DE69707536T2

DE69707536T2 - Induktive Linearpositionsgebervorrichtung

Info

Publication number: DE69707536T2
Application number: DE69707536T
Authority: DE
Inventors: Nobuyuki Akatsu; Atsutoshi Goto; Hiroshi Sakamoto; Kazuya Sakamoto; Shuichi Tanaka; Akio Yamamoto; Yasuhiro Yuasa
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1996-03-16
Filing date: 1997-03-15
Publication date: 2002-06-20
Anticipated expiration: 2017-03-16
Also published as: JP3036285U; EP0795738B1; EP0795738A1; DE69707536D1; US6034624A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft im allgemeinen Linearpositionserkennungsvorrichtungen vom Induktionstyp und insbesondere eine Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, die auf der Basis der Erregung durch ein einphasiges Wechselstromsignal Wechselstromsignale erzeugt und ausgibt, welche mehrphasige Amplitudenfunktionscharakteristika in Reaktion auf eine zu erkennende Linearposition angeben.
Unter den verschiedenen Beispielen für herkömmliche Linearpositionserkennungsvorrichtungen vom Induktionstyp finden sich Differentialtransformatoren. Allgemein wird in Differentialtransformatoren eine einzelne Primärwicklung durch ein einphasiges Eingangssignal derart erregt, daß an individuellen Stellen zweier differentiell verbundenen Sekundärwicklungen eine Reluktanz auftritt, die in Reaktion auf eine sich verändernde Linearposition eines sich mit einem Erkennungsgegenstand bewegenden Eisenkerns variiert, so daß der Spannungsamplitudenpegel eines resultierenden einphasigen induktiven Wechselstromausgangssignals die Linearposition des Eisenkerns angibt. Diese Differentialtransformatoren sind in der Lage, eine Linearposition nur über einen bestimmten Bereich, in dem der Wert der induzierten Spannung in bezug auf die Linearposition linear ist, an und um die Stellen der beiden Sekundärwicklungen zu erkennen, die derart vorgesehen sind, daß die induzierte Spannung in differentieller Weise variiert, und die Funktion der Variation des Werts der induzierten Spannung relativ zur Linearposition verändert sich über eine periodische Funktion (z.B. eine trigonometrische Funktion, wie eine Sinusfunktion) nicht. Der einzige Weg, den Erkennungsbereich zu erweitern, besteht daher in einer Vergrößerung der Länge der Wicklungen und des Eisenkerns, jedoch hat diser Ansatz natürlich Grenzen und würde zu einer unerwünschten Vergrößerung der Vorrichtung führen. Ferner ist es unmöglich, ein Ausgangssignal zu erzeugen, das eine elektrische Phase angibt, welche mit einer aktuellen Linearposition des Erkennungsgegenstands korreliert. Da der Spannungsamplitudenpegel der induzierten Spannung leicht durch verschiedene Umweltschwankungen wie Temperaturänderungen beeinflußt werden kann, bieten die bekannten Linearpositionserkennungsvorrichtungen keine ausreichende Erkennungsgenauigkeit. Derartige Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp sind beispielsweise aus des US-Patenten 2 469 137 und 3 242 472 bekannt.
Ein Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, der auf einem ähnlichen Differentialtransformatorprinzip basiert, ist in dem US-Patent 3 890 607 offenbart. Gemäß der Offenbarung sind Paare von Differentialspulen in Richtung der Linearverschiebung angeordnet, um so einen erweiterten Erkennungsbereich der linearen Verschiebung zu erhalten. Der offenbarte Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp ist jedoch ebenfalls dem genannten Problem unterzogen.
Aus den US-Patenten 4 297 698,4 556 886 und 4 100 485 sind auf Phasenverschiebung basierende Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp bekannt, die ein Wechselstromsignal mit einem elektrischen Phasenwinkel ausgeben, der mit einer aktuellen Linearposition eines Erkennungsgegenstandes korreliert. Bei diesen auf Phasenverschiebung basierenden Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp werden mehrere (z.B. zwei) Primärwicklungen, die voneinander in Richtung der linearen Bewegung eines sich in Reaktion auf eine variierende Position des Erkennungsgegenstandes bewegenden Eisenkerns beabstandet sind, durch zwei Wechselstromsignale mit verschiedenen elektrischen Phasen (z.B. sinωt und cos ωt) erregt, so daß die sich ergebenden induzierten Signale in Sekundärwicklungen kombiniert werden; um ein einzelnes sekundäres Ausgangssignal zu liefern. Die elektrische Phasendifferenz des sekundären Ausgangssignals von den erregenden Wechselstromsignalen repräsentiert einen lineare Position des sich in Reaktion auf eine sich verändernde Position des Erkennungsgegenstands bewegenden Eisenkerns. Nach der Offenbarung der US-Patente 4 556 886 und 4 100 485 sind ferner mehrere Eisenkerne in einem vorbestimmten Abstand vorgesehen, um so eine Erkennung von linearen Positionen über einen erheblich breiteren Bereich als den durch die Anordnung der Primär- und Sekundärspulen möglichen Bereich zu ermöglichen.
Da jedoch Wechselstromsignale mit wenigstens zwei Phasen (z.B. sinωt und cos ωt) für die erforderliche Erregung zugeführt werden müssen, würden die genannten auf Phasenverschiebung basierenden Linearpositionserkennungsvorrichtungen vom Induktionstyp eine kompliziert aufgebaute Erregungsschaltung erfordern, obwohl sie viele Vorteile gegenüber den Differentialtransformatoren aufweisen. Diese Detektorvorrichtungen haben ferner das Problem, daß Fehler in der elektrischen Phase des sekundären Ausgangssignals auftreten würden, wenn die Impedanz der Primär- und der Sekundärwicklungen aufgrund von Temperaturveränderungen etc. variiert. Bei Vorrichtungen, bei denen die Eisenkerne mit einem bestimmten gegenseitigen Abstand vorgesehen sind, um so eine Erkennung der Linearpositionen über einen erheblich breiteren Bereich als den Bereich zu ermöglichen, in dem die Primär- und Sekundärwicklungen angeordnet sind, muß der Bereich in dem die primär- und die Sekundärwicklungen angeordnet sind, länger als eine Abstandslänge der Eisenkerne sein, ws zu einer größeren Größe der gesamten Wicklungsanordnung führen und somit eine erhebliche Einschränkung der zunehmenden Benutzerforderung nach Miniaturisierung der Erkennungsvorrichtungen darstellen würde. Wenn eine Abstandslänge der Eisenkerne mit"P" in einer auf vier Phasen basierenden Erkennungsvorrichtung angenommen wird, beträgt die Abstandslänge der Wicklungen der einzelnen Phasen wenigstens "3P/4", und das Vierfache dieser Abstandslänge, d.h. "4x(3P/4)", wäre insgesamt als der Bereich erforderlich, in dem die Primär- und die Sekundärwicklungen angeordnet sind. Somit muß die Wicklungsanordnung über wenigstens eine Länge vorgesehen sein, die drei Abstandslängen der bewegbaren Eisenkerne entspricht.
Ferner offenbart EP-A-0152 067 eine Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, bei der ein elektrischer Leiter, beispielsweise Kupfer, zwischen mehreren Eisenkernen vorgesehen ist, die mit einem vorbestimmten gegenseitigen Abstand angeordnet sind und eine Reluktanzzunahme, die einem Wirbelstrom entspricht, wird über den Leiter erzeugt, um so eine induzierte Ausgangsspannung in der Sekundärspule zu erhöhen. Sie zeigt zwei unterschiedliche Wege des Erregens der Primärspule: bei einem Weg wird die Primärspule durch mehrere primäre Wechselstromsignale mit unterschiedlihen Phasen erregt, wie bei den zuvor beschriebenen auf Phasenverschiebung basierenden Erkennungsvorrichtungen, und bei dem anderen Weg wird die Primärwicklung durch ein einphasiges primäres Wechselstromsignal erregt, wie bei den genannten herkömmlichen Differentialtransformatoren. Die offenbarte Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp weist jedoch ungeachtet des verwendeten Erregungsschemas ähnliche Nachteile auf.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp zu schaffen, die kompakt und von einfachem Aufbau ist, und die dennoch in der Lage ist, Linearpositionen über einen weiten Bereich zu erkennen.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp zu schaffen, der derart einfach im Aufbau ist, daß er mit größter Leichtigkeit hergestellt werden kann.
Die vorliegende Erfindung ist in Anspruch 1 definiert.
Die vorliegenden Erfindung schafft eine Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp mit: einem Wicklungsabschnitt mit einer Primärwicklung, die durch ein einphasiges Wechselstromsignal erregt wird, und mehreren Sekundärwicklungen, die an unterschiedlichen Stellen bezüglich einer vorbestimmten Richtung der Linearbewegung angeordnet sind; und einem variablen magnetischen Kopplungsabschnitt, der relativ zum Wicklungsabschnitt in Reaktion auf eine variierende Linearposition eines Erkennungsgegenstands bewegbar ist, mit mehreren magnetischen Reaktionsteilen mit einer magnetischen Reaktionscharakteristik, die sich wiederholend mit einem vorbestimmten Abstand entlang der Richtung der Linearbewegung angeordnet sind, wobei die magnetische Kopplung zwischen der Primärwicklung und den Sekundärwicklungen in Reaktion auf die sich verändernde Linearposition des Erkennungsgegenstands variiert, während die Positionen der magnetischen Reaktionsteile in bezug auf den Wicklungsabschnitt sich in Reaktion auf die Bewegung des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts in bezug auf den Wicklungsabschnitt ändert, so daß der variable magnetische Kopplungsabschnitt ermöglicht, induktive Wechselstromsignale, die entsprechend der aktuellen Linearposition des Erkennungsgegenstandes amplitudenmoduliert sind, in den Sekundärwicklungen zu erzeugen, wobei die Amplitudencharakteristika je nach den Positionsunterschieden zwischen den Sekundärwicklungen differieren. Die in den Sekundärwicklungen erzeugten induktiven Wechselstromausgangssignale sind in der elektrischen Phase identisch, und jedes der induktiven Wechselstromausgangssignale variiert in seiner Amplitudenfunktion in periodischen Zyklen, die jeweils der Abstandsfänge der magnetischen Reaktionsteile entsprechen.
Durch die Erregung mittels eines einphasigen Wechselstromsignals kann die vorliegende Erfindung den Aufbau der existierenden Schaltung vereinfachen. Da ferner der variable magnetische Kopplungsabschnitt mehrere magnetische Reaktionsteile aufweist, die eine vorbestimmte magnetische Reaktionscharakteristik haben und in einem vorbestimmten gegenseitigen Abstand entlang der Linearbewegungsrichtung angeordnet sind, können Signale, die periodisch in Zyklen variieren, welche jeweils der Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile entsprechen, als in den Sekundärwicklungen erzeugte induktive Wechselstromausgangssignale erhalten werden, und damit erreicht die vorliegende Erfindung einen erheblich erweiterten Erkennungsbereich. Vier der Sekundärwicklungen sind in dem Wicklungsabschnitt vorgesehen und die Amplitudenfunktionen der in den Sekundärwicklungen erzeugten induktiven Wechselstromausgangssignale entsprechen jeweils Sinus-, Cosinus-, negativen Sinus- und negativen Cosinusfunktionen. Die induktiven Wechselstromausgangssignale der Sinus- und der negativen Sinusfunktionen werden synthetisiert, um ein erstes Wechselstromausgangssignal mit einer Sinusamplitudenfunktion und die induktiven Wechselstromausgangssignale mit Cosinus- und negativen Cosinusfunktionen werden synthetisiert, um ein zweites Wechselstromsignal mit einer Cosinusamplitudenfunktion zu erzeugen.
Diese Ausbildung kann zwei Wechselstromausgangssignale (Sinus- und Cosinusphasenausgänge) liefern, die denjenigen ähnlich sind, welche von herkömmlichen Drehdetektorvorrichtungen geliefert werden, die allgemein als Resolver bekannt sind. Die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung weist daher ferner eine Phasenerkennungsschaltung auf, welche das erste und das zweite Wechselstromausgangssignal empfängt, um Phasenwerte der Sinus- und der Cosinusfunktionen, die den Amplitudenwerten der beiden Signale entsprechen, zu erkennen. Es kann als Phasenerkennungsschaltung ein bekannter R-D(Resolver-Digital)-Wandler verwendet werden, bei dem es sich um eine Phasendetektorschaltung für einen Resolver handelt. Durch Verwendung einer derartigen Phasenerkennungsschaltung vom Resolvertyp kann die vorliegende Erfindung vorteilhaft den Nachteil der bekannten auf Phasenverschiebung basierenden Linearpositionserkennungsvorrichtungen vom Induktionstyp vermeiden, daß Fehler in der elektrischen Phase des sekundären Ausgangssignals auftreten, wenn die Impedanz der Primär- und der Sekundärwicklungen aufgrund von Temperaturänderungen etc. schwankt. Die Phasenerkennungsschaltung kann eine analoge Schaltung anstelle einer digitalen Schaltung aufweisen.
Nach einer bevorzugten Form der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp sind die Sekundärwicklungen in vorbestimmten Intervallen innerhalb eines Bereichs einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile angeordnet. Die Richtung der Wicklungsachsen der Primär- und Sekundärwicklungen können generell mit der Richtung der Linearbewegung zusammenfallen, so daß der variable magnetische Kopplungsabschnitt von den Primär- und Sekundärwicklungen umgeben ist. Darüber hinaus können mehrere der Primärwicklungen, die durch ein Wechselstromsignal der gleichen gegebenen Phase erregt werden sollen, zwischen den Sekundärwicklungen separat von diesen vorgesehen werden.
Die genannten Wicklungsanordnungen tragen in hohem Maße zur Verringerung der Gesamtgröße der Detektorvorrichtung und zur Verbesserung der Erkennungsgenauigkeit bei. Da mehrere Sekundärwicklungen in vorbestimmten Intervallen im Bereich einer Abstandslänge zwischen den magnetischen Reaktionsteilen angeordnet sind, kann die Gesamtgröße des gesamten Wicklungsbereichs auf eine relativ geringe Größe verringert werden, die praktisch der Länge eines Abstands der magnetischen Reaktionsteile entspricht, was somit in hohem Maße zur gewünschten Miniaturisierung der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung beiträgt. Da ferner mehrere der Primärwicklungen, die durch ein Wechselstromsignal mit der selben gegebenen Phase erregt werden, zwischen den von diesen separaten Sekundärwicklungen angeordnet sind, können die von den Primärwicklungen erzeugten Magnetfelder · effektiv auf die einzelnen Sekundärwicklungen einwirken oder diese beeinflussen, und die magnetischen Reaktionsteile können die Magnetfelder effektiv beeinflussen, was erheblich zur Sicherstellung einer ausreichenden Erkennungsgenauigkeit beiträgt.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp weist der variable magnetische Kopplungsabschnitt einen Draht und die magnetischen Reaktionsteile in Form mehrerer Metallteile auf, die repetierend im vorbestimmten Abstand entlang dem Draht vorgesehen und an diesem befestigt sind. Ein derartiger variabler magnetischer Kopplungsabschnitt kann auf einfache Weise durch Vorbereiten des Drahts und der Metallteile und durch Anbringen der Metallteile am Draht mit einem vorbestimmten gegenseitigen Abstand gebildet werden, und er ist daher von recht einfachem Aufbau und kann zu extrem reduzierten Kosten mit größter Leichtigkeit hergestellt werden. Ferner kann der Gesamtdurchmesser des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts, d.h. der Kernabschnitt, lediglich eine Kombination aus dem kleinen Durchmesser des Drahts plus der Dicke des Metallteils sein, wodurch die Größe der Linearpositionserkennungsvorrichtung als Ganzes verringert wird. Da der Kernabschnitt aus dem Draht besteht, ist er vorteilhaft kostengünstig, leichtgewichtig und ausreichend flexibel, während er gleichzeitig ausreichend mechanische Festigkeit hat, und er ist darüber hinaus für das Erkennen von Linearpositionen über einen weiten Bereich gut geeignet.
Im genannten Fall kann jedes der Metallteile ein Federstift sein. Da mehrere der magnetischen Reaktionsteile durch einfaches Befestigen der Federstifte am Draht gebildet sind, ist die Detektorvorrichtung einfach und mit geringen Kosten herstellbar. Die Metallteile können im entwickelten Zustand eine im allgemeinen runde oder ovale Form aufweisen. Die im wesentlichen runde oder ovale Form ist dahingehend vorteilhaft, daß eine Schwankung des magnetischen Kopplungskoeffizienten in Reaktion auf eine variierende Linearposition des Erkennungsgegenstands leicht zu einem idealen gemacht werden kann, die einer trigonometrischen Funktion angenähert ist.
Wenn ferner ein oder mehrere der Metallteile mit vorbestimmter Größe durch Verstemmen am Kernabschnitt befestigt sind, kann der gegenseitige Abstand in der repetitiven Anordnung der magnetischen Reaktionsteile beliebig verändert werden. Somit können dieselben Teile zusammen für die Herstellung von Linearpositionserkennungsvorrichtungen verschiedener unterschiedlicher Spezifikationen verwendet werden.
Vorzugsweise weist der Draht aus Gründen der Flexibilität und der nichtmagnetischen Eigenschaften verdrillte Edelstahlleitungen auf. Der Draht kann Klavierdraht sein.
Ferner kann die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp eine Schaltung aufweisen, die auf der Basis von Positionserkennungsdaten der Erkennungsschaltung inkrementierend oder dekrementierend die Zahl der periodischen Zyklen zählt, die jeweils einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile entsprechen. Ferner kann die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp eine zweite Erkennungsvorrichtung aufweisen, die eine Linearposition des Erkennungsgegenstands in einem Absolutwert über den Bereich einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile erkennt.
In diesem Fall kann die zweite Detektorvorrichtung mehrere zweite magnetische Reaktionsteile aufweisen, die repetierend in einem Abstand angeordnet sind, der vom genannten Abstand der magnetischen Reaktionsteile des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts verschieden ist, und einen zweiten Wicklungsabschnitt, der ein Ausgangssignal in Reaktion auf die zweiten magnetischen Reaktionsteile erzeugt. Eine Linearposition des Erkennungsgegenstands kann in einem Absolutwert über den Bereich eines Abstands der magnetischen Reaktionsteile auf der Basis der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Wicklungsabschnitts entsprechend einem Vernier-Prinzip erkannt werden.
Die zweite Erkennungsvorrichtung kann einen zweiten Wicklungsabschnitt mit Primär- und Sekundärwicklungen aufweisen, und der zweite Wicklungsabschnitt kann über einen vorbestimmten langen Bereich über den Bereich einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile hinaus vorgesehen sein.
Der zweite Wicklungsabschnitt erzeugt ein Ausgangssignal, das einem Eindringweg des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts in den zweiten Wicklungsabschnitt entspricht, so daß die Linearposition des Erkennungsgegenstands als absoluter Wert über den Bereich einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile erkannt wird.
Die Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp gemäß einem anderen Aspekt der vorliegenden Erfindung weist auf: einen Wicklungsabschnitt mit mehreren Wicklungen, die an verschiedenen Stellen in bezug auf eine vorbestimmte Bewegungsrichtung eines Erkennungsgegenstands angeordnet sind; einen in bezug auf den Wicklungsabschnitt zusammen mit der Bewegung des Erkennungsgegenstands bewegbaren Draht; und mehrere magnetische Reaktionsteile mit einer vorbestimmten magnetischen Reaktionscharakteristik, die repetierend in einem vorbestimmten Abstand entlang dem Draht angeordnet sind. Die jeweiligen Positionen der magnetischen Reaktionsteile in bezug zum Wicklungsabschnitt variieren mit der Beegung des Drahts relativ zum Wicklungsabschnitt, wobei der Wicklungsabschnitt in Reaktion darauf ein Ausgangssignal erzeugt, das der aktuellen Position des Erkennungsgegenstands entspricht. Aufgrund der Flexibilität des Drahtes kann die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp in zahlreichen verschiedenen Spezial-Linearpositionserkennungsvorrichtungen eingesetzt werden. Ferner kann die Verwendung des dünnen Drahts eine ultrakompakte Positionsdetektorvorrichtung mit geringen Herstellungskosten schaffen.
Die Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach einem weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung weist auf: einen Wicklungsabschnitt mit einer Primärwicklung, die von einem Wechselstromsignal erregt werden soll, und wenigstens zwei Gruppen von Sekundärwicklungen, die derart angeordnet sind, daß sie Ausgangssignale entsprechend vorbestimmten unterschiedlichen Amplitudenfunktionen in Reaktion auf die Bewegung des Erkennungsgegenstands innerhalb eines vorbestimmten Bereichs erzeugen;
und ein magnetisches Reaktionsteil mit einer vorbestimmten Länge, das in bezug auf den Wicklungsabschnitt zusammen mit der Bewegung des Erkennungsgegenstands bewegbar ist. Das magnetische Reaktionsteil tritt allmählich in einen Bereich des Wicklungsabschnitts in Reaktion auf die Bewegung des Erkennungsgegenstands in einer Richtung ein und bewegt sich allmählich aus dem Bereich des Wicklungsabschnitts in Reaktion auf die Bewegung des Erkennungsgegenstands in einer anderen Richtung, die zu der ersten Richtung entgegengesetzt ist. Die beiden Gruppen von Sekundärwicklungen erzeugen Ausgangssignale entsprechend jeweiligen Amplitudenfunktionen in Abhängigkeit des Eindringbetrags des magnetischen Reaktionsteils in den Bereich des Wicklungsabschnitts. Diese Anordnung ist dahingehend vorteilhaft, daß sie einen durch eine einzelne Erkennungsvorrichtung erkennbaren Bereich absoluter Positionen erheblich erweitern kann. Da es nicht erforderlich ist, mehrere magnetische Reaktionsteile repetierend vorzusehen, kann die Detektorvorrichtung in ihrem Aufbau erheblich vereinfacht werden.
Die Amplitudenfunktion der ersten Gruppe von Sekundärwicklungen kann eine Sinusfunktion sein, während die Amplitudenfunktion der zweiten Gruppe von Sekundärwicklungen eine Cosinusfunktion sein kann. Ferner kann die Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp derart ausgebildet sein, daß für jede der ersten und zweiten Gruppen mehrere Sekundärwicklungen über den vorbestimmten Bereich verteilt angeordnet sind, und daß durch das separate Einstellen der jeweiligen Induktanz der Sekundärwicklungen Variationen über fast einen Zyklus der Sinus- oder Cosinusfunktion innerhalb des vorbestimmten Bereichs erhalten werden. Alternativ kann die Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp derart ausgebildet sein, daß für jede der ersten und zweiten Gruppen eine Sekundärwicklung, die dem vorbestimmten Bereich, und eine ausgleichende Sekundärwicklung vorgesehen ist, die außerhalb des vorbestimmten Bereichs liegt, und daß durch Einstellen der ausgleichenden Sekundärwicklung jeder der Gruppen Variationen über fast ein Viertel eines Zyklus der Sinus- oder Cosinusfunktion innerhalb des vorbestimmten Bereichs erhalten werden.
Die genannte Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp mit repetierend vorgesehenen mehreren magnetischen Reaktionsteilen (d.h. erste Detektorvorrichtung) kann mit einer anderen detektorvorrichtung mit einem erweiterten absoluten Positionserkennungsbereich (d.h. zweite Detektorvorrichtung) kombiniert werden. Das heißt, die erste Detektorvorrichtung kann dem Erkennen von ultradichten Absolutpositionen im Bereich einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile dienen, während die zweite Detektorvorrichtung zum Erkennen von Absolutpositionen im erweiterten Bereich (d.h. ein mehreren Abstandslängen entsprechenden Bereich) verwendet werden kann.
Zum besseren Verständnis der genannten und anderer Merkmale der vorliegenden Erfindung werden die bevorzugten Ausführungsbeispiele der Erfindung im folgenden detaillierter unter Bezugnahme auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben, welche zeigen:
Fig. 1 - eine perspektivische Darstellung einer erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp mit weggebrochenen Teilen;
Fig. 2 - ein schematisches Schaltungsdiagramm eines strukturellen Beispiels eines Wicklungsabschnitts von Fig. 1;
Fig. 3 - eine perspektivische Darstellung eines modifizierten Beispiels für einen variablen magnetischen Kopplungsabschnitt von Fig. 1;
Fig. 4 - eine perspektivische Darstellung eines anderen modifizierten Beispiels für den variablen magnetischen Kopplungsabschnitt von Fig. 1;
Fig. 5 - eine schematische Seitenansicht eines weiteren modifizierten Beispiels für einen variablen magnetischen Kopplungsabschnitt von Fig. 1;
Fig. 6 - eine schematische Seitenansicht eines weiteren modifizierten Beispiels für einen variablen magnetischen Kopplungsabschnitt von Fig. 1;
Fig. 7 - eine teilweise geschnittene schematische Seitenansicht eines weiteren modifizierten Beispiels für einen variablen magnetischen Kopplungsabschnitt von Fig. 1;
Fig. 8 - eine schematische Darstellung eines modifizierten Beispiels der Wicklungsanordnung des Wicklungsabschnitts von Fig. 1;
Fig. 9 - eine schematische Darstellung eines anderen modifizierten Beispiels der Wicklungsanordnung des Wicklungsabschnitts von Fig. 1;
Fig. 10A - eine schematische perspektivische Darstellung eines anderen modifizierten Beispiels der Wicklungsanordnung des Wicklungsabschnitts in einer erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp;
Fig. 10B - eine Darstellung des Wicklungsabschnitts in Fig. 10A in einem entwickelten oder aufgefalteten Zustand (vormontiert), welche Positionsverhältnisse zwischen einzelnen Polen des Wicklungsabschnitts von Fig. 1 zeigen;
Fig. 11A bis 11E - schematische perspektivische Darstellungen, die verschiedene modifizierte Beispiele der Basisstruktur des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts in der
erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp zeigen;
Fig. 12A bis 12C - schematische Draufsichten auf exemplarische Anordnungen der Pole des Wicklungsabschnitts, die auf die genannten Beispiele der Fig. 11A - 11B anwendbar sind;
Fig. 13A und 13B - schematische Schnittdarstellungen modifizierter Beispiele des Wicklungsabschnitts mit getrennten Polen, wie in den Beispielen der Fig. 10A bis 12C;
Fig. 14 - ein Blockdiagramm eines Beispiels für eine Messschaltung vom Phasenmesstyp, die auf die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp anwendbar ist;
Fig. 15 - ein Blockdiagramm eines anderen Beispiels für eine Messschaltung vom Phasenmesstyp, die auf die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp anwendbar ist;
Fig. 16A und 16B - Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Schaltung von Fig. 15;
Fig. 17 - ein Blockdiagramm eines weiteren Beispiels für eine Messschaltung vom Phasenmesstyp, die auf die Erfindung anwendbar ist;
Fig. 18 - ein Blockdiagramm eines weiteren Beispiels für eine Messschaltung vom Phasenmesstyp, die auf die Erfindung anwendbar ist;
Fig. 19A bis 19C - Diagramme zur Erläuterung der Funktionsweise der Schaltung von fig. 18;
Fig. 20A und 20B - Blockdiagramme weiterer Beispiele für eine Messschaltung vom Phasenmesstyp, die auf die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp anwendbar sind, wobei analoge Positionserkennungsdaten durch analoge arithmetische Operationen erhalten werden;
Fig. 21 - ein Blockdiagramm eines Beispiels für eine Schaltung zum Messen und Zählen der abstandsweisen Verschiebung magnetischer Reaktionsteile in der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp;
Fig. 22A und 22B - schematische Axial- und Radialschnitte zur Darstellung eines Beispiels, in dem Positionen über einen langen Bereich über eine Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile hinaus in Absolutwerten in der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp erkannt werden;
Fig. 23 - eine schematische Axialschnittdarstellung eines anderen Beispiels, bei dem Positionen über einen langen Bereich über eine Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile hinaus in Absolutwerten in der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp erkannt werden;
Fig. 24 - ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung einer exemplarischen Art der Verbindung verschiedener Wicklungen der Fig. 23;
Fig. 25 - eine schematische Axialschnittdarstellung eines anderen Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, das zum Erkennen von Absolutpositionen über einen relativ langen Bereich ausgebildet ist;
Fig. 26 - eine schematische perspektivische Darstellung eines anderen Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, das zum Erkennen von Absolutpositionen über einen relativ langen Bereich mit relativ hoher Auflösung ausgebildet ist;
Fig. 27A bis 27D - Diagramme zur Darstellung der Anordnung und der jeweiligen Anzahl von Sekundärwicklungen in einem Sensorkopf der Fig. 26 anhand von Beispielen, welche dem Erhalt von Ausgangssignalen einer Sinusfunktionscharakteristik dienen;
Fig. 26A bis 28D - Diagramme zur Darstellung der Anordnung und der jeweiligen Anzahl von Sekundärwicklungen in einem Sensorkopf der Fig. 26 anhand von Beispielen, welche dem Erhalt von Ausgangssignalen einer Cosinusfunktionscharakteristik dienen;
Fig. 29 - eine schematische perspektivische Darstellung eines modifizierten Beispiels der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp basierend auf einem Prinzip, das dem der Ausführungsbeispiele der Fig. 26 bis 28D ähnlich ist;
Fig. 30 - eine schematische perspektivische Darstellung eines anderen modifizierten Beispiels der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp basierend auf einem Prinzip, das dem der Ausführungsbeispiele der Fig. 26 bis 28D ähnlich ist;
Fig. 31 - eine schematische Darstellung einer Anwendung der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, bei der ein flexibler Draht als Stange verwendet wird; und
Fig. 32 - eine schematische Axialschnittdarstellung eines Beispiels der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp, wobei diese als Vorrichtung zum Erkennen einer Hubposition eines Fluiddruckzylinders verwendet wird.
Fig. 1 ist eine perspektivische Darstellung einer Linearpositionserkennungsvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, die generell einen Wicklungsabschnitt 10 und einen variablen magnetischen Kopplungsabschnitt 20 aufweist. Der variable magnetische Kopplungsabschnitt 20, der mit einem vorbestimmten (nicht dargestellten) mechanischen System verbunden ist, das Gegenstand der Erkennung durch die Erkennungsvorrichtung ist, ist in der Lage, sich in Reaktion auf eine variierende Linearposition des mechanischen Systems linear reziprozierend zu bewegen. Andererseits ist der Wicklungsabschnitt 10 positionsmäßig in geeigneter Weise festgelegt. Der variable magnetische Kopplungsabschnitt 20 bewegt sich somit linear relativ zum Wicklungsabschnitt 10 in Reaktion auf eine variierende Linearposition des zu erkennenden mechanischen Systems (Erkennungsgegenstand). Umgekehrt kann der Wicklungsabschnitt 10 derart aufgebaut sein, daß er sich in Reaktion auf eine variierende Linearposition des zu erkennenden mechanischen Systems bewegt, wobei der variable magnetische Kopplungsabschnitt positionsmäßig fixiert ist. Kurz gesagt ist diese Detektorvorrichtung zum Erkennen der Linearposition des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 relativ zum Wicklungsabschnitt 10 aufgebaut. Die Richtung einer derartigen linearen Verschiebung ist in Fig. 1 durch einen doppelköpfigen Pfeil X angegeben.
Der Wicklungsabschnitt 10 weist Primärwicklungen PW1 bis PW5, die durch ein gemeinsames einphasiges Wechselstromsignal erregt werden, und Sekundärwicklungen SW1 bis SW4, die an verschiedenen Stellen in bezug auf die Linearverschiebungsrichtung X angeordnet sind. Der Wicklungsabschnitt 10 ist im Teilschnitt in Fig. 1 dargestellt, um die strukturellen Verhältnisse zwischen den ersten und den zweiten Wicklungen deutlicher darzustellen; die Wicklungen des Wicklungsabschnitts 10 sind auf dem stangenförmigen variablen magnetischen Kopplungsabschnitt 20 mit einem geeigneten Abstand zwischen diesen angeordnet, wie durch gestrichelte Linien zusätzlich dargestellt. Da die Primärwicklungen PW1 bis PW5 bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel durch das gemeinsame einphasige Wechselstromsignal erregt werden, kann entweder eine einstückig ausgebildete einzelne Wicklung oder eine vorbestimmte Vielzahl diskreter Wicklungen in beliebiger Weise angeordnet werden. Vorzugsweise sind die Primärwicklungen PW1 bis PW5 derart angeordnet, daß jede der Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 zwischen benachbarten Primärwicklungen PW1 bis PW5 angeordnet ist, da von den Primärwicklungen erzeugte Magnetfelder die einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 effektiv beeinflussen können und noch zu beschreibende magnetische Reaktionsteile 22 des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 die Magnetfelder effektiv beeinflussen können.
Der lineare oder stangenförmige variable magnetische Kopplungsabschnitt 20 weist einen Basisstangenabschnitt 21 auf, an dem mehrere der magnetischen Reaktionsteile 22 mit einer vorbestimmten magnetischen Reaktionscharakteristik in einem vorbestimmten gegenseitigen Abstand p entlang der Linearverschiebungsrichtung X angeordnet sind. Wie auf diesem gebiet bereits bekannt, können die magnetischen Reaktionsteile 22 aus einem beliebigen geeigneten Material, beispielsweise einem magnetischen Material wie Eisen oder Nickel, oder einem nicht magnetischen, elektrisch leitfähigen Material wie Kupfer oder Aluminium bestehen, derart daß die eine vorbestimmte magnetische Reaktionscharakteristik annehmen, beispielsweise hinsichtlich der magnetitischen Permeabilität, der Reluktanz oder des Wirbelstromverlusts. Der Basisstangenabschnitt 21 kann ebenfalls aus einem beliebigen geeigneten Material, beispielsweise einem magnetischen Material, einem nicht magnetischen Material oder einem elektrisch leitfähigen Material bestehen, je nach dem besonderen Material und/oder der Form der magnetischen Reaktionsteile 22. Anders ausgedrückt: es reicht aus, daß die magnetischen Reaktionscharakteristika, welche den Wicklungsabschnitt 10 beeinflussen, zwischen der Stelle, an der das magnetische Reaktionsteil 22 vorhanden ist, und der Stelle, an der das magnetische Reaktionsteil 22 nicht vorhanden ist, verschieden ist. Die Herstellung der magnetischen Reaktionsteile 22 auf dem Stangenabschnitt 21 kann durch jedes geeignete bekannte Verfahren erfolgen, beispielsweise durch Kleben, Haftverbondung, Verstemmen, Schneiden, Plattieren, Vakuumverdampfung und Sintern. Der Stangenabschnitt 21 kann aus flexiblem Material bestehen, beispielsweise aus flexiblem Draht, anstatt aus einem starren Material.
Mit der Veränderung der Position der magnetischen Reaktionsteile 22 des magnetischen Kopplungsabschnitts 20 relativ zum Wicklungsabschnitt 10 in Reaktion auf die variierende Linearposition des Erkennungsgegenstands verändert sich auch die magnetische Kopplung zwischen den Primärwicklungen PW1 bis PW5 und den Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 in Reaktion auf die variierende Linearposition des Erkennungsgegenstands. Daher werden induktive Wechselstromausgangssignale, die entsprechend der Linearposition des Erkennungsgegenstands amplitudenmoduliert sind, in den Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 erzeugt, wobei die Amplitudenfunktionscharakteristika je nach der jeweiligen Position der Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 differieren. Da die Primärwicklungen PW1 bis PW5 durch ein einphasiges Wechselstromsignal erregt werden, sind die in den Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 auftretenden induktiven Wechselstromausgangssignale in der elektrischen Phase identisch, und jede ihrer Amplitudenfunktionen verändert sich periodisch derart, daß ein Verschiebungsbetrag, der einer Abstandslänge p zwischen den magnetischen Reaktionsteilen 22 entspricht, einen Zyklus der periodischen Veränderung repräsentiert.
Die vier Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 sind in vorbestimmten Intervallen innerhalb des Bereichs einer Abstandslänge p der magnetischen Reaktionsteile 22 angeordnet und derart eingestellt, daß die Wechselstromausgangssignale, die in den einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 erzeugt werden, gewünschte Amplitudenfunktionscharakteristika repräsentieren. Wenn beispielsweise die Erkennungsvorrichtung als Positionsdetektor vom Resolvertyp ausgebildet ist, sind die Amplitudenfunktionscharakteristika der in den einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 erzeugten induktiven Wechselstromausgangssignale derart eingestellt, daß sie eine Sinusfunktion, Cosinusfunktion, eine negative Sinusfunktion und eine negative Cosinusfunktion repräsentieren. Wie in Fig. 1 dargestellt, ist der Bereich einer Abstandslänge p beispielsweise in vier Segmente unterteilt und die Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 sind in den vier Segmenten angeordnet, die voneinander um einen Betrag "p/4" versetzt sind. Hierdurch sind die Amplitudenfunktionscharakteristika der in den einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 erzeugten induktiven Wechselstromausgangssignale derart eingestellt, daß sie eine Sinusfunktion, Cosinusfunktion, eine negative Sinusfunktion und eine negative Cosinusfunktion repräsentieren. Selbstverständlich können die jeweiligen Stellen der einzelnen Wicklungen je nach verschiedenen Bedingungen leicht verändert werden das Ausführungsbeispiel ist so ausgebildet, daß letztlich die gewünschte Amplitudenfunktionscharakteristik erhalten wird, indem die Stellen der einzelnen Wicklungen angepaßt werden, oder indem die Sekundärausgangspegel durch elektrische Verstärkung eingestellt werden.
Wenn der Ausgang der Sekundärwicklung SW1 eine Sinusfunktion repräsentiert (mit "s" in der Figur bezeichnet), liefert die Sekundärwicklung SW3, die von der Wicklung SW1 um einen Betrag "p/2" versetzt ist, einen Ausgang, der eie negative Sinusfunktion /s repräsentiert (das Zeichen "/" im Text entspricht der oberen kurzen Linie in der Figur); in diesem Fall wird ein erstes Wechselstromausgangssignal mit einer Sinusamplitudenfunktion durch differentielles Synthetisieren der beiden Ausgänge gebildet. In ähnlicher Weise liefert die Sekundärwicklung SW2, die von der den Sinusfunktionsausgang repräsentierenden Wicklung SW1 um einen Abstand "p/4" beabstandet ist, einen Ausgang, der eine Cosinusfunktion wiedergibt (in der Figur mit "c" bezeichnet), und die Sekundärwicklung SW4, die von der Wicklung SW1 um einen Abstand "p/2" beabstandet ist, liefert einen Ausgang, der eine negative Cosinusfunktion /c repräsentiert (das Zeichen "/" im Text entspricht der oberen kurzen Linie in der Figur); in diesem Fall wird ein zweites Wechselstromausgangssignal mit einer Cosinusamplitudenfunktion durch differentielles Synthetisieren der beiden Ausgänge geliefert.
Fig. 2 ist ein schematisches Schltungsdiagramm des Wicklungsabschnitts 10, bei dem ein gemeinsames Erregungswechselstromsignal (das zur einfacheren Darstellung mit "sinωt" bezeichnet ist) an die Primärwicklungen PW1 bis PW5 angelegt wird. In Reaktion auf das Erregen der Primärwicklungen PW1 bis PW5 werden Wechselstromsignale mit Amplitudenwerten, die Positionen der magnetischen Reaktionsteile 22 relativ zum Wicklungsabschnitt 10 entsprechen, in die einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 induziert. Die induzierten Spannungspegel repräsentieren zweiphasige Funktionscharakteristika von sinθ und cosθ und zwei Funktionscharakteristika mit entgegengesetzter Phase -sinθ und -cosθ, entsprechend einer aktuellen Linearposition des Erkennungsgegenstandes x. Das heißt, die induktiven Ausgangssignale der einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 werden durch die zweiphasigen Funktionscharakteristika von sinθ und cosθ und die beiden Funktionscharakteristika mit entgegengesetzter Phase -sinθ und -cosθ entsprechend einer aktuellen Linearposition des Erkennungsgegenstandes amplitudenmoduliert. Es sei darauf hingewiesen, daß "θ" proportional zu "x" ist, und beispielsweise θ = 2π(x/p) gilt. Zur Vereinfachung der Erläuterung werden Koeffizienten, wie die jeweiligen Windungsanzahlen der Wicklungen, hier nicht berücksichtigt. Die Sekundärwicklung SW1 ist als Sinusphase dargestellt und beschrieben, wobei ihr Ausgangssignal als "sinθ · sinωt" wiedergegeben ist; die Sekundärwicklung SW2 ist als Cosinusphase dargestellt und beschrieben, wobei ihr Ausgangssignal als "cosθ · sinωt" wiedergegeben ist; die Sekundärwicklung SW3 ist als negative Sinusphase dargestellt und beschrieben, wobei ihr Ausgangssignal als "-sinθ · sinωt" wiedergegeben ist; und die Sekundärwicklung SW4 ist als negative Cosinusphase dargestellt und beschrieben, wobei ihr Ausgangssignal als "-cosθ · sinωt" wiedergegeben ist. Durch differentielles Synthetisieren der induktiven Ausgangssignale der Sinus- und der negativen Sinusphasen, wird ein erstes Wechselstromausgangssignal (2sinθ · sinωt) mit einer Sinusamplitudenfunktion erhalten. Durch differentielles Synthetisieren der induktiven Ausgangssignale der Cosinus- und der negativen Cosinusphasen, wird ein zweites Wechselstromausgangssignal (2cosθ · sinωt) mit einer Cosinusamplitudenfunktion erhalten. Im folgenden wird der Koeffizient "2" zur Vereinfachung der Darstellung weggelassen, so daß das erste Wechselstromausgangssignal als "sinθ · sinωt" und das zweite Wechselstromausgangssignal als "cosθ · sinωt" wiedergegeben wird.
In der beschriebenen Weise werden das erste Wechselstromausgangssignal A ( = sinθ · sinωt), das als seinen Amplitudenwert einen ersten Funktionswert sinθ hat, der der Linearposition des Erkennungsgegenstandes x entspricht, und das zweite Wechselstromausgangssignal B (= cosθ · sinωt), das als seinen Amplitudenwert einen zweiten Funktionswert cosθ hat, der der selben Linearposition des Erkennungsgegenstandes x entspricht, geliefert. Es zeigt sich, daß bei derartigen Wicklungsausbildungen der Linearpositionsdetektor in der Lage ist, zwei Wechselstromausgangssignale mit zweiphasigen Amplitudenfunktionen (Sinus- und Cosinusausgänge) zu schaffen, ebenso wie sie von herkömmlichen Drehpositionserkennungsvorrichtungen geliefert werden, die allgemein als Resolver bekannt sind. Infolgedessen können die zweiphasigen Wechselstromausgangssignale (A = sinθ · sinωt und B = cosθ · sinωt) ähnlich den Ausgängen der bekannten Resolver verwendet werden.
Aufgrund der genannten Anordnung, bei der die vier Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 in vorbestimmten Intervallen innerhalb des Bereichs einer Abstandslänge p der magnetischen Reaktionsteile 22 angeordnet sind, kann die Gesamtgröße des Wicklungsabschnitts 10 auf eine relativ geringe Größe Rreduziert werden, die praktisch dem bereich einer Abstandslänge zwischen den magnetischen Reaktionsteilen 22 entspricht, welche somit in hohem Maße zur gewünschten Miniaturisierung der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung beiträgt.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel des variablen magnetischen Koppluungsabschnitts 20 kann derart aufgebaut sein, daß ein flexibler Draht oder ein Klavierdraht als Basisstangenabschnitt 21 dient, ein vorbestimmtes metallteil als die jeweiligen magnetischen Reaktionsteile 22 verwendet wird, und die vorbestimmten Metallteile repetierend in einem vorbestimmten Abstand entlang der Stange 21 angeordnet und umfangsmäßig auf die Stange 21 aufgepreßt sind, so daß sie die magnetischen Reaktionsteile 22 bilden, die repetierend im vorbestimmten Abstand angeordnet sind. Ein derartiger variabler Kopplungsabschnitt 20 kann auf einfache Weise durch Vorsehen eines Drahtes oder eines Klavierdrahts vorbestimmter Länge und einer vorbestimmten Anzahl der Metallteile und durch Verstemmen der Metallteile auf dem Draht im vorbestimmten Abstand hergestellt werden, wodurch die Herstellungskosten des Kopplungsbereichs 20 erheblich reduziert werden können. Der variable magnetische Kopplungsbereich 20 weist ferner nur einen geringen Durchmesser auf, der durch die Kombination von Drahtdurchmesser (Stangenabschnitt 21) und Metallteildicke (magnetisches Reaktionsteil 22) definiert ist, so daß der Durchmesser jeder Wicklung im Wicklungsabschnitt 10 erheblich verringert und so die Linearpositionserkennungsvorrichtung insgesamt materiell minimiert werden kann. Da der Kern oder Stangenabschnitt 21 aus dem Draht oder dem Klavierdraht besteht, kann er vorteilhafterweise leichtgewichtig und ausreichend flexibel sein, während er gleichzeitig ausreichend mechanische Festigkeit besitzt und zur Herstellung einer Linearpositionserkennungsvorrichtung, die in der Lage ist, eine Linearverschiebung über einen großen Bereich zu erkennen, sehr geeignet ist. Darüber hinaus kann der Stangenabschnitt 21 mit geringen Kosten hergestellt werden. Es sei ferner darauf hingewiesen, daß der als der Stangenabschnitt 21 verwendete Draht ein bekannter mehrlitziger Draht aus Edelstahl sein kann.
In einem derartigen Fall kann ferner ein bekannter Federstift als das Metallteil zur Bildung des magnetischen Reaktionsteils 22 verwendet werden, welcher dahingehend sehr vorteilhaft ist, daß er sehr einfach und mit höherer Zuverlässigkeit verstemmbar und relativ kostengünstig ist. Wenn das die magnetischen Reaktionsteile 22 bildende Metallteil im aufgewickelten Zustand eine Rechteckform hat, nimmt das magnetische Reaktionsteil 22 eine im wesentlichen zylindrische Form an, wenn das Metallteil um den Stangenabschnitt (Draht) 21 angebracht ist, wie in Fig. 1 dargestellt. Nach einer in Fig. 3 dargestellten Modifikation kann ein Metallteil 22' verwendet werden, das im aufgerollten Zustand eine im wesentlichen runde oder ovale Form hat; in diesem Fall, verändert sich, wenn das Metallteil 22' um den Stangenabschnitt (Draht) 21 vorgesehen ist, die Fläche des magnetischen Reaktionsteils 22, welche den Außenumfang des Stangenabschnitts 21 bedeckt, kontinuierlich. Diese Alternative ist dahingehend vorteilhaft, daß eine Variation des magnetkopplungskoeffizienten in Reaktion auf eine variierende Linearposition leicht zu einer idealen gemacht werden kann, die einer trigonometrischen Funktion angenähert ist.
Bei einem anderen modifizierten Beispiel können eines oder mehrere Metallteile 22a mit vorbestimmter Größe um den Stangenabschnitt 21 (Draht) angeordnet oder angebracht sein, wie in Fig. 4 dargestellt, so daß die Länge eines vorbestimmten Abstands p in der repetitiven Anordnung des magnetischen Reaktionsteils 22 optional variiert werden kann. Auf diese Weise können die Metallteile 22a von der selben Sorte zur Herstellung von Linearpositionserkennungsvorrichtungen verschiedener unterschiedlicher Spezifikationen gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Um einen Aufbau mit den Vorteilen geringer Größe, niedriger Kosten, hoher Empfindlichkeit, guter Flexibilität, hoher mechanischer Festigkeit und überragender Beständigkeit zu schaffen, wird der Stangenabschnitt 21 vorzugsweise aus einem Draht gebildet, der aus mehrlitzigen Edelstahlleitern besteht. Da ein derartiger Draht nicht magnetisch ist, kann die Erkennungsempfindlichkeit in Reaktion auf das Vorhandensein des aus einem magnetischen Federstift bestehenden magnetischen Reaktionsteils 22 höher sein als bei einem Stangenabschnitt 21 aus einem normalen Klavierdraht. Darüber hinaus bieten die mehrlitzigen Edelstahlseile eine höhere Flexibilität, mechanische Festigkeit und Haltbarkeit. Ferner können der Stangenabschnitt 21 und die magnetischen Reaktionsteile 22 mit geringen Kosten hergestellt werden, da sie aus einem bestehenden oder vorbereiteten Draht und einem ebensolchen Federstift bestehen.
Der aus einem Draht bestehende Stangenabschnitt 21 kann einen kleinen Durchmesser haben, wodurch er effektiv zur Miniaturisierung der gesamten Linearpositionserkennungsvorrichtung beiträgt. In diesem Fall kann der als Stangenabschnitt 21 verwendete Draht einen geringen Durchmesser, beispielsweise ungefähr 0,8 mm; aufweisen, und selbst wenn ein Federstift von geeigneter Größe um den Draht angebracht wird und ein nicht elektrisch leitfähiges Harz zum Schutz seiner Oberfläche um den Federstift aufgebracht wird, kann der Gesamtdurchmesser lediglich 2-3 mm betragen. Selbst wenn der um das magnetische Reaktionsteil 22 vorgesehene Wicklungsabschnitt 10 einen Innendurchmesser von ungefähr 3,5 mm und einen Außendurchmesser von ungefähr 6-8 mm aufweist, ist es möglich, den maximalen Durchmesser der Erkennungsvorrichtung erheblich auf ungefähr 10 mm zu verringern, wodurch eine super-miniaturisierte Linearpositionserkennungsvorrichtung erhalten wird. Der Linearerkennungsabstand p kann selbstverständlich auf bis zu ungefähr 10 mm verringert werden.
Da der den Draht als Basis verwendende Stangenabschnitt 21 aufgrund seiner Flexibilität in geeigneter Weise gerollt werden kann, kann der aus Draht gebildete Stangenabschnitt 21 auf eine geeignete Spule aufgewickelt oder von dieser abgewickelt werden, wobei der Wicklungsabschnitt 10 in seiner Position fixiert ist, derart daß der Stangenabschnitt 21 zusammen mit der Bewegung des Erkennungsgegenstands bewegbar ist. Wenn hingegen der Wicklungsabschnitt 10 zur Verschiebung oder Bewegung zusammen mit der Bewegung des Erkennungsgegenstandes vorgesehen ist, kann der Draht des Stangenabschnitts 21 unter geeigneter Spannung festgelegt sein.
Fig. 5 zeigt ein anderes modifiziertes Beispiel des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 der vorliegenden Erfindung, bei dem das magnetische Reaktionsteil 22 eine oder mehrere Kugeln 22b aus magnetischem Material aufweist, die in linearer Folge vorgesehen sind, und eine oder mehrere Kugeln 23 aus nicht magnetischem Material, die nach den magnetischen Kugeln 22b in linearer Folge angeordnet sind. Paargruppen der Kugeln 22b und 23 bilden zusammen die gewünschte Abstandslänge p. Eine Zahl der Paargruppen der Kugeln 22b und 23 ist entlang dem Draht 21a in einem vorbestimmten Abstand angeordnet. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist ein axiales Mittelloch in jeder der Kugeln 22b und 23 angeordnet, um den Durchtritt des Drahts 21a zu ermöglichen. Der variable magnetische Kopplungsabschnitt 20 kann gebildet werden, indem einfach der Draht 21a durch diese Löcher geführt wird, um die Kugeln 22b in engem Kontakt miteinander zu halten. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel kann die Länge eines vorbestimmten Abstands p in der repetitiven Anordnung der magnetischen Reaktionsteile 22 wie gewünscht verändert werden. Somit können die selben Kugeln 22b und 23 zusammen zur Herstellung von Linearpositionserkennungsvorrichtungen verschiedener Spezifikationen verwendet werden. Ferner kann dieser modifizierte variable magnetische Kopplungsabschnitt 20 extrem einfach hergestellt werden, da er lediglich das Führen des Drahts 21a durch die Löcher der Kugeln 22b und 23 erfordert.
Fig. 6 zeigt ein weiteres modifiziertes Beispiel des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 der vorliegenden Erfindung, der einen zylindrischen Abschnitt 24 aus nicht magnetischem und nicht elektrisch leitfähigem, d.h. nicht magnetisch reagierendem Material aufweist. Im zylindrischen Abschnitt 24 sind eine oder mehrere Kugeln 22b mit vorbestimmtem Durchmesser in linearer Folge und eine oder mehrere Kugeln 23 nach den Kugeln 22b in linearer Folge angeordnet. Paargruppen der Kugeln 22b und 23 definieren zusammen die gewünschte Abstandslänge p und eine Anzahl von derartigen Paargruppen der Kugeln 22b und 23 ist entlang der Innenwandfläche des zylindrischen Abschnitts 24 angeordnet. Auch bei diesem Ausführungsbeispiel kann die Länge eines vorbestimmten Abstands p in der repetierenden Anordnung der magnetischen Reaktionsteile 22 nach Wunsch variiert werden. Somit können die selben Kugeln 22b und 23 zusammen zur Herstellung von Linearpositionserkennungsvorrichtungen verschiedener Spezifikationen verwendet werden. Ferner kann dieser modifizierte variable magnetische Kopplungsabschnitt 20 extrem einfach hergestellt werden, da er lediglich das Anordnen der Kugeln 22b und 23 im zylindrischen Abschnitt 24 erfordert.
Bei beiden Ausführungsbeispielen der Fig. 5 und 6 müssen die Kugeln 22b des magnetischen Reaktionsteils 22 nicht stets aus einem magnetisch leitfähigen Material bestehen. Eine Gruppe der Kugeln 22b oder 23 kann aus magnetischem Material bestehen, während die andere Gruppe von Kugeln 22b oder 23 aus elektrisch leitfähigem Material bestehen kann. Es sollte für den Fachmann auf diesem Gebiet ersichtlich sein, daß bei den beiden Ausführungsbeispiel en der Fig. 5 und 6 die Kugeln 22b und 23 durch andere Substanzen mit einer beliebigen optischen Form, beispielsweise eine ovale Kugelform oder Säulenform, ersetzt werden können.
Fig. 7 zeigt ein weiteres modifiziertes Beispiel des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20, der einen zylindrischen Abschnitt 24 aus nicht magnetisch reagierendem Material aufweist. Mehrere miteinander verbundene Verjüngungsteile sind linear in axialer Richtung im zylindrischen Abschnitt 24 angeordnet, und jedes der Verjüngungsteile weist eine im wesentlichen rhombische Schnittform auf, ähnlich den Schiebeperlen eines japanischen Abakus - alternativ kann jedes Verjüngungsteil ein Paar Trapezoide aufweisen, die an ihren Böden miteinander verbunden sind. Die Länge jedes verjüngungsabschnitts definiert die vorbestimmte Abstandslänge p. Auch in diesem Beispiel können die Verjüngungsteile jeweils eine axiale Mittelbohrung aufweisen, um den Durchtritt eines Drahts 21 zu ermöglichen, ohne den zylindrischen Abschnitt 24 zu verwenden. Jedes der verjüngungsteile besteht aus einem magnetisch oder elektrisch leitfähigen Material und entspricht dem magnetischen Reaktionsteil 22. Die Schrägen des Verjüngungsteils 25 können gebogen anstatt gerade sein.
Fig. 8 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Wicklungsanordnung im Wicklungsabschnitt 10, die dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 dahingehend ähnlich ist, daß die Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 in den vier geteilten Segmenten des Bereichs einer Abstandslänge p angeordnet sind. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich jedoch vom Ausführungsbeispiel der Fig. 1 dadurch, daß die acxiale Länge jeder der Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 länger als bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist, da jed der Primärwicklungen nicht zwischen zwei benachbarten Sekundärwicklungen angeordnet ist. In diesem Fall ist der Durchmesser der Primärwicklungen PW1 und PW2 größer als die Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 und sie sind um den Außenumfang der Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 gewickelt. Eine der Primärwicklungen PW1 ist um den Außenumfang der beiden benachbarten Sekundärwicklungen SW1 und SW2 an einer Stelle genau zwischen diesen Sekundärwicklungen SW1 und SW2 gewickelt, und die andere Primärwicklung PW2 ist um den Außenumfang der beiden anderen Sekundärwicklungen SW3 und SW4 an einer Stelle genau in der Mitte zwischen diesen Sekundärwicklungen SW3 und SW4 gewickelt. Obwohl die Primärwicklungen PW1 und PW2 eine beliebige geeignete Länge aufweisen können, ist es erwünscht, daß diese beiden Wicklungen PW1 und PW2 voneinander getrennt sind, anstatt in engem Kontakt gehalten zu werden. Wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 ist diese Wicklungsanordnung, bei der die Primärwicklungen voneinander zum Anlegen von Magnetfeldern an die einzelnen Sekundärwicklungen SW3 und SW4 nur über einen erforderlichen Bereich getrennt sind, dahingehend höchst bevorzugt, daß die von den Primärwicklungen erzeugten Magnetfelder effektiv auf die einzelnen Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 einwirken können und die magnetischen Reaktionsteile 22 des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 die Magnetfelder effektiv beeinflussen können.
Bei den beiden Wicklungsanordnungen der Fig. 1 und 8 können magnetische Metallelemente zum magnetischen Abschirmen zwischen jeweiligen benachbarten Wicklungen angeordnet werden, um unerwünschte Kreuzungseffekte zu minimieren und die Amplitudenfunktionscharakteristika des induktiven Ausgangssignals in jeder der Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 zu verbessern.
Es sollte für den Fachmann auf diesem Gebiet ferner ersichtlich sein, daß die Ausbildungen des Wicklungsabschnitts 10, wie in den Fig. 1 und 8 dargestellt, lediglich illustrativ sind und auf verschiedenste Weise modifiziert werden können. Wie in Fig. 9 dargestellt können zusätzliche Primärwicklungen PW 6 und PW7 an entgegengesetzten Enden des Wicklungsabschnitts 10 derart vorgesehen werden, daß sie von den verbleibenden Primärwicklungen durch einen geeigneten Abstand entfernt sind, um die induktive Ausgangscharakteristik der Sekundärwicklungen SW1 und SW4, die nahe den axialen Enden des Wicklungsabschnitts 10 liegen, zu verbessern.
Fig. 10A zeigt ein anderes Beispiel der Wicklungsanordnung im Wicklungsabschnitt 10, bei der die Wicklungen der einzelnen Phasen an vier separaten Polen 11, 12, 13 und 14 vorgesehen sind. In jedem der Pole 11, 12, 13 und 14 sind Primär- und Sekundärwicklungen koaxial auf den (nicht dargestellten) Eisenkern gewickelt. Die Pole 11, 12, 13 und 14 sind in geeigneten Intervallen um den Außenumfang des stangenförmigen variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 und auch voneinander in Richtung der Linearbewegung (wie durch den Pfeil X) angedeutet in vorbestimmten Intervallen versetzt angeordnet, die einem Viertel der Abstandslänge p entsprechen.
Fig. 10B zeigt den variablen magnetischen Kopplungsabschnitt 20 im aufgerollten oder entfalteten Zustand und ferner die jeweiligen Positionen der einzelnen Pole 11, 12, 13 und 14 relativ zu einer Abstandslänge p zwischen den magnetischen Reaktionsteilen 22. Wenn der Pol 11 ein Sinusphasen(s)-Pol ist, können die Primär- und die Sekundärwicklung PW1 und SW1 koaxial auf diesen Pol 11 gewickelt werden; wenn der Pol 12 ein Cosinusphasen(c)-Pol ist, können die Primär- und die Sekundärwicklung PW2 und SW2 koaxial auf diesen Pol 12 gewickelt werden; wenn der Pol 13 ein Negativ-Sinusphasen(/s)-Pol ist, können die Primär- und die Sekundärwicklung PW3 und SW3 koaxial auf diesen Pol 13 gewickelt werden; wenn der Pol 14 ein Negativ-Cosinusphasen(/c)-Pol ist, können die Primär- und die Sekundärwicklung PW4 und SW4 koaxial auf diesen Pol 14 gewickelt werden. Zwar ist dies nicht spezifisch gezeigt, jedoch sind die jeweiligen Eisenkerne der einzelnen Pole 11, 12, 13 und 14 an einer gemeinsamen Basis angebracht, so daß sie in vorbestimmten relativen Positionsverhältnissen befestigt sind.
Die Wicklungsanordnung nach Fig. 10A ist in Fällen nützlich, in denen die als Basis des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 dienende Stange einen relativ großen Durchmesser hat. Wenn der Wicklungsabschnitt 10 zum Einführen einer Stange 210 mit großem Durchmesser in den Innenraum des Wicklungsabschnitts 10 ausgebildet ist, wie in Fig. 1 dargestellt, würde der Wicklungsabschnitt 10 unerwünschterweise zu einer größeren Größe führen, da jede der Wicklungen einen großen Durchmesser haben muß. In dieser Hinsicht ist die Anordnung der Fig. 10A dahingehend vorteilhafter, daß die Wicklungen in den einzelnen Polen 11 bis 14 einen kleinen Durchmesser haben können und der Wicklungsabschnitt 10 in seiner Größe nicht verändert werden muß. Da die Pole 11 bis 14 in der Umfangsrichtung voneinander beabstandet sind, können die jeweiligen Wicklungen der Pole 11 bis 14 vorteilhafterweise derart angeordnet werden, daß sie einander nicht berühren, selbst wenn die Länge des Abstands p sehr kurz ist. In dem Beispiel der Fig. 10A besteht die Stange 120 aus einem magnetischen Material, beispielsweise Eisen, in dem mehrere ringförmig ausgenommene Bereiche 21a von vorbestimmter Breite in vorbestimmten Intervallen ausgebildet sind, so daß mehrere ringförmige erhabene Positionen 22 aus magnetischem Material gebildet sind, die eine vorbestimmte Breite aufweisen und durch die ausgenommenen Bereiche 21a voneinander beabstandet sind, wodurch eine alternierende Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21a und 22 gebildet wird. Es sollte ersichtlich sein, daß eine Endfläche der Pole 11 und 14 und die Außenumfangsfläche der Stange 210 einander mit einem Zwischenraum gegenüberliegen. Die Größe des Zwischenraums ist zwischen der Stelle, an der die Pole 11 bis 14 den ausgenommenen Bereichen 21a der Stange 210 gegenüberliegen, und der Stelle verschieden, an der die Pole 11 bis 14 den erhabenen Bereichen 22 gegenüberliegen, wodurch Variationen in der magnetischen Kopplung erreicht werden.
Die Fig. 11A bis 11E zeigen verschiedene modifizierte Beispiele der Basis des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20. Wie in der Fig. 11A dargestellt, besteht die Basis 211 des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 aus einer magnetischen Platte mit einer relativ großen Dicke, in der mehrere ausgenommene Bereiche 21b mit vorbestimmter Breite in vorbestimmten Intervallen ausgebildet sind, so daß mehrere erhabene Positionen 22 aus magnetischen Material und mit einer vorbestimmten Breite gebildet und durch die ausgenommenen Bereiche 21a voneinander beabstandet sind, wodurch eine alternierende Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21a und 22 gebildet wird. Wie bei den zuvor beschriebenen Beispiel sind die Wicklungen der einzelnen Phasen im Wicklungsabschnitt 10 in den vier separaten Polen 11 bis 14 vorgesehen, welche der Basis 211 mit einem Zwischenraum gegenüberliegen.
Zwar ist die Darstellung des Wicklungsabschnitts 10 in den Fig. 11B bis 11E entfallen, jedoch kann der Wicklungsabschnitt 10 in den Beispielen dieser Figuren wie in Fig. 11A dargestellt ausgebildet sein. Im Beispiel der Fig. 11B sind Teile der einen kreisförmigen Schnitt aufweisenden stangenförmigen Basis 210 zur Bildung mehrerer ausgenommener Bereiche 21c weggeschnitten, die jeweils eine ebene Bodenfläche aufweisen, so daß mehrere erhabene Positionen 22 gebildet und durch die ausgenommenen Bereiche 21c voneinander beabstandet sind, wodurch eine alternierende Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21c und 22 gebildet wird. Bei dem Beispiel der Fig. 11C sind Teile der einen kreisförmigen Schnitt aufweisenden stangenförmigen Basis 210 zur Bildung mehrerer ausgenommener Bereiche 21d weggeschnitten, die jeweils eine gebogene Bodenfläche aufweisen, so daß mehrere erhabene Positionen 22 gebildet und durch die ausgenommenen Bereiche 21d voneinander beabstandet sind, wodurch eine alternierende Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21d und 22 gebildet wird. Bei dem Beispiel der Fig. 11D besteht die Basis 210 des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 aus einer magnetischen Platte mit einer relativ geringen Dicke, in der mehrere kreisförmige Durchgangslöcher 21e in vorbestimmten Intervallen ausgebildet sind, so daß die verbleibenden Bereiche als magnetische Reaktionsteile ausgebildet sind, die voneinander über den ausgenommenen Bereich 21d voneinander beabstandet sind, wodurch eine alternierende Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21e und 22 gebildet wird. Das Beispiel von 11E ist ähnlich dem der Fig. 11D, jedoch dahingehend verschieden, daß sie mehrere quadratische Durchgangslöcher 21e in der Basis 211.
Die Fig. 12A bis 12C sind Draufsichten auf Anordnungsbeispiele der Pole 11 bis 14 im Wicklungsabschnitt 10, die auf die beschriebenen Beispiele der Fig. 11A-11E Anwendung finden können.
Die Fig. 13A und 13B sind Schnittdarstellungen die schematisch Modifizierungen der Beispiele der Fign, 10A bis 12C, wobei der Wicklungsabschnitt 10 die vier separaten Pole 11 bis 14 aufweist. Die Fig. 13A zeigt ein modifiziertes Beispiel, bei dem zwei Wicklungsabschnitte 10A und 10B symmetrisch um die Stange 210 an Stellen angeordnet sind, die winkelmäßig um 180º voneinander versetzt sind, während die Fig. 13B ein anderes modifiziertes Beispiel zeigt, bei dem drei Wicklungsabschnitte 10A, 10B und 10C um die Stange 210 an Stellen angeordnet, die voneinander um 120º beabstandet sind. Jeder der drei Wicklungsabschnitte 10A, 10B und 10C weist Pole 11 bis 14 auf, wie in den Fig. 10A bis 12C dargestellt, und Ausgangssignale der Pole der Wicklungsabschnitte 10A, 10B und 10C werden für jede der Phasen additiv synthetisiert, d.h. phasenweise: beispielsweise werden Ausgangssignale der Sinusphasenpole der drei Wicklungsabschnitte 10A, 10B und 10C additiv synthetisiert, Ausgangssignale der Coinusphasenpole werden additiv synthetisiert, und so weiter. Schließlich werden zwei Ausgangssignale A und B erhalten, wie in Fig. 2 gezeigt. Selbst wenn die Mitte der Stange 210 durch externe Schwingungen oder dergleichen verschoben wurde, so daß eine Veränderung des Zwischenraums zwischen den Polen eines der Wicklungsabschnitte 10A, 10B und 10C und der Stange bewirkt wurde, können die letztlichen Ausgangssignale A und B vor einer Beeinflussung durch diese Veränderungen aufgrund der phasenweisen additiven Synthese der Ausgangssignale der einzelnen Wicklungsabschnitte 10A bis 10C bewahrt werden.
Mit der zuvor beschriebenen erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp können zweiphasige Wechselstromausgangssignale (A = sinθ · sinwt und B = cosθ · sinωt) wie die durch herkömmliche Drehresolver erhaltenen aus den Sekundärwicklungen SW1 bis SW4 des Wicklungsabschnitts 10 ausgegeben werden. Daher kann durch die Verwendung einer geeigneten digitalen Phasenerkennungsschaltung der Phasenwert θ der Sinusfunktion sinθ und der Cosinusfunktion cosθ erkannt werden, und die Positionserkennungsdaten einer linearen Position x können auf der Basis des erkannten Phasenwerts θ geliefert werden.
Fig. 14 zeigt beispielsweise ein Beispiel, bei dem ein bekannter R-D(Resolver- Digital)-Wandler verwendet wird. Bei diesem dargestellten Beispiel werden Wechselstromausgangssignale vom Resolvertyp A(= sinθ · sinωt) und B (= cosθ · sinωt) in Multiplizierer 30 und 31 eingegeben. Eine sequentielle Phasenerzeugungsschaltung 32 erzeugt Digitaldaten mit einem Phasenwinkel φ und eine Sinus/Cosinus-Erzeugungsschaltung 33 erzeugt Analogsignale eines Sinuswerts sinφ und eines Cosinuswerts cosφ entsprechend dem Phasenwinkel φ. Der Multiplizierer 30 multipliziert das Sinusphasenwechselstromausgangssignal A = sinθ · sinωt mit dem Cosinuswert cosφ aus der Sinus/Cosinuserzeugungsschaltung 33, um "cosφ · sinθ · sinωt" zu liefern. In ähnlicher Weise multipliziert der Multiplizierer 31 das Cosinusphasenwechselstromausgangssignal B = cosθ · sinωt mit dem Sinuswert sinφ aus der Sinus/Cosinuserzeugungsschaltung 33, um "sinφ · cosθ · sinωt" zu liefern.
Ein Subtrahierer 34 berechnet die Differenz zwischen des Ausgangssignalen der Multiplizierer 30 und 31 und das resultierende Ausgangssignal des Subtrahierers 34 dient zum Steuern von Phasenerzeugungsoperationen der Phasenerzeugungsschaltung 32 auf die folgende Weise. Das heißt, der Phasenwinkel φ, der von der sequentiellen Phasenerzeugungsschaltung 32 erzeugt wird, wird zuerst auf"0" rückgesetzt, nimmt sodann sequentiell zu und hört auf, zuzunehmen, sobald das Ausgangssignal des Subtrahierers 34 null wird. Das Null-Ausgangssignal des Subtrahierers 34 tritt auf, wenn cos · sinθ · sinωt gleich sinφ · cosθ · sinωt ist, d.h. φ = θ; in diesem Fall fallen die digitalen Daten des Phasenwinkels φ der sequentiellen Phasenerzeugungsschaltung 32 mit dem digitalen Wert des Phasenwinkels θ der Wechselstromausgangssignale A und B zusammen. Ein Rücksetz-Triggersignal wird an die sequentielle Phasenerzeugungsschaltung 32 zu einer beliebigen Zeit periodisch ausgegeben, um den Phasenwinkel φ auf "0" rückzusetzen, so daß der Phasenwinkel φ zu inkrementieren beginnt. Sobald das Ausgangssignal des Subtrahierers 34 null wird, wird das Inkrementieren des Phasenwinkels φ angehalten, um Digitaldaten des Phasenwinkels φ zu erhalten.
Wie auf diesem Gebiet allgemein bekannt, kann die sequentielle Phasenerzeugungsschaltung 32 einen Auf-/Abwärts-Zähler und VCO aufweisen, so daß das Auf- und Abwärtszählen durch den Zähler durch die VCO gesteuert wird, die vom Ausgangssignal des Subtrahierers 34 getrieben wird. In diesem Fall ist das periodische Rücksetztriggersignal unnötig.
Es können Fehler in der Wechselstromphase ωt des sekundären Ausgangswechselstromsignals auftreten, da die Impedanz der Primärwicklungen und der Sekundärwicklungen im Wicklungsabschnitt 10 aufgrund von Temperaturänderungen etc. variiert; ein derartiger Phasenfehler sindωt wird in der zuvor beschriebenen Phasenerkennungsschaltung automatisch ausgeglichen. Bei dem bekannten Verfahren des Zulassens einer elektrischen Phasenverschiebung in einem einphasigen Wechselstromausgangssignal durch das Erregen mittels zweiphasiger Wechselstromsignale (z.B. sinωt und cosωt) kann ein derartiger beispielsweise durch Temperaturänderungen verursachter Fehler nicht eliminiert werden.
Da die zuvor beschriebene Phasenerkennungsschaltung mit dem herkömmlichen R-D-Wandler auf dem "Nachlauf-Vergleichsverfahren" basiert, hat sie das Problem, daß zeitliche Verzögerungen in Taktimpulsen während des Nachlauf- Zählens des Phasenwinkels φ auftreten können, was zu einer sehr schlechten Reaktionsfähigkeit führt. Um dieses Problem zu lösen, haben der Erfinder der vorliegenden Erfindung et al. jüngst eine verbesserte Phasenerkennungsschaltung entwickelt, die im folgenden näher beschrieben wird.
Fig. 15 zeigt ein Ausführungsbeispiel der verbesserten Phasenerkennungsschaltung, das leicht auf die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp anwendbar ist.
Im Erkennungsschaltungsabschnitt 41 der Fig. 15 zählt ein Zähler 42 vorbestimmte Hochgeschwindigkeitstaktimpulse CK, eine Erregungssignalerzeugungsschaltung 43 erzeugt ein Erregungswechselstromsignal (z.B. sinωt) auf der Basis eines Zählwerts des Zählers 42 und das erzeugte Wechselstromsignal wird der Primärwicklung W1 des Wicklungsabschnitts 10 zugeführt. Der Modulus des Zählers 42 entspricht einem Zyklus des Erregungswechselstromsignals und es sei hier zur Vereinfachung der Beschreibung angenommen, daß der Zählwert"0" der Null-Phase des Referenz-Sinussignals sinωt entspricht. Während eines vollständigen Zyklus des Referenz-Sinussignals sinωt von der Null- zur Maximal-Phase wird in einem vollständigen Zählzyklus des Zählers 42 von Null zum Maximalwert ein vollständiger Zyklus des Erregungswechselstromsignals sinωt durch die Erregungssignalerzeugungsschaltung 43 erzeugt.
Das erste und das zweite Wechselstromausgangssignal A und B des Wicklungsabschnitts 10 werden dem Erkennungsschaltungsabschnitt 41 zugeführt. Im Erkennungsschaltungsabschnitt 41 wird das erste Wechselstromausgangssignal A (= sinθ · sinωt) in eine Phasenverschiebungsschaltung 44 eingegeben, so daß es in seiner elektrischen Phase um einen vorbestimmten Betrag (z.B. 90º) verschoben wird, um ein phasenverschobenes Wechselstromsignal A' (= sinθ · cosωt) zu erhalten. Der Erkennungsschaltugsabschnitt 41 weist ferner einen Addierer- und eine Subtrahiererschaltung 45 und 46 auf. In der Addiererschaltung 45 wird das phasenverschobene Wechselstromsignal A' (= sinθ · cosωt) aus der Phasenverschiebungsschaltung 44 und das genannte zweite Wechselstromausgangsignal B (= cosθ · sinωt) miteinander addiert, um als addiertes Ausgangssignal ein erstes elektrisches Wechselstromsignal Y1 zu erhalten, das durch eine kurze Fomel B + A' = cosθ · sinωt + sinθ · cosωt = sin (ωt + θ) wiedergegeben ist. Die Subtrahiererschaltung 46 führt eine Subtraktion zwischen dem phasenverschobenen Wechselstromsignal A' (= sinθ · cosωt) der Phasenverschiebungsschaltung 44 und dem genannten zweiten Wechselstromausgangsignal B (= cosθ · sinωt) durchgeführt, um als subtrahiertes Ausgangssignal ein zweites elektrisches Wechselstromsignal Y2 zu erhalten, das durch die kurze Formel B - A' = cosθ · sinωt - sinθ · cosωt = sin (ωt - θ) wiedergegeben ist. Auf diese Weise lassen sich durch elektrisches Verarbeiten das erste elektrische Wechselstromsignal Y1 (= sin (ωt + θ)) mit der elektrischen Phase (+θ), die entsprechend der zu erkennenden Position x in positiver Richtung verschoben ist, und das zweite Wechselstromsignal Y2 (= sin (ωt - θ)) mit der elektrischen Phase (-θ), die entsprechend der zu erkennenden Position x in negativer Richtung verschoben ist, erhalten.
Die genannten Ausgangssignale Y1 und Y2 der Addierer- und Subtrahiererschaltungen 45 und 46 werden an Nulldurchgangserkennungsschaltungen 47 und 48 zum Erkennen der jeweiligen Nulldurchgangsstellen der Signale Y1 und Y2 weitergeleitet. Die Nulldurchgangserkennung erfolgt beispielsweise durch Identifizieren eines Punkts, an dem das Signal Y1 und Y2 sich von einem negativen Wert zu einem positiven Wert verändert, das heißt einem Null- Phasenpunkt. Von den Schaltungen 47 und 48 bei der Erkennung der jeweiligen Nulldurchgangsstellen erzeugte Nulldurchgangserkennungsimpulse werden als Halteimpulse LP1 und LP2 an entsprechende Halteschaltungen 49 und 50 angelegt. Jede der Halteschaltungen 49 und 50 hält einen Zählwert des Zählers 42 mit der Zeitsteuerung des entsprechenden Halteimpulses LP1 oder LP2. Da, wie zuvor bemerkt, der Modulus des Zählers 42 einem Taktzyklus des Erregungswechselstromsignals entspricht, und der Zählwert "0" einer Null-Phase des Referenz-Sinussignals sinωt entspricht, entsprechen die derart in den Halteschaltungen 49 und 50 gehaltenen Daten D1 und D2 Phasendifferenzen der Ausgangssignale Y1 und Y2 in bezug auf das Referenz-Sinussignal sinωt. Die Ausgangsdaten er Halteschaltungen 49 und 50 werden einer Fehlerberechnungsschaltung 51 zugeführt, welche wiederum eine Berechnung von "(D1+D2)/2" durchführt. Diese Berechnung kann in der Praxis durch verschieben der Summe der binären Daten "D1+D2" um ein Bit nach rechts (unten) erfolgen.
Wenn der Phasenvariatonsfehler durch"±d" wiedergegeben ist, wobei mögliche Einflüsse von nicht gleichmäßigen Längen der Kabel zwischen dem Wicklungsabschnitt 10 und dem Erkennungsschaltungsabschnitt 41 und der Impedanzänderung durch die Temperaturänderung in den Wicklungen des Wicklungsabschnitts 10 berücksichtigt sind, können die genannten Signale, die im Erkennungsschaltungsabschnitt 41 behandelt wurden, wie folgt ausgedrückt werden können:
A = sinθ · sin(ωt ± d);
A' = sinθ · cos(ωt ± d);
B = cosθ · sin(ωt ± d);
Y1 = sin(ωt±d + θ);
Y2 = sin(ωt ± d - θ);
D1 = ± d +θ; und
D2 = ± d - θ.
Da das Phasendifferenzzählen unter Verwendung des Referenz-Sinussignals sinωt als Referenzphase erfolgt, enthalten die Phasendifferenzmessdaten D1 und D2 den Phasenvariationsfehler"±d", wie zuvor erwähnt. Der Phasenvariationsfehler "±d" kann durch die Fehlerberechnungsschaltung 51 unter Verwendung des folgenden Ausdrucks berechnet werden:
(D1 + D2) / 2 = {(±d + θ) + (±d - θ)} / 2 = ±2d/2 = ±d
Daten, die den von der Fehlerberechnungsschaltung 51 berechneten Phasenvariationsfehler "±d" angeben, werden an eine Subtrahierschaltung 52 geliefert, in der die Daten "±d" von einem Satz (D1) der Phasendifferenzmessdaten D1 und D2 subtrahiert werden. Da die Subtrahierschaltung 52 eine Subtraktion von "D1 - (±d)" durchführt, gilt
D1 - (±d) = ±d + θ - (±d) = θ
so daß digitale Daten erhalten werden, die eine genaue Phasendifferenz θ angeben, aus der der Phasenvariationsfehler"±d" entfernt ist. Aus dem Vorhergehenden ist ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung lediglich das Extrahieren der genauen Phasendifferenz θ, die der zu erkennenden Position x entspricht, durch Kürzen des Phasenvariationsfehlers "±d" ermöglicht.
Dieses Merkmal wird in Zusammenhang mit den Fig. 16A und 16B näher erläutert, welche an oder um einen Nulldurchgangspunkt Wellenformen des Sinussignals sinωt, das als die Phasenmessreferenz verwendet wird, und des ersten und des zweiten Wechselstromsignals Y1 und Y2 zeigen; Fig. 16 A zeigt derartige Wellenformen für den Fall, daß der Phasenvariationsfehler positiv ist, während Fig. 16B derartige Wellenformen für den Fall zeigt, daß der Phasenvariationsfehler positiv ist. Im Falle von Fig. 16A ist die Null-Phase des ersten Signals Y1 um "θ + d" vor diejenige des Referenz-Sinussignals sinωt verschoben, und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten D1 geben eine Phasendifferenz gleich "θ + d" wieder. Die Null-Phase des zweiten Signals Y2 ist um "-θ + d" hinter diejenige des Referenz-Sinussignals sinωt verschoben, und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten D2 geben eine Phasendifferenz gleich "-θ + d" wieder. In diesem Fall berechnet die Fehlerberechnungsschaltung 51 einen Phasenvariationsfehler "+d" auf der Basis von
(D1 + D2) / 2 = {(+d + θ) + (+d - θ)} / 2 = +2d/2 = +d
Danach führt die Subtrahierschaltung 52 eine Berechnung D1 - (+d) = +d + θ - (+d) = θ
aus, um so eine genaue Phasendifferenz θ zu extrahieren.
Im Falle der Fig. 16B liegt die Null-Phase des ersten Signals Y1 um "θ-d" vor derjenigen des Referenz-Sinussignals sinωt, und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten D1 geben eine Phasendifferenz gleich "θ-d" wieder. Die Null-Phase des zweiten Signals Y2 ist um "-θ-d" hinter diejenige des Referenz-Sinussignals sinωt verschoben, und die dem entsprechenden Phasendifferenzerkennungsdaten D2 geben eine Phasendifferenz gleich "-θ-d" wieder. In diesem Fall berechnet die Fehlerberechnungsschaltung 51 einen Phasenvariationsfehler "-d" auf der Basis von
(D1 + D2) / 2 = {(-d + θ) + (-d - θ)} / 2 = -2d/2 = -d
Danach führt die Subtrahierschaltung 52 eine Berechnung
D1 - (-d) = -d + θ - (-d) = θ
aus, um so eine genaue Phasendifferenz θ zu extrahieren.
Alternativ kann die Subtrahierschaltung 52 eine Subtraktion von "D2 - (±d)" durchführen, wodurch Daten (-θ) erhalten werden können, die im Prinzip eine genaue Phasendifferenz θ in ähnlicher Weise angeben wie zuvor beschrieben.
Wie aus den Fig. 16A und 16B ersichtlich, beträgt die elektrische Phasendifferenz zwischen den ersten und dem zweiten Signal Y1 und Y2 2θ, was stets das Doppelte der genauen Phasendifferenz θ angibt, bei der die Phasenvariationsfehler "+d" in den beiden Signalen Y1 und Y2 heraus gekürzt wurden. Daher kann der Aufbau der Schaltung, welche die Halteschaltungen 49 und 50, die Fehlerberechnungsschaltung 51, die Subtrahierschaltung 52, etc. aufweist, nötigenfalls derart modifiziert werden, daß die elektrische Phasendifferenz 26 zwischen den ersten und dem zweiten Signal Y1 und Y2 direkt erhalten wird. Beispielsweise können digitale Daten, die der elektrischen Phasendifferenz 2θ entsprechen, wobei die die Phasenvariationsfehler "+d" in den beiden Signalen Y1 und Y2 heraus gekürzt wurden, durch Verwenden einer geeigneten Einrichtung erhalten werden, mit welcher ein Zeitraum zwischen der Erzeugung des Impulses LP1, der der Null-Phase des ersten Signals Y1 aus der Nulldurchgangserkennungsschaltung 47 entspricht, und der Erzeugung des Impulses LP2, der der Null-Phase des zweiten Signals Y2 aus der Nulldurchgangserkennungsschaltung 48 entspricht, überbrückt und der überbrückte Zeitraum gezählt werden kann. Sodann können Daten, die θ entsprechen, durch Abwärtsschieben der digitalen Daten um ein Bit erhalten werden.
Die Halteschaltung 49 zum Halten von "+θº und die Halteschaltung 50 zum Halten von "-θ" in dem genannten Ausführungsbeispiel wurden soeben als einen Zählausgang des selben Zählers 42 haltend beschrieben, und es wurde kein spezifischer Bezug auf das Vorzeichen (plus oder minus) der gehaltenen Daten gemacht. Jedoch kann das Vorzeichen der Daten wie gewünscht durch Anwenden einer geeigneten Designwahl in Übereinstimmung mit dem Gedanken der Erfindung frei gewählt werden. Wenn beispielsweise der Modulus des Zählers 42 4,096 ist (in Dezimalstellen), genügt es, die notwendige Arithmetik durch Verbünden der möglichen Digitalzählwerte 0 bis 4,095 in Verbindung mit Phasenwinkeln 0 bis 360º zu bringen. Im einfachsten Beispiel kann die erforderliche Arithmetik ausgeführt werden, indem das oberste Bit eines Zählausgangs des Zählers 42 als Vorzeichenbit verwendet wird und die digitalen Zählwerte 0 bis 2,047 mit +0 bis +180º und die digitalen Zählwerte 2,048 bis 4,095 mit -180 bis -0º verbunden werden. In einem anderen Beispiel können die digitalen Zählwerte 4,095 bis 0 mit negativen Winkeldaten -360 bis -0º durch die Eingangs- oder Ausgangsdaten der Halteschaltung 50 in Zweier-Komplemente verbunden werden.
Es entsteht kein besonderes Problem, wenn die zu erkennende Position x sich in einem stationären Zustand befindet; mit der über die Zeit variierenden Position x variiert auch der entsprechende Phasenwinkel θ über die Zeit. In diesem Fall weist der Phasendifferenzwert θ zwischen den jeweiligen Ausgangssignalen Y1 und Y2 der Addierer- und Subtraktorschaltungen 45 und 46 dynamische Charakteristika auf, die entsprechend der Bewegungsgeschwindigkeit variieren, anstatt einen festen Wert anzunehmen. Wenn dies durch θ(t) wiedergegeben wird, können die jeweiligen Ausgangssignale Y1 und Y2 ausgedrückt werden durch:
Y1 = sin{ωt ± d + θ(t)};
Y2 = sin{ωt + d - θ(t)~;
Das in der Phase vorlaufende Ausgangssignal Y1 verschiebt sich in der Frequenz in bezug auf die Frequenz des Referenzsignals sinωt in eine Richtung, in der die Frequenz entsprechend "+θ(t)" zunimmt, während das in der Phase nachlaufende Ausgangssignal Y2 sich in der Frequenz in bezug auf die Frequenz des Referenzsignals sinωt in eine Richtung verschiebt, in der die Frequenz entsprechend "-θ(t)" abnimmt. Da unter derartigen dynamischen Charakteristika die jeweiligen Perioden der Signale Y1 und Y2 sich in jedem Zyklus des Referenzsignals sinωt im wesentlichen in entgegengesetzte Richtungen verschieben, differiert die gemessene Zeitreferenz der gehaltenen Daten D1 und D2 in den Halteschaltungen 49 und 50 voneinander, so daß der genaue Phasenvariationsfehler"±d" nicht durch einfache Operationen der Schaltungen 521 und 52 erhalten werden kann.
Der einfachste mögliche Weg, dieses Problem zu vermeiden, besteht in der Beschränkung der Funktion der Vorrichtung von Fig. 15 derart, daß die Vorrichtung Ausgänge ignoriert, die erhalten wurden, wenn die tzu erkennende Position x sich über die Zeit bewegt, und statt dessen die Position x in einem stationären Zustand unter ausschließlicher Verwendung von Ausgängen mißt, die im stationären Zustand erhalten wurden. Die vorliegende Erfindung kann somit für einen derartigen begrenzten Zweck ausgebildet werden.
Es ist jedoch erwünscht, in der Lage zu sein, jede Phasendifferenz θ entsprechend einer variierenden zu erkennenden Position x zu erkennen, selbst während der zeitlichen Veränderung des Gegenstands. Daher wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 17 eine Verbesserung der vorliegenden Erfidnung beschrieben, die zur Lösung des genannten Problems in der Lage ist, jede Phasendifferenz θ zu erkennen, die einer variierenden Position x entspricht, selbst während der zeitlichen Veränderung der Position x.
Fig. 17 zeigt auszugsweise eine Modifizierung der Fehlerberechnungs- und Subtrahierschaltungen 51 und 52 in der Erkennungsschaltung 41 von Fig. 15, wobei die in der Figur nicht dargestellten Komponenten dieselben wie in Fig. 15 sein können. Wenn die Phasendifferenz θ, die der zeitlich variierenden zu erkennenden Position x entspricht, durch +θ(t) und -θ(t) wiedergegeben wird, können die Ausgangssignale Y1 und Y2 wie zuvor beschrieben ausgedrückt werden. Die Phasendifferenzmessdaten D1 und D2, die durch die Halteschaltungen 49 und 50 erhalten werden, sind sodann:
D1 = ±d + θ(t)
D2 = ±d - θ(t)
In diesem Fall wird "±d + θ(t)" wiederholt in der positiven Richtung über einen Bereich von 0 bis 360º in Reaktion auf die zeitliche Variation der Phasendifferenz θ zeitlich variieren, während "±d - θ(t)" wiederholt in der negativen Richtung über einen Bereich von 360 bis 0º in Reaktion auf die zeitliche Variation der Phasendifferenz θzeitlich variieren wird. Obwohl sich manchmal ±d + θ(t) ≠ ±d - θ(t) ergibt, überschneiden sich die Variationen der beiden Daten zu anderer Zeit, wodurch ±d + θ(t) = ±d - θ(t) ergibt. Wenn ±d + θ(t) = ±d - θ(t) sind die Ausgangssignale Y1 und Y2 in Phase und die Halteimpulse LP1 und LP2, die dem jeweiligen Nulldurchgangspunktzeitpunkt der Signale Y1 und Y2 entsprechen, werden zur gleichen Zeit erzeugt.
In Fig. 17 erkennt eine Koinzidenzerkennungsschaltung 53 eine Koinzidenz des Erzeugungszeitpunkts der Halteimpulse LP1 und LP2, die dem jeweiligen Nulldurchgangspunktzeitpunkt der Signale Y1 und Y2 entsprechen, und erzeugt einen Koinzidenzerkennungsimpuls EQP beim Erkennen einer derartigen Koinzidenz. Eine Zeitvariationsbestimmungsschaltung 54 bestimmt über eine optionale Einrichtung (z.B. eine Einrichtung zum Erkennen des Vorhandenseins oder des Nichtvorhandenseins einer zeitlichen Variation der Phasendifferenzmessdaten D1), daß die zu erkennende Position x sich im zeitlich variierenden Modus befindet, und sie gibt ein zeitlich variierendes Modussignal TM bei einer derartigen Erkennung.
Ein Selektor 55 ist zwischen der Fehlerberechnungs- und Subtrahierschaltungen 51 und 52 vorgesehen, so daß, wenn kein Zeitvariationsmodussignal TM erzeugt wird (TM = "0"), d.h. wenn die zu erkennende Position x nicht zeitlich variiert, das von der Fehlerberechnungsschaltung 51 an den Selektoreingang B angelegte Ausgangssignal zur Zuführung an die Subtrahierschaltung 52 ausgewählt wird. Wenn der Eingang B des Selektors 55 gewählt ist, arbeitet die Schaltung von Fig. 17 in einer der Schaltung von Fig. 15 ähnlichen Weise; d.h. wenn die zu erkennende Position x ruht, d.h. sich nicht bewegt, werden die Ausgangsdaten der Berechnungsschaltung 51 direkt der Subtrahierschaltung 52 über den Eingang B zugeführt, so daß die Schaltung wie in Fig. 15 arbeitet.
Wenn hingegen das zeitvariationsmodussignal TM erzeugt wird (TM = "1"), d.h. wenn die zu erkennende Position x zeitlich variiert, wird das von der Halteschaltung 56 an den Selektoreingang A angelegte Ausgangssignal zur Zufuhr zur Subtrahierschaltung 52 ausgewählt. Sobald der Koinzidenzerkennungsimpuls EQP erzeugt wird, während das Modussignal "1" ist, wird ein UND-Zustand in einem UND-Gatter 57 erfüllt, das einen Impuls in Reaktion auf den Koinzidenzerkennungsimpuls EQP ausgibt. Der Ausgangsimpuls des UND-Gatters 57 wird als Haltebefehl an die Halteschaltung 56 ausgegeben, welche die Ausgangszähldaten des Zählers 42 in Reaktion auf den Haltebefehl hält. Wenn der Koinzidenzerkennungsimpuls EQP erzeugt wird, wird der Ausgang des Zählers 42 gleichzeitig in beiden Halteschaltungen 49 und 50 gehalten, D1 = D2 wird erfüllt und somit sind die in dem Datenhaltespeicher 56 gehaltenen Daten gleich D1 oder D2 (vorausgesetzt, daß D1 = D2).
Da der Koinzidenzerkennungsimpuls EQP erzeugt wird, sobald der jeweilige Nulldurchgangserkennungszeitpunkt der Ausgangssignale Y1 und Y2 zusammenfällt, d.h. sobald ±d + θ(t) = ±d - θ(t) erfüllt wird, sind die im Datenhaltespeicher 56 in Reaktion auf den Impuls EQP gehaltenen Daten äquivalent zu D1 oder D2 (vorausgesetzt, daß D1 = D2) und ist daher äquivalent zu
(D1 + D2)/2
Das bedeutet,
(D1 -v D2) / 2 = [{±d + θ(t)} + {(±d - θ(t)}] /2 = 2 (±d) / 2 = ±d
und dies bedeutet ferner, daß die in dem Datenhaltespeicher 56 gehaltenen Daten eine genaue Angabe des Phasenvariationsfehlers "±d" sind.
Wenn die zu erkennende Position x zeitlich variiert, werden Daten, welche den Phasenvariationsfehler "±d" genau angeben, in der Halteschaltung 56 in Reaktion auf den Koinzidenzerkennungsimpuls EQP gespeichert, und die Ausgangsdaten dieser Halteschaltung 56 werden über den Eingang A an die Subtrahierschaltung 52 geliefert. Dementsprechend kann die Subtrahierschaltung 52 nur die Daten θ(θ(t)) erhalten, wenn die Position x zeitlich variiert, welche genau nur der Position x entsprechen und aus denen der Phasenvariationsfehler "±d" eliminiert wurde.
In dem modifizierten Beispiel von Fig. 17 kann das UND-Gatter 57 wegfallen, so daß der Koinzidenzerkennungsimpuls EQP direkt an den Haltesteuereingang der Halteschaltung 56 angeleg qt wird.
Wie durch einen gestrichelten Pfeil dargestellt kann die Halteschaltung 56 die Ausgangsdaten "±d" der Fehlerberechnungsschaltung 51 anstelle der Zählausgangsdaten des Zählers 42 halten. In diesem Fall liegt der Ausgangszeitpunkt der Berechnungsschaltung 51 der Ausgangsdaten noch immer leicht gegenüber der Erzeugungszeit des Koinzidenzerkennungsimpulses EQP aufgrund von Betriebsverzögerungen der Halteschaltungen 49 und 50 und der Berechnungsschaltung 51 zurück, so daß vorzugsweise der Ausgang der Halteschaltung 51 in die Halteschaltung 56 gespeichert wird, nachdem er einer geeigneten Anpassung gegenüber der zeitlichen Verzögerung unterzogen wurde.
Es ist ersichtlich, daß in dem Fall, in dem der Erkennungsschaltungsabschnitt 41 unter ausschließlicher Berücksichtigung von dynamischen Charakteristika gebildet wird, die Möglichkeit besteht, die Schaltung 51 und den Selektor 55 der Fig. 17 und eine der Halteschaltungen 49 oder 50 der Fig. 15 wegfallen zu lassen.
Fig. 18 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Phasendifferenzerkennungsoperation zum Kürzen des Phasenvariationsfehlers "±d".
Das erste und das zweite Wechselstromausgangssignal A und B, die von den Sekundärwicklungen SW1 - SW2 des Wicklungsabschnitts 10 ausgegeben werden, werden in einen Erkennungsschaltungsabschnitt 60 eingeleitet. In der selben Weise wie in Fig. 15 dargestellt, wird das erste Wechselstromausgangssignal A (= sinθ · sinωt) in eine Phasenverschiebungsschaltung 44 des Abschnitts 60 eingegeben, in der seine elektrische Phase um einen vorbestimmten Betrag verschoben wird, um ein phasenverschobenes Wechselstromausgangssignal A' (= sinθ · cosωt) zu erhalten. In einer Subtrahierschaltung 46 wird eine Subtraktion des phasenverschobenen Wechselstromausgangssignals A' (= sinθ · cosωt) und des zweiten Wechselstromausgangssignals B (= cosθ · sinωt) vorgenommen, um ein Wechselstromsignal Y2 zu liefern, das durch die kurze Formel B -A' = cosθ · sinωt - sinθ · cosωt = sin(ωt - θ) ausgedrückt wird. Das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 46 wird der Nulldurchgangserkennungsschaltung 48 zugeführt, so daß ein Halteimpuls LP2 bei Erkennung eines Nulldurchgangspunkts ausgegeben und einer Halteschaltung 50 zugeleitet wird.
Das Ausführungsbeispiel von Fig. 18 unterscheidet sich von dem der Fig. 15 hinsichtlich der Referenzphase, die zum Messen des Phasendifferenzbetrags 0 zu einem Wechselstromsignal Y2 (= sin(ωt - θ)) dient, welches die der zu erkennenden Position x entsprechende Phasendifferenz enthält. Insbesondere ist die bei dem Ausführungsbeispiel von Fig. 15 zur Messung des Phasendifferenzbetrags θ verwendete Referenzphase die Nullphase des Referenzsinussignals sinωt, welches nicht in den Wicklungsabschnitt 10 eingegeben wird und so den Phasenvariationsfehler"±d", der durch verschiedene Faktoren verursacht wird, wie beispielsweise die Variation der Kabelimpedanz durch Temperaturänderungen etc., nicht aufweist. Deshalb bildet das Ausführungsbeispiel der Fig. 15 zwei Wechselstromsignale Y1 (= sin(ωt + A)) und Y2 ( = sin(ωt - θ)) und kürzt den Phasenvariationsfehler"±d" durch Berechnen der Phasendifferenz zwischen den beiden Signalen. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 18 ist hingegen zum Eliminieren des Phasenvariationsfehlers "±d" ausgebildet, indem auf der Basis des ersten und des zweiten Ausgangssignals A und B des Wicklungsabschnitts 10 die Referenzphase gebildet wird, die zum Messen des Phasendifferenzbetrags θ verwendet wird, derart daß die Referenzphase selbst den Fehler "±d" enthält.
Insbesondere werden im Erkennungsschaltungsabschnitt 60 der Fig. 18 das erste und das zweite Ausgangssignals A und B aus dem Wicklungsabschnitt 10 in Nulldurchgangserkennungsschaltungen 61 und 62 eingegeben, welche jede einen Nulldurchgang des entsprechenden Eingangssignals erkennt. Es sei angenommen, daß jede der Erkennungsschaltungen 61 und 62 einen Nulldurchgangserkennungsabschnitt in Reaktion auf einen nach positiv gehenden Nulldurchgangspunkt, an dem die Amplitude des entsprechenden Eingangssignals A oder B sich von einem negativen Wert zu einem positiven Wert verändert (sozusagen eine 0º Phase) und einen nach negativ gehenden Nulldurchgangspunkt aufweist, an dem die Amplitude des entsprechenden Eingangssignals A oder B sich von einem positiven Wert zu einem negativen Wert verändert (sozusagen eine 180º Phase). Der Grund ist, daß es, da sin θ und cosθ, welche die positive und die negative Polarität der Amplitude jedes Signals A und B bestimmen, in Reaktion auf den Wert von θ positiv oder negativ werden, zumindest erforderlich ist, einen Nulldurchgang alle 180º zu erkennen, um Nulldurchgangspunkte alle 360º auf der Basis der Kombination der beiden Signale zu erkennen. Die aus den beiden Nulldurchgangserkennungsschaltungen 61 und 62 ausgegebenen Nulldurchgangserkennungsimpulse werden von einer ODER-Schaltung 63 ODER-verknüpft und der sich ergebende Ausgang der ODER-Schaltung 63 wird einer geeigneten 1/2-Frequenzteiler/Impulsschaltung 64 derart zugeführt (die beispielsweise eine 1/2-Frequenzteilerschaltung wie ein T-Flipflop und ein einen Impuls ausgebendes UND-Gatter aufweisen kann), daß jeder zweite Nulldurchgangserkennungsimpuls ausgenommen wird, so daß der Nulldurchgang alle 360º, d.h. der nur der Null-Phase entsprechende Nulldurchgangserkennungsimpuls, als Referenzphasensignalimpuls RP ausgegeben wird. Dieser Impuls RP wird an den Rücksetzeingang eines Zählers 65 angelegt, der kontinuierlich vorbestimmte Taktimpulse CK zählt. Der Zähler 65 wird auf "0" rückgesetzt, wann immer der referenzphasensignalimpuls RP angelegt wird. Der Zählwert des Zählers 65 wird der Halteschaltung 50 zugeführt, in der sie mit der Erzeugungszeitgebung des Halteimpulses LP2 gehalten wird. Die derart in der Halteschaltung 50 gehaltenen Daten D1 werden als Messdaten der Phasendifferenz θ entsprechend der zu erkennenden Position x ausgegeben.
Das erste und das zweite Wechselstromausgangssignal des Wicklungsabschnitts sind als A (= sinθ · sinωt) bzw. B (= cosθ · sinωt) wiedergegeben und sind phasengleich. Jeweilige Nulldurchgangspunkte sollten daher zum selben Zeitpunkt erkannt werden: jedoch kann der Amplitudenpegel eines der Signale "0" oder nahe "0" werden, da die Amplitudenkoeffizienten in sinθ und cosθ variieren, so daß es praktisch unmöglich ist, die Nulldurchgangspunkte eines der Signale zu erkennen. Dieses Ausführungsbeispiel ist daher dadurch gekennzeichnet, daß die Nulldurchgangserkennungsverarbeitung für jedes der beiden Wechselstromausgangssignale A (= sinθ · sinωt) und B (= cosθ · sinωt) durchgeführt wird, und daß die Nulldurchgangserkennungsausgänge der beiden Signale ODER-verknüpft werden, so daß selbst wenn kein Nulldurchgang eines der beiden Signale wegen eines niedrigen Amplitudenpegels erkennbar ist, die Verwendung des Nulldurchgangserkennungsausgangssignals des anderen Signals mit einem relativ hohen Ausgangspegel möglich ist.
Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 18 ist das aus der Subtrahierschaltung 46 ausgegebene Wechselstromsignal Y2 sin(ωt -d-θ), wenn die durch die Kabelimpedanz des Wicklungsabschnitts 10 etc. verursachte Phasenvariation beispielsweise "-d" ist, wie in Fig. 19A dargestellt. In diesem Fall nehmen die Ausgangssignale A und B des Wicklungsabschnitts 10 jeweilige Amplitudenwerte sinθ und cosθ entsprechend dem Winkel θ an und enthalten entsprechende Phasenvariationsfehler, wie durch A = sinθ · sin(ωt - d) und B = cosθ · sin(ωt - d) wiedergegeben, wie in Fig. 19B dargestellt. Das bei dieser Zeitgebung auf der Basis der Nulldurchgangserkennung erhaltene Referenzphasensignal RP nach IFig. 19C ist um den Variationsfehler "-d" gegenüber einer Nullphase des normalen Referenzsinussignals sinωt verschoben. Ein genauer Winkelwert θ, der frei von dem Variationsfehler"-d" ist, wird durch Messen des Phasendifferenzbetrags des Wechselstromausgangssignals Y2 (= sin(ωt -d-θ)) der Subtrahierschaltung 46 erhalten.
Es sei darauf hingewiesen, daß nach dem Einstellen verschiedener Bedingungen, beispielsweise der Kabellänge des Wicklungsabschnitts 10, die Impedanzvariation hauptsächlich von der Temperatur abhängt. Der genannte Phasenvariationsfehler "±d" entspricht Daten, die eine Temperatur in einer Umgebung angeben, in der die Linearpositionserkennungsvorrichtung angebracht ist. Die Vorrichtung mit der Schaltung 51 zum Berechnen eines Phasenvariationsfehlers ±d wie in dem Ausführungsbeispiel der Fig. 15 kann den berechneten Phasenvariationsfehler ±d gegebenenfalls als Temperaturerkennungsdaten liefern. Infolgedessen bietet die erfindungsgemäße Anordnung den zusätzlichen Vorteil, daß sie nicht nur eine gegenwärtige Position des Erkennungsgegenstands liefern kann, sondern auch Daten liefern kann, die eine Umgebungstemperatur angeben, wobei nur ein Positionsdetektor verwendet wird, so daß ein Mehrzwecksensor erreicht wird, der bisher nicht existierte. Selbstverständlich ermöglichen die erfindungsgemäßen Anordnungen eine hochgenaue Positionserkennung, die genau auf den Erkennungsgegenstand reagiert, ohne wesentlich durch die Sensorimpedanzschwankungen durch Temperaturänderungen und die Länge von Kabeln beeinflußt zu werden. Da die Beispiele der Fig. 15 und 18 auf der Messung einer Phasendifferenz zwischen Wechselstromsignalen basiert, können sie eine Erkennung mit einer höheren Reaktionsempfindlichkeit liefern als durch das Verfahren nach Fig. 14 möglich.
Während die Phasendaten D1 und D2 der Ausgangssignale Y1 und Y2 im vorhergehenden Beispiel als digitalen Operationen unterzogen beschrieben wurden, so daß die Positionserkennungsdaten θ in digitaler Wiedergabe ausgegeben werden, können die Positionserkennungsdaten θ alternativ in analoger Form wiedergegeben werden. Hierzu ist es lediglich erforderlich, daß die berechneten Positionserkennungsdaten θ einer D/A-Wandlung (digitalanalog) unterzogen werden. Nach einem anderen Beispiel können analoge Operationen durch Schaltungen ausgeführt werden, wie in Fig. 20A dargestellt, um direkt die Positionserkennungsdaten θ in analoger Wiedergabe zu erhalten. In der Schaltung nach Fig. 20A erkennt eine Nulldurchgangserkennungsschaltung 80 jeden Nulldurchgangspunkt (d.h. Null-Grad-Phase) im erregenden primären Wechselstromsignal sinωt, um so einen Nulldurchgangserkennungsimpuls ZP zu erzeugen, Eine Phasendifferenzerkennungsschaltung 81 gibt einen gatterimpuls mit einer Zeitbreite aus, die einer Erzeugungszeitgebungsdifferenz +θ zwischen einem Nulldurchgangserkennungsimpuls (Halteimpuls) LP1 des Ausgangssignals Y1 (= sin(ωt + θ)) und dem Nulldurchgangserkennungsimpuls ZP (insbesondere plus θ ±d) entspricht. Dieser Gatterimpuls wird sodann an eine Spannungsumwandlungsschaltung 83 angelegt, die ihrerseits eine integrierte Spannung +Vθ ausgibt, welche der Impulszeitweite entspricht (d.h. eine analoge Spannung, die dem Phasenbetrag +θ ±d entspricht).
Eine andere Phasendifferenzerkennungsschaltung 82 gibt einen Gatterimpuls mit einer Zeitbreite aus, die einer Erzeugungszeitdifferenz -θ zwischen dem Nulldurchgangserkennungsimpuls ZP und einem Nulldurchgangserkennungsimpuls (Halteimpuls) LP2 des Ausgangssignals Y2 (= sin(ωt - θ)) (genauer: minus θ ±d) entspricht. Dieser Gatterimpuls wird sodann an eine Spannungswandlerschaltung 84 gegeben, die wiederum eine integrierte Spannung - Vθ ausgibt, welche der Impulszeitbreite entspricht (d.h. eine analoge Spannung, die dem Phasenbetrag -θ ±d entspricht). Diese Spannungen +Vθ und -Vθ werden von einem Addierer 85 addiert, die resultierende Summe wird durch zwei durch einen Teiler 86 geteilt und der Quotient des Teilers 86 wird sodann von der integrierten Spannung +Vθ subtrahiert. Auf diese Weise führen diese analogen Operatoren arithmetische Operationen ähnlich denjenigen durch, welche die Operatoren 49 bis 52 der Fig. 15 durchführen, und infolgedessen können sie analoge Positionserkennungsdaten θ liefern.
Die in der Fig. 20A dargestellte Schaltung kann in der in Fig. 20B dargestellten Weise vereinfacht werden, wobei eine Phasendifferenzerkennungsschaltung 88 einen Gatterimpuls mit einer Zeitbreite ausgibt, welche einer Erzegungszeitgebungsdifferenz 2θ zwischen dem Nulldurchgangsimpuls (Halteimpuls) LP1 des Ausgangssignals Y1 (= sin(ωt + θ)) und dem N Nulldurchgangsimpuls (Halteimpuls) LP2 des Ausgangssignals Y2 (= sin(ωt - θ)) entspricht. Dieser Gatterimpuls wird sodann an eine Spannungswandlerschaltung 89 gegeben, die wiederum eine integrierte Spannung ausgibt, welche der Impulszeitbreite entspricht (d.h. eine analoge Spannung, die dem Phasenbetrag 2θ entspricht). Die derart bestimmte analoge Spannung, bei der es sich um eine Spannung ohne den durch Temperaturänderungen etc. bewirkte Fehler ±d handelt, entspricht (oder ist proportional) zu θ und kann daher direkt als Positionserkennungsdaten θ verwendet werden.
Die zuvor beschriebenen verschiedenen Ausführungsbeispiele sind in der Lage, als Absolutwert eine Linearposition x innerhalb eines Bereichs einer Abstandslänge p zwischen den magnetischen Reaktionsteilen 22 zu erkennen. Absolutwerte von Linearpositionen x außerhalb dieser Abstandslänge p können durch einen geeigneten Zähler erhalten werden, der inkrementierend oder dekrementierend die Zahl der auftretenden Abstandslängen zählt, wenn das Erkennungsobjekt eine Abstandslänge p passiert. Dieses Zählen kann durch Inkrementieren oder Dekrementieren des Zählwerts des Zählers um eins je nach der Bewegungsrichtung der magnetischen Reaktionsteile 22 erfolgen, und zwar bei jedem Durchlauf des Ausgangssignals des Wicklungsabschnitts 10 durch einen Abstandslängenbereich. Es können beispielsweise Schaltungen gemäß Fig. 21 derart vorgesehen sein, daß Erkennungsschaltungen 70 und 71 feststellen, wann der auf dem Ausgangssignal des Wicklungsabschnitts 10 basierende digitale Messwert vom Maximum zum Minimum (M -> 0) oder vom Minimum zum Maximum (0 -> M) übergeht, um so ein Zähltriggersignal mit einem Wert "+1"' oder "-1" zu erzeugen, das von einem Zähler 72 zu zählen ist. In diesem Fall kann der Zählwert Np des Zählers 72 als höherrangigere Daten eines Positionserkennungswerts verwendet werden.
Alternativ können zwei Erkennungsabschnitte, die voneinander um eine Abstandslänge p differieren, auf beiden Seiten einer einzelnen Stange 210 angeordnet werden, wie in den Fig. 22A und 22B dargestellt, so daß Absolutwerte von Linearpositionen x über die Abstandslänge p hinaus auf der Basis des Vernier-Prinzips erkannt werden. Fig. 22A ist eine axiale Schnittdarstellung der Stange 210 entlang deren Achse, während Fig. 22B einen radialen Schnitt durch die Stange 210 entlang deren Durchmesser darstellt. Der erste Erkennungsabschnitt, der als Hauptmessung dient, wie bei den Ausführungsbeispielen der Fig. 11B und 11C, weist mehrere Ausnehmungsbereiche 21c (oder 21d) auf, die darin repetierend über die Länge einer Magnetstange 210 ausgebildet sind, so daß mehrere erhabene Bereiche als magnetische Reaktionsteile 22 ausgebildet sind, die sich in einem vorbestimmten Abstand P1 wiederholen, was zu einer alternierenden Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21c (oder 21d) und 22 führt. Der dem ersten Erkennungsabschnitt entsprechende Wicklungsabschnitt 10-1 weist vier Pole 11 bis 14 auf, wie in den Fig. 10 bis 12 dargestellt. In ähnlicher Weise weist der zweite Erkennungsabschnitt, der als Sekundärmessung dient, mehrere darin repetierend über die Länge einer Magnetstange 210 ausgebildete ausgenommenen Bereiche 21C' auf, so daß erhabene Bereiche als magnetische Reaktionsteile 22' gebildet sind, die sich in einem vorbestimmten Abstand P2 wiederholen, was zu einer alternierenden Wiederholung der ausgenommenen und erhabenen Bereiche 21c' und 22' führt. Der dem zweiten Erkennungsabschnitt entsprechende Wicklungsabschnitt 10-2 weist vier Pole 11 bis 14 auf, wie in den Fig. 10 bis 12 dargestellt. Die Abstände P1 und P2 im ersten und zweiten Erkennungsabschnitt unterscheiden sich voneinander um einen geeigneten Betrag. Durch arithmetisches Verarbeiten von Positionserkennungsdaten θ1 und θ2 aus dem ersten und dem zweiten Erkennungsabschnitt, lassen sich absolute Positionserkennungswerte in einem Bereich des kleinsten gemeinsamen Vielfachen der Abstandslängen P1 und P2 erhalten. In diesem Fall ist die Stange 210 selbstverständlich in geeigneter Weise geführt, um sich lediglich linear zu bewegen, ohne unabsichtlich in irgendeiner Weise gedreht zu werden.
Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel, das in Fig. 23 dargestellt ist, kann ein zweiter Wicklungsabschnitt mit axial langgesteckten Wicklungen 90, 91, 92 über einen vorbestimmten Bereich L (der länger als eine Abstandslänge p zwischen den magnetischen Reaktionsteilen ist) zusätzlich zu dem Wicklungsabschnitt 10 nach Fig. 1 vorgesehen sein, so daß absolute Positionen über den Bereich L über diese Wicklungen erkannt werden. Im zweiten Wicklungsabschnitt ist die Sekundärwicklung 91 außerhalb der Primärwicklung 90 angeordnet und eine zweite Sekundärwicklung 92 ist außerhalb der Sekundärwicklung 91 angeordnet, obwohl die Wicklungsanordnung in jeder anderen Reihenfolge vorliegen kann. Die beiden Sekundärwicklungen 91 und 92 haben die selbe Länge L und decken somit den selben Bereich L ab. Wie im folgenden beschrieben ist der Bereich L der Bereich, über den die Wicklungen 90, 91 und 92 absolute Positionen erkennen können. Die Stange 210 mit den repetierend in vorbestimmten Abständen p angeordneten magnetischen Reaktionsteilen tritt in diesen Bereich Lein und bewegt sich zusammen mit dem Erkennungsgegenstand. Es sei darauf hingewiesen, daß die Stange 210 nicht endlos ist und eine vorbestimmte Länge hat, wie dargestellt, so daß sie in den Bereich der Wicklungen 90, 91, 92 von einem axialen Ende her eintritt. Es ist ersichtlich, daß der Grad der magnetischen Kopplung zwischen den Wicklungen 90, 91, 92 entsprechend dem Eintrittsbetrag der mit den magnetischen Reaktionsteilen 22 versehenen Stange 210 in den Bereich variiert, so daß Ausgangssignale, die dem Eintrittsbetrag der Stange 21 entsprechen, d.h. einer aktuellen Position des Erkennungsgegenstands, aus den Sekundärwicklungen 91 und 92 erhalten werden kann.
Wie sich aus dem Vorhergehenden ersichtlich, liefert eine der Sekundärwicklungen 91 (oder 93) ein Wechselstromsignal mit einem Peak-Spannungspegel, der dem Eintrittsbetrag der mit den magnetischen Reaktionsteilen 22 versehenen Stange 210 in den Bereich L entspricht, d.h. einer aktuellen Position des Erkennungsgegenstands innerhalb des Bereichs L. In der einfachsten Form der vorliegenden Erfindung kann der Peak-Spannungspegel des Ausgangssignals von der Sekundärwicklung 91 (oder 92) gemessen und als absolute Positionserkennungsinformation für den Bereich L gesetzt werden. Um eine derartig einfache lange absolute Positionsinformation zu erhalten, müssen nicht beide Sekundärwicklungen 91 und 92 vorhanden sein, sondern eine genügt.
Das Setzen des gemessenen Spannungspegels als Positionserkennungsinformation hat jedoch den Nachteil, daß sich oft Fehler ergeben, da der Spannungspegel aufgrund von Temperaturveränderungen etc. zu Veränderungen neigt. Um diesen Nachteil zu vermeiden, sind die beiden Sekundärwicklungen 91 und 92 für die Primärwicklung 90 vorgesehen und Ausgleichswicklungsabschnitte 93 und 94 sind entsprechend diesen Sekundärwicklungen 91 und 92 vorgesehen, derart daß die Ausgangssignale der Sekundärwicklungen 91 und 92 voneinander verschieden sind, um eine Erkennung einer langen absoluten Position auf der Basis der elektrischen Phasenmessung zu ermöglichen. Es sei darauf hingewiesen, daß der Wicklungsabschnitt 10 und einzelne Wicklungen 90 bis 94 in einem zylindrischen Sensorkopf 95 angeordnet sind, und der Kopf 95 an einem seiner axialen Enden offen ist, um das Bewegen der Stange 21 in den und aus dem Kopf 95 zu ermöglichen.
Fig. 24 ist ein Schaltungsdiagramm zur Darstellung beispielhafter Verbindungen zwischen den einzelnen Wicklungen der Fig. 23, wobei jeder der Ausgleichswicklungsabschnitte 93 und 94 ein Paar von Primär- und Sekundärwicklungen 93p und 93s sowie 94p und 94s aufweist. Die Primärwicklungen 93p und 94p der Ausgleichswicklungsabschnitte 93 und 94 sind phasengleich mit der Primärwicklung 90 und werden durch ein vorbestimmtes Wechselstromsignal erregt (beispielsweise sinωt). Die Sekundärwicklung 93s des Ausgleichswicklungsabschnitts 93, die einer der Sekundärwicklungen 91 entspricht, die über den Erkennungsbereich L vorgesehen ist, ist in entgegengesetzter Phase mit der Sekundärwicklung 91 verbunden. In ähnlicher Weise ist die Sekundärwicklung 94s des Ausgleichswicklungsabschnitts 94s, die den anderen Sekundärwicklungen 92 entspricht, in entgegengesetzter Phase mit den Sekundärwicklungen 92 verbunden. Die beiden Sekundärwicklungen 91 und 92, die über den Erkennungsbereich L vorgesehen sind, sind zueinander hinsichtlich der Windungsanzahl identisch, während die sekundären Ausgleichswicklungen 93s und 94s mit unterschiedlichen Windungsanzahlen versehen. Es sei darauf hingewiesen, daß das distale Ende der Stange 21 (d.h. das magnetische Reaktionsteil 22) nicht so weit wie bis zur Position der Ausgleichswicklungsabschnitte 93 und 94 eindringt.
Gemäß der zuvor beschriebenen Anordnung können die Pegel der Ausgangssignale O1 und O2 der Sekundärwicklungen 91 und 92 durch geeignetes Einstellen der sekundären Ausgleichswicklungen 93s und 94s in Abhängigkeit von dem Eintrittsbetrag des magnetischen Körpers (d.h. der magnetischen Reaktionsteile 22 der Stange 21) in den Erkennungsbereich L derart angepaßt werden, daß sie eine trigonometrische Funktionscharakteristik über einen Teilbereich (im allgemeinen des 90º-Bereichs) zeigen, in dem sie um 90º zueinander phasenverschoben sind. Das differentielle Ausgangssignal O1 der Wicklungen 91 und 93a zeigt beispielsweise eine Sinusfunktionscharakteristik (diese ist der Einfachheit halber mit "sinα · sinωt" bezeichnet), während das differentielle Ausgangssignal O2 der Wicklungen 92 und 94s eine Cosinusfunktionscharakteristik zeigt (diese ist der Einfachheit halber mit "cosα · sinωt" bezeichnet). Der Winkel α, der dem Erkennungsbereich L entspricht, repräsentiert einen Bereich von ungefähr 90º, da Variationen über einen vollen Bereich von 360º aus strukturellen Gründen nicht erkannt werden können. Zwar kann der Winkel α, der dem Erkennungsbereich L entspricht, auf einen Bereich von mehr als 90º erweitert werden, jedoch ist es zuverlässiger, den Winkel α auf einen Bereich von 90º zu setzen. Ferner kann der Erkennungsvorgang mit einem auf einen beschränkten Winkelbereich von weniger als 90º bezogenen Erkennungsbereich L durchgeführt werden, in dem eine stabilere Erkennung möglich ist. Es ist ersichtlich, daß α einer aktuellen Position des Erkennungsgegenstands im Erkennungsbereich L entspricht.
Bei der zuvor beschriebenen Anordnung sind die Ausgangssignale O1 und O2 der Sekundärwicklungen 91 und 92 zweiphasige Signale wie diejenigen, welche aus einem herkömmlichen Resolver ausgegeben werden, d.h.
O1 = sinα · sinωt; und
O2 = cosα · sinωt
Wie aus dem Vorhergehenden ersichtlich, nehmen diese Ausgangssignale O1 und O2 dieselbe Form wie die genannten beiden Wechselstromausgangssignale A (= sinθ · sinωt) und B (= cosθ · sinωt) an und können über die Phasentyperkennungsschaltung der Fig. 14 bis 18 digital gemessen werden, wobei das "α" als elektrischer Phasenwinkel verwendet wird. Die Darstellung und Beschreibung derartiger Erkennungsschaltungen entfallen an dieser Stelle, um unnötige Wiederholungen zu vermeiden. Es sei darauf hingewiesen, daß zwar die Erkennungsschaltung für θ und die Erkennungsschaltung für "α" in diesem Fall separat vorgesehen sind, jedoch können einige der Hardwareschaltungen wenn möglich gemeinsam genutzt werden und einzelne digitale Messungen können auf Zeitteilungsbasis erfolgen. Ferner kann der Winkel α in analoger Darstellung erhalten werden.
Auf die vorgenannte Weise können absolute Daten, die eine aktuelle Position der Stange 21 im Erkennungsbereich L angeben, durch Messung des Winkels α bestimmt werden. Da der längere Erkennungsbereich L dem Phasenwinkelbereich von ungefähr 90º entspricht, sind die bestimmten absoluten Daten gröber als die Erkennungsgaten θ, die auf den Ausgangssignalen A und B des Wicklungsabschnitts 10 basieren und mit einer Auflösung von 360º entsprechend dem kurzen Bereich p erkannt werden. Da eine genaue absolute Positionserkennungsauflösung innerhalb des kürzeren Bereichs p auf der Basis der Ausgangssignale A und B des Wicklungsabschnitts 10 erhalten werden kann, entstehen jedoch keine erheblichen Probleme, selbst wenn die absolute Positionserkennungsauflösung innerhalb des längeren Bereichs L grob ist. Das heißt, es ist lediglich erforderlich, absolute Positionserkennungsdaten zu erhalten, die so präzise sind wie die Länge des Abstands p zwischen den magnetischen Reaktionsteilen 22.
Es ist möglich, absolute Positionserkennungsdaten mit einer hohen Genauigkeit über einen langen Bereich aus einer Kombination von digitalen absoluten Positionserkennungsdaten, die von dem Wicklungsabschnitt 10 gelieferten "θ" entsprechen, und digitalen absoluten Positionserkennungsdaten zu erhalten, die "α" entsprechen, das von den zusätzlichen Wicklungen 90, 91 und 92 geliefert wird.
Es sei darauf hingewiesen, daß, da die magnetischen Reaktionsteile 22 intermittierend entlang der Stange 21 ausgebildet sind, die Induktanzvariationen (Kopplungskoeffizientenänderungen) in den zusätzlichen Wicklungen 90, 91, 92, welche durch das Eintreten der Stange 21 in die Wicklungen 91 und 92 in den Erkennungsbereich L erzeugt werden, keine gleichmäßige Sinus- oder Cosinuskurve bilden und Unregelmäßigkeiten aufweisen; ein ernstes Problem entsteht jedoch aus der Unregelmäßigkeit nicht, wenn eine geeignete Verarbeitung zum geeigneten Abstumpfen der Ausgangswellenform angewendet wird. Selbst wenn eine derartige Verarbeitung nicht angewendet wird, kann die gewünschte Messung ohne Probleme durchgeführt werden, da die grobe Messgenauigkeit von "α" ausreicht.
Bei Anwendungen, die keine genaue Erkennungsauflösung erfordern, können nur die längeren Wicklungen 90, 91, 92 in dem Beispiel der Fig. 23 vorgesehen sein, wobei der Wicklungsabschnitt 10 wegfällt, wie in Fig. 25 dargestellt. In diesem Fall ist es nicht erforderlich, mehrere magnetische Reaktionsteile 22 vorzusehen, und die Stange 21 selbst kann ein einzelnes magnetisches Reaktionsteil 22 sein. Wenn die Stange 21 aus einem magnetischen Metallmaterial besteht, kann die Stange 21 selbst ein einzelnes magnetisches Reaktionsteil 22 sein. Bei dem Beispiel von Fig. 25 ist die Länge L' der einzelnen Wicklungen 90, 91 und 92 um einen Betrag, der der Länge des entfallenen Wicklungsabschnitts 10 entspricht, länger als im Beispiel von Fig. 23. Das Beispiel nach Fig. 25 arbeitet in der gleichen Weise wie zuvor in Zusammenhang mit den Fig. 23 und 24 beschrieben.
Das Beispiel von Fig. 25 kann nur eine grobe Positionserkennungsauflösung liefern, da die Wicklungsanordnung die resultierenden Induktanzvariationen auf einen Bereich von 0 bis 90º einer Sinusfunktion oder dergleichen beschränkt. Fig. 26 zeigt eine Verbesserung gegenüber dem Beispiel von Fig. 25, die in der Lage ist, eine absolute Position mit erhöhter Auflösung über einen langen Bereich unter Verwendung eines einzigen Erkennungsabschnitts zu erkennen.
Bei dem Beispiel von Fig. 26 weist der Sensorkopf 95 über einen vorbestimmten Erkennungsbereich L mehrere Primär- und Sekundärwicklungen auf, die in vorbestimmter Weise angeordnet sind, wie später beschrieben. Die Stange 96 aus einem magnetischen (oder elektrisch leitfähigen) Material hat eine vorbestimmte Länge, die im wesentlichen gleich derjenigen des Erkennungsbereichs L ist, und eines ihrer axialen Enden bewegt sich in den und aus dem Bereich L. Im sensorkopf 95 sind die Wicklungen vorgesehen und die jeweiligen Windungsanzahlen und die Richtung der Windungen sind derart in geeigneter Weise geregelt, daß Induktanzvariationen über einen Zyklus (0 bis 360º) einer gewünschten trigonometrischen Funktion in Reaktion auf eine Position des distalen Endes der Stange 96 innerhalb des Bereichs L erfolgt. Die Fig. 27 A bis 27D zeigen Beispiele, bei denen Induktanzvariationen einer Sinusfunktionscharakteristik erhalten werden, während die Fig. 28A bis 28D Beispiele zeigen, bei denen Induktanzvariationen einer Cosinusfunktionscharakteristik erhalten werden.
Fig. 27A zeigt eine Kurve von Ausgangsspannungspegeln eines gewünschten Sinuscharakteristikausgangssignals A (= sinθ · sinωt), wobei die horizontale Achse verschiedene Positionen x des distalen Endes der Stange 96 innerhalb des Erkennungsbereichs L wiedergibt, und θ wie in den vorhergehenden Beispielen X entspricht (oder zu diesem proportional ist).
In Fig. 27B sind entlang der vertikalen Achse die Windungsanzahlen an verschiedenen Stellen innerhalb des Erkennungsbereichs L aufgetragen, die ein akkumulatives Erhalten von synthetisierten Induktanzcharakteristika vom Sinustyp nach Fig. 27A ermöglichen, während sich der magnetische Körper im Bereich L in positiver Richtung entlang der horizontalen Achse bewegt. In er Figur zeigt jeder mit"x" bezeichneter Punkt eine spezifische Anzahl von Windungen "N", während jeder mit "c" markierte aufgetragene Punkt eine andere Windungsanzahl "N/2" angibt. Es ist für den Fachmann auf diesem gebiet ersichtlich, daß der aufgetragene Punkt sich an beliebiger Stelle über der Funktionslinie von Fig. 27B befinden kann, und die Anzahl der Windungen eine beliebige gewünschte Anzahl entsprechend dem gewünschten aufgetragenen Punkt sein kann.
Fig. 27C zeigt ein Beispiel, bei dem der Sensorkopf 95 vier Sekundärwicklungen 101, 102, 103 und 104 mit jeweils N Windungen aufweist, welche im Bereich L entsprechend den einzelnen aufgetragenen Punkten "x" verteilt angeordnet sind. Ausgangssignale der vier Wicklungen 101 bis 104 werden additiv synthetisiert, um ein gewünschtes Sinusausgangssignal A (= sinθ · sinωt) zu liefern. Das Minuszeichen in "-N" gibt eine umgekehrte Windungsrichtung an. Mit der sequentiellen Bewegung des distalen Endes der magnetischen Stange 96 von der am weitesten links gelegenen Sekundärwicklung 101 und durch die anderen Wicklungen 102, 103 und 104, werden Ausgangssignale akkumulativ erhalten, welche zu einem Sinuscharakteristikausgangssignal A(sinθ · sinωt) führen, welches seinen vollen Zyklus innerhalb des Erkennungsbereichs L abschließt, wie in der Fig. 27A dargestellt.
Fig. 27D zeigt ein Beispiel, bei dem der Sensorkopf 95 so aufgebaut ist, daß er eine glattere Sinuskurve des Ausgangssignals A ( = sin8 sinωt) erreicht. Es sind Sekundärwicklungen mit N Windungen entsprechend den einzelnen aufgetragenen Punkten "x" und andere Sekundärwicklungen mit N/2 Windungen sind entsprechend den einzelnen aufgetragenen Punkten "c" vorgesehen.
Die Fig. 28A bis 28D erläutern eine Anordnung von Sekundärwicklungen, die zum Erhalten eines gewünschten Cosinusausgangssignals B (= cosθ · sinωt) dienen, wobei die Sekundärwicklungen gegenüber den Sekundärwicklungen der Fig. 27A bis 27D um 90º verschoben sind (d.h. eine Strecke von L/4). Fig. 27C zeigt ein Beispiel, bei dem vier Sekundärwicklungen 201, 202, 203 und 204 mit jeweils N Windungen in dem Bereich L verteilt angeordnet sind, wie in dem zuvor beschriebenen Beispiel von Fig. 27C. Fig. 28D zeigt ein Beispiel, bei dem die Sekundärwicklungen dichter angeordnet sind, um so eine glattere Cosinuskurve des Ausgangssignals B (= cosθ · sinωt) zu erhalten, wie bei dem beschriebenen Beispiel der Fig. 27D. Es sei angenommen, daß in der Praxis eine Hilfs-Sekundärwicklung 205 zusätzlich vorgesehen ist, wie im linken Bereich der Fig. 28C angegeben, welche dem Ausgleich eines Anstiegs der Cosinus-Charakteristikinduktanz am Null-Grad-Punkt (oder Startpunkt) dient. Wenn die Wicklungsanordnungen der Fig. 27C und 28C verwendet werden, müssen die ein Sinussignal ausgebenden Sekundärwicklungen 101 bis 104 und die ein Cosinussignal ausgebenden Sekundärwicklungen 201 bis 204 an den selben Stellen angeordnet sein; dies kann durch doppelte Windungen erfolgen. Alternativ können die ein Cosinussignal ausgebenden Sekundärwicklungen 201 bis 204 in zwei Gruppen aufgeteilt werden, die separat in engem Kontakt mit den gegenüberliegenden Seiten der Gruppe von ein Sinussignal ausgebenden Sekundärwicklungen 101 bis 104 vorgesehen sein, die an vorbestimmten Stellen angeordnet sind.
Der Sensorkopf 95 enthält die ein Sinussignal ausgebenden Sekundärwicklungen 101 bis 104 und die ein Cosinussignal ausgebenden Sekundärwicklungen 201 bis 204 sowie Primärwicklungen, die zur Erregung durch ein einphasiges Wechselstromsignal sinωt in geeigneter Weise angeordnet sind (z.B. entsprechend den einzelnen Sekundärwicklungen). Bei einer derartigen Anordnung werden zweiphasige (Sinus und Cosinus) Ausgangssignale vom Resolver-Typ A (= sinθ · sinωt) und B (= cosθ · sinωt) vom Sensorkopf 95 geliefert, wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1. Daten des Phasenwinkels θ, die einer Position des Erkennungsgegenstands entsprechen, können aus diesen zweiphasigen Ausgangssignalen A und B wie zuvor beschrieben erhalten werden.
Gemäß den zuvor beschriebenen Beispielen der Fig. 26 bis 28 können absolute Positionen über den längeren Bereich L mit einer hochgenauen Auflösung (d.h. einer Auflösung, die Phasenvariationen über einen Zyklus durch den Bereich L entspricht) erhalten werden, wobei nur ein einziger Erkennungsabschnitt verwendet wird (der Sensorkopf 95 und die Stange 96). Die Stange 96 kann eine nicht flexible Metallstange sein. Wenn es gewünscht wird, die Detektorvorrichtung in hohem Maße kompakt auszubilden, kann die Stange 96 aus einem dünnen magnetischen Draht, beispielsweise einem Klavierdraht, gebildet sein.
Es sei darauf hingewiesen, daß das Beispiel der Fig. 26 derart aufgebaut ist, daß die Stange 96 in einem ringförmigen Raum umgeben von den Wicklungen innerhalb des Sensorkopfs 95 angeordnet ist, d.h. daß die axiale Richtung jeder der Wicklungen mit der Richtung der linearen Verschiebung der Bewegung x der Stange 96 zusammenfällt. Der beschriebene Aufbau ist jedoch nur illustrativ und alternativ kann die axiale Richtung jeder der Wicklungen so gewählt werden, daß sie senkrecht zur Richtung er linearen Bewegung x der Stange 96 verläuft, wie in der Fig. 29 oder 30 dargestellt.
In den Fig. 29 und 30 können die Sekundärwicklungen innerhalb des Sensorkopfs 95 wie in Fig. 27C und 27D und in den Fig. 28C und 28D dargestellt angeordnet sein. Bei dem Beispiel von Fig. 29 liegt der variable magnetische kopplungsabschnitt 97 als flache magnetische (oder elektrisch leitfähige) Platte vor. In dem Beispiel der Fig. 30 liegt der variable magnetische Kopplungsbereich 98 als segmentförmiger magnetischer (oder elektrisch leitfähiger) Körper vor, der um einen Drehzapfen 99 in einem begrenzten Winkelbereich (z.B. einem Bereich von ungefähr 90 bis 120º) verschwenkbar ist. Während die Detektorvorrichtung von Fig. 29 dem Erkennen einer linearen Verschiebung des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 97 dient, dient die detektorvorrichtung von Fig. 30 der Erkennung einer bogenförmigen oder gekrümmten Verschiebung des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 98. In der Theorie ist die erfindungsgemäße Erkennungsvorrichtung auf das Erkennen der Bahn einer derartigen bogenförmigen oder gekrümmten Verschiebung anwendbar, das heißt, die Anwendung der erfindungsgemäßen Erkennungsvorrichtung ist nicht auf die Erkennung einer linearen Verschiebung beschränkt und kann auf die Erkennung einer aktuellen Position eines Erkennungsgegenstands erweitert werden, der sich entlang einer Linearen oder gebogenen Spur bewegt. Selbstverständlich kann die zuvor dargestellte vertikale Beziehung zwischen den Wicklungen und dem variablen magnetischen Kopplungsbereich 97 oder 98 wie erforderlich umgekehrt werden, und die Verschiebung des Erkennungsgegenstands x kann in vertikaler Richtung anstatt in horizontaler Richtung erfolgen.
Es sei ferner darauf hingewiesen, daß das Beispiel nach Fig. 29 auf Fälle anwendbar ist, in denen der Sensorkopf 96 über einen relativ langen Bereich angeordnet ist. Durch Einbetten des Sensorkopfs in der Straße kann beispielsweise ein darauf fahrendes Fahrzeug als der variable magnetische Kopplungsabschnitt 97 angesehen werden, wodurch eine Messung eines Eintrittsbetrags des Fahrzeugs in einen vorbestimmten Bereich möglich wird. Verschiedene andere Anwendungen sind ebenfalls möglich. Wie das zuvor beschriebene Beispiel der Fig. 26 ermöglicht das Beispiel der Fig. 29 das Erkennen absoluter Positionen über den längeren Bereich L mit einer hochpräzisen Auflösung (d.h. einer Auflösung, die Phasenvariationen über einen Zyklus durch den Bereich L entsprechen), wobei ein einzelner Erkennungsabschnitt verwendet wird (der Sensorkopf 95 und der variable magnetische Kopplungsabschnitt 97).
Da sich der variable magnetische Kopplungsabschnitt 98 entlang einer gebogenen Bahn bewegt, ist das Beispiel von Fig. 30 auf Positionserkennungen über einen sehr langen Bereich anwendbar. Die zuvor in Zusammenhang mit den Fig. 26 bis 28 beschriebenen Ausführungsbeispiele sind nicht notwendigerweise auf die Erkennung von absoluten Positionen über einen langen Bereich begrenzt und können selbstverständlich auf die Erkennung von absoluten Positionen 1 über einen relativ kurzen Bereich angewandt werden.
Wie für den Fachmann auf diesem gebiet ersichtlich, können die Erkennungsabschnitte in den genannten Ausführungsbeispielen, die jeweils den Wicklungsabschnitt 10 und die magnetischen Reaktionsteile 22 aufweisen, als herkömmlich bekannte Phasenverschiebungs-Positionsdetektoren ausgebildet sein. Beispielsweise können im Wicklungsabschnitt 10 der Fig. 1 die Verhältnisse zwischen den Primär- und Sekundärwicklunge derart umgekehrt sein können, daß die Sinusphasenwicklung SW1 und die Minus-Sinusphasenwicklung SW3 durch Sinussignale entgegengesetzter Phasen (sinωt und -sinωt) erregt werden, und die Cosinusphasenwicklung SW2 und die Minus-Cosinusphasenwicklung SW4 können durch Cosinussignale entgegengesetzter Phasen (cosωt und -cosωt) erregt werden, so daß die Wicklungen PW1 bis PW5 das Ausgangssignal sin (ωt - θ) ausgegeben wird, das die elektrische Phasenverschiebung θ entsprechend eine aktuellen Position des Erkennungsgegenstands x enthält.
Fig. 31 zeigt ein Beispiel für eine nützliche Anwendung, bei der ein flexibler Draht verwendet wird. Bei dieser Anwendung wird ein elektrischer Draht 75 wie bei einem normalen Aufzug zusammen mit der linearen Verschiebung eines Erkennungsgegenstands (Fahrstuhlkabine) 76 bewegt. Das heißt, daß in Reaktion auf die Betätigung eines Antriebsmechanismus 77 zum Bewegen des Erkennungsgegenstands 76, wird der elektrische Draht 75 auf eine Spule 78 aufgerollt oder von dieser abgerollt. Wie im unteren linken Teil der Fig. 31 in teilweise vergrößerter weggebrochener Darstellung erkennbar, weist die aus einem flexiblen Draht bestehende Stange 21 mehrere magnetische Reaktionsteile 22 auf, die an dieser in einem vorbestimmten gegenseitigen Abstand p wie bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 1 angeordnet sind. Eine derartige Stange 21 ist zusammen mit einem elektrischen Kabel 75 in einer Abdeckung 79 vorgesehen, um eine mehradrige Kabelstruktur zu bilden, so daß die Stange 21 auf die Spule 78 zusammen mit dem elektrischen Draht 75 aufgewickelt und abgerollt wird. Der Wicklungsabschnitt 10 (siehe beispielsweise Fig. 1) ist an einer vorbestimmten Stelle fixiert und dient dem Liefern eines Positionserkennungssignals in Reaktion auf die Verschiebung des elektrischen Drahts 75 und damit der magnetischen Reaktionsteile 22.
Fig. 32 ist eine axiale Schnittdarstellung eines Falls, bei dem die lineare Positionserkennungsvorrichtung der vorliegenden Erfindung als Vorrichtung zum Erkennen der Hubposition eines Fluiddruckzylinders angewandt wird. Zwar ist die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung zur Vereinfachung der Darstellung hier nur mit der Stange 96 (oder einer Kombination der Stange 21 mit den magnetischen Reaktionsteilen 22) und dem Sensorkopf 95 dargestellt, jedoch kann sie jedes Ausführungsbeispiel der Fig. 1 bis 29 verwenden. Der Sensorkopf 95 ist an einem seiner axialen Enden in einem hohlzylindrischen Körper 300 angeordnet und die Stange 96 (oder eine Kombination aus der Stange 21 und den magnetischen Reaktionsteilen 22) ist an einem seiner axialen Enden in einer hohlen Kolbenstange 301 angebracht. Der Innenraum der Kolbenstage 301 ist derart bemessen, daß er den Eintritt des Sensorkopfs 95 in diesen ermöglicht. Im Sensorkopf 95 sind selbstverständlich Primär- und Sekundärwicklungen in fluiddichtem oder luftdichtem Zustand vorgesehen und in einer vorbestimmten Anordnung angeordnet. Mit der Bewegung der Kolbenstange 302 wird die Stange 96 der Detektorvorrichtung linear verschoben, so daß der Sensorkopf 95 ein Ausgangssignal in Reaktion auf die Verschiebung erzeugt.
Wie zuvor erwähnt, ist die vorliegende Erfindung nicht nur auf eine lineare Bewegung sondern auch auf eine gebogene und andere gekrümmte Bewegungswege eines Erkennungsgegenstands anwendbar.
Durch die Verwendung neuartiger Hardwarefeatures in der Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp kann die Positionserkennung nach einem beliebigen anderen Typ von Positionserkennungsverfahren als den zuvor beschriebenen Resolver-Typ erfolgen. Beispielsweise können die neuartigen strukturellen Merkmale des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts 20 auf eine Vielzahl von Positionserkennungsverfahren angewandt werden. Ferner können einige der neuartigen und bedeutenden Teile selektiv zum Schaffen einer Positionserkennungsvorrichtung verwendet werden. Es sollte ferner ersichtlich sein, daß der variable magnetische Kopplungsabschnitt 20 eine beliebige andere Form als die zuvor beschriebene Stangenform haben kann. Sämtliche Modifikationen fallen in den Rahmen der vorliegenden Anspruchsfassung.
Die in der genannten Weise ausgebildete Erfindung bietet eine Vielzahl von großen Vorteilen, wie im folgenden beschrieben.
Durch das Erregen mittels eines einphasigen Wechselstromsignals kann die vorliegende Erfindung den Aufbau der Erregungsschaltung erheblich vereinfachen. Da ferner der variable magnetische Kopplungsabschnitt mehrere magnetische Reaktionsteile aufweist, die eine vorbestimmte magnetische Reaktionscharakteristik haben und mit einem vorbestimmten gegenseitigen Abstand entlang der Richtung der linearen Verschiebung angeordnet sind, können Signale, die periodisch in Zyklen variieren, welche jeweils der Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile entsprechen, als in den Sekundärwicklungen erzeugte induktive Wechselstromausgangsignale erhalten werden, und somit erreicht die vorliegende Erfindung einen wesentlich erweiterten Erkennungsbereich.
Ferner kann die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung zwei Wechselstromausgangssignale (Sinus- und Cosinusphasenausgangssignale) liefern, die denen ähnlich sind, welche von allgemein als Resolver bekannten herkömmlichen Dreherkennungsvorrichtungen geliefert werden. Daher kann die erfindungsgemäße Linearpositionserkennungsvorrichtung ferner Phasenerkennungsschaltungen aufweisen, die das erste und das zweite Wechselstromausgangssignal empfangen, um Phasenwerte der Sinus- und der Cosinusfunktion zu erkennen, welche den Amplitudenwerten dieser beiden Signale entsprechen. Durch Verwenden einer derartigen Phasenerkennungsschaltung vom Resolver-Typ kann die vorliegende Erfindung vorteilhafterweise den Nachteil der bekannten auf Phasenverschiebung beruhenden Linearpositionserkennungsvorrichtungen vermeiden, bei denen Fehler in der elektrischen Phase des sekundären Ausgangssignals auftreten, wenn die Impedanz der Primär- und der Sekundärwicklungen aufgrund von Temperaturveränderungen etc. variiert.
Durch die genannte Ausbildung, bei der mehrere Sekundärwicklungen in vorbestimmten Intervallen im Bereich einer Abstandslänge p zwischen den magnetischen Reaktionsteilen angeordnet sind, kann die Gesamtgröße des gesamten Wicklungsabschnitts auf eine relativ kleine Größe reduziert werden, die praktisch einer Abstandslänge zwischen den magnetischen Reaktionsteilen entspricht, was einen erheblichen Beitrag zur erwünschten Miniaturisierung der erfindungsgemäßen Linearpositionserkennungsvorrichtung darstellt. Da ferner mehrere der von einem Wechselstromsignal der gleichen Phase erregte Primärwicklungen separat zwischen den Sekundärwicklungen angeordnet sind, können die von den Primärwicklungen erzeugten Magnetfelder effelktiv auf die einzelnen Sekundärwicklungen einwirken und die magnetischen Reaktionsteile können effektiv die Magnetfelder beeinflussen, was erheblich zu einer ausreichenden Erkennungsgenauigkeit beiträgt.
Erfindungsgemäß weist der variable magnetische Reaktionsabschnitt einen Kernbereich aus einem Draht sowie magnetische Reaktionsteile in der Form verpresster Metallteile auf, die am Kernbereich vorgesehen sind, oder als über den Draht gefädelte kugelartige Elemente ausgebildet sind. Hierdurch wird ein effektiv vereinfachter Aufbau der Erkennungsvorrichtung bewirkt, die daher mit extrem geringen Kosten und erhöhter Leichtigkeit hergestellt werden kann. Darüber hinaus kann der Gesamtdurchmesser des variablen magnetischen Kopplungsabschnitts verringert werden, das heißt, der Kernbereich kann den selben geringen Durchmesser wie der Draht aufweisen, zuzüglich der Dicke der Metallteile, wodurch die Größe der Linearpositionserkennungsvorrichtung als Ganzes erheblich verringert wird. Da ferner der Kernabschnitt aus dem Draht besteht, ist er vorteilhaft kostengünstig, leicht und ausreichend flexibel, während er gleichzeitig eine ausreichende mechanische Festigkeit aufweist und ebenfalls zum Erkennen von linearen Positionen über einen weiten Bereich sehr geeignet ist.
Ferner können die genannten verschiedenen neuartigen und hervorragenden Vorteile durch eine Linearpositionserkennungsvorrichtung mit der Phasendifferenzerkennungsoperationsschaltung erreicht werden.

Claims

1. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp mit: einem Wicklungsabschnitt (10) mit einer Primärwicklung (PW1-PW5) und wenigstens zwei Gruppen von Sekundärwicklungen (SW1-SW4; 101-104, 201-204; 91, 92), die derart angeordnet sind, daß sie Wechselstromausgangssignale entsprechend vorbestimmten unterschiedlichen Amplitudenfunktionen in Reaktion auf eine innerhalb eines vorbestimmten Bereichs erfolgende Linearbewegung des Erkennungsgegenstandes erzeugen, wobei die Amplitudenfunktion der ersten Gruppe von Sekundärwicklungen (SW1, SW3; 91; 101-104) eine Sinusfunktion und die Amplitudenfunktion der zweiten Gruppe von Sekundärwicklungen (SW2, SW4; 92; 201-204) eine Cosinusfunktion ist;

- einem magnetischen Reaktionsteil (22; 96; 97; 98) mit vorbestimmter Länge, das zusammen mit der Linearbewegung des Erkennungsgegenstandes relativ zum Wicklungsabschnitt (10) bewegbar ist, und

- einer Phasenerkennungsschaltung (41-52; 53-55; 60-65; 80-87; 88, 89), die ein erstes und ein zweites Wechselstromausgangssignal (A, B) von der ersten und der zweiten Gruppe von Sekundärwicklungen empfängt und Phasenwerte (A) der Sinus- und der Cosinusfunktionen erkennt, die Amplitudenwerten des ersten und des zweiten Wechselstromausgangssignals (A, B) entsprechen,

dadurch gekennzeichnet,

- daß die Primärwicklung (PW1-PW5) durch ein einphasiges Wechselstromsignal erregt wird, wobei die Phasenerkennungsschaltung eine Schaltung (44, 45, 46) aufweist, die eine Addition oder eine Subtraktion zwischen einem Signal, das durch Verschieben der elektrischen Phase des ersten oder des zweiten Wechselstromausgangssignals (A,B) um einen vorbestimmten Winkel abgeleitet wird, und dem anderen der ersten und zweiten Wechselstromausgangssignale (A, B) durchführt, um dadurch ein elektrisches Wechselstromsignal (Y1, Y2) mit einer elektrischen Phase zu erzeugen, die den Phasenwerten (θ) entspricht, und eine Schaltung (47-52; 53-55; 60-65; 80-87 : 88, 89), welche die elektrische Phase des elektrischen Wechselstromsignals (Y1, Y2) erkennt.

2. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 1, bei der vier der Sekundärwicklungen (SW1-SW4) in dem Wicklungsabschnitt (10) vorgesehen sind, und Amplitudenfunktionen induktiver Wechselstromausgangssignale, die in den Sekundärwicklungen (SW1-SW4) erzeugt werden, Sinus-, Cosinus-, Minus-Sinus- und Minus-Cosinus- Funktionen entsprechen, und bei der die induktiven Wechselstromausgangssignale der Sinus- und der Minus-Sinus-Funktion synthetisiert werden, um das erste Wechselstromausgangssignal (A) zu liefern, und die induktiven Wechselstromausgangssignale der Cosinus- und der Minus- Cosinus-Funktion synthetisiert werden, um das zweite Wechselstromausgangssignal (B) zu liefern.

3. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 1, bei der mehrere magnetische Reaktionsteile (22) aufeinanderfolgend mit einem vorbestimmten Abstand in Richtung der linearen Bewegung angeordnet sind, und die Sekundärwicklungen (SW1-SW4) in vorbestimmten Intervallen innerhalb eines Bereichs einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile (22) angeordnet sind.

4. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 3, bei der die Richtung der Wicklungsachsen der Primär- und Sekundärwicklungen (PW1-PW5; SW1-SW4) im wesentlichen mit der Richtung der Linearbewegung zusammenfällt, und magnetischen Reaktionsteile (22) in die Primär- und Sekundärwicklungen eingesetzt sind.

5. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der mehrere, durch das einphasige Wechselstromsignal zu erregende Primärwicklungen (PW1-PW5) zwischen den Sekundärwicklungen (SW1-SW4) separat von diesen vorgesehen sind.

6. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner eine zusammen mit der Bewegung des Erkennungsgegenstands relativ zum Wicklungsabschnitt (10) bewegbare Leitung (21) aufweist, und bei der mehrere magnetische Reaktionsteile (22) in Form von Metallteilen entlang der Leitung aufeinanderfolgend in einem vorbestimmten Abstand angeordnet und an der Leitung angebracht sind.

7. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 6, bei der jedes der Metallteile ein Federstift ist, der durch Klemmen an der Leitung angebracht ist.

8. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei der die Richtung der Wicklungsachsen der ersten und zweiten Wicklungen (PW1-PW4, SW1-SW4) im wesentlichen senkrecht zur Richtung der Linearbewegung verläuft und jede der Primär- und Sekundärwicklungen auf einen Magnetpolkern (11-14) gewickelt ist.

9. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 3, bei der die Phasenerkennungsschaltung (41-52; 53-55; 60-65; 80-89) Daten des erkannten Phasenwerts (0) erzeugt, welche eine Lineare Position des Erkennungsgegenstandes in einem Absolutwert innerhalb des Bereichs einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile (22) wiedergibt, und die Linearpositionserkennungsvorrichtung ferner eine Schaltung (70-72) aufweist, die auf der Basis der Daten der Phasenerkennungsschaltung die Anzahl der periodischen Zyklen auf- oder abwärts zählt, von denen jeder einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile entspricht.

10. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 3, die ferner eine zweite Detektorvorrichtung (10-2 ; 90, 91, 92) aufweist, welche eine Linearposition des Erkennungsgegenstands in einem Absolutwert jenseits des Bereichs der einen Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile (22) erkennt.

11. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 10, bei der die zweite Detektorvorrichtung (10-2) mehrere zweite magnetische Reaktionsteile (22') aufweist, die aufeinanderfolgend in einem vom Abstand der magnetischen Reaktionsteile (22) verschiedenen Abstand angeordnet sind, und einen zweiten Wicklungsabschnitt aufweist, der ein Ausgangssignal in Reaktion auf die zweiten magnetischen Reaktionsteile (22') erzeugt, und bei der die Linearposition des Erkennungsgegenstandes als ein Absolutwert jenseits des Bereichs einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile auf der Basis der Ausgangssignale der ersten und zweiten Wicklungsabschnitte entsprechend einem Vernier- Prinzip erkannt wird.

12. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 10, bei der die zweite Detektorvorrichtung (90-92) einen zweiten Wicklungsabschnitt mit Primär- und Sekundärwicklungen (90-92) aufweist und der zweite Wicklungsabschnitt über einen vorbestimmten langen Bereich über den Bereich einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile (22) vorgesehen ist, und bei der der zweite Wicklungsabschnitt ein Ausgangssignal erzeugt, das dem Betrag des Eindringens der magnetischen Reaktionsteile (22) in den zweiten Wicklungsabschnitt entspricht, so daß die Linearposition des Erkennungsgegenstands als ein Absolutwert jenseits des Bereichs einer Abstandslänge der magnetischen Reaktionsteile (22) erkannt wird.

13. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 6, bei der die Leitung (21), welche die magnetischen Reaktionsteile (22) der Metallteile hält, relativ lang und flexibel ist und in Reaktion auf die Bewegung des Erkennungsgegenstands aufgerollt oder von einer Spule (78) abgerollt werden kann.

14. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die ferner einen Fluiddruckzylinder (300) und eine entlang dem Fluiddruckzylinder bewegbare Kolbenstange (301) aufweist, wobei der Wicklungsabschnitt (10) in einem Sensorkopf (95) vorgesehen ist, der seinerseits in dem Fluiddruckzylinder (300) aufgenommen und an diesem befestigt ist, wobei die Kolbenstange (301) einen Innenraum aufweist, der das Eintreten des Sensorkopfs (95) in diesen ermöglicht, und wobei eine das magnetische Reaktionsteil (22) haltende Stange (96) in dem Innenraum gestützt ist, und wobei das magnetische Reaktionsteil (22) zusammen mit der Bewegung der Kolbenstange (301) bewegbar ist und die Bewegung des magnetischen Reaktionsteils (22) durch den Wicklungsabschnitt (10) im Sensorkopf (96) erkannt wird.

15. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 1, bei der das magnetische Reaktionsteil (96; 97; 98) in Reaktion auf die Bewegung des Erkennungsgegenstands in eine Richtung graduell in einen Bereich des Wicklungsabschnitts (95) eintritt und sich aus diesem Bereich des Wicklungsabschnitts (95) in Reaktion auf die Bewegung des Erkennungsgegenstandes in zur einen Richtung entgegengesetzter Richtung graduell herausbewegt, und wobei die beiden Gruppen von Sekundärwicklungen (101-104, 201-205; 91, 92) Ausgangssignale entsprechend einer jeweiligen Amplitudenfunktion in Abhängigkeit vom Eintrittsbetrag des magnetischen Reaktionsteils (96; 97; 98) in den Bereich des Wicklungsabschnitts erzeugen.

16. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 15, bei der für jede der ersten und zweiten Gruppen mehrere Sekundärwicklungen (101-104, 201-205) über den vorbestimmten Bereich verteilt vorgesehen sind, und wobei durch separates Einstellen der jeweiligen Induktanz der Sekundärwicklungen Schwankungen über annähernd einen Zyklus der Sinus- oder Cosinus-Funktion innerhalb des vorbestimmten Bereichs erhalten werden.

17. Linearpositionserkennungsvorrichtung vom Induktionstyp nach Anspruch 15, bei der für jede der ersten und zweiten Gruppen eine Sekundärwicklung (91; 92) entsprechend dem vorbestimmten Bereich und eine ausgleichende Sekundärwicklung (93s; 94s) außerhalb des vorbestimmten Bereichs vorgesehen ist, und wobei durch Einstellen der ausgleichenden Sekundärwicklung (93s; 94 s) jeder der Gruppen Schwankungen über annähernd einen Viertelzyklus der Sinus- oder Cosinus-Funktion innerhalb des vorbestimmten Bereichs erhalten werden.