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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Messen elektrischer
Energie, die einen Stromsensor und einen Spannungssensor umfaßt, die Strom-
bzw. Spannungssignale an eine Multiplexerschaltung liefern, wobei die Signale
dann gemäß einem sequentiellen Zyklus der Signale an einen Analog/Digital-
Umsetzer geschickt werden.
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Im Gebiet der Messung elektrischer Energie kommt es oft vor, daß ein
einzelner Analog/Digital-Umsetzer verwendet wird, um Signale, die von
mehreren Sensoren ankommen, umzusetzen, damit die mit der Verwendung
mehrerer Umsetzer einhergehenden Kosten verringert werden. Hierzu wird eine
Multiplexerschaltung verwendet, die die Reihenfolge steuert, in der die Signale
von den Sensoren zum Umsetzer geschickt werden. Nachteilig ist, daß die
Multiplextechnik und die für die Umsetzung jedes Signals erforderliche
Zeitspanne eine Zeitverzögerung zwischen der Umsetzung der Werte der
Spannungssignale und der Stromsignale zur Folge haben. Diese Zeitverzögerung
kann bedeutsam werden, wenn gewünscht ist, die momentane Energie eines
Wechselstromsignals zu berechnen, da der Stromwert, der dann gemessen wird,
im Vergleich zum folgenden Wert der Spannung, die gemessen wird, einem
anderen Punkt des Signals entspricht. Die Probleme, die mit dieser
Zeitverzögerung einhergehen, werden wichtiger, wenn gewünscht ist, den
Energieverbrauch auf jeder Phase eines Mehrphasennetzes unter Verwendung
eines einzigen Umsetzers zu messen, da die Abtastzykluszeit länger wird.
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Um diesen Fehler zu verringern, kann einfach die Zeitverzögerung zwischen
den Messungen durch die Verwendung eines Umsetzers mit einer schnellen
Umsetzungszeit verringert werden. Es sind auch Systeme vorgeschlagen worden,
die die Zeitverzögerung zwischen Messungen während einer folgenden
Rechenstufe kompensieren. Insbesondere beschreibt DE 42 21 057 ein System,
das das Produkt aus einer ersten Spannungsmessung mit der folgenden
Strommessung sowie das Produkt dieser Strommessung mit der nächsten
Spannungsmessung addiert und die Summe mit einem Faktor auf der Grundlage
der Frequenz des Signals und der Zeitperiode zwischen den Abtastungen
korrigiert. Dieses System erfordert mehrere Multiplikationsschritte zwischen den
Spannungs- und Strommessungen und berechnet nicht die momentane Energie.
Ein weiteres Beispiel eines Elektrizitätsmeßgeräts, das eine Multiplexerschaltung
mit Mitteln zum Kompensieren der Zeitverzögerung zwischen den Strom- und
Spannungsabtastwerten besitzt, ist in GB 1 575 148 beschrieben.
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In der vorliegenden Erfindung berechnen elektronische Steuermittel die
momentane elektrische Energie zum Zeitpunkt der Messung eines ersten Strom-
oder Spannungssignals durch einen ersten Schritt der Berechnung eines Wertes,
der das erste Signal repräsentiert, das aus dem Wert des ersten Signals erhalten
wird, das zu diesem Zeitpunkt abgetastet wird, und durch einen zweiten Schritt
des Berechnens eines Wertes, der das zweite Signal repräsentiert, das aus den
Werten zweier Abtastungen des zweiten Signals erhalten wird, die vor und nach
dem Zeitpunkt der Messung des ersten Signals ausgeführt werden. Die
vorliegende Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß der erste Schritt des
Berechnens des Wertes des ersten Signals ferner wenigstens zwei weitere
Abtastwerte des ersten Signals verwendet, um den Wert dieses Signals zu
berechnen, wobei einer dieser weiteren Abtastwerte vor dem Zeitpunkt der
Messung des ersten Signals erhalten wird und der andere nach dem Zeitpunkt der
Messung erhalten wird.
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Durch Verschachteln der abgetasteten Werte können die Probleme der
Zeitverzögerung in den Berechnungsschritten kompensiert werden. Jeder
Abtastwert kann durch einen Koeffizienten korrigiert werden, dessen Wert von
dem relativen Zeitverlauf der Abtastungen abhängt. In dem Fall, in dem der
Schritt des Berechnens des ersten Signals drei Abtastwerte verwendet und der
Schritt des Berechnens des zweiten Signals zwei Abtastwerte verwendet, lauten
die Werte der Koeffizienten des ersten Signals 1/2, 1, 1/2 für die Abtastwerte, die
vor dem fraglichen Zeitpunkt, zu diesem Zeitpunkt bzw. nach diesem Zeitpunkt
erhalten werden. Ferner lauten die Werte der Koeffizienten des zweiten Signals 1,
1. Die Verwendung der Koeffizienten für zwei Signale mit den gleichen relativen
Werten hat die Lieferung der Werte des ersten und des zweiten Signals mit
derselben relativen Amplitude zur Folge.
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Koeffizienten mit diesen Werten werden verwendet, wenn die abwechselnden
Abtastungen jedes Signals zeitlich gleich beabstandet sind. Unterschiede können
beispielsweise entstehen, wenn ein Multiplexzyklus andere umzusetzende Werte
enthält, für die der Abtastwert eines Signals zu den beiden benachbarten
Abtastwerten des anderen Signals nicht gleich beabstandet ist. In diesem Fall
können andere Koeffizientenwerte verwendet werden, um die Zeitdifferenz der
abgetasteten Werte zu korrigieren.
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Die Einführung eines Rechenschrittes, der wenigstens drei Abtastungen eines
Signals verwendet, um einen diesem Signal entsprechenden Wert zu berechnen,
hat bestimmte Vorteile. Insbesondere ermöglicht dies die Definition eines
Kammdezimierungsfilters mit drei oder mehr Koeffizienten. Beispielsweise kann
in dem obenbeschriebenen Fall ein Kammdezimierungsfilter mit den
Koeffizienten 1/2, 1, 1/2 definiert werden, wobei das Filter um eine Frequenz, die
der halben Frequenz zwischen Abtastungen dieses Signals entspricht, einen
flachen Dämpfungsbereich besitzt. Im Vergleich dazu definiert ein
Dezimierungsfilter, das nur zwei Koeffizienten verwendet, eine Dämpfungskurve,
die einen dem maximalen Dämpfungswert entsprechenden Punkt besitzt.
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In bestimmten Fällen können zu den Spannungs- und Stromsignalen andere
Signale, beispielsweise ein Zittersignal, addiert werden, um die Auflösung des
Umsetzers zu verbessern. Entsprechend den bekannten Grundlagen dieser Technik
ist es gewöhnlich notwendig, dieses Zittersignal nach der Umsetzung der Signale
zu entfernen. Ein Weg hierzu besteht darin, ein Zittersignal mit einer Frequenz
mit einem Wert in der Nähe der halben Abtastfrequenz des zu messenden Signals
einzuführen, wobei das Signal nach der Umsetzung unter Verwendung eines
Dezimierungsfilters entfernt wird, das Signale mit dieser Frequenz dämpft. Im
allgemeinen hat das Zittersignal eine Frequenz, die nicht genau gleich der halben
Abtastfrequenz ist, wobei die Verwendung eines Dezimierungsfilters mit zwei
Koeffizienten und einem einzigen Dämpfungspunkt zur Folge hat, daß ein
Zittersignal mit einem geringen Betrag zurückbleibt. Im Vergleich dazu
gewährleistet die Verwendung eines Dezimierungsfilters mit wenigstens drei
Koeffizienten, daß das Zittersignal vollständiger entfernt wird. Somit schafft die
vorliegende Erfindung ein System, das die Zeitverzögerungen zwischen den
Spannungs- und Stromwerten kompensiert und insbesondere für die Verwendung
mit einem Zittersignal geeignet ist, um dieses Signal nach der Umsetzung zu
entfernen. In einer Ausführungsform umfaßt die Vorrichtung ferner Mittel zum
Addieren eines Zittersignals zu dem ersten Signal, das eine Frequenz in der
Umgebung der halben Abtastfrequenz dieses Signals hat.
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In diesem Zusammenhang verwendet eine besonders vorteilhafte
Ausführungsform ein Dezimierungsfilter mit drei Koeffizienten, die durch den
ersten Berechnungsschritt definiert werden, und ein Dezimierungsfilter mit zwei
Koeffizienten, die durch den zweiten Schritt definiert werden.
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Diese Ausführung ist besonders vorteilhaft für die vollständige Unterdrückung
des Zittersignals nach der Umsetzung und vermeidet die Probleme einer
komplexen Berechnung, die mit Filtern mit mehr als drei Koeffizienten
einhergeht. Ebenso beseitigt die Verwendung eines Filters mit zwei Koeffizienten
für das andere Signal die Zeitverzögerung zwischen den Signalen.
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Die vorliegende Erfindung kann verwendet werden, um die elektrische
Energie auf einer einzigen Phase zu messen. Die vorliegende Erfindung findet
ferner Anwendung auf eine Vorrichtung zum Messen der elektrischen Energie
eines Mehrphasennetzes, die einen Stromsensor und einen Spannungssensor für
jede Phase besitzt, wobei die elektronischen Steuermittel und die
Multiplexerschaltung zusammenwirken, um Signale von jedem Sensor in einem
sequentiellen Zyklus an den Umsetzer zu liefern; wobei die Steuermittel die
momentane elektrische Energie für jede Phase wie oben beschrieben berechnen.
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Im Gebiet der Elektrizitätsmessung können auf dem Netz
Welligkeitssteuersignale verschickt werden, die die Funktionsweise des
Meßgeräts steuern. In einer Ausführungsform umfaßt die Multiplexerschaltung
einen Eingang, der so beschaffen ist, daß er ein Welligkeitssteuersignal empfängt,
beispielsweise einen Welligkeitssteuerempfänger, der einem der
Spannungssensoren zugeordnet ist, wobei dieser Meßwert in dem sequentiellen
Zyklus zusammen mit den anderen Meßwerten an den Umsetzer geliefert wird.
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Um die Symmetrie des Multiplexzyklus beizubehalten, muß in dem Zyklus
zusätzlich zu dem das Welligkeitssteuersignal repräsentierenden Wert ein weiterer
Wert addiert werden, so daß der Zyklus eine gerade Anzahl von Abtastwerten
umfaßt. Um die Entfernung parasitärer Spannungen aufgrund der "Speicherung"
von Komponenten der Schaltung, insbesondere der den Kondensatoren in den
Umschaltschaltungen zugeordneten Ladungen, zu ermöglichen, kann durch diesen
Kanal ein Spannungswert, der gleich null ist, erhalten werden.
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In einer Ausführungsform steuern die elektronischen Steuermittel den
Anschluß eines weiteren Überwachungssignals, das eine oder mehrere überwachte
Größen repräsentiert, an einen Kanal der Multiplexerschaltung mit einer
Frequenz, die niedriger als die Abtastfrequenz dieses Kanals ist, damit dieser
Kanal für die meiste Zeit null ist, er jedoch intermittierend das
Überwachungssignal empfängt, das zum Umsetzer durchgelassen werden soll.
Durch diese Mittel wird die Beseitigung parasitärer Spannungen erzielt, wobei die
Multiplexerschaltung Informationen in der Vorrichtung von einer weiteren Quelle
zum Umsetzer durchlassen kann. Beispielsweise können Informationen bezüglich
des Öffnens des Meßgerätgehäuses oder des Zustandes der Stromversorgung des
Meßgeräts als Antwort auf ein von den Steuermitteln ankommendes Steuersignal
zum Umsetzer geschickt werden.
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Wegen der Unterschiede zwischen den Amplituden, die zwischen den
Spannungs- und Stromsignalen möglich sind, werden in einer bevorzugten
Ausführungsform das Null-Signal und das Überwachungssignal im
Multiplexzyklus zwischen den Abtastwerten für die Spannung und den
Abtastwerten für den Strom angeordnet.
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Die Erfindung wird am besten verständlich im Lichte der folgenden
Beschreibung einer Ausführungsform der Erfindung, die anhand eines
erläuternden und nichtbeschränkenden Beispiels und mit Bezug auf die beigefügte
Zeichnung gegeben wird, worin:
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Fig. 1 eine Vorrichtung zum Messen elektrischer Energie für ein
Dreiphasennetz gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
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Fig. 2 den Multiplexzyklus und die Verarbeitung von Abtastwerten, die von
der Vorrichtung nach Fig. 1 ausgeführt wird, zeigt;
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Fig. 3 zwei Kurven zeigt, die das Verhalten der Dezimierungsfilter mit zwei
bzw. drei Koeffizienten, die durch die in Fig. 2 gezeigte Verarbeitung von
Abtastwerten definiert werden, repräsentieren.
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Fig. 1 zeigt eine Vorrichtung zum Messen elektrischer Energie für ein
Dreiphasennetz. Für jede Phase sind ein Stromsensor, der einen Transformator I
mit wechselweiser Induktanz umfaßt, und ein Spannungssensor, der einen
Spannungsteiler 2 umfaßt, vorhanden. Das Stromsignal des Transformators wird
an ein analoges Tiefpaßfilter 3 (Antialiasing-Filter) geliefert, dem ein
Phasenkorrektor 4 folgt, der Phasenunterschiede korrigiert, die zwischen den
Strom- und Spannungskanälen bleiben. Eine Zitterschaltung 5 addiert zu dem
Stromsignal ein Zittersignal, ferner integriert ein Integrator 6 die Signale, was
deswegen notwendig ist, weil der Transformator mit wechselweiser Induktanz ein
Signal liefert, das die Ableitung des gemessenen Stroms repräsentiert. Das
Spannungssignal wird außerdem an ein Tiefpaßfilter 7 geliefert, anschließend
werden die Spannungs- und Stromsignale an die Eingänge I3, V3 eines
Multiplexers 8 geliefert. Die Elemente der Eingangsschaltung jedes Kanals
wiederholen sich für jede Phase, sind hier jedoch nicht gezeigt. Die Signale in die
Eingänge des Multiplexers 8 werden in einem sequentiellen Zyklus an einen
Analog/Digital-Umsetzer 11 geschickt, der durch den Multiplexer 8 und durch ein
elektronisches Steuermittel gesteuert wird, das einen Mikroprozessor 9 und einen
binären Zähler 10 umfaßt. Der Multiplexer empfängt ferner
Welligkeitssteuersignale TCC einer Welligkeitssteuerschaltung mit
herkömmlicher Konstruktion sowie ein Überwachungssignal von einer
Überwachungsschaltung 12. Die Überwachungsschaltung 12 empfängt Signale
von Vorrichtungen, die das Öffnen des Meßgerätgehäuses, den Zustand der
Stromversorgung zum Meßgerät und dergleichen erfassen und Informationen
bezüglich ihres Zustandes liefern. Die vom Multiplexer ausgegebenen Signale
werden anschließend durch den Umsetzer 11 in digitale Werte umgesetzt und zum
Mikroprozessor 9 geschickt, um ausgewertet zu werden.
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Die Steuerung der Multiplexierung der Signale wird unter Verwendung eines
Takts 13 ausgeführt, der als eine Zeitbasis dient und der den binären Zähler 10
inkrementiert und den Mikroprozessor 9 ansteuert. Der vom Multiplexer 8
ausgewählte Kanal wird durch den Zustand der Ausgänge 1, 2, 4 des binären
Zählers 10 mit einem Zyklus aus acht Positionen adressiert. Der ausgewählte
Kanal wird dann durch den Umsetzer 11 sofort, umgesetzt. Das Ausgangssignal
der Überwachungsschaltung 12 ist null, falls diese Schaltung vom binären Zähler
10 keinen Befehl empfängt. Der Mikroprozessor 9 synchronisiert den binären
Zähler periodisch durch ein Rücksetzsignal, wobei dessen interner Zähler ihm
ermöglicht, den Kanal zu kennen, der zu einem gegebenen Zeitpunkt ausgewählt
ist. Normalerweise synchronisiert der Mikroprozessor den Zähler am Ende jedes
Zyklus aus acht Messungen. Zu vorgegebenen Zeiten hält er jedoch das Senden
eines Rücksetzsignals an, wobei dann der Ausgang N des binären Zählers zu
einem Wert 1 übergehen kann, um ein die Überwachungsschaltung 12
aktivierendes Signal zu senden und um einen oder mehrere Meßzyklen auf dem
Überwachungskanal zu beginnen. Wenn diese Messungen beendet sind, beginnt
der Mikroprozessor erneut mit dem Senden von Rücksetzsignalen.
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Wie beschrieben worden ist, setzt der Mikroprozessor während der meisten
Zeit den Zähler am Ende des Zyklus aus acht Messungen zurück, so daß der
Überwachungskanal Messungen oder Steuersignalen vorbehalten bleibt, die mit
einer verhältnismäßig niedrigen Frequenz im Vergleich zu der durch die
Taktsignale definierten Abtastfrequenz ausgeführt werden. Der Kanal befindet
sich somit normalerweise auf einem Potential von null Volt, um einen besseren
Übergang zwischen der Position 7, die den letzten Spannungsabtastwert V3
repräsentiert, und der Position 1, die die erste Abtastung des Stroms I1
repräsentiert, zu ermöglichen. Zwischen diesen beiden Positionen erzwingt der
Kanal ein Potential von null Volt, um parasitäre Spannungen zu beseitigen, die
durch die Kapazitäten und die "Speicherwirkung" der Umschaltschaltungen
hervorgerufen werden. Die Überwachungsschaltung wird somit durch das
Ausgangssignal N des binären Zählers mit einer Frequenz, die ein Untervielfaches
der Abtastfrequenz ist und von N abhängt, zu Zeitpunkten, die durch den
Mikroprozessor gewählt werden, in Betrieb versetzt und synchronisiert, was eine
Architektur ergibt, die flexibel und einfach zu parametrisieren ist.
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Fig. 2 zeigt eine numerische Behandlung von Abtastwerten einer einzelnen
Spannungsphase und einer einzelnen Stromphase in einem Multiplexzyklus. Wie
gezeigt ist, wird die Zeitverzögerung zwischen einer Spannungsmessung U1 und
einer Strommessung 11 durch einen Spannungsberechnungsschritt, der die beiden
Spannungswerte 20, 21 summiert, die um den Stromwert 22 abgetastet werden,
und einen Stromberechnungsschritt, der den Stromwert 22 und die beiden
Stromwerte 23, 24 um diesen Wert summiert, kompensiert. Da die Frequenz der
Abtastung zwischen zwei Messungen viel größer als die Frequenz des
gemessenen Wechselstromsignals ist, so daß zwischen einer Folge von
Messungen eine lineare Beziehung besteht, kann eine Darstellung der Spannung
zu dem Zeitpunkt, der der Abtastung des Stroms 22 entspricht, unter Verwendung
der beiden Spannungsmessungen 20, 21, multipliziert mit den relativen
Koeffizienten 1, 1, berechnet werden. Eine Abtastfrequenz, die typischerweise
verwendet wird, liegt Ihr ein Wechselstromsignal von 50 Hz zwischen 5 kHz und
8 kHz. Durch diese Verschachtelungstechnik werden somit die Probleme der
Verzögerung zwischen Messungen der Spannung und des Stroms beseitigt.
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Obwohl es möglich ist, einen momentanen Energiewert unter Verwendung des
berechneten Spannungswerts und des einzigen Stromwerts, der zum Zeitpunkt 22
abgetastet wird, zu berechnen, wird bevorzugt, den Wert des Stroms unter
Verwendung von drei Stromabtastwerten, die mit den relativen Koeffizienten 1/2,
1, 1/2 multipliziert werden, zu berechnen. Diese Berechnung hält das relative
Verhältnis zwischen den Werten der Spannung und des Stroms aufrecht und gibt
Anlaß zu den Vorteilen, die mit dem digitalen Filter einhergehen, das durch diese
Berechnung definiert wird.
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Wie in Fig. 3 gezeigt ist, zeigt die erste Kurve 31 die Filterantwort, die durch
die Behandlung der Spannungsabtastwerte definiert wird. Genauer wird ein Filter,
das eine Verstärkung in cos(f) besitzt, durch die folgende Operation definiert:
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Yn = Xn-1 + Xn
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Dieses Filter hat an einem Punkt, der der halben Abtastfrequenz entspricht,
den Wert null, wobei das Verhalten dieses Filters im oberen Teil in Fig. 3 gezeigt
ist.
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Im Vergleich dazu hat das Filter, das durch die Verarbeitung der
Stromabtastwerte gemäß der Operation
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Yn = Xn-2/2 + Xn-1 + Xn/2
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die im unteren Teil von Fig. 3 gezeigte Form 32, d.h. eine Verstärkung in
cos²(f), wobei bei einer Frequenz, die der halben Abtastfrequenz entspricht, ein
flacher Bereich 30 vorhanden ist, der den Bereich maximaler Dämpfung der
Signale definiert. Andere Filter mit vier oder mehr Koeffizienten können ebenso
verwendet werden, um einen flachen Dämpfungsbereich zu ergeben. Die Vorteile
eines Filters dieses Typs hängen mit der Verwendung eines Zittersignals
zusammen, das zu der Strommessung addiert wird, um die Auflösung des
Umsetzers auszunutzen.
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In Fig. 1 ist nach dem Stromsensor 1 ein Antialiasing-Filter 3 mit einer
Kappungsfrequenz, die der halben Abtastfrequenz entspricht, gezeigt. Dann wird
zu dem Stromsignal ein Zittersignal addiert, das eine Frequenz in der Umgebung
der Kappungsfrequenz besitzt. Ein typisches Zittersignal hat die Form einer
dreieckigen Welle mit einer Amplitude, die mehreren Quantisierungsschritten
entspricht. In der vorliegenden Ausführungsform befindet sich die Zitterschaltung
auf der Einlaßseite eines Integrators 6, wobei ein Signal mit quadratischer Form
addiert wird, das nach der Integration zu einem dreieckigen Signal wird.
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Nach der Umsetzung des Stromsignals sollte das Zittersignal entfernt werden.
In einer Ausführungsform kann dies unter Verwendung eines Dezimierungsfilters
des Typs geschehen, das für die Spannungssignale verwendet wird, d.h. ein Filter
mit zwei Koeffizienten. Wie in Fig. 3 gezeigt ist, wird das Zittersignal durch
dieses Filter gedämpft. Unter der Voraussetzung, daß dieses Filter nur an einem
Punkt den Wert null hat und daß das Zittersignal im allgemeinen nicht genau die
halbe Abtastfrequenz besitzt, bleibt jedoch ein Teil des Zittersignals nach der
Filterung zurück.
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Im Vergleich dazu definiert ein Dezimierungsfilter mit drei oder mehr
Koeffizienten, d.h. ein Filter des Typs, der oben für den Stromkanal beschrieben
worden ist, eine Kurve des Typs, der im unteren Teil von Fig. 3 gezeigt ist und
einen flachen Bereich in der Umgebung der halben Abtastfrequenz aufweist.
Somit wird das Zittersignal durch dieses Filter vollständig beseitigt.
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Durch diese Mittel kompensiert die vorliegende Erfindung die Verzögerungen
zwischen Abtastwerten der Spannung und des Stroms und ermöglicht ferner eine
Beseitigung eines Zittersignals im Stromkanal.