DE60018177T2

DE60018177T2 - Frequenzmodulator unter Verwendung eines digitalen Filters zur Wellenformung beim Basisband

Info

Publication number: DE60018177T2
Application number: DE60018177T
Authority: DE
Inventors: Nadim Khlat
Original assignee: Freescale Semiconductor Inc
Current assignee: NXP USA Inc
Priority date: 2000-08-04
Filing date: 2000-08-04
Publication date: 2005-06-30
Anticipated expiration: 2020-08-05
Also published as: CN1451202A; JP4383046B2; US6873218B2; KR100861669B1; KR20030028561A; AU2001276404A1; CN1258259C; ATE289458T1; EP1178601B1; WO2002013369A1; EP1178601A1; JP2004506364A; US20040090909A1; DE60018177D1

Description

Gebiet der Erfindung
Diese Erfindung, wie in den unabhängigen Ansprüchen definiert, bezieht sich auf einen Frequenzmodulator und insbesondere auf einen Frequenzmodulator unter Verwendung eines Wellenformgenerators.
Hintergrund der Erfindung
Viele digitale Funkkommunikationssysteme, wie etwa zellulare, drahtlose und Datenübertragungssysteme verwenden FSK-(Frequency Shift Key), GFSK- (Gaussian Frequency Shift Key) oder GMSK- (Gaussian Mean Shift Key) Modulationstechniken. Diese Arten von Modulationstechniken sind tatsächlich einfach eine Frequenzmodulation (FM), wobei die Funkfrequenz- (RF-) Signaleinhüllende konstant ist.
Da bei diesen Modulationsarten keine Amplitudenmodulation (AM) auftritt, kann die VCO-Frequenz (voltage control led oscillator: spannungsgesteuerter Oszillator) des Senders direkt von dem Basisbandsignal moduliert werden, wie dies typisch ist bei regulären, analogen FM-Sendern, wie etwa in analogen zellularen Systemen. Signifikante Kostenreduzierungen können erreicht werden, indem die VCO-Frequenz direkt moduliert wird. Solche Anordnungen sind insbesondere wünschenswert bei digitalen Anwendungen, wo niedrige Kosten ein strategischer Faktor sind. Beispielsweise müssen die Gesamtkosten einer digitalen Lösung, wie etwa DECT (Digital European Cordless Telephone) sehr niedrig sein, um wettbewerbsfähig gegenüber wohlbekannten analogen Systemen, wie etwa CT0 (Cordless Telephone) zu sein.
Um jegliche Intersymbolstörung zu vermeiden, die Signalverschlechterung herbeiführen und die Bitfehlerrate der Sendung in dem digitalen System verschlechtern kann, müssen die Amplitudenübertragungsfunktion und die Gruppenverzögerungsübertragungsfunktion auf dem Modulationspfad über das gesamte Spektrum des Basisbandsignals konstant gehalten werden. Dies erfordert, dass die Übertragungsfunktion des Phasenregelkreises (PLL: phase lock loop) hoch genug ist, um das gesamte Modulationsspektrum durchzulassen. Weiter sollte, um anwendbare Funkspezifikationen zu erfüllen, die spektrale Reinheit der zu sendenden RF-Signalquelle wegen des Phasenrauschens und der Modulationsgenauigkeit so nahe wie möglich am Trägersignal gehalten werden und sollte, um Harmonische, das Untergrundrauschen und einzelne Störsignale zu reduzieren, so weit vom Trägersignal entfernt wie möglich gehalten werden. Als eine Folge muss die Übertragungsfunktion des PLL niedrig genug sein, um das Rauschen zu filtern.
Es ist eine "Dualport" genannte Technik bekannt, um die Fähigkeit, ein Tiefport-Modulationssignal sowie eine Hochport-Modulation zur Verfügung zu stellen. Das Tiefport-Modulationssignal wird verwendet, um eine Rauschformungsschaltung, die den Teiler des PLL steuert, anzusteuern, während gleichzeitig das Hochport-Frequenzmodulationssignal als Eingang in einen Hochport-Pfad verwendet wird, der einen Digital-zu-Analog-Wandler (DAC) verwendet, um die Eingangsspannung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) direkt anzusteuern. Der Effekt der Dualport-Modulation ist es, eine Tiefpass-Übertragungsfunktion für das erzeugte Rauschen des Referenztaktgebers und der Rauschformungsschaltung bereitzustellen und eine Gesamtdurchlassfunktion für die Eingangsfrequenzabweichung zur Verfügung zu stellen.
Existierende Dualport-Modulationsschaltungen weisen verschiedene Probleme auf. Zunächst kann direktes Koppeln des DAC-Ausgangs mit dem VCO-Eingang Rauschen am Ausgang des VCO erzeugen. Zweitens wird ein Glättungsfilter am DAC-Ausgang benötigt, um die analoge, von dem DAC erzeugte Ausgabe zu filtern. Und drittens sind verschiedene Look-up-Tabellen erforderlich, um die Frequenzabweichungs-Pulsformungswerte für eine gegebene Frequenzmodulation zu speichern. Einige Frequenzmodulationen erfordern verschiedene Kristall-Taktgeber, um den PLL anzusteuern oder benötigen bei einem gegebenen Kristall-Taktgeber verschiedene Referenztaktgeber für den PLL, um verschiedene Bandbereiche (z.B. für private Mobilfunksysteme) bereitzustellen. Wenn der Referenztaktgeber modifiziert werden muss, muss die Anzahl der Look-up-Tabellen für verschiedene Referenztaktgeber erhöht werden, was zu erhöhten Systemkosten führt.
Die Patenschrift US 5 548 541 beschreibt ein Datenübertragungssystem, einschließlich eines QPSK-Modulators (quadrature phase shift key), um ein Datensignal vorzuverzerren, das vorverzerrte Datensignal mit einem Trägersignal zu kombinieren und ein moduliertes Ausgangssignal zu erzeugen; es wird allerdings nicht die Verwendung einer Dualport-Modulationsschaltung in Betracht gezogen.
Zusammenfassung der Erfindung
Die vorliegende Erfindung beschreibt einen Frequenzmodulator, einen Sender und ein Sende-/ Empfangsgerät, wie in den beigefügten Ansprüchen beschrieben.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Ein Frequenzmodulator gemäß der vorliegenden Erfindung soll nun – lediglich beispielhaft – beschrieben werden, unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen, in denen:
1 ein Blockdiagramm eines Mehrmoden-Schleifen-FM-Modulators 10 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
2 ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform eines resistiven (widerstandsbehafteten) Dämpfungsgliedes 20 und eines Schleifenfilters 22 von 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
3 ein schematisches Diagramm einer alternativen Ausführungsform eines restistiven Dämpfungsgliedes 20 und eines Schleifenfilters 22 von 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist; und
4 und 5 zusammen ein Blockdiagramm eines Teils eines Wellenformgenerators 12 von 1 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung bilden.
Detaillierte Beschreibung von Ausführungsformen der Erfindung
Beschreibung der Zeichnungen
1 illustriert eine Ausführungsform eines Mehrmoden-Schleifen-FM-Modulators 10. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung empfängt ein FM-Wellenformgenerator 12 eine Anfangsfrequenzabweichung 43, die verwendet wird, um einen Anfangsfrequenzabweichungswert bereitzustellen. Der FM-Wellenformgenerator 12 empfängt auch Eingangsdaten mittels eines Eingangsdatenports 40. Spannweitenwahl 45, Oversampling-Wahl 42, Dezimierungswahl 44 und Pulsformungskoeffizienteneingabe 46 werden verwendet, um dem FM-Wellenformgenerator 12 Steuerungs- und Auswahlinformationen zu liefern. Der FM-Wellenformgenerator 12 wird verwendet, um ein Hochport-Frequenzabweichungssignal 54 zu erzeugen, welches an einen ersten Eingang eines Multiplexers 14 geleitet wird. Ein Nullfrequenz-Eingangssignal wird als die zweite Eingabe an den Multiplexer 14 geleitet. Ein Modenwahlsignal 48 wird an den Multiplexer 14 geleitet, um auszuwählen, welche Eingabe des Multiplexers 14 an eine programmierbare Verzögerungsschaltung 16 geleitet wird. Der Mechanismus, mittels dessen die programmierbare Verzögerungsschaltung 16 programmiert wird, kann entweder Hardware oder Software oder eine Kombination von Hardware und Software sein. Der Ausgang der programmierbaren Verzögerungs schaltung 16 ist mit einem Eingang eines Digital-zu-Analog-Wandlers (DAC) 18 verbunden. Bei einigen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung kann das Gain des DAC 18 programmierbar sein.
In 1 wird die Ausgabe des DAC 18 an ein resistives Dämpfungsglied 20 geleitet. Die Ausgabe des resistiven Dämpfungsgliedes 20 wird an den Schleifenfilter 22 geleitet. Die Ausgabe des Schleifenfilters 22 wird an den spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 24 geleitet. Die Ausgabe des VCO 24 ist ein Signal, VCO-Ausgang 41 genannt, welches die Ausgabe des Mehrmoden-Schleifen-FM-Modulators 10 darstellt. Das VCO-Ausgangssignal 41 wird auch an einen Eingang eines Teilers 32 geleitet. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung kann der Teiler 32 das VCO-Ausgangssignal 41 durch einen programmierbaren Wert N dividieren. Der Wert von N kann software- oder hardwaremäßig an den Teiler 32 geleitet werden (nicht dargestellt). Die Ausgabe des Teilers 32 wird sowohl an einen Rauschformer 34 als auch an eine Phasendetektor- und Ladungspumpenschaltung 26 geleitet. Der Rauschformer 34 verwendet die Ausgabe des Teilers 32 als Taktgebersignal. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verwendet der Rauschformer 34 den Taktgeber, um einen oder mehrere Akkumulatoren innerhalb des Rauschformers 34 zu takten. Die Phasendetektor- und die Ladungspumpenschaltung 26 empfängt ein Signal von der Teilerschaltung 28. Die Teilerschaltung 28 empfängt ein Signal von einem Kristall 30. Die Phasendetektor- und Ladungspumpenschaltung 26 empfängt auch ein Modenwahlsignal 48, welches verwendet wird, um die Ladungspumpe an- und auszuschalten. Die Ausgabe der Phasendetektor- und Ladungspumpenschaltung 26 wird an den Schleifenfilter 22 geleitet.
Es wird weiter Bezug genommen auf 1. Eine zweite Ausgabe des FM-Wellenformgenerators 12 ist eine Tiefport-Frequenzabweichung 56. Die Tiefport-Frequenzabweichung 56 wird als eine Eingabe an den Multiplexer 38 geleitet. Der Multiplexer 38 empfängt als eine Eingabe auch ein Nullfrequenz-Signal. Wenigstens ein Modenwahlsignal 48 wird an den Multiplexer 38 als ein Auswahlsignal zum Auswählen, welcher Eingang als eine Ausgabe von dem Multiplexer 38 einem Addierer 36 zur Verfügung gestellt wird, an den Multiplexer 38 geleitet. Der Addierer 36 empfängt auch eine Kanaleingabe 50 und eine automatische Frequenzkorrektur für den Kristalleingang 52. Eine Kanaleingabe 50 kann verwendet werden, um den Kanal, auf dem die VCO-Ausgabe 41 bereitgestellt wird, zu ändern. Die automatische Frequenzkorrektur für den Kristalleingang 52 kann eine Eingabe sein, die dem Addierer 36 zugeführt wird, um Abweichungen zwischen der Nominalfrequenz des Kristalls 30 und der tatsächlichen Frequenz des Kristalls 30 zu kompensieren. Die Ausgabe des Addierers 36 wird an die Rauschformerschaltung 34 geleitet. Die Schaltung 11 empfängt das Hochport-Frequenzabweichungssignal 54 und das Tiefport-Frequenzabweichungssignal 56 von dem Wellenformgenerator 12 und liefert das VCO-Ausgangssignal 41.
2 illustriert eine Ausführungsform des resistiven Dämpfungsgliedes 20 und des Schleifenfilters 22 von 1. Bei einer Ausführungsform umfasst das resisitve Dämpfungsglied 20 einen Widerstand 62 und einen Widerstand 61 und der Schleifenfilter 22 umfasst Widerstände 64, 66 und 68 sowie Kondensatoren 63, 65, 67 und 69. Ein erster Anschluss des Widerstandes 61 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstandes 62 und einem ersten Anschluss des Kondensators 60 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Wider standes 62 ist angeschlossen, um die Ausgabe aus dem DAC 18 zu empfangen. Ein zweiter Anschluss des Widerstandes 61 ist mit einer ersten Versorgungsspannung verbunden. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist diese erste Versorgungsspannung etwa Masse. Ein zweiter Anschluss des Kondensators 60 ist mit einem Knoten 70 verbunden. Der Knoten 70 ist auch mit der Phasendetektor- und Ladungspumpenschaltung 26, einem ersten Anschluss des Kondensators 63, einem ersten Anschluss des Widerstandes 64 und einem ersten Anschluss des Widerstandes 66 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstandes 66 ist mit einem ersten Anschluss des Widerstandes 68 und einem ersten Anschluss des Kondensators 67 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Widerstandes 68 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 69 verbunden und wird auch als eine Eingabe an den VCO 24 geleitet. Ein zweiter Anschluss des Widerstandes 64 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 65 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Kondensators 63, ein zweiter Anschluss des Kondensators 65, ein zweiter Anschluss des Kondensators 67 und ein zweiter Anschluss des Kondensators 69 sind alle mit der ersten Versorgungsspannung verbunden.
3 illustriert eine alternative Ausführungsform des Dämpfungsgliedes 20 und des Schleifenfilters 22 von 1. Bei einer Ausführungsform umfasst das Dämpfungsglied 20 einen Widerstand 82 und der Schleifenfilter 22 umfasst Widerstände 84, 86 und 88 sowie Kondensatoren 83, 85, 87 und 89. Ein erster Anschluss des Widerstands 82 wird von einem Ausgang des DAC bereitgestellt. Ein zweiter Anschluss des Widerstandes 82 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 80, einem ersten Anschluss des Widerstandes 84 und einem zweiten Anschluss des Kondensators 85 verbunden.
Ein zweiter Anschluss des Widerstandes 84 ist mit der ersten Versorgungsspannung verbunden. Der erste Anschluss des Kondensators 85 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 83 und einem ersten Anschluss des Widerstandes 86 verbunden. Ein zweiter Anschluss des Kondensators 83 ist mit der ersten Versorgungsspannung verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes 86 ist mit einem Knoten 91 verbunden. Der Knoten 91 ist auch mit einem ersten Anschluss des Kondensators 87 und einem ersten Anschluss des Widerstandes 88 verbunden. Der zweite Anschluss des Widerstandes 88 ist mit einem ersten Anschluss des Kondensators 89 verbunden und wird an den VCO 24 geleitet. Ein zweiter Anschluss des Kondensators 87 und ein zweiter Anschluss des Kondensators 89 sind beide mit der ersten Versorgungsspannung verbunden. Der erste Anschluss des Kondensators 83 ist mit der Phasendetektor- und Ladungspumpenschaltung 26 verbunden. Der zweite Anschluss des Kondensators 80 ist mit dem Knoten 91 verbunden.
4 und 5 illustrieren zusammen einen Bereich des FM-wellenformgenerators 12 von 1. Obgleich die 4 und 5 ein System vierter Ordnung illustrieren, können alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ein System jeglicher Ordnung verwenden. Bei der in 4 illustrierten Ausführungsform wird die Ableitung erster Ordnung von der Schaltung 100–109 und 150 generiert. Der Multiplexer 100 wird verwendet, um zu bestimmen, ob die Koeffizienten aus der Pulsformungskoeffizienteneingabe 46 oder aus der Rückkopplungsausgabe, die am Ausgang der Speicherschaltung 107 bereitgestellt wird, geladen werden. Bei dieser Ausführungsform werden die Speicherschaltungen 102-107 verwendet, um die Koeffizienten der Ableitung erster Ordnung der Impulsantwort des Pulsformungsfilters zu speichern. Ein Multiplizierer 108 multipliziert den Koeffizientenwert mit dem Eingangsdatenwert, der am Ausgang der Speicherschaltung 147 bereitgestellt wird. Die Ausgabe des Multiplizierer 108 wird an eine Summationsschaltung 109 geleitet. Die Ausgabe der Summationsschaltung 109 wird an eine Speicherschaltung 150 geleitet. Die Ausgabe der Speicherschaltung 150 wird als eine der Additionseingaben in die Summationsschaltung 109 rückgekoppelt. Die Ausgabe der Speicherschaltung 150 wird auch an die Speicherschaltung 167 geleitet. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führen die Summationsschaltung 109 und die Speicherschaltung 150 eine Akkumulationsfunktion durch.
Die Ableitung zweiter Ordnung wird von der Schaltung 110–119 und 151 generiert. Der Multiplexer 110 wird verwendet, um zu bestimmen, ob die Koeffizienten aus der Pulsformungskoeffizienteneingabe 46 oder aus der Rückkopplungsausgabe, die am Ausgang der Speicherschaltung 117 bereitgestellt wird, geladen werden. Bei einer Ausführungsform werden die Speicherschaltungen 112–117 verwendet, um die Koeffizienten der Ableitung zweiter Ordnung der Impulsantwort des Pulsformungsfilters zu speichern. Ein Multiplizierer 118 multipliziert den Koeffizientenwert mit dem Eingangsdatenwert, der am Ausgang der Speicherschaltung 147 bereitgestellt wird. Die Ausgabe des Multiplizierers 118 wird an eine Summationsschaltung 119 geleitet. Die Ausgabe der Summationsschaltung 119 wird an eine Speicherschaltung 151 geleitet. Die Ausgabe der Speicherschaltung 151 wird als eine der Additionseingaben an die Summationsschaltung 119 rückgekoppelt. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Er findung führen die Summationsschaltung 119 und die Speicherschaltung 151 eine Akkumulationsfunktion durch.
Die Ableitung dritter Ordnung wird von der Schaltung 120–129 und 152 generiert. Der Multiplexer 120 wird verwendet, um zu bestimmen, ob die Koeffizienten aus der Pulsformungskoeffizienteneingabe 46 oder aus der Rückkopplungsausgabe, die am Ausgang der Speicherschaltung 127 bereitgestellt wird, geladen werden. Bei einer Ausführungsform werden die Speicherschaltungen 122–127 verwendet, um die Koeffizienten der Ableitung dritter Ordnung der Impulsantwort des Pulsformungsfilters zu speichern. Der Multiplizierer 128 multipliziert den Koeffizientenwert mit dem Eingangsdatenwert, der am Ausgang der Speicherschaltung 147 bereitgestellt wird. Die Ausgabe des Multiplizierers 128 wird an eine Summationsschaltung 129 geleitet. Die Ausgabe der Summationsschaltung 129 wird an eine Speicherschaltung 152 geleitet. Die Ausgabe der Speicherschaltung 152 wird als eine der Additionseingaben an die Summationsschaltung 129 rückgekoppelt. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führen die Summationsschaltung 129 und die Speicherschaltung 152 eine Akkumulationsfunktion durch.
Die Ableitung vierter Ordnung wird von der Schaltung 130–139 und 153 generiert. Der Multiplexer 130 wird verwendet, um zu bestimmen, ob die Koeffizienten aus der Pulsformungskoeffizienteneingabe 46 oder aus der Rückkopplungsausgabe, die am Ausgang der Speicherschaltung 137 bereitgestellt wird, geladen werden. Bei einer Ausführungsform werden die Speicherschaltungen 132–137 verwendet, um die Koeffizienten der Ableitung vierter Ordnung der Impulsantwort des Pulsformungsfilters zu speichern. Der Multiplizierer 138 multipliziert den Koeffizientenwert mit dem Eingangsda tenwert der am Ausgang der Speicherschaltung 147 bereitgestellt wird. Die Ausgabe des Multiplizierers 138 wird an eine Summationsschaltung 139 geleitet. Die Ausgabe der Summationsschaltung 139 wird an eine Speicherschaltung 153 geleitet. Die Ausgabe der Speicherschaltung 153 wird als eine der Additionseingaben an die Summationsschaltung 139 rückgekoppelt. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung führen die Summationsschaltung 139 und die Speicherschaltung 153 eine Akkumulationsfunktion durch. Ein Niederfrequenztaktgeber 180 wird verwendet, um die Bewegung von Daten in die und aus den Speicherschaltungen 150–153 zu takten.
Es wird noch immer Bezug genommen auf 4. Die Eingangsdaten 40 werden als eine Eingabe an den Multiplexer 140 geleitet. Ein Datenlade-Auswahleingang des Multiplexers 140 wählt aus, ob die Eingangsdaten 40 am Ausgang des Multiplexers bereitgestellt werden oder ob der Rückkopplungspfad von der Speicherschaltung 147 am Ausgang des Multiplexers 140 bereitgestellt wird. Der Ausgang des Multiplexers 140 ist mit der Speicherschaltung 142 verbunden. Der Ausgang der Speicherschaltung 142 ist mit dem Eingang der Speicherschaltung 143 verbunden. Der Ausgang der Speicherschaltung 143 ist mit einem ersten Eingang des Multiplexers 141 verbunden. Ein zweiter Eingang des Multiplexers 141 ist mit dem Ausgang des Multiplexers 140 verbunden. Der Ausgang des Multiplexers 141 ist mit dem Eingang der Speicherschaltung 144 verbunden. Der Ausgang der Speicherschaltung 144 ist mit dem Eingang der Speicherschaltung 145 verbunden. Der Ausgang der Speicherschaltung 145 ist mit dem Eingang der Speicherschaltung 146 verbunden. Der Ausgang der Speicherschaltung 146 ist mit dem Eingang der Speicherschaltung 147 verbunden. Der Ausgang der Speicherschaltung 147 ist mit einem Eingang des Multiplexers 140 und den Multiplizierern 138, 128, 118 und 108 verbunden. Man beachte, dass, obgleich die illustrierte Ausführungsform von 4 es gestattet, die Spannweitenauswahl als entweder vier oder sechs auszuwählen, alternative Ausführungsformen der Erfindung mehr oder weniger Multiplexer verwenden können, um die Spannweitenauswahl 45 in irgendeiner Weise zu variieren (siehe Multiplexer 101, 111, 121, 131 und 141).
Der Wellenformgenerator 12 umfasst auch einen Integrator 200, wie in 5 illustriert. Die Summationsschaltung 160 empfängt Eingaben von der Speicherschaltung 153 und der Speicherschaltung 161 und das Ergebnis wird an die Speicherschaltung 161 geleitet. Die Speicherschaltung 161 ist auch angeschlossen, um eine Eingabe von der Speicherschaltung 152 her zu empfangen, wird von dem Oversampling-Taktgeber 181 getaktet und ist angeschlossen, um Information an die Schaltung 162 zu leiten. Die Schaltung 162 führt eine Rechtsschiebefunktion durch. Die Summationsschaltung 163 empfängt Eingaben von der Schaltung 162 und der Speicherschaltung 164 und das Ergebnis wird an die Speicherschaltung 164 geleitet. Die Speicherschaltung 164 ist auch angeschlossen, um eine Eingabe von der Speicherschaltung 151 her zu empfangen, wird von dem Oversampling-Taktgeber 181 getaktet und ist angeschlossen, um Information an die Schaltung 165 zu leiten. Die Schaltung 165 führt eine Rechtsschiebefunktion durch. Die Summationsschaltung 166 empfängt Eingaben von der Schaltung 165 und der Speicherschaltung 167 und das Ergebnis wird an die Speicherschaltung 167 geleitet. Die Speicherschaltung 167 ist auch angeschlossen, um eine Eingabe von der Speicher schaltung 150 her zu empfangen, wird von dem Oversampling-Taktgeber 181 getaktet und ist angeschlossen, um Information an die Schaltung 168 zu leiten. Die Schaltung 168 führt eine Rechtsschiebefunktion durch. Die Summationsschaltung 169 empfängt Eingaben von der Schaltung 168 und der Speicherschaltung 170 her und das Ergebnis wird an die Speicherschaltung 170 geleitet. Die Speicherschaltung 170 ist auch angeschlossen, um eine Eingabe von dem Anfangsfrequenzabweichungssignal 43 her zu empfangen, wird von dem Oversampling-Taktgeber 181 getaktet und ist angeschlossen, um die Hochport-Frequenzabweichungssignale 54 bereitzustellen und ist mit der Speicherschaltung 171 verbunden. Die Speicherschaltung 171 wird von dem Tiefport-Taktgeber 182 getaktet und liefert die Tiefport-Frequenzabweichungssignale 56.
Beschreibung des Betriebs
Es wird Bezug genommen auf 1. Verwenden eines Wellenformgenerators 12 in einem FM-Modulator 10 erlaubt es, verschiedene und programmierbare Pulsformungsfilter für verschiedene Frequenzmodulationsschemata zu verwenden. Beispielsweise kann der Wellenformgenerator 12 verwendet werden, um die Dualport-Gesamtübertragungsfunktion vorzuverzerren, so dass die kombinierte Vorverzerrung und die Dualport-Übertragungsfunktion eine reduzierte Welligkeit in Gain und Phase über die Frequenz aufweisen. Man beachte, dass der FM-Wellenformgenerator 12 verwendet werden kann, um lediglich eine Interpolation durchzuführen oder alternativ verwendet werden kann, um sowohl Filterung als auch Interpolation durchzuführen. Wenn der Wellenformgenerator 12 verwendet wird, um lediglich eine Interpolation durchzuführen, kann ein weiterer integrierter Schaltkreis, wie etwa ein digitaler Signalprozessor (nicht dargestellt), verwendet werden, um die Filterung durchzuführen und kann Eingabedaten 40 an den Wellenformgenerator 12 liefern.
Die Verfahren nach dem Stand der Technik benutzten oft Look-up-Tabellen um eine Interpolation durchzuführen. Die Verwendung des Wellenformgenerators 12 gestattet eine signifikante Menge an Flexibilität, die von der Look-up-Tabelle nach dem Stand der Technik nicht gestattet wurde. Der Wellenformgenerator 12 kann verwendet werden, um das Eingangssignal sowohl für den Hochport (Hochport-Frequenzabweichungssignal 54) als auch für den Tiefport (Tiefport-Frequenzabweichungssignal 56) vorzuverzerren. Die Ausgabe des Wellenformgenerators 12 kann als eine Funktion der Referenzfrequenz skaliert werden. Dies kann verwendet werden, um eine Anpassung an die Verwendung von Kristallen verschiedener Frequenzen oder an eine Änderung des Wertes M des Teilers 28 zu erreichen. Diese Skalierung wird erreicht, indem verschiedene Koeffizienten für den Wellenformgenerator 12 am Pulsformungskoeffizienteneingang 46 ausgewählt werden. Man beachte, dass die genaue Auswahl der Pulsformungskoeffizientenwerte am Eingang 46 in Verbindung mit der genauen Auswahl des Oversampling-Auswahlwertes am Eingang 42 vom Wellenformgenerator 12 verwendet werden kann, um Werte zwischen den Eingangsdatenwerten, die am Eingang 40 bereitgestellt werden, zu interpolieren. Der Oversampling-Wahleingang 42 kann verwendet werden, um Auszuwählen, wie viele Punkte zwischen jedem Paar Eingangsdatenwerten, die am Eingang 40 bereitgestellt werden, interpoliert werden.
Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, dass die Ausgabe des DAC 18 von dem Schleifenfilter 22 gefiltert wird. Bei Verfahren nach dem Stand der Technik hat die Ausgabe des DAC 18 den Schleifenfilter 22 umgangen und wurde direkt an den Eingang des VCO 24 geleitet. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird die Ausgabe des DAC 18 mittels des resistiven Dämpfungsgliedes 20 an den Schleifenfilter 22 geleitet, und daher wird die Ausgabe des DAC 18 nun gefiltert. Als ein Ergebnis erfüllt der Schleifenfilter 22 nun eine Doppelfunktion, indem er das Eingangssignal zum VCO 24 filtert und ebenso die Ausgabe des DAC 18 filtert.
Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung werden die Hochport-Frequenzabweichung 54 und die Tiefport-Frequenzabweichung 56 zueinander in Beziehung gesetzt, indem die Tiefport-Frequenzabweichung 56 eine Dezimierung der Hochport-Frequenzabweichung 54 ist. Die Dezimierungsbeziehung zwischen der Hochport-Frequenzabweichung 54 und der Tiefport-Frequenzabweichung 56 kann mittels der Dezimierungswahleingabe 44 an den Wellenformgenerator 12 programmiert werden.
Die 2 und 3 illustrieren alternative Wege, auf denen der DAC 18 mit dem Schleifenfilter 22 verbunden werden kann. Außerdem können die speziellen Schaltungen des resistiven Dämpfungsgliedes 20 und des Schleifenfilters 22 auf eine Vielzahl von Weisen implementiert werden. Was wichtig ist, ist, dass der Schleifenfilter 22 nun wenigstens irgendeine Filterung der Ausgabe des DAC 18 bereitstellt. Wenn der DAC 18 direkt mit dem Eingang des VCO 24 verbunden ist und den Schleifenfilter 22 umgeht, wird am VCO-Ausgang 41 mehr Rauschen erzeugt. Bei einer Ausfüh rungsform verbindet die vorliegende Erfindung den Ausgang des DAC 18 mit irgendeinem Punkt innerhalb des Schleifenfilters 22, so dass der Schleifenfilter 22 einem doppelten Zweck des Filterns der Ausgabe des DAC 18 sowie des Filterns des von der Phasendetektor- und Ladungspumpenschaltung 26 gelieferten Signals dient.
Alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können den DAC 18 auf eine Vielzahl von Weisen mit dem Schleifenfilter 22 verbinden. Beispielsweise erlaubt die in 3 illustrierte Schaltung, den Widerstand 61 (siehe 2) zu entfernen, da der Widerstand 84 in dem Schleifenfilter 22 eine ähnliche Dämpfungsfunktion erfüllt. Obgleich die 2 und 3 als alternative Ausführungsformen der Verbindung des DAC 18 mit dem Schleifenfilter 22 gezeigt wurden, kann es eine Vielzahl von Weisen geben, in denen die Verbindung stattfindet. Man beachte, dass der Kondensator 60 der Schaltung in 2 hinzugefügt wurde, um das resistive Dämpfungsglied 22 und den Schleifenfilter 22 zu koppeln. Auf ähnliche Weise wurde der Kondensator 80 zu der Schaltung von 3 hinzugefügt, um das resistive Dämpfungsglied 20 mit dem Schleifenfilter 22 zu koppeln. Man beachte wiederum, dass alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung den DAC 18 und den Schleifenfilter 22 auf viele verschiedene Weisen koppeln können.
Durch Kopplung des DAC 18 mit dem VCO 24 mittels des Schleifenfilters 22 ist die Übertragungsfunktion des FM-Modulators 10 nicht länger konstant über die Frequenz. Dies stellt nun ein Problem dar, welches von dem Wellenformgenerator 12 gelöst werden kann. Der Wellenformgenerator 12 kann mittels der Pulsformungskoeffizienten, die am Eingang 46 bereitgestellt werden, programmiert werden, die Übertra gungsfunktion in solch einer Weise vorzuverzerren, dass die durch die direkte Kopplung des DAC 18 mit dem Schleifenfilter 22 verursachten Verzerrungen signifikant reduziert werden. Dies ist ein weiteres Beispiel der Flexibilität, die durch Hinzufügen des Wellenformgenerators 12 zu dem FM-Modulator 10 bereitgestellt wird.
Man beachte, dass der Wellenformgenerator 12 auch verwendet werden kann, um eine Filterfunktion durchzuführen, um die Sensitivität des FM-Modulators 10 gegenüber Variationen des Gains des VCO 24 zu reduzieren. Diese Filterung, die von dem Wellenformgenerator 12 durchgeführt wird, könnte von jeder Art linearem Phasenfilter, wie beispielsweise einem Bessel-Filter durchgeführt werden. Man beachte, dass diese lineare Phasenfilterung zusätzlich zu der Vorverzerrung und Pulsformungs-Filterung, die von dem Wellenformgenerator 12 durchgeführt werden, erfolgt. Bei einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung können die lineare Phasenfilterung, die Vorverzerrung und die Pulsformungs-Filterung alle unter Verwendung eines Filters innerhalb des Wellenformgenerators 12 durchgeführt werden. Alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können stattdessen verschiedene Filter in dem Wellenformgenerator 12 implementieren. Außerdem können alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung weniger, mehr oder andere Filter- und Wellenformungs-Funktionen innerhalb des Wellenformgenerators 12 durchführen.
Die folgenden Paragraphen beschreiben, wie die lineare Phasenfilterung, die Vorverzerrung und die Pulsformungsfilterung unter Verwendung eines Filters in dem Wellenformgenerator 12 durchgeführt werden können.
Es ist möglich, die VCO-Ausgangsfrequenz Fout gegenüber der Anfangsfrequenzabweichung Fin für den allgemeinen Dualport-Fall auszudrücken als
wobei Kv die VCO-Steigung, ausgedrückt in Einheiten von Megahertz/Volt × Einheit, ist,
N der programmierte Wert des Teilers 32 ist,
Icp der Stromwert der Ladungspumpe 26, ausgedrückt in Milliampere, ist,
Kdacatt ein Gain des DAC 18 und des Dämpfungsgliedes 20 ist,
Zlpf(s) die Tiefport-Impedanzübertragungsfunktion des Schleifenfilters zwischen dem Ausgang der Ladungspumpe 26 und dem Ausgang des Schleifenfilters 22, ausgedrückt in Volt / Milliampere, ist,
Vhpf(s) die Hochport-Übertragungsfunktion des Schleifenfilters zwischen dem Ausgang des Dämpfungsgliedes 20 und dem Ausgang des Schleifenfilters 22, ausgedrückt in Volt / Volt, ist und
s die Laplace-Transformationsvariable ist.
Damit die Gleichung 1 über die Frequenz konstant ist, ist es erforderlich, dass Kdacatt*Vhpf(s)*kv=1 über das verwendbare Signalspektrum ist (Gleichung 2). Man beachte, dass im idealen Dualport-Fall, in dem die Hochport- Frequenzabweichung direkt auf den VCO-Eingang gegeben wird, und daher Vhpf(s)=1, Kdacatt*Kv=1 erforderlich wäre, was nicht von der Frequenz abhängt. Gleichung 2 kann innerhalb des verwendbaren Signalspektrums nicht erfüllt werden, wenn Vhpf(s) eine Funktion der Frequenz ist. Eine mögliche Lösung wäre, eine Vorverzerrung in dem Hochport-Pfad zu verwenden, um den Wert von Vhpf(s) zu modifizieren; dies würde jedoch erfordern, dass dem Hochport-Pfad ein programmierbarer Wellenformgenerator zusätzlich zu dem bereits im Tiefport-Pfad verwendeten Wellenformgenerator hinzugefügt würde.
Die vorliegende Erfindung erlaubt es, einen einzelnen Wellenformgenerator zu verwenden, um sowohl den Hochport wie auch den Tiefport anzusteuern, indem die Pulsformungsfilter-Übertragungsfunktion F(s) kombiniert mit einer Vorverzerrungs-Übertragungsfunktion Hpd(s), das heißt F(s)*Hpd(s), implementiert wird, wobei
Bei einer Ausführungsform kann die Vorverzerrungs-Übertragungsfunktion die Welligkeit des Gesamt-Gains und die Welligkeit der Gruppenverzögerung reduzieren, ohne diese Welligkeiten vollständig zu eliminieren, da die Vorverzerrung auf beiden Ports durchgeführt wird, um die Verwendung zweier Wellenformgeneratoren zu vermeiden.
Einer der Schlüsselvorteile der Verwendung eines Wellenformgenerators 12 mit FM-Modulator 10, ist, dass der Wellenformgenerator 12 auf eine Vielzahl von Weisen programmiert werden kann, um das Verhalten des Modulators 10, basierend auf verschiedenen Veränderungen, die innerhalb der Schaltung des Modulators 10 durchgeführt werden, anzupassen. Ein Designer des Mehrmoden-Schleifen-FM-Modulators 10 hat nun eine signifikante Menge an Flexibilität bei der Anpassung der Filterung und Interpolation, die innerhalb des FM-Modulators 10 durchgeführt werden können, zu Verfügung. Man beachte, dass alternativ beide Multiplexer 14 und 38 und einer von diesen oder alternativ keiner von diesen verwendet werden können. Man beachte auch, dass dadurch, dass es eine Nulleingabe in den Multiplexer 14 und den Multiplexer 38 gibt, ein Benutzer des FM-Modulators 10 ein System auswählen kann, in welchem der VCO 24 von dem Hochport alleine, von dem Tiefport alleine oder von dem Hochport und dem Tiefport zusammen angesteuert wird.
Bei einer alternativen Ausführungsform kann der DAC 18 den Schleifenfilter 22 umgehen und mit dem Eingang des VCO 24 mittels eines Operationsverstärkers (nicht dargestellt) verbunden sein. Ein Nachteil dieses Ansatzes ist jedoch, dass ein Operationsverstärker signifikante Kosten und Rauschen zu dem FM-Modulator 10 beisteuert. Außerdem wird die Ausgabe des DAC 18 nicht länger von dem Schleifenfilter 22 gefiltert.
4 illustriert eine Ausführungsform eines Bereichs des Wellenformgenerators 12 von 1. Bei dem in 4 illustrierten Ausführungsbeispiel wählt das Spannweitenwahlsignal 45 aus, ob die Speicherschaltungen 102 und 103 umgangen werden oder nicht. Die Spannweitenwahl 45 bestimmt daher, ob ausgewählt wird, dass die Spannweite vier ist (unter Verwendung der Speicherschaltungen 104–107) oder ob ausgewählt wird, dass die Spannweite sechs ist (unter Verwendung der Speicherschaltungen 102–107). Alternative Ausführungsbeispiele können mehr Multiplexer (z.B. 100, 101) verwenden oder Multiplexer, die an anderen Positionen als in 4 illustriert, positioniert sind. Beispielsweise kann ein zusätzlicher Multiplexer, ähnlich dem Multiplexer 101 zwischen den Speicherschaltungen 105 und 106 angeschlossen sein, um zu gestatten, dass ausgewählt wird, dass die Spannweitenwahl 45 zwei, vier oder sechs ist. Die Spannweite bestimmt die Anzahl vorangehender Dateneingangswerte, die von dem Filter des Wellenformgenerators 12 zu einer gegebenen Zeit verwendet werden. Verschiedene vorbestimmte Protokolle erfordern unterschiedliche Spannweiten. Der in 4 illustrierte Wellenformgenerator 12 kann daher für eine Vielzahl dieser Protokolle verwendet werden, da die Spannweite programmierbar ist.
Ein zusätzliches Merkmal des Wellenformgenerators 12 ist, dass die Multiplizierer 108, 118, 128 und 138 bei der Eingangsdatenrate multipliziert mit der ausgewählten Spannweite, wie durch die Eingabe 45 ausgewählt, arbeiten. Die Eingangsdatenrate ist die Frequenz, mit der Eingangsdaten am Eingang 40 bereitgestellt werden. Es war im Stand der Technik üblich, einen separaten Multiplizierer für jede der Speicherschaltungen (z.B. 102–107) in der Spannweite zu verwenden. Die vorliegende Erfindung erlaubt es daher, dass ein Multiplizierer wiederholt bei einer höheren Taktfrequenz verwendet wird, wohingegen der Stand der Technik mehrere Multiplizierer erforderte, die bei einer niedrigeren Taktfrequenz arbeiteten.
Die vorliegende Erfindung gestattet es, dass die Oversampling-Rate programmierbar ist, indem der Oversampling-Taktgeber 181 und eine Schiebezahl-Eingabe in die Schieber 162, 165 und 168 verändert werden. Man beachte, dass die Integratorschaltung 200 eine Integrationsfunktion durchführt, wobei die letzte Stufe einen Anfangsfrequenzabweichungswert 43 empfängt, der es gestattet, dass der FM-Modulator 10 auf einen vorbestimmten Anfangswert gesetzt wird. Die Integratorschaltung 200 verwendet den Oversampling-Taktgeber 180, um die Abweichungen der Eingangsdaten 40 zu integrieren. Der Integrator 200 erzeugt und liefert das Hochport-Frequenzabweichungssignal 54 und das Tiefport-Frequenzabweichungssignal 56. Das Verschieben um N Schaltungen 162, 165 und 168 kann verwendet werden, um eine Anpassung an die Differenz zwischen dem Oversampling-Taktgeber und der Eingangsdatenrate zu erreichen. Man beachte, dass durch Verwendung einer einfachen Schiebeschaltung die Annahme gemacht wird, dass der Oversampling-Taktgeber und der Eingangsdaten-Taktgeber um eine Potenz von 2 miteinander in Beziehung stehen. Der Betrag, um den die Schiebeschaltung 162, 165 und 168 verschoben werden, kann ein programmierbarer Wert N sein. Man beachte, dass der Tiefport-Takt 182, der an dem Eingang der Speicherschaltung 171 bereitgestellt wird, verwendet werden kann, um die Dezimierungsfunktion durchzuführen. Bei einer Ausführungsform ist das Tiefport-Frequenzabweichungssignal daher eine Dezimierung des Hochport-Frequenzabweichunssignals 54. Alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung können die Dezimierung auf andere Weise durchführen oder es kann sein, dass sie gar keine Dezimierung durchführen. In anderen Worten wird nur einer von X der Werte des Hochport-Frequenzabweichungssignals 54 tatsächlich zur Verfügung gestellt und als Teil des Tiefport-Frequenzabweichungssignals 56 weitergeleitet, wobei X eine positive ganze Zahl ist.
Obgleich eine Ausführungsform des Wellenformgenerators 12 in 4 illustriert wurde, gibt es eine große Vielzahl von Ausführungsformen des Wellenformgenerators, die für die vorliegende Erfindung verwendet werden können. Beispielsweise ist es, obgleich der Wellenformgenerator 12 als vorwiegend in Hardwareform implementiert illustriert wurde, wichtig zu beachten, dass alternative Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung mehr Software und weniger Hardware bei der Implementierung des Wellenformgenerators 12 verwenden können. Man beachte auch, dass die in den 1–5 verwendeten Speicherschaltungen auf vielfältige Weise, einschließlich eines oder mehrerer Register implementiert sein können.

Claims

Frequenzmodulator (10) zum Modulieren eines Trägersignals gemäß einem Modulationsdatensignal (40), um ein moduliertes Ausgangssignal (41) bereitzustellen, wobei der Frequenzmodulator umfasst: einen Wellenformgenerator 12, der angeschlossen ist, um das Modulationsdatensignal zum Vorverzerren des Modulationsdatensignals in einer ausgewählten Weise zu empfangen, um wenigstens ein vorverzerrtes Modulationsdatensignal (54, 56) bereitzustellen; eine Schaltung (11) die angeschlossen ist, um wenigstens ein vorverzerrtes Modulationsdatensignal zu empfangen, um das modulierte Ausgangssignal zu erzeugen und an einem Ausgang bereitzustellen, dadurch gekennzeichnet, dass das wenigstens eine vorverzerrte Modulationsdatensignal ein Hochport-Frequenzabweichungssignal und ein Tiefport-Frequenzabweichungssignal enthält und das Dezimierungsverhältnis zwischen dem Hochport-Frequenzabweichungssignal (54) und dem Tiefport-Frequenzabweichungssignal (56) programmierbar ist.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator eine Interpolation durchführt.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator eine Filterung durchführt.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei die Spannweite (45) des Wellenformgenerators programmierbar ist.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator wenigstens eine Schiebeschaltung (162, 165, 168) umfasst, um eine Differenz zwischen einer Frequenz des Modulationsdatensignals und einer Frequenz eines Oversampling-Taktgebers (181) einzustellen.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator eine Oversampling-Rate (42) aufweist, die programmierbar ist
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator eine Multipliziererschaltung (108, 118, 128, 138) umfasst, die bei der Frequenz des Modulationsdatensignals arbeitet.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator wenigstens eine Ad diererschaltung (160, 163, 166, 169) umfasst, die bei der Frequenz des Oversampling-Taktgebers arbeitet.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei der Wellenformgenerator betreibbar ist, um das wenigstens eine vorverzerrte Modulationsdatensignal als eine Funktion einer Referenzfrequenz (30) zu skalieren.
Frequenzmodulator nach irgendeinem vorangehenden Anspruch, wobei die Schaltung zum Erzeugen und Bereitstellen des modulierten Ausgangssignals umfasst: einen Schleifenfilter (22); und einen VCO (24), der angeschlossen ist, um eine Eingabe von dem Schleifenfilter zu erhalten, um das modulierte Ausgangssignal an einem Ausgang des VCO zu erzeugen, wobei ein Hochport-Frequenzabweichungssignal nicht direkt als eine Eingabe an den VCO geleitet wird, sondern wobei das Hochport-Frequenzabweichungssignal den VCO mittels des Schleifenfilters beeinflusst.
Sender für eine digitale Funkkommunikationsvorrichtung mit einem Sendepfad, umfassend: einen Frequenzmodulator gemäß Anspruch 10 zum Modulieren eines Trägersignals gemäß einem Modulationsdatensignal, um ein moduliertes Ausgangssignal bereitzustellen; einen Leistungsverstärker zum Verstärken des modulierten Ausgangssignals; und eine mit dem Leistungsverstärker verbundene Antenne.
Sende-/ Empfangsgerät für eine digitale Funkkommunikationsvorrichtung mit einem Sendepfad und einem Empfangspfad, wobei der Sendepfad umfasst: einen Frequenzmodulator gemäß Anspruch 10 zum Modulieren eines Trägersignals gemäß einem Modulationsdatensignal, um ein moduliertes Ausgangssignal bereitzustellen; einen Leistungsverstärker zum Verstärken des modulierten Ausgangssignals; und eine mit dem Leistungsverstärker verbundene Antenne.