf die Messung (im MΩ-Bereich) kommt nur das letztgenannte Verfahren zur Ausbildung des Widerstandsteilers bei dem herkömmlichen Hochspannungsregler 1 in Betracht, da die n-Mulde einer integrierten Schaltung einen höheren spezifischen Widerstand besitzt als n&spplus;-Diffusionszonen. Ein n-Mulden-Widerstand ist schematisch in Fig. 2 dargestellt.
Unglücklicherweise werfen in n-Mulden ausgebildete Widerstände zwei beträchtliche Probleme auf:
1. besitzen sie eine große parasitäre Kapazität C in Richtung der Substratschicht der integrierten Schaltung;
2. sie zeigen einen schwankenden Widerstandswert, insbesondere abhängig von den an ihnen anliegenden Spannungen, bedingt durch die verarmte, in Sperrichtung vorgespannte Zone zwischen der n-Mulde und dem Substrat.
Bei dem in Fig. 1 gezeigten Hochspannungsregler 1 bewirkt die zu dem so aufgebauten Widerstandsteiler gehörige parasitäre Kapazität eine Verzögerung im Anschluss an eine abgeteilte Spannung Vsample an dem mittleren Anschlussknoten X der Widerstandselemente R1 und R2 bezüglich der Schwankungen, die in der geregelten Ausgangsspannung Vout vorhanden sind.
Diese Verzögerung spiegelt eine verlangsamte Beruhigung der Ausgangsspannung Vout ebenso wieder wie ein Überschwingen und eine Welligkeit dieser Spannung, im Gegensatz zu den oben angegebenen Anforderungen an einen Hochspannungsregler 1.
Darüber hinaus erschwert das Schwanken des Widerstandswert des durch die n-Mulden gebildeten Teilers das Erreichen eines Sollwerts für die geregelte Ausgangsspannung Vout. Tatsächlich lässt sich dieser variierende Widerstandswert nur schwierig modellieren und reproduzieren. Damit eignet sich der einen solchen Teiler enthaltende Hochspannungsregler 1 nicht dazu, die vorgenannten Anforderungen zu erfüllen.
Das der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Problem ist die Schaffung eines Hochspannungsreglers, insbesondere für Spannungen, die von Booster- Schaltungen bereitgestellt werden, welcher eine geringe Stromaufnahme und hochpräzise Merkmale aufweist, außerdem eine ausreichende Geschwindigkeit während der Übergangsphasen ohne Überschwinger und Welligkeiten besitzt, wobei räumliche Anforderungen verringert sind. Auf diese Weise lassen sich die Anforderungen an solche Regler erfüllen und die den bekannten Reglern anhaftenden Nachteile vermeiden.

Offenbarung der Erfindung

Die Lösungsidee gemäß der Erfindung besteht in der Verwendung eines Teilers vom Diodentyp, der an eine zu regelnde Ausgangs-Referenzspannung und an eine variierende Referenzspannung angeschlossen ist.
Basierend auf dieser Lösungsidee wird die technische Aufgabe gelöst durch einen Hochspannungsregler der vorgenannten Art, wie er durch den Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 definiert ist.
Außerdem wird das Problem durch ein Verfahren zum Regeln einer aus einer erhöhten Spannung gewonnenen Spannung der vorgenannten Art gemäß dem Kennzeichnungsteil des Anspruchs 11 gelöst.
Die Merkmale und Vorteile des erfindungsgemäßen Spannungsreglers ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung, die als nicht beschränkend zu verstehende Beispiele unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen vorgestellt werden.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 in schematischer Form einen Hochspannungsregler mit einem Widerstandsteiler gemäß Stand der Technik;
Fig. 2 eine Detailansicht einer Einzelheit des Reglers nach Fig. 1;
Fig. 3 in schematischer Form einen Hochspannungsregler mit einem Diodenteiler gemäß der Erfindung;
Fig. 4 eine modifizierte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Hochspannungsreglers.

Detaillierte Beschreibung

Speziell auf Fig. 3 Bezug nehmend, ist dort allgemein und schematisch bei 3 ein Hochspannungsregler gemäß der Erfindung dargestellt. Entsprechende Schaltungselemente und Signale, die in Verbindung mit dem zum Stand der Technik gehörigen Hochspannungsregler 1 beschrieben wurden, sind durch gleiche alphanumerische Bezugszeichen bezeichnet.
Der Hochspannungsregler 3 wird teilweise von einer angehobenen Spannung · PUMPOUT gespeist, die von einer (nicht gezeigten) Ladungspumpschaltung erzeugt wird, die eine hohe Spannung bei geringem Stromvermögen liefert. Der Hochspannungsregler 3 empfängt mit einem Eingangsanschluss IN eine schwankende Referenzspannung Vref_v, an einem Ausgangsanschluß OUT wird eine geregelte Ausgangsspannung Vout abgegeben.
Die Ausgangsspannung Vout wird dadurch geregelt, dass sie von einem Diodenteiler 4 geteilt wird.
Der Diodenteiler 4 enthält eine Mehrzahl von Dioden D1, D2, ... Dn, D1', D2'..., Dn', die zwischen dem Ausgangsanschluss OUT und einer Masse-Referenzspannung GND liegen. Der Diodenteiler 4 ist funktionell aufgeteilt in einen ersten Zweig 5 und einen zweiten Zweig 6, die jeweils eine erste und eine zweite Mehrzahl von Dioden D1, D2, ..., Dn bzw. D1', D2', ..., Dn' enthalten, die an einem mittleren Verbindungsknoten Y zusammengeschaltet sind.
Der zentrale Verbindungsknoten Y ist an einen nicht-invertierenden Eingang eines Komparatorelements 2 angeschlossen, dessen invertierender Eingang an den Eingangsanschluss IN des Hochspannungsreglers 3 angeschlossen ist, während ein Versorgungsanschluss an eine Versorgungs-Referenzspannung Vdd angeschlossen ist, ähnlich wie bei dem bekannten Hochspannungsregler 1.
Das Komparatorelement 2 besitzt ferner einen Ausgangsanschluss, der an den Steueranschluss eines Treibertransistors M1 angeschlossen ist, der mit seinem Sourceanschluss an die Masse-Referenzspannung GND und mit seinem Drainanschluss an den Steueranschluss eines Ausgangstransistors M2 angeschlossen ist, wobei Letzerer selbst zwischen der angehobenen Referenzspannung PUMPOUT und dem Ausgangsanschluss OUT des Hochspannungsreglers 3 liegt.
Der Hochspannungsregler 3 enthält außerdem einen Lasttransistor M3, insbesondere vom PMOS-Typ, der zwischen der angehobenen Referenzspannung PUMPOUT und dem Steueranschluss des Ausgangstransistors M3 liegt, und der mit seinem Steueranschluss an die Masse-Referenzspannung GND gekoppelt ist. Dieser Lasttransistor M2 besitzt einen n-Mulden-Anschluss, der an den Sourceanschluss und damit an die angehobene Referenzspannung PUM- POUT angeschlossen ist.
Die geregelte Ausgangsspannung Vout wird von dem Spannungsteiler des Hochspannungsreglers 3 an dem zentralen Verbindungsknoten Y abgetastet. Das Komparatorelement 2 liefert dann im Verein mit den Transistoren M1, M2, M3 eine Gegenkopplung der abgetasteten Spannung Vsample.
Erfindungsgemäß enthält das Komparatorelement 2 in vorteilhafter Weise grundsätzlich einen Operationsverstärker oder einen einfachen Differenzverstärker. In jedem Fall wird dieser Operationsverstärker oder einfache Differenzverstärker mit der Versorgungsspannung Vdd gespeist und kann dementsprechend beträchtliche Strommengen aus der Versorgungs-Referenzspannung Vdd ziehen, was ihn besonders schnell macht.
Andererseits wird der den Treibertransistor M1, den Ausgangstransistor M2 und den Lasttransistor M3 enthaltende Schaltungsteil mit der angehobenen Spannung PUMPOUT gespeist, d. h., mit einer höheren Spannung als der Versorgungsspannung Vdd.
Es sei angemerkt, dass die variierende Referenzspannung Vref irgendwo zwischen der Versorgungs-Referenzspannung Vdd und der Masse-Referenzspannung GND liegen kann. In vorteilhafter Weise kann bei der vorliegenden Erfindung der Diodenteiler 4 mehrere als Dioden geschaltete MOS-Transistoren aufweisen, die zu keinem der vorerwähnten Probleme führen, welche die Widerstands-Teiler herkömmlicher Schaltungen belasten.
Dieser Diodenteiler 4 kann aus PMOS-Transistoren gebildet sein, wie in Fig. 3 gezeigt ist, in ähnlicher Weise kann er aber auch aus NMOS-Transistoren oder Halbleiter-Übergängen gebildet sein.
Für alle Fälle gilt:
1. die als Diode geschalteten MOS-Transistoren besitzen einen hohen Durchgangswiderstand, und zu ihrer Ausbildung benötigen sie nur einen begrenzten Chipflächenbereich.
2. Das geringere Platzerfordernis beseitigt das Vorhandensein unerwünschter parasitärer Kapazitäten und ermöglicht damit, dass die geteilte Spannung Vsample am zentralen Verbindungsknoten Y des Diodenteilers 4 dem Wert der zu regelnden Spannung (Vout) am Ausgangsanschluss OUT praktisch unmittelbar erfolgt, wodurch sowohl die Genauigkeit als auch die Geschwindigkeit bei Übergangsphasen vergrößert wird und Überschwinger und Welligkeiten des Hochspannungsreglers 3 insgesamt gedämpft werden.
3. Der Ersatzwiderstand des Diodenteilers 4 ist in keiner Weise von den an ihm anliegenden Spannungen betroffen, was bedeutet, das der Diodenteiler 4 unbeeinflusst ist von parasitären Effekten, die typisch für Hochspannungen sind. Der zu regelnde Wert der Ausgangsspannung Vout des Hochspannungsreglers 3 gemäß der Erfindung ergibt sich wie folgt:
wobei: nu, nd die (offensichtlich natürlichen) Zahlen der Dioden sind, die in dem ersten Zweig 5 bzw. dem zweiten Zweig 6 des Diodenteilers 4 enthalten sind.
Wenn aus einem gegebenen Wert der variierenden Referenzspannung Vref_v Anzahlen bei denen es sich offensichtlich um natürliche Zahlen handeln muss) von Dioden nu, nd in dem ersten Zweig 5 und dem zweiten Zweig 6 des Diodenteilers 4 aufgefunden werden können, die den gewünschten Wert für die geregelte Ausgangsspannung Vout liefern, so kann die variierende Referenzspannung Vref_v verwendet werden.
Es sei angemerkt, dass, damit der Diodenteiler 4 erwartungsgemäß arbeitet, seine Dioden sich im Durchlasszustand befinden sollten. Damit dies der Fall sein kann, muss an jeder Diode ein Spannungsfall vorliegen, der mindestens der Dioden-Schwellenspannung VT entspricht.
Wenn hingegen kein Zahlen nu, nd von Dioden in dem ersten und dem zweiten Zweig 5 und 6 des Diodenteilers 4 existieren, die den gewünschten Wert der geregelten Ausgangsspannung Vout Liefern können, so sollte die Referenzspannung Vref_v geändert werden. Dies stellt kein Problem dar, da für einen Wert der Referenzspannung Vref_v, der, wie bereits erwähnt, zwischen dem Wert der Versorgungsspannung Vdd und Massepotential GND liegt, hieraus eine andere Anfangs-Referenzspannung Vref in dem Fachmann bekannter Weise abgeleitet werden kann, die irgendwo zwischen der Versorgungsspannung Vdd und Masse GND liegt. Eine Schaltung, die sich zur Bereitstellung der neuen Anfangs-Referenzspannung Vref eignet, lässt sich einfach entwerfen. Sie ermöglicht die Verwendung der gleichen Versorgungsspannung Vdd, von der ein starker Strom gezogen werden kann.
Aus diesem Grund hat eine solche Schaltung eine geringe Stromaufnahme für die Boosterschaltungen, sie hat eine hohe Genauigkeit, und sie zeigt keine Überschwinger und Welligkeiten in der geregelten Spannung, die frei von parasitären Effekten ist die für Hochspannungen typisch sind, und die bei Übergangsphasen mit höherer Geschwindigkeit beruhigt.
Der einzige Nachteil einer solchen Schaltung ist ein beträchtlicher Chipbelegungsbereich, insbesondere dann, wenn eine neue Anfangs-Referenzspannung Vref_v mit hohem Wert zu erzeugen ist.
Fig. 4 zeigte eine modifizierte Ausführungsform 3' des erfindungsgemäßen Hochspannungsreglers. Insbesondere besitzt dieser Regler 3' einen Eingangsanschluss IN, der an Masse-Referenzspannung GND und an den invertierenden Eingang des Komparatorelements 11 angeschlossen ist, welches seinerseits mit einem nicht-invertierenden Eingang an einen zentralen Verbindungsknoten Z des Diodenteilers 4 angeschlossen ist.
Das Komparatorelement 2, speziell in Form eines Operationsverstärkers, der von der Versorgungsspannung Vdd gespeist wird, besitzt einen Ausgangsanschluss OUT'.
Bei der in Fig. 4 gezeigten modifizierten Ausführungsform ist der Diodenteiler 4 zwischen die variierende Referenzspannung Vref_v und den Ausgangsanschluss OUT des Hochspannungsreglers gelegt. Dieser Diodenteiler 4 enthält einen ersten Diodenzweig 5 und einen zweiten Diodenzweig 6, die an dem zentralen Verbindungsknoten Z zusammengeschaltet sind. Damit ist der Hochspannungsregler 3' ein Regler für negative Spannungen. Sein Betrieb ist ähnlich dem Betrieb des in Fig. 3 gezeigten Hochspannungsreglers 3.
Insbesondere wird die zu regelnde Ausgangsspannung Vout über den Diodenteiler 4 abgetastet, in diesem Fall in Bezug auf die variierende Referenzspannung Vref_v anstatt in Bezug auf Masse GND. Der abzutastende Spannungswert wird dann mit Hilfe des Operationsverstärkers 3 mit dem Massepotential GND über ein (nicht gezeigtes) geeignetes Rückkopplungsnetzwerk verglichen, welches an den Ausgangsanschluss OUT' angeschlossen ist.
Zusammengefasst: der erfindungsgemäße Hochspannungsregler liefert eine geregelte Ausgangsspannung aus einer erhöhten Spannung, die insbesondere mit Hilfe einer Ladungspump-Boosterschaltung gewonnen wird, und zwar liefert sie die über einen Diodenteiler. Insbesondere wird die Ausgangsspannung geregelt durch Vergleich der abgetasteten Spannung vom Teiler mit einer variierenden Referenzspannung oder Massepotential.

Claims

1. Hochspannungsregulator, der teilweise mit einer angehobenen Spannung (PUMPOUT) beliefert wird und der dazu ausgebildet ist, eine regulierte Ausgangsspannung (Vout) an einen Ausgangsanschluss (OUT) zu liefern, startend von einer abgetasteten Spannung (Vsample), die durch Teilen der regulierten Ausgangsspannung (Vout) erhalten wird, wobei der Regulator wenigstens ein Komparatorelement (2) aufweist, dem eine Versorgungsspannung (Vdd) zugeführt wird, und eine Rückkopplung, die mit einem Teiler (4) der regulierten Ausgangsspannung (Vout) verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Teiler (4) ein Diodenteiler ist, der zwischen den Ausgangsanschluss (OUT) und eine erste Vergleichsspannungsreferenz (GND, Vref_v) geschaltet ist und einen Mittelverbindungsknoten (Y, Z) aufweist, der mit einem nicht-invertierenden Anschluss des Komparatorelementes verbunden ist, und dass der

Hochspannungsregulator außerdem einen Eingangsanschluss (IN) aufweist, der mit einer zweiten Vergleichsspannungsreferenz (Vref_v, GND) und einen invertierenden Anschluss des in dem Hochspannungsregulator (3) enthaltenen Komparatorelementes (2) angeschlossen ist.

2. Hochspannungsregulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Diodenteiler (4) einen ersten und zweiten Schenkel (5, 6) von Dioden (D1, D2, ...., Du, D1', D2', ....., Dd') aufweist, die in Reihenschaltung zueinander in einem Zentralverbindungsknoten (Y, Z) verbunden sind, wobei der erste Schenkel (5) der Dioden zwischen den Ausgangsanschluss (OUT) und den Zentralverbindungsknoten (Y, Z) des Teilers geschaltet ist und der zweite Schenkel (6) zwischen den Zentralverbindungsknoten (Y, Z) und die erste Vergleichsspannungsreferenz (GND, Vref_v) geschaltet ist.

3. Hochspannungsregulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schenkel (6) von Dioden zwischen den Zentralverbindungsknoten (Y) und eine Massespannungsreferenz (GND) geschaltet ist und dass der Eingangsanschluss (IN) des Hochspannungsregulators (3) mit einer veränderlichen Spannungsreferenz (Vref_v) verbunden ist.

4. Hochspannungsregulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Komparatorelement (2) im wesentlichen einen Operationsverstärker oder ein einfaches Differenzglied aufweist.

5. Hochspannungsregulator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass lediglich der Operationsverstärker oder das einfache Differenzglied, der bzw. das in dem Komparatorelement (2) enthalten ist, mit der Versorgungsspannung (Vdd) beliefert wird.

6. Hochspannungsregulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Komparatorelement (2) einen Ausgangsanschluss aufweist, der mit dem Ausgangsanschluss (OUT) des Hochspannungsregulators (3) über Reihenschaltung aus dem Treibertransistor (M1), einem Ausgangstransistor (M2) und einem Lasttransistor (M3) verbunden ist, wobei von dem Treibertransistor (M1) ein Steuergateanschluss mit dem Ausgangsanschluss des Operationsverstärkers (2), ein Sourceanschluss mit der Massespannungsreferenz (GND) und ein Drainanschluss mit dem Steuergateanschluss des Ausgangstransistors (M2) verbunden sind, wobei der Ausgangstransistor (M2) zwischen die angehobene Spannungsreferenz (PUMPOUT) und den Ausgangsanschluss (OUT) des Hochspannungsregulators (3) geschaltet ist und der Lasttransistor (M3) zwischen die angehobene Spannungsreferenz (PUMPOUT) und den Steuergateanschluss des Ausgangstransistors (M2) geschaltet ist, wobei dessen Steuergateanschluss mit der Massespannungsreferenz (GND) verbunden ist.

7. Hochspannungsregulator nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert der veränderlichen Referenzspannung (Vref_v) im Bereich von dem Wert der Versorgungsspannung (Vdd) bis zum Massewert (GND) liegt.

8. Hochspannungsregulator nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Schenkel (6) der Dioden zwischen den Zentralverbindungsknoten (Z) und eine variable Spannungsreferenz (Vref_v) geschaltet ist und dass der Eingangsanschluss (IN) des Hochspannungsregulators (3) mit einer Massespannungsreferenz (GND) verbunden ist.

9. Hochspannungsregulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Diodenteiler (4) eine Mehrzahl MOS-Transistoren in Dioden-Konfiguration aufweist.

10. Hochspannungsregulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Diodenteiler (4) eine Mehrzahl Halbleiterübergänge aufweist.

11. Hochspannungsregulator nach einem der vorausgehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die angehobene Spannung (PUMPOUT) durch eine Booster-Schaltung erzeugt ist, die dazu ausgebildet ist, eine hohe Spannung mit einer kleinen Stromkapazität zu liefern.

12. Verfahren zum Regulieren einer Spannung (Vout), die von einer angehobenen Spannung (PUMPOUT) abgeleitet wird und dazu geeignet ist, in einem Hochspannungsregulator nach einem der Ansprüche 1 bis 11 ausgeführt zu werden, gekennzeichnet durch folgende Schritte:

- Erhalten der abgetasteten Spannung (Vsample) als der Spannungswert an dem Zentralverbindungsknoten (Y, Z) des Diodentypteilers (4), der mit der Referenz der zu regulierenden Spannung (Vout) und mit der ersten Vergleichsspannungsreferenz (GND, Vref_v) verbunden ist;

- Regulieren der Spannung (Vout) entsprechend dem Vergleich der abgetasteten Spannung (Vsample) mit der zweiten Vergleichsspännungsreferenz (Vref_v, GND).

13. Regulierungsverfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Vergleich der abgetasteten Spannung (Vsample) mit der zweiten Vergleichsspannungsreferenz (Vref_v; GND) mit einem Operationsverstärker (2) durchgeführt wird, dem eine Versorgungsspannung (Vdd) zugeführt wird und der eine Rückkopplungsverbindung zu dem Teiler (4) aufweist, wobei der Zentralverbindungsknoten (Y, Z) des Diodenteilers (4) mit einem nicht-invertierenden Anschluss des Operationsverstärkers (2) verbunden ist.

14. Regulierungsverfahren nach Anspruch 13, gekennzeichnet durch den Schritt des Vergleichens der abgetasteten Spannung (Vsample) mit einer veränderlichen Referenzspannung (Vref_v), die einem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (2) zugeführt wird, wobei der Diodenteiler (4) mit der zu regulierenden Spannung (Vout) und mit einer Massespannungsreferenz (GND) verbunden ist.

15. Regulierungsverfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Fall, in dem der Diodenteiler (4) erste und zweite Schenkel (5, 6) von Dioden (D1, D2, ...; Du, D1', D2', ...., Dd') aufweist, die in Reihenschaltung zueinander in einem Zentralverbindungsanschluss (Y, Z) verbunden sind, der Wert der zu regulierenden Spannung (Vout) von der veränderlichen Referenzspannung (Vref_v) durch folgende Beziehung erhalten wird:

wobei nu, nd die Zahlen von Dioden sind, die in dem ersten und in dem zweiten Schenkel (5, 6) des Diodenteilers (4) enthalten sind.

16. Regulierungsmethode nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass dann, wenn die Zahlen (nu, nd) der in dem ersten Schenkel und in dem zweiten Schenkel (5, 6) des Diodenteilers (4) enthaltenen Dioden, wobei die Zahlen notwendigerweise natürliche Zahlen sind, von welchem Wert der veränderlichen Referenzspannung (Vref_v) auch immer gefunden werden können, ein gewünschter Wert der regulierten Spannung erhalten wird.

17. Regulierungsverfahren nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass, beginnend von einer gegebenen Zahl von Dioden, die sich in dem ersten Schenkel und in dem zweiten Schenkel (5, 6) des Diodenteils (4) befinden, die veränderliche Referenzspannung (Vref_v) verändert werden kann, um einen gewünschten Wert der regulierten Spannung zu erhalten.