DE4323356C1

DE4323356C1 - Electronic release unit for a power circuit breaker

Info

Publication number: DE4323356C1
Application number: DE19934323356
Authority: DE
Inventors: Oliver Dipl Ing Rast; Johann Dipl Ing Skupin
Original assignee: Kloeckner Moeller GmbH
Current assignee: Eaton Industries GmbH
Priority date: 1993-07-13
Filing date: 1993-07-13
Publication date: 1994-09-08
Anticipated expiration: 2013-07-14
Also published as: HK1005054A1; GB9413940D0; GB2280072B; FR2707811A1; GB2280072A; FR2707811B1

Abstract

An electronic tripping unit for a circuit breaker provides automatic measurement region change-over for sensed line currents without considerable expenditure in time and materials, affecting A/D conversion in a disruptive manner, or excessive thermal energy occurring during signal conversion. for this, a load resistor 51 with at least two dividing resistors 511; 512 is used as the signal convertor, which converts the output current Ia of line current transformers into a measurement voltage Um. A voltage comparator 53 which senses the voltage Um and a subsequent control element 54 cause the current Ia to flow through a different combination of the dividing resistors 511; 512 in each measurement region, and a corresponding value is used as scaling factor for the evaluation of the A/D conversion, which takes place in controller 52. Calculated RMS values of the line currents are compared with set values E1 - Ek to produce a trip signal 8 in the event of excessive current. <IMAGE>

Description

Die Erfindung betrifft eine elektronische Auslöseeinheit für einen Leistungsschalter nach dem Oberbegriff des Anspruches 1. Insbesondere betrifft die Erfindung eine Auslöseeinheit mit automatischer Meßbereichsumschaltung.The invention relates to an electronic release unit for a circuit breaker according to the preamble of claim 1. In particular, the invention relates to a trigger unit automatic measuring range switching.

Aus der EP 179 017 A2 ist eine derartige Einrichtung bekannt mit wenigstens einem an eine Leitung eines Wechselstromkreises angeschlossenen Stromwandler, wobei die Leitung mit einem entsprechenden Pol des Leistungsschalters verbunden ist, ferner mit einem elektromechanischen Auslösemechanismus zum Öffnen der Pole des Leistungsschalters bei Über- oder Unterschreiten vorgegebener Einstellwerte durch den Leitungsstrom und mit einem an den wenigstens einen Stromwandler angeschlossenen Signal umformer zur Umwandlung des Ausgangsstromes des Stromwandlers in eine entsprechende Meßspannung. Weiterhin ist eine Abtast- und Halteschaltung zur wiederholten Abtastung und Haltung der Meßspannung für eine vorbestimmte Anzahl von Abtastungen vorgesehen, an die aufeinanderfolgend Mittel zur Analog/Digital- Wandlung (A/D-Wandlung), ein Mikrocomputer zur Berechnung des Effektivwertes des Leitungsstromes und eine Ausgangsschaltung zur Betätigung des Auslösemechanismus aufgrund eines zuvor festgeleg ten Wertes des Leitungsstromes angeschlossen sind. Das Problem bei derartigen Auslöseeinheiten besteht darin, daß mit Rücksicht auf die erforderliche Meßgenauigkeit innerhalb des sich vom kleinsten einstellbaren Nennstrom bis zum höchsten einstellbaren Überstrom erstreckenden Meßbereiches des Leitungsstromes normalerweise hochwertige A/D-Wandler mit einer hohen Auflösung bzw. Wortbreite (im allgemeinen 10 oder 12 bit) erforderlich sind, wobei diese hohe Auflösung und Wortbreite mit ansteigenden Leitungsströmen zu sehr hohen, jedoch nicht nutzbaren Meßgenau igkeiten führen, und der Rechenaufwand im Mikrocomputer ansteigt. Such a device is known from EP 179 017 A2 at least one to a line of an AC circuit connected current transformer, the line with a corresponding pole of the circuit breaker is connected, further with an electromechanical release mechanism to open the Pole of the circuit breaker if the limit is exceeded or fallen below specified settings through the line current and with a to the signal connected to the at least one current transformer converter for converting the output current of the current transformer into a corresponding measuring voltage. Furthermore, a sampling and Holding circuit for repeated sampling and holding of the Measuring voltage for a predetermined number of samples provided to which successive means for analog / digital Conversion (A / D conversion), a microcomputer to calculate the RMS values of the line current and an output circuit for Actuation of the trigger mechanism based on a predetermined th value of the line current are connected. The problem in such tripping units is that with consideration to the required measurement accuracy within the range from smallest adjustable nominal current up to the highest adjustable Overcurrent measuring range of the line current Usually high quality A / D converters with a high resolution or word width (generally 10 or 12 bit) required are, these high resolution and word width with increasing Line currents at very high but not usable measuring accuracy and the computing effort in the microcomputer increases.

Um diesen Nachteil zu umgehen, ist in der bekannten Auslöse einheit an den Mikrocomputer eine Schaltungsanordnung zur selbsttätigen Änderung des Maßstabsfaktors der A/D-Wandlung mit einer Auflösung von 8 bit angeschlossen, um einen gegebenen Meßbereich des Leitungsstromes bezogen auf Stromeinheiten pro Bit des Mikrocomputers in einen ersten, unteren und einen zweiten, oberen Bereich zu unterteilen. Insbesondere erzeugt diese Schaltung eine Referenzspannung, die steuerbar zwischen wenig stens zwei Werten umschaltbar ist und im wesentlichen aus zwei ausgangsseitig gekoppelten Operationsverstärkern besteht, von denen der eine eingangsseitig über ein Spannungsteilernetzwerk mit einem vom Mikrocomputer gelieferten variablen Spannungssignal und der andere eingangsseitig über ein weiteres Spannungstei lernetzwerk mit einer Festspannung versorgt wird, so daß sich die Spannung am ausgangsseitigen Verbindungspunkt der Operationsver stärker aufgrund des variablen Spannungssignales ändert und, den Mitteln zur A/D-Wandlung zugeführt, als maßstabsändernde Referenzspannung auswirkt.To avoid this disadvantage, the known trigger unit to the microcomputer a circuit arrangement for automatic change of the scale factor of the A / D conversion with 8 bit resolution connected to a given Measuring range of the line current related to current units per bit the microcomputer into a first, lower and a second, to divide the upper area. In particular, this creates Circuit a reference voltage that is controllable between little at least two values can be switched and essentially two operational amplifier coupled on the output side, from those on the input side via a voltage divider network with a variable voltage signal supplied by the microcomputer and the other on the input side via a further voltage section lernetzwerk is supplied with a fixed voltage, so that the Voltage at the connection point of the operation ver changes more due to the variable voltage signal and that A / D conversion means supplied as scale-changing Reference voltage affects.

Der Nachteil dieses Standes der Technik besteht in folgendem:The disadvantage of this prior art is as follows:

Von dem Mikrocomputer ist bei jeder A/D-Wandlung zu erkennen, ob der bestehende Maßstabsfaktor dem für den aktuellen abgetasteten Leitungsstrom zugehörigen Meßbereich entspricht oder nicht. Im letzteren Falle ist nach entsprechender Umschaltung der Referenz spannung die A/D-Wandlung mit dem nunmehr richtigen Maßstabs faktor zu wiederholen, das heißt, bei einer Meßbereichsumschal tung ist jeweils ein weiterer, zusätzliche Verarbeitungszeit erfordernder, Schritt bei der A/D-Wandlung und bei der Ver arbeitung durch den Mikrocomputer notwendig. Hierbei ist noch zu beachten, daß die Umschaltung der als empfindlichste Eingangs größe bei der A/D-Wandlung gekennzeichneten Referenzspannung zu Störungen und damit Meßfehlern führen kann. Fernerhin ist eine relativ aufwendige Schaltungsanordnung für die Umschaltung der Referenzspannung mit zwei Operationsverstärkern, vier Präzisions widerständen und zwei Dioden erforderlich. Die Umwandlung des vom Stromwandler gelieferten Ausgangsstromes innerhalb des breiten Meßbereiches in eine entsprechende Meßspannung bedingt außerdem die Verwendung hochbelastbarer Präzisionswiderstände. Die an dem Präzisionswiderstand des Signalumformers abzubauende Energie gewinnt noch an erheblicher Bedeutung unter dem Gesichtspunkt, daß für die sich selbst versorgende Auslöseeinheit auch bei einphasigem Betrieb im Bereich des kleinsten einstellbaren Nennstromes jeder Stromwandler noch ausreichend elektrische Energie liefern muß, die letztendlich bei sehr hohen Leitungs strömen über dem Signalumformer als Wärmeenergie abzubauen ist. Die hohe Wärmeenergie macht wiederum den Einsatz von teuren oder kaum verfügbaren elektronischen Bauelemente notwendig, da diese für hohe Umgebungstemperaturen ausgelegt sein müssen.With each A / D conversion, the microcomputer recognizes whether the existing scale factor that for the current scanned Line current corresponding measuring range corresponds or not. in the the latter case is after switching the reference accordingly voltage the A / D conversion with the now correct scale factor to be repeated, that is, when changing the measuring range each time is an additional, additional processing time requiring step in A / D conversion and ver work by the microcomputer necessary. This is still too note that switching is the most sensitive input size of the reference voltage marked for the A / D conversion Malfunctions and thus measurement errors can result. Furthermore, a Relatively complex circuit arrangement for switching the Reference voltage with two operational amplifiers, four precision resistors and two diodes required. The conversion of the from Current transformer delivered output current within the wide Measurement range in a corresponding measurement voltage also requires the use of heavy duty precision resistors. The on that Precision resistance of the signal converter energy to be dissipated is still gaining considerable importance from the point of view that also for the self-supplying trigger unit single-phase operation in the range of the smallest adjustable Nominal current of each current transformer is still sufficiently electrical Must deliver energy, ultimately at very high power flow over the signal converter as thermal energy is to be dissipated. The high thermal energy in turn makes the use of expensive or hardly available electronic components necessary because of this must be designed for high ambient temperatures.

Bei einer aus der DE 37 24 917 A1 bekannten Schaltungsanordnung wird eine am Schleifer eines Potentiometers abnehmbare Spannung mittels eines hysteresebehafteten Komparators auf ihre Größe überprüft und in Abhängigkeit hiervon ein Umschalter gesteuert. Liegt die abgegriffene Spannung in einem ersten, unteren Stellbereich, so wird sie über einen Verstärker und dem in seiner ersten Schaltstellung befindlichen Umschalter einem A/D-Wandler zugeführt; liegt die abgegriffene Spannung in einem zweiten, oberen Stellbereich, so wird sie unmittelbar über den in seiner zweiten Schaltstellung befindlichen Umschalter dem A/D-Wandler zugeführt. Dazu wird die Ausgangsspannung des Komparators als Steuerspannung für den Umschalter und den A/D-Wandler benutzt. Nachteilig sind die hohen Kosten und, insbesondere bei Verwendung zur Stromerfassung, die große Verlustleistung, da zum einen durch die ständige Strombeaufschlagung über beide Stellbereiche ein für große Verlustleistungen auszulegender Meßwiderstand erforderlich wäre und zum anderen die Schaltungsanordnung hinsichtlich der Anzahl der Bauelemente zur Realisierung der bewertbaren Bereichs umschaltung zu aufwendig ist.In a circuit arrangement known from DE 37 24 917 A1 becomes a voltage that can be removed from the slider of a potentiometer by means of a hysteresis comparator to their size checked and a switch controlled depending on this. If the tapped voltage is in a first, lower one Adjustment range, so it is via an amplifier and the one in its switch located in the first switching position of an A / D converter fed; the tapped voltage lies in a second, upper adjustment range, it is immediately above that in its second switch position the switch the A / D converter fed. For this purpose, the output voltage of the comparator is as Control voltage for the switch and the A / D converter used. The high costs and, especially when used, are disadvantageous for current detection, the large power loss, because on the one hand by the constant application of current over both adjustment ranges for large power dissipation required measuring resistance required would and on the other hand the circuit arrangement with regard to Number of components for realizing the assessable area switching is too complex.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, unter Verwendung von standardmäßigen Mitteln zur A/D-Wandlung die genannten Nachteile durch eine verbesserte Meßbereichsumschaltung zu umgehen.The invention is therefore based on the object using of standard means for A / D conversion Disadvantages due to an improved range switching bypass.

Ausgehend von einer elektronischen Auslöseeinheit der eingangs genannten Art wird die Aufgabe erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruches 1 gelöst. Durch die Ausbildung des Signalumformers als Bürdenwiderstand aus mehreren Teilwiderständen und deren entsprechende Verbindung mit einem Spannungsvergleicher und einem Steuerelement wird mit einfachen Mitteln unter Beibehaltung der Vorteile des Standes der Technik erreicht, daß zum einen durch den vorgelagerten Spannungsver gleicher jede A/D-Wandlung von Beginn an gleich in dem für den gerade aktuellen abgetasteten Leitungsstrom zugehörigen Meßbe reich durchgeführt wird und zum anderen ein hoher oder niedriger Anteil des Bürdenwiderstandes durch den Ausgangsstrom des Stromwandlers belastet wird, je nachdem der Ausgangsstrom dem unteren oder dem oberen Meßbereich zuzuordnen ist. In jedem Falle wird der Stromfluß nicht unterbrochen. Durch die Beteiligung des Bürdenwiderstandes mit unterschiedlichen Widerstandsbeträgen in den verschiedenen Meßbereichen wird die abzubauende Wärmeenergie gering gehalten, wodurch die mit der Wärmeenergie verbundenen Nachteile des Standes der Technik entfallen. Es entfällt außerdem die störwirksame Umschaltung einer Referenzspannung für die A/D- Wandlung. Der Gesamtmeßbereich für den Leitungsstrom ist sinnvoll und den Erfordernissen entsprechend in mindestens zwei Teilmeßbe reiche aufzuteilen.Starting from an electronic trip unit at the beginning mentioned type, the task according to the invention characterizing features of claim 1 solved. Through the Training of the signal converter as a burden resistance from several Resistors and their corresponding connection with a Voltage comparator and a control comes with simple Means while maintaining the benefits of the prior art achieved that on the one hand by the upstream voltage ver same every A / D conversion from the beginning in the same for that currently measured line current associated measurement is performed richly and secondly a high or low Share of the burden resistance through the output current of the Current transformer is loaded depending on the output current is to be assigned to the lower or the upper measuring range. In any case the current flow is not interrupted. Through the participation of the Burden resistance with different resistance amounts in The thermal energy to be dissipated is the different measuring ranges kept low, which means those associated with thermal energy Disadvantages of the prior art are eliminated. It also does not apply the interference-effective switching of a reference voltage for the A / D Change. The total measuring range for the line current is reasonable and according to the requirements in at least two partial measurements divide rich.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen. Die zyklische Verbindung mehrerer zu einem Leistungsschalter gehöriger Stromwandler mit einem gemeinsamen Bürdenwiderstand und damit mit den gemeinsamen nachfolgenden Mitteln verringert den Aufwand für diese hoch genauen bzw. hochintegrierten Bauelemente auf ein Minimum. Der Einsatz eines entsprechenden Mikrocontrollers, wie er derzeit schon angeboten wird, führt zu einer sinnvollen Vereinfachung. Die Hysterese des Spannungsvergleichers verhindert das im allgemeinen störende Hin- und Herspringen zwischen zwei benach barten Meßbereichen, wenn sich die Größe des Leitungsstromes an der gemeinsamen Bereichsgrenze befindet, und macht den Einsatz von Präzisionsbauelementen für den Spannungsvergleicher und für das Steuerelement entbehrlich. Ein zusätzlicher INHIBIT-Steuer ausgang am Spannungsvergleicher verhindert Fehlmessungen während der Meßbereichsumschaltung. Die Aufteilung des Bürdenwiderstandes in zwei Teilwiderstände führt zu einer Lösung mit besonders einfachen und wenigen Mitteln hinsichtlich des Bürdenwiderstandes selbst sowie des Spannungsvergleichers, des Steuerelementes und der Mittel zur A/D-Wandlung. Die Ermittlung des für das Auslöse verhalten der Auslöseeinheit maßgeblichen Effektivwertes des Leitungsstromes kann im Mikrocomputer entweder durch Berechnung über den quadratischen Mittelwert oder unter Zuhilfenahme einer entsprechenden gespeicherten Tabelle erfolgen.Further advantageous embodiments of the invention are the See subclaims. The cyclical connection of several current transformer belonging to a circuit breaker with a common burden resistance and thus with the common Subsequent means greatly reduces the effort for this precise or highly integrated components to a minimum. Of the Use of a corresponding microcontroller, as it is currently Already being offered leads to a sensible simplification. The hysteresis of the voltage comparator prevents this in general disturbing jumping back and forth between two neighboring beard measuring ranges when the size of the line current increases the common area boundary, and makes the bet of precision components for the voltage comparator and for the control is unnecessary. An additional INHIBIT tax output on the voltage comparator prevents incorrect measurements during the measuring range switch. The division of the burden resistance in two partial resistors leads to a solution with special simple and few means regarding the burden resistance itself as well as the voltage comparator, the control element and the means for A / D conversion. Determining the for triggering behavior of the tripping unit is the effective effective value of the Line current can be calculated in the microcomputer either by calculation above the quadratic mean or with the help of a corresponding saved table.

Die Erfindung soll nachstehend an einem Ausführungsbeispiel, aus dem weitere Einzelheiten und Vorteile zu ersehen sind, näher erläutert werden. In der zugehörigen Zeichnung zeigtThe invention is based on an exemplary embodiment which further details and advantages can be seen are explained. In the accompanying drawing shows

Fig. 1 das Prinzipschaltbild einer erfindungsgemäßen elek tronischen Auslöseeinheit; Fig. 1 shows the schematic diagram of an electronic tripping unit according to the invention;

Fig. 2 eine detaillierte Darstellung aus Fig. 1; FIG. 2 shows a detailed illustration from FIG. 1;

Fig. 3 ein Diagramm charakteristischer Größen in Abhängigkeit von Ausgangsstrom des Stromwandlers. Fig. 3 is a diagram of characteristic parameters as a function of output current of the current transformer.

In Fig. 1 ist schematisch eine zu schützende dreiphasige Wechselstrom-Energieleitung mit in den einzelnen Leitungen L1, L2, L3 liegenden Polen 11, 12, 13 eines Leistungsschalters gezeigt. Der Leistungsschalter enthält als weiteren wesentlichen Bestandteil eine elektronische Auslöseeinheit 10. Die Auslöse einheit 10 enthält ausgangseitig einen Thyristorschalter 1, der unter bestimmten Bedingungen - insbesondere beim Überschreiten eines vorgegebenen Einstellwertes durch mindestens einen der Leitungsströme I1, I2, I3 in der betreffenden Leitung L1, L2 bzw. L3 - einen elektromechanischen Auslösemechanismus 2 über eine Meß- und Versorgungsleitung 3 mit Energie versorgt, wodurch das Öffnen der Pole 11 bis 13 bewirkt wird. Der Auslösemechanismus 2 ist im Beispiel als Auslösemagnet ausgeführt. In jeder der Leitungen L1, L2, L3 befindet sich ein Stromwandler 21, 22, 23 in Reihe zu den Polen 11, 12, 13. Die die Sekundärwicklungen der Stromwandler 21, 22, 23 durchflutenden gewandelten Leitungsströme werden einer Schalteinheit 4 zugeführt, in der diese Ströme vollweg-gleichgerichtet werden und nach Maßgabe von zyklisch aufeinanderfolgenden eingangsseitigen Steuersignalen S1, S2, S3 ebenso zyklisch aufeinanderfolgend als Ausgangsstrom Ia an die Meß- und Versorgungsleitung 3 ausgegeben werden. Eine derartige Schalteinheit ist in der DE 40 16 075 C2 näher beschrieben. Im Normalbetrieb des Leistungsschalters ist der Thyristor 1 geöffnet, und es gelangt der Ausgangsstrom Ia in seiner Gesamt heit in eine Verarbeitungseinheit 5. Nach Verlassen der Ver arbeitungseinheit 5 speist der Ausgangsstrom Ia eine Stromver sorgungseinheit 6, die zur Energieversorgung der elektronischen Auslöseeinheit 10 dient. Durch Einstellglieder 7 werden Einstell werte E1, E2 bis Ek in die Verarbeitungseinheit 5 eingegeben. Die Einstellglieder 7 sind geeignete Mittel zur Vorgabe der Einstell werte E1, E2 bis Ek, beispielsweise Schalter oder Potentiometer. In der Verarbeitungseinheit 5 werden die Werte des Ausgangs stromes Ia zeitlich aufeinanderfolgend verarbeitet und daraus auswertbare Größen der Leitungsströme I1, I2, I3 gebildet, insbesondere deren Effektivwerte. Überschreitet mindestens eine der auswertbaren Größen der Leitungsströme I1, I2, I3 einen der zuzuordnenden Einstellwerte E1, E2 bis Ek, dann erfolgt nach Maßgabe und Bedeutung dieses Einstellwertes entweder mit oder ohne wesentliche zeitliche Verzögerung die Ausgabe eines Auslösesignals über die Auslöseleitung 8 an den Steuereingang des Thyristorschalters 1, was das Öffnen der Pole 11, 12, 13 und damit die Auslösung des Schaltschlosses (nicht dargestellt) des Leistungsschalters zur Folge hat.In Fig. 1, a circuit breaker 13 is shown schematically to be protected a three-phase AC power line in the individual lines L1, L2, L3 lying poles 11, 12 is shown. The circuit breaker contains an electronic tripping unit 10 as a further essential component. The trigger unit 10 contains on the output side a thyristor switch 1 , which under certain conditions - in particular when a predetermined setting value is exceeded by at least one of the line currents I1, I2, I3 in the relevant line L1, L2 or L3 - an electromechanical trigger mechanism 2 via a measuring and supply line 3 is supplied with energy, whereby the opening of the poles 11 to 13 is effected. The trigger mechanism 2 is designed as a trigger magnet in the example. A current transformer 21 , 22 , 23 is located in series with the poles 11 , 12 , 13 in each of the lines L1, L2, L3. The converted line currents flowing through the secondary windings of the current transformers 21 , 22 , 23 are fed to a switching unit 4 , in which these currents are fully rectified and, in accordance with cyclically successive input-side control signals S1, S2, S3, also cyclically in succession as output current Ia to the measuring and supply line 3 are output. Such a switching unit is described in more detail in DE 40 16 075 C2. In normal operation of the circuit breaker, the thyristor 1 is open and the total output current Ia reaches a processing unit 5 . After leaving the processing unit 5, the output current Ia feeds a power supply unit 6 which serves to supply energy to the electronic trigger unit 10 . Setting elements E1, E2 to Ek are entered into the processing unit 5 by setting elements 7 . The setting members 7 are suitable means for specifying the setting values E1, E2 to Ek, for example switches or potentiometers. In the processing unit 5 , the values of the output current Ia are processed successively in time and evaluable variables of the line currents I1, I2, I3 are formed therefrom, in particular their effective values. If at least one of the evaluable quantities of the line currents I1, I2, I3 exceeds one of the assigned setting values E1, E2 to Ek, then depending on the meaning and meaning of this setting value, either with or without a significant time delay, a trigger signal is output via the trigger line 8 to the control input of the Thyristor switch 1 , which results in the opening of the poles 11 , 12 , 13 and thus the triggering of the switch lock (not shown) of the circuit breaker.

In Fig. 2 ist die Verarbeitungseinheit 5 im Detail dargestellt. Der Ausgangsstrom Ia wird in einem Bürdenwiderstand 51 in eine geeignete Meßspannung Um umgeformt. Die Meßspannung Um gelangt an einen Signaleingang 521 eines marktüblichen Mikrocontrollers 52. Der Mikrocontroller 52 enthält nacheinander angeordnet Mittel zum Abtasten und Halten der Meßspannung Um, Mittel zur A/D- Wandlung der abgetasteten und gehaltenen Meßspannung sowie einen Mikrocomputer. Der Mikrocomputer hat neben verschiedenen Steuerungsaufgaben - beispielsweise die zyklische Ausgabe der Steuersignale S1, S2, S3 - die Bildung auswertbarer Größen - insbesondere der Effektivwerte - der Leitungsströme I1, I2, I3 aus der digitalisierten Meßspannung zur Aufgabe. Im Mikrocomputer des Mikrocontrollers werden weiterhin die auswertbaren Größen mit den vorgegebenen Einstellwerten E1 bis Ek verglichen, um im Bedarfsfall ein Auslösesignal an die Auslöseleitung 8 auszugeben.In FIG. 2, the processing unit 5 is shown in detail. The output current Ia is converted into a suitable measuring voltage Um in a load resistor 51 . The measuring voltage Um arrives at a signal input 521 of a commercially available microcontroller 52 . The microcontroller 52 contains, arranged one after the other, means for sampling and holding the measurement voltage Um, means for A / D conversion of the sampled and held measurement voltage and a microcomputer. In addition to various control tasks - for example the cyclical output of the control signals S1, S2, S3 - the microcomputer has the task of forming evaluable variables - in particular the effective values - of the line currents I1, I2, I3 from the digitized measurement voltage. In the microcomputer of the microcontroller, the evaluable variables are also compared with the specified setting values E1 to Ek, in order to output a trigger signal to the trigger line 8 if necessary.

Der Bürdenwiderstand 51 ist in zwei Teilwiderstände 511 und 512 aufgeteilt, dessen Fußpunkt 515 mit der gemeinsamen Masse der Verarbeitungseinheit 5 verbunden ist. Parallel zu dem ersten Teilwiderstand 511 sind die beiden Eingänge 531 und 532 eines hysteresebehafteten Spannungsvergleichers 53 angeordnet, wobei der nichtinvertierende Eingang 531 mit dem Hochpunkt 513 und der invertierende Eingang 532 mit dem Verbindungspunkt 514 der Teilwiderstände 511 und 512 verbunden ist. Parallel zu dem zweiten Teilwiderstand 512 ist der Ausgang eines Steuerelementes 54, genauer die Drain-Source-Strecke eines Feldeffekttransistors, angeordnet. Parallel zum Ausgang 533 des Spannungsvergleichers 53 ist ein Spannungsteiler 55 angeordnet. Der Spannungsteiler 55 besteht aus zwei gewöhnlichen Widerständen 551 und 552 und ist über seinen Teilabgriff 553 mit der Steuerelektrode 541 des Steuerelementes 54, d. h. dem Gate des FET, verbunden. Hat die Meßspannung Um noch nicht den oberen Schwellenwert des Spannungs vergleichers 53 überschritten, dann befindet sich sein Ausgang 533 auf dem LOW-Pegel. Damit bleibt das Steuerelement 54 nichtleitend, und der zweite Teilwiderstand 512 ist voll wirksam. Dadurch ergibt sich ein bestimmter Faktor bei der Signalumformung des Ausgangsstromes Ia in die Meßspannung Um. Überschreitet die Meßspannung Um den oberen Schwellenwert des Spannungsvergleichers 53, dann nimmt sein Ausgang 533 den HIGH-Pegel an. Dadurch wird das Steuerelement 54 leitend, und der zweite Teilwiderstand 512 wird kurzgeschlossen. In dem oberen Meßbereich wird damit die Signalumformung sowohl mit einem geringeren Faktor als auch mit einem geringeren Energieverbrauch am Bürdenwiderstand 51 durchgeführt. Das Verhältnis der Umformungsfaktoren im oberen und im unteren Meßbereich ergibt sich aus dem Verhältnis des ersten Teilwiderstandes 511 zur Summe beider Teilwiderstände 511 und 512. Erst beim Unterschreiten des unteren Schwellenwertes des Spannungsvergleichers 53 durch die Meßspannung Um nimmt der Ausgang 533 wieder den LOW-Pegel an, wodurch das Steuerelement 54 wieder nichtleitend wird und die Signalumformung mit dem höheren Faktor weitergeführt wird. Im gleichen Verhältnis steht am Signaleingang 521 das Meßsignal Um innerhalb eines unteren Meßbereiches mit einer genügend großen Auflösung bezogen auf Spannungseinheiten pro Stromeinheit der Leitungsströme L1, L2, L3 und demgegenüber innerhalb eines oberen Meßbereiches mit einer geringeren, jedoch noch ausreichenden Auflösung für die Weiter verarbeitung zur Verfügung. In jedem Meßbereich ist die für die Aufrechterhaltung der Funktion der elektronischen Auslöseeinheit 10 notwendige Bedingung erfüllt, daß der Stromfluß der Sekundär ströme der Stromwandler 21, 22, 23 und der Stromfluß des Ausgangsstromes Ia nicht unterbrochen wird. Die Meßbereiche grenzen an den Schwellenwerten des Spannungsvergleichers 53 aneinander und überlappen sich im Bereich zwischen den Schwellen werten, wodurch ein ausreichend störungsfreier Übergang zwischen den Meßbereichen infolge dieser Hysterese erfolgt.The burden resistor 51 is divided into two partial resistors 511 and 512 , the base 515 of which is connected to the common ground of the processing unit 5 . The two inputs 531 and 532 of a hysteresis voltage comparator 53 are arranged in parallel with the first partial resistor 511 , the non-inverting input 531 being connected to the high point 513 and the inverting input 532 being connected to the connection point 514 of the partial resistors 511 and 512 . The output of a control element 54 , more precisely the drain-source path of a field effect transistor, is arranged parallel to the second partial resistor 512 . A voltage divider 55 is arranged parallel to the output 533 of the voltage comparator 53 . The voltage divider 55 consists of two ordinary resistors 551 and 552 and is connected via its partial tap 553 to the control electrode 541 of the control element 54 , ie the gate of the FET. If the measuring voltage Um has not yet exceeded the upper threshold value of the voltage comparator 53 , then its output 533 is at the LOW level. The control element 54 thus remains non-conductive and the second partial resistor 512 is fully effective. This results in a certain factor in the signal conversion of the output current Ia into the measuring voltage Um. If the measuring voltage exceeds the upper threshold value of the voltage comparator 53 , its output 533 assumes the HIGH level. As a result, the control element 54 becomes conductive and the second partial resistor 512 is short-circuited. In the upper measuring range, the signal conversion is thus carried out with a smaller factor and with a lower energy consumption at the load resistor 51 . The ratio of the deformation factors in the upper and in the lower measuring range results from the ratio of the first partial resistor 511 to the sum of the two partial resistors 511 and 512 . Only when the measured voltage Um falls below the lower threshold value of the voltage comparator 53 does the output 533 again assume the LOW level, as a result of which the control element 54 becomes non-conductive again and the signal conversion is continued with the higher factor. The measurement signal Um is in the same ratio at signal input 521 within a lower measuring range with a sufficiently high resolution based on voltage units per current unit of line currents L1, L2, L3 and, in contrast, within an upper measuring range with a lower, but still sufficient resolution for further processing Available. In each measuring range, the condition necessary for maintaining the function of the electronic trip unit 10 is fulfilled that the current flow of the secondary currents of the current transformers 21 , 22 , 23 and the current flow of the output current Ia is not interrupted. The measuring ranges adjoin one another at the threshold values of the voltage comparator 53 and overlap in the range between the threshold values, as a result of which a sufficiently trouble-free transition between the measuring ranges takes place as a result of this hysteresis.

Durch diese Signalumformung für niedrige Ausgangsströme Ia mit einem höheren Faktor und für hohe Ausgangsströme Ia mit einem niedrigeren Faktor ist für die nachfolgende A/D-Wandlung nur eine Auflösung mit einfachen Mitteln, d. h. eine Auflösung von üblicherweise 8 bit, erforderlich. Um jedoch den gesamten Meßbereich erfassen zu können, wird das Ergebnis der A/D-Wandlung mit einem Maßstabsfaktor verknüpft. Der Maßstabsfaktor nimmt zwei Werte an und hängt vom jeweils aktuellen Meßbereich ab. Die Werte des Maßstabsfaktors stehen im umgekehrten Verhältnis wie die Signalumformungsfaktoren in den beiden Meßbereichen. Der Maßstabsfaktor wird im Mikrocontroller 52 gebildet, wozu an diesem ein zusätzlicher Eingang 522 vorgesehen ist, der mit dem Ausgang 533 des Spannungsvergleichers 53 verbunden ist. Ein LOW- Pegel am Ausgang 533 bewirkt in dem Mikrocontroller 52 den niedrigeren Wert und ein HIGH-Pegel den höheren Wert des Maßstabsfaktors.As a result of this signal conversion for low output currents Ia with a higher factor and for high output currents Ia with a lower factor, only a resolution with simple means, ie a resolution of usually 8 bits, is required for the subsequent A / D conversion. However, in order to be able to cover the entire measuring range, the result of the A / D conversion is linked to a scale factor. The scale factor takes two values and depends on the current measuring range. The values of the scale factor are inversely related to the signal conversion factors in the two measuring ranges. The scale factor is formed in the microcontroller 52 , for which purpose an additional input 522 is provided, which is connected to the output 533 of the voltage comparator 53 . A LOW level at output 533 causes the lower value in microcontroller 52 and a HIGH level causes the higher value of the scale factor.

In Fig. 3 sind die Verläufe der Meßspannung Um (Fig. 3a) und der Auflösung der A/D-Wandlung pro Stromeinheit (Fig. 3b) qualitativ in Abhängigkeit des Ausgangsstromes Ia dargestellt. Für diese Darstellung wurde angenommen, daß sich der Ausgangsstrom Ia aus dem unteren in den oberen Meßbereich und wieder zurück bewegt. Die Darstellung der Auflösung entspricht in ihrem Verlauf dem umgekehrten Verlauf der Genauigkeit von der Erfassung der Leitungsströme I1, I2, I3 bis zur Bildung der digitalisierten Werte.In Fig. 3 the curves of the measuring voltage Um (Fig. 3a) and the resolution of the A / D conversion per unit current (Fig. 3b) high as a function of the output current Ia. For this illustration it was assumed that the output current Ia moves from the lower to the upper measuring range and back again. The representation of the resolution corresponds in its course to the reverse course of the accuracy from the detection of the line currents I1, I2, I3 to the formation of the digitized values.

Mit einem INHIBIT-Steuerausgang 534 des Spannungsvergleichers 53 (Fig. 2) wird der Mikrocontroller 52 solange angesteuert, bis der Umschaltvorgang von einem Meßbereich zum anderen und die damit verbundenen Einschwingvorgänge beendet sind.With an INHIBIT control output 534 of the voltage comparator 53 ( FIG. 2), the microcontroller 52 is controlled until the switching process from one measuring range to the other and the transient processes associated therewith have ended.

Claims

1. Electronic trip unit for a circuit breaker with

- At least one current transformer ( 21 ; 22 ; 23 ) connected to a line (L1; L2; L3) of an AC circuit, the line (L1; L2; L3) being connected to a corresponding pole ( 11 ; 12 ; 13 ) of the circuit breaker is
- an electromechanical tripping mechanism ( 2 ) for opening the poles ( 11 ; 12 ; 13 ) of the circuit breaker when the set values (E1; E2;... Ek) are exceeded or undershot by the line current (I1; I2; I3),
- A signal converter connected to the at least one current transformer ( 21 ; 22 ; 23 ) for converting the output current (Ia) from the current transformer ( 21 ; 22 ; 23 ) into a corresponding measuring voltage (Um),
- subsequent means for sampling and holding the measurement voltage (Um) for a predetermined number of conditions,
the following means for A / D conversion of the sampled measuring voltage with an additional input ( 522 ) for changing the scale factor based on current units per bit,
- A subsequent microcomputer for determining the effective value of the line current (I1; I2; I3) taking into account the scale factor and
- An output circuit ( 1 ) for actuating the trigger mechanism ( 2 ),

characterized in that

- The signal converter is a burden resistor ( 51 ) with at least two partial resistors ( 511 ; 512 ),
one of the partial resistors ( 511 ) is led to the inputs of a hysteresis-related voltage comparator ( 53 ), the output signal of which changes abruptly when its input voltages exceed or fall below threshold values,
- The output ( 533 ) of the voltage comparator ( 53 ) is connected to the additional input ( 522 ) of the means for A / D conversion and to the microcomputer and
- The output ( 533 ) of the voltage comparator ( 53 ) is also connected to the input ( 541 ) of a control element ( 54 ) which is the non-application or the application of corresponding partial resistors ( 511 ; 512 ) with the output current (Ia) of the current transformer ( 21 ; 22 ; 23 ) after an abrupt change in the output signal of the voltage comparator ( 53 ) in the direction of an increase or decrease in scale, a certain ter ( 511 ) of the partial resistors ( 511 ; 512 ) being constantly acted upon.

2. Electronic trip unit according to claim 1, characterized in that the output currents of a plurality of current transformers ( 21 ; 22 ; 23 ) connected to different poles ( 11 ; 12 ; 13 ) of the circuit breaker are cyclically connected in series with the burden resistor ( 51 ) via analog switches .

3. Electronic trip unit according to claim 1 or 2, characterized in that the means for scanning and holding, the means for A / D conversion and the microcomputer are components of a microcontroller ( 52 ).

4. Electronic trip unit according to one of claims 1 to 3, characterized in that the voltage comparator ( 53 ) is provided with an INHIBIT control output ( 534 ) which is guided to a corresponding input of the microcomputer.

5. Electronic trip unit according to one of claims 1 to 4, characterized in that the burden resistor ( 51 ) consists of two series resistors ( 511 ; 512 ).

6. Electronic trip unit according to claim 5, characterized in that the voltage comparator ( 53 ) on the part of a first input ( 531 ) with the high point ( 513 ) and on the part of a second input ( 532 ) inverse to the first input ( 531 ) with the connection point ( 514 ) of the partial resistors ( 511 ; 512 ) is connected.

7. Electronic trip unit according to claim 5 or 6, characterized in that the control element ( 54 ) is a transistor switch, the control electrode ( 541 ) via a voltage divider ( 55 ) with the output ( 533 ) of the voltage comparator ( 53 ) and its output side Electrode path between the connection point ( 514 ) and the base point ( 515 ) of the partial resistors ( 511 ; 512 ) is arranged.

8. Electronic trip unit according to claim 7, characterized in that the control element ( 54 ) is a field effect transistor.

9. Electronic trip unit according to one of claims 1 to 8, characterized in that the from the means for A / D Conversion from the measuring voltage (Um) formed digital Measured values from the microcomputer to the quadratic mean processing.

10. Electronic trip unit according to one of claims 1 to 8, characterized in that the from the means for A / D Conversion from the measuring voltage (Um) formed digital Measured values as an address for a stored in the microcomputer Table with squared current values is used.