DE4135624A1

DE4135624A1 - Verfahren zur lagesteuerung eines sensorbauteils, sowie kraftbalanciertes sensorinstrument mit elektrostatischer ladungssteuerung

Info

Publication number: DE4135624A1
Application number: DE4135624A
Authority: DE
Inventors: Robert E Stewart; Keith O Warren
Original assignee: Litton Systems Inc
Current assignee: Northrop Grumman Guidance and Electronics Co Inc
Priority date: 1990-10-29
Filing date: 1991-10-29
Publication date: 1992-04-30
Anticipated expiration: 2011-10-30
Also published as: FR2669109B1; DE4135624C2; GB2249396B; ITRM910818A1; FR2669109A1; CA2052740A1; JPH04265862A; ITRM910818A0; GB2249396A; GB9121069D0; JP3084581B2; CA2052740C; IT1251453B; US5142921A

Description

Die Erfindung betrifft kraftbalancierte Instrumente oder In strumente, die nach dem Verfahren des Kräftevergleichs ar beiten (force balanced instruments) des geschlossenen Schleifentyps und insbesondere ein kraftbalanciertes Instru ment, bei dem die Lage einer Sensormasse kapazitiv abgeta stet wird und die Masse elektrostatisch in Richtung einer Ruhelage gezwungen wird.

Bei einem kraftbalancierten Sensorinstrument oder einem Meß instrument, das nach dem Kräftevergleichs-Verfahren arbei tet, beispielsweise einem Beschleunigungsmesser ist es all gemein erwünscht, daß das Intrumentenausgangssignal propor tional zu der zu ertastenden Eingangsbedingung ist. Von da her ist bei vielen Typen von elektrostatischen und elektro magnetischen kraftbalancierten Sensorinstrumenten eine spe zielle Technik nötig, um eine lineare Beziehung zwischen dem Instrumentenausgang und dem zu messenden Eingang zu erhal ten. Bei elektrostatischen und elektromagnetischen Instru menten sind die von dem Instrumentenvorspanner (forcer) auf gebrachten Kräfte nicht linear bezüglich der Rückkopplungs spannung oder dem Strom, der dem Vorspanner zugeführt wird. Weiterhin ist es für einen optimalen Betrieb des Instrumen tes selbst bevorzugt, daß die von dem Rückkopplungssteue rungs-Netzwerk aufgebrachte Rückkopplungskraft eine Linear beziehung zu dem zu messenden Eingang hat. Von daher wurden spezielle Techniken entwickelt, um eine derartige Linearität zu erhalten.

So wird beispielsweise bei dem Beschleunigungsmesser gemäß der US-PS 46 79 434 eine elektrostatische Vorspannung in ei nem geschlossenen Schleifensystem verwendet, um eine pen delnd aufgehängte Trägheitsmasse auszurichten und von ihr einen Ausgang zu erhalten. Das elektrostatische Vorspan nungssystem verwendet eine kapazitive Pick-off- oder Ab greifelektrode auf jeder Seite eines pendelnden Teils, wel ches aus einem Siliziumsubstrat herausgeätzt worden ist. Die Elektroden üben für gewöhnlich gleiche und einander entge gengesetzte Vorspannkräfte auf das Pendelteil auf, an wel chem eine Steuerspannung anliegt. Bei einer anderen Steuer anordnung für einen Beschleunigungsmesser dieses Typs wird eine feste Vorspannungs-Spannung und Rückkopplungs-Spannung einander entgegengesetzt an Pick-off- und Vorspannelektroden an gegenüberliegenden Seiten der empfindlichen Masse ange legt. Die Anordnung ist hierbei derart, daß die von diesem Steuersystem auf die pendelnde Masse aufgebrachte sich erge bende Kraft die Differenz zwischen den beiden Kräften ist, welche effektiv proportional zu der Rückkopplungsspannung ist, da die feste Vorspannungs-Spannung eine Konstante ist.

Dieses System weist eine Anzahl von Problemen auf, unter an derem der große negative Federeffekt, der den benötigten fe sten elektrischen Vorspannungsfeldern innewohnt. Selbst bei Abwesenheit jeglicher zu messender Eingangsbeschleunigung sind diese Vorspannungsfelder nötig und da sich diese Vor spannungsfelder ändern können, hat das Instrument eine schlechte Nullstabilität und eine geringe Wiederholungsmeß genauigkeit. Weiterhin stellen bei derartigen Systemen viele Faktoren, beispielsweise Änderungen in der Spaltbreite, Al terserscheinungen an Bauteilen, Temperaturschwankungen und dergleichen Fehlerquellen dar, welche zu einem fehlerhaften Ausgang und verschlechteter Nullstabilität führen können. Insbesondere der Fehler aufgrund einer falschen Vorspannung ist ein großer Fehler. Kleine Schwankungen oder Änderungen im elektrischen Feld werden durch den hohen negativen Feder effekt verschlimmert, der der Spannungssteuerung sowohl bei paralleler als auch bei nicht paralleler Bewegung innewohnt.

Demgegenüber ist es Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die oben erwähnten Probleme zumindest zu vermindern oder ganz zu vermeiden.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch das Verfahren gemäß Anspruch 1 bzw. 13 bzw. 17, sowie durch ein Sensorinstrument gemäß Anspruch 7 bzw. 15 bzw. 23 bzw. 24.

Vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung ergeben sich aus den jeweiligen Unteransprüchen.

Gemäß eines Aspektes der vorliegenden Erfindung wird die Lage des Sensorbauteiles eines kraftbalancierten Sensorin strumentes bzw. eines Sensorinstrumentes welches nach dem Verfahren des Kräftevergleichs arbeitet dadurch gesteuert, daß ein Pick-off- oder Abgreifsignal erzeugt wird, welches die Versetzung des Sensorbauteiles aus einer Nullage anzeigt und in dem dem Sensorbauteil wiederholt eine Kraft konstan ter Größe zugeführt wird unabhängig von der Versetzung des Sensorbauteils und zwar abwechselnd für erste und zweite Zeitdauern in jeweils entgegengesetzte Richtungen. Die er sten und zweiten Zeitdauern werden als Antwort auf das Ab greifsignal variiert, um eine Differenz in den ersten und zweiten Perioden zu bewirken, was dazu führt, daß eine sich ergebende Kraft oder resultierende Kraft an dem Sensorbau teil gleich oder entgegengesetzt der zugeführten Trägheits kraft wird, so daß der Abgriff bei Null bleibt. Somit ist die Differenz zwischen den Perioden eine lineare Meßwert größe der Beschleunigung in einer Beschleunigungsmesser- Prüfmasse.

Gemäß eines Aspektes der vorliegenden Erfindung sind erste und zweite elektrostatische Platten an einander gegenüber liegenden Seiten eines beweglichen Sensorbauteiles angeord net und wirken mit dem Sensorbauteil zusammen, um erste bzw. zweite Kondensatoren zu bilden, welche sich entgegengesetzt ändern, wenn sich das Sensorbauteil in Antwort auf einen zu messenden Eingangswert bewegt. Den ersten und zweiten Kon densatoren werden für aufeinanderfolgende Zeitintervalle gleiche Ladungen zugeführt, um erste und zweite Spannungen an den jeweiligen Kondensatoren zu erzeugen, welche das Sen sorbauteil in Richtung der Nullage zwingen. Die Differenz zwischen den Spannungen an den Kondensatoren in aufeinander folgenden Zeitintervallen zeigt die Versetzung des Sensor bauteiles an und kann verwendet werden, die Dauern der ent sprechenden Zeitintervalle so zu regeln, daß das Sensorbau teil in Richtung der Nullage bewegt wird. Das System erzeugt somit in Folge ein Abgreifsignal durch Abtasten der Spannun gen, die den Vorspannladungen der Kondensatoren zugehörig sind.

Weitere Einzelheiten, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung.

Es zeigt:

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltbild eines Sensorin strumentes gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung verschiedener Abläufe im System gemäß Fig. 1;

Fig. 3 eine Abwandlung des Schaltkreises aus Fig. 1;

Fig. 4 eine weitere Abwandlung des Schaltkreises aus Fig. 1; und

Fig. 5 ein Zeitdiagramm zur Veranschaulichung von der Arbeits weise des Schaltkreises aus Fig. 4.

Fig. 1 zeigt schematisch einen Beschleunigungsmesser 10, der beispielsweise gemäß der US-PS 46 79 434 aufgebaut sein kann. Der Beschleunigungsmesser umfaßt eine pendelnd aufge hängte Masse 12 und ein Paar von elektrostatischen Platten oder Elektroden 14 und 16 nahe an aber im geringen Abstand von und auf gegenüberliegenden Seiten der Masse 12. Die elektrostatischen Platten 14 und 16 bilden Abgreif- und Vor spannplatten. Wie im Detail in der bereits erwähnten US-PS 46 79 434 beschrieben umfaßt das Instrument eine zentrale Trägheitsmasse, welche aus einem Halbleitersubstrat, bei spielsweise Silizium herausgeätzt ist. Die Trägheitsmasse wird an dem Substrat mittels scharnierartigen Vorrichtungen gehalten, welche durch anisotropes Ätzen aus einem einkri stallinen Silizium herausgebildet werden, so daß die Masse mit dem Substrat auslegerartig verbunden ist, um um eine Ausgangsachse des Instrumentes als Antwort auf eine Be schleunigung entlang einer Eingangsachse ausgelenkt zu wer den. Die Trägheitsmasse ist mit elektrisch leitfähigen Ober flächen auf einander gegenüberliegenden Seiten ausgerüstet, welche unmittelbar benachbart, jedoch im Abstand zu und ent lang der Eingangsachse von den elektrisch leitfähigen Ober flächen der Platten 14 und 16 sind. Bei einem dreiachsigen Trägheits-Meßgerät sind drei oder mehr Beschleunigungsmesser des Typs gemäß der US-PS 46 79 434 oder ähnliche Instrumente vorgesehen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung erfolgt die kraftbalan cierte Steuerung oder die Steuerung aufgrund eines Kräfte vergleichs (force balanced control) der Lage der pendelnd aufgehängten Masse 12 durch ein Verfahren, welches die La dung der Kondensatorplatten steuert und bewirkt, daß die Platten gleichzeitig sowohl als Abgreifelemente als auch als Vorspannelemente oder "Zwingelemente" (forcer elements) wir ken. Diese Anordnung vermeidet somit sowohl das Bedürfnis nach einer separaten Abgreif-Erregerquelle als auch den ne gativen elektrostatischen Federeffekt, der bekannten Span nungssteuersystemen für parallele Plattenbewegung zugehörig ist und verringert erheblich den Effekt für nicht parallele Plattenbewegung. Weiterhin verwendet das Verfahren eine pulsbreitenmodulierte Rück-Balance, welche die Möglichkeit eines digitalen Ausgangs bereitstellt und die Linearität verbessert.

Allgemein gesagt, das Instrument wird dadurch betrieben, in dem wiederholt eine konstante Anziehungskraft angelegt wird, welche abwechselnd auf gegenüberliegende Seiten der Sensor masse wirkt. Genauer gesagt, eine feste Kraft wird zunächst auf eine Seite für einen Teil eines Zyklus′ angelegt und dann wird eine Kraft der gleichen Größe auf die andere Seite für den Rest des Zyklus′ angelegt und besagter Zyklus wird kontinuierlich wiederholt. Bei parallelen Platten ist die Kraft unabhängig von der Versetzung der Sensormasse. Die fe ste Kraft wird auf die eine oder andere Seite für sich an dernde Intervalle angelegt. Die relativen Längen der aufein anderfolgenden Intervalle werden durch die Größe der von der Sensormasse festgestellten Beschleunigung bestimmt. Die re lativen Längen der aufeinanderfolgenden Intervalle oder Teilzyklen der Kraftanlegung auf abwechselnd gegenüberlie gende Seiten der pendelnden Masse werden dadurch gesteuert, indem das Taktverhältnis (duty cycle) einer periodischen Welle, beispielsweise einer Rechteckwelle variiert wird. Wenn somit das Taktverhältnis bei 50% liegt, werden gleiche und entgegenliegende Kräfte auf das Pendel für gleiche Zeit dauern aufgebracht und der Durchschnittswert der sich erge benden Kraft an der Sensormasse ist Null. Die Differenz in der Dauer zwischen den zwei Bereichen eines einzelnen Zy klus′ ist ein linearer Meßwert der Beschleunigung. Die Peri ode dieser Differenz kann verwendet werden, um Taktimpulse anzusteuern oder durchzutakten, welche dann leicht als Ge schwindigkeitsinkremente interpretiert werden können, so daß ein digitaler Ausgang bereitstellbar ist.

Gemäß Fig. 1 wirken die Platten 14 und 16 mit der pendelnd aufgehängten Masse 12 so zusammen, daß Kondensatoren C1 und C2 gebildet werden. Diese beiden Kondensatoren sind mit zwei parallelen Rückkopplungspfaden eines Operationsverstärkers 18 verbunden, der als Ladungsintegrator arbeitet. Ein erster Rückkopplungspfad läuft von dem Verstärker durch einen er sten Schalter S1, durch den Kondensator C1 und zu dem inver tierenden Eingang 20 des Verstärkers 18. Ein zweiter Rück kopplungspfad beinhaltet einen Schalter S2 und den Kondensa tor C2 und ist ebenfalls mit dem Eingang 20 des Verstärkers verbunden. Diese Schalter können beispielsweise Feldeffekt- Transistoren oder ander Schaltelemente auf Halbleiterbasis sein.

Entlade- oder Rücksetzschalter S3 und S4 für den Kondensator sind über die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet, um diese kurzzeitig zu entladen, kurz bevor sie wieder geladen wer den. Ein Präsisions-Spannungsimpulsgenerator 22 beinhaltet eine Referenzspannungsquelle, welche einen Spannungsimpuls 21 präzise gesteuerter Spannung und Dauer über einen Wider stand 23 an den Eingang des Schalters 18 liefert, wenn einer oder der andere der Schalter S1 oder S2 geschlossen ist. Die Schalter S1 und S2 werden abwechselnd aufgrund von Signalen geschlossen, welche von einer Zustandssteuerung 24 (state machine) kommen, welche Zeitablaufsignale für das System und auch den Impulsgenerator 22 liefert, wobei die Steuerung 24 wiederum unter der Steuerung eines 10-MHz-Kristalls 25 ist. Zeitsignale für eine Plattenanwahl werden über eine Leitung 26 direkt dem Schalter S2 und über einen Inverter 28 dem Schalter S1 zugeführt, um sicherzustellen, daß nur einer der Kondensatoren zu einem bestimmten Zeitpunkt aufgeladen wird.

Die Entladeschalter S3 und S4 werden gleichzeitig für eine kurze Zeitdauer betätigt, wie in Fig. 2 durch den Impuls 30 dargestellt, und zwar beginnend zu einem Zeitpunkt t₁, wel che die Anstiegszeit eines Rechteckwellensignals 32 ist, mit dem das Taktverhältnis gesteuert wird. Der Impuls 30 endet zu einem Zeitpunkt t₂. Die Zeitsteuerung des gesamten Schaltkreises erlaubt eine kurze Periode von beispielsweise 2,6 Mikrosekunden im Intervall zwischen t₂ und t₃, wo sich dann Übergangsspannungen abbauen können und zu einer Zeit t₃ wird der Spannungsladeimpuls 21 von -2,5 V mit einer Dauer von 3,2 Mikrosekunden dem Eingang des Verstärkers 18 zuge führt. Der Ladeimpuls wird über den geschlossenen Schalter S1 dem Kondensator C1 zugeführt. Hierbei ist der Schalter S2 offen. Der Schalter S1 bleibt geschlossen bis zur nächsten Rücksetzzeit. Die Spannung an der Platte 14, welche in Fig. 2 bei 36 dargestellt ist, beginnt zum Zeitpunkt t₃ anzustei gen. Zu einem Zeitpunkt t_4, das heißt bei einer Beendigung des Ladeimpulses 21 verbleibt die Spannung an der Platte 14 konstant, bis eine nachfolgende Entladung durchgeführt wird (unter der Annahme, daß die Masse 12 keine Versetzung er fährt) .

Ein Differenz-Abtast- und Halteschaltkreis 35 tastet und speichert Spannungen an den Platten 14 bzw. 16 in einer er sten Abtaststufe abwechselnd ab und überträgt jedes Paar von Abtastwerten an eine Differenziererstufe des Schaltkreises. Die zweite Stufe des Abtasters führt eine Differenzierfunk tion durch, da jedes Ende des Speicherkondensators abwech selnd auf Masse bezogen wird, während er durch die vorher abgetastete Plattenspannung geladen wird. Auf diese Weise wird eine sehr hohe Gleichtaktunterdrückung erreicht und der Kondensator in der zweiten Abtaststufe wird mit einer Span nung geladen entsprechend der Differenz zwischen den beiden Plattenspannungen. Die Spannung an diesem Kondensator zeigt die Abweichung des Pendels von der Mittenlinie zwischen den beiden Platten 14 und 16 an. Die dritte Abtaststufe über trägt diese Differenzspannung von der zweiten Stufe an einen anderen Kondensator, der ebenfalls auf Masse bezogen ist, so daß ein unsymmetrisches Ausgangssignal (single-ended signal) im Ergebnis vorliegt. Dieses Signal wird gepuffert, ver stärkt und einer Integratorstufe mit einem Servo-Kompensati onsschaltkreis des Typs "bridged T" zugeführt.

Details des Abtast- und Halteschaltkreises 35 sind in Fig. 1 innerhalb der Strichpunktlinie dargestellt. Die Ladung am Kondensator C1 stellt einen Eingang an den Verstärker 18 dar. In dem Schaltkreis 35 wird der Verstärkerausgang durch Schließen eines Schalters S5 abgetastet, wobei der Schalter S5 zwischen dem Ausgang des Verstärkers 18 und einer oberen Platte einer Speicher- oder Abtasteinrichtung, nämlich eines Kondensators 40 liegt. Ein Schließen des Abtastschalters S5 unter Steuerung eines Zeitsignals auf einer Leitung 42 von der Zustandssteuerung 24 erfolgt gemäß Fig. 2 zu einer Zeit t₅, was auch die Zeit der Ausgabe eines Abtastimpulses 44 für die Abtastplatte 14 ist.

Am Ende des ersten Teilzyklus′ des Taktverhältnisses der steuernden Rechteckwelle 32 (Zeit t₆) werden die Schalter S3 und S4 momentan geschlossen, um wiederum beide Kondensatoren zu entladen und kurz danach wird zwischen den Zeiten t₇ und t₈ der Schalter S2 geschlossen und der Impulsgenerator 22 liefert den Präzisionsspannungsimpuls 21 an den Kondensator C2. Zu Beginn des Ladeimpulses 21 in diesem Teilzyklus be ginnt der Kondensator C2 mit seiner Aufladung, wie mit dem Wellenzug 48 in Fig. 2 dargestellt bis zu einem Spannungspe gel, der durch den Ladungsimpuls vom Ausgang des Verstärkers 18 und der Kondensatorlücke bestimmt ist. Die Kondensator spannung verbleibt auf diesem Wert (es sei wieder angenom men, daß keine Versetzung der Masse 12 erfolgt ist), bis zum Ende dieses zweiten Teilzyklus des Taktzyklus′ der Rechteck welle, was zum Zeitpunkt t₁₀ erfolgt.

Kurz nach der Zeit t₈, wenn die untere Platte 16 voll gela den worden ist, wird ein zweiter Abtastschalter S6 vorüber gehend geschlossen, um die Spannung auf der unteren Platte 16 des Kondensators C2 in einem zweiten Abtast- und Spei cherkondensator 50 zu speichern. Der Schalter S6 wird unter Steuerung eines Zeitgebersignals auf einer Leitung 52 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen. Dieses Abtasten der Spannung auf der Platte 16 beginnt zu einer Zeit t₉ kurz nach Beendigung des Ladeimpulses für den Kondensator C2. Das Abtasten der Spannung auf der Platte 14 wird bewirkt durch Abtasten des Ausgangs des Verstärkers 18, während der Kon densator C1 geladen und während der Kondensator C2 entladen wird. Auf ähnliche Weise wird die Spannung auf der Platte 16 durch Abtasten des Ausgangs vom Verstärker 18 erhalten (Im puls 45 in Fig. 2) im zweiten Teil des Zyklus′, nachdem beide Kondensatoren C1 und C2 entladen worden sind (t₆) und nachdem der Kondensator C2 geladen worden ist (t₈) .

Während des Entladens des Kondensators C1 werden die Schal ter S7 und S8 in der zweiten Abtaststufe gleichzeitig ge schlossen, wie in Fig. 2 durch den Impuls 56 dargestellt, um die gespeicherten Spannungen von der Platte 14 (Kondensator C1) und der Platte 16 (Kondensator C2) auf einander gegen überliegende Seiten eines Kondensators 60 zu übertragen, der die Differenzspeicherstufe der Schaltung 35 bildet. Die Schalter S7 und S8 werden durch einen Zeitgeberimpuls auf einer Leitung 72 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen.

Demzufolge speichert der Differenzstufenkondensator 60 ein Signal proportional zur Differenz zwischen der Spannung auf dem Kondensator C1, wenn dieser geladen wurde und der Span nung auf dem Kondensator C2, wenn dieser geladen wurde.

Aus der bisherigen Beschreibung ergibt sich, daß ein Präzi sionsimpuls an dem Ladungsintegratoreingang 20 bewirkt, daß ein bekannter Strom für eine präzise und bekannte Zeitdauer lang in den Integrator fließt. Dieser Impuls baut abwech selnd eine Ladung auf jeder Platte auf, was bewirkt, daß die Platte auf einer Spannung verbleibt, welche durch die Quan tität der eingebrachten Ladung und der Kapazität zwischen der Sensormasse und der jeweiligen Platte bestimmt ist. Die in jede Platte eingebrachte Ladung verbleibt von Zyklus zu Zyklus konstant und von daher ist die Spannung des Kompensa tors nur eine Funktion der Kapazität der Platte des Be schleunigungsmessers, welche sich wiederum abhängig von ei nem Versetzungsgrad der Sensormasse 12 ändert. Somit ist die Spannung an jedem Kondensator C1 oder C2 eine Funktion einer Versetzung der Sensormasse 12 des Beschleunigungsmessers und sie wird verwendet, um die Lage der Sensormasse bzw. des Sensorbauteiles anzugeben. Die Ladung wird jedoch nur einer Platte zu einem Zeitpunkt zugeführt, und somit werden die Plattenspannungen abgetastet, dann differenziert, um das Ab griffsignal als Differenz zwischen den abgetasteten Spannun gen zu erhalten.

Wie beschrieben, werden die gespeicherten Abtastwerte dem Differenzabtastkondensator 60 zugeführt, der demzufolge ein Signal speichert, welches die Versetzung des Sensorbauteils anzeigt. Das Differenzsignal wird zu Zeiten gemäß dem Impuls 70 in Fig. 2 einem dritten Kondensator 74 in der dritten Ab taststufe zugeführt, in dem die Schalter S9 und S10 gleich zeitig über ein Zeitgebersignal auf einer Leitung 76 von der Zustandssteuerung 24 geschlossen werden. Das Differenzsignal vom Kondensator 74 wird einem Integrationsverstärker 78 zu geführt, an dessen Ausgang dann ein Analogausgang erscheint, der die Kraft anzeigt, die benötigt wird, die pendelnde Masse in einer Nullage zu halten. Der Verstärker 78 ist mit einem Servo-Kompensationsnetzwerk 80 zwischen seinem Ausgang und Eingang ausgerüstet. Der Ausgang des Verstärkers 78 wird einem Pulsbreiten-Modulationsschaltkreis zugeführt, der durch die strichpunktierte Linie 82 in Fig. 1 veranschau licht ist. Dieser Modulationsschaltkreis 82 liefert das va riable Rechteckwellensignal 32 zur Steuerung des Taktzyklus. Der Taktzyklus der Rechteckwelle 32 wird abhängig von dem Abgriffsignal des Verstärkers 78 variiert.

Der Pulsbreitenmodulationsschaltkreis 82 weist einen Drei eckswellengenerator 84 auf, der ein Dreieckssignal 86 unter Steuerung eines 10-kHz-Taktsignals auf einer Leitung 88 von der Zustandssteuerung 24 erzeugt. Die Dreieckswelle 86 wird mit dem Lageabgriffsignal vom Ausgang des Verstärkers 78 in einem Komparator verglichen, der durch einen Operationsver stärker 94 gebildet wird, der das Dreieckswellensignal 86 und das Abgriffsignal an seinem invertierenden bzw. nichtin vertierenden Eingang empfängt. Der Komparatorsausgang wird verwendet, ein Flip-Flop 96 zu triggern, welches durch ein 2,5-MHz-Taktsignal auf einer Leitung 98 von der Zustands steuerung 24 getaktet wird. Der Ausgang des Flip-Flops stellt auf einer Leitung 100 das impulsbreitenmodulierte Si gnal 32 (Fig. 2) bereit, und wird durch einen Anti-lock-up- Schaltkreis 102 der Zustandssteuerung 24 zugeführt. Dieses Signal 32 ist wirksam quantitisiert aufgrund eines Taktein gangs an das Flip-Flop auf der Leitung 98. Der Anti-lock-up- Schaltkreis 102 besteht aus einem Paar von nicht dargestell ten Flip-Flops, welche untereinander so verschaltet sind, daß sie wechselseitig exklusiv-Zustände haben, um Hochfre quenz-Komparatoroszillationen zu verhindern oder um beim An laufen des Schaltkreises zu verhindern, daß die Zustands steuerung 24 erneut angetriggert wird, bevor sie nicht we nigstens einen Minimumzyklus vervollständigt hat.

Fig. 3 zeigt Teile eines Schaltkreises zur Bereitstellung elektrostatischer Vorspannung und des Spannungs-Abgriffes wie in der Anordnung gemäß Fig. 1, jedoch unter Verwendung von passiven Schaltern, beispielsweise einer Diodensteue rung, zur Aufladung der kapazitiven Platten der Sensormasse. Gemäß Fig. 3 sind die Sensormasse 12 und die Platten 14 und 16, welche zusammen die Kondensatoren C1 und C2 bilden die gleichen wie in Fig. 1. In diesem Falle empfängt die Kon stantstromquelle (Verstärker 18) an dem invertierenden An schluß 20 Präzisionsspannungspulse, welche abwechselnd posi tiv und negativ, jedoch mit gleicher Amplitude sind. An stelle einer Verwendung einer Serie von Schaltern zur Steue rung der Ladestromimpulse vom Verstärker 18 an die entspre chenden Platten 14 und 16 werden Dioden 110 und 112 verwen det, welche in den Rückkopplungspfaden vom Ausgang des Ver stärkers 18 über die Kondensatoren C1 und C2 zurück zum Ein gangsanschluß 20 des Verstärkers 18 geschaltet sind. Diese Anordnung vermeidet Probleme, wie beispielsweise Streukapa zitäten, die durch das Vorhandensein der Schalter S1 und S2 in Serie mit den Kondensatoren C1 und C2 entstehen können. Streuladungen, die durch aktive Serienschalter eingebracht werden können, wenn diese eingeschaltet werden, werden eben falls durch Verwendung der passiven Steuerdioden vermieden.

Um dem Verstärker 18 eine bipolare Präzisionsspannungsim pulsfolge zuführen zu können, ist ein Operationsverstärker 114 vorgesehen, der zwischen seinem Ausgang und seinem in vertierenden Eingang rückgekoppelt ist und der an seinem nichtinvertierenden Eingang eine Präzisionskonstantspannung erhält, welche von einer Spannungsreferenz 116 über einen Präzisionswiderstand 118 erzeugt wird. Der nichtinvertie rende Eingang 120 des Verstärkers 114 wird für gewöhnlich über einen MOSFET-Transistor 122 auf Massepotential gehal ten, wobei der Transistor 122 an seinem Gate durch ein Si gnal auf einer Leitung 124 angesteuert wird, wobei das Si gnal von der in Fig. 3 nicht dargestellten Zustandssteuerung kommt, welche die gesamten Zeitablaufsignale für die einzel nen Elemente liefert, wie bereits unter Bezug auf Fig. 1 er läutert. Der Transistor 122 erzeugt, wenn er momentan ge schaltet wird, um den Ladeimpuls zu erzeugen einen wirksamen in Richtung positiver Seite verlaufenden Impuls an dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 114 und einen in positive Richtung gehenden Spannungsimpuls am Ausgang des Verstärkers 114, der über Widerstände 126 und 128 dem inver tierenden und nichtinvertierenden Eingang eines Operations verstärkers 130 zugeführt wird. Ein MOSFET-Transistor 132 ist mit seiner Drain mit dem nichtinvertierenden Eingang 134 des Verstärkers 130 verbunden und das Gate hiervon wird über ein Signal auf einer Leitung 136 von der Zustandssteuerung 24 gesteuert. Wenn der Transistor 132 durchgeschaltet wird, wird der nichtinvertierende Eingang 134 des Verstärkers 130 auf Massepotential gezogen und der Verstärker wirkt als In verter, so daß ein in negativer Richtung gehender Puls an seinem Ausgang erzeugt wird. Wenn der Transistor 132 abge schaltet ist, wirkt der Verstärker 130 als Folger und er zeugt einen in positive Richtung gehenden Ausgangsimpuls. Diese Impulse von entgegengesetzter Polarität werden für die entsprechenden abwechselnden Ladezeiten der Kondensatoren C1 und C2 abhängig von dem Signal auf der Leitung 136 von der Zustandssteuerung verwendet. Wenn am Ausgang des Verstärkers 18 ein negativer Präzisionsimpuls entsteht, wird der Konden sator C1 über die Diode 110 geladen und wenn eine positive Ladung am Verstärkerausgang bereitsteht, wird der Kondensa tor C2 über die Diode 112 geladen. Transistoren 140 und 142 entgegengesetzter Polarität (PNP und NPN) sind über die Kon densatoren C1 bzw. C2 geschaltet und empfangen Entladezeit signale über RC-Netzwerke 144 und 146 auf Leitungen 148 und 150 von der Zustandssteuerung. Somit werden die Kondensato ren des Beschleunigungsmessers entladen, wie bereits unter Bezug auf Fig. 1 beschrieben. In diesem Fall werden jedoch Transistoren entgegengesetzter Polarität benötigt, das auch entgegengesetzte Polaritätsladungen an den jeweiligen Kon densatoren vorhanden sind.

Standard-Abtast- und Halteschaltkreise 152 und 54 sind mit ihren Eingängen mit der Platte 14 des Kondensators C1 bzw. der Platte 16 des Kondensators C2 verbunden. Diese Abtast- und Halteschaltkreise werden von Abtast-Zeitgebersignalen auf Leitungen 156 und 158 angetriggert, wobei diese Signale von der nicht dargestellten Zustandssteuerung kommen. Der Schaltkreis 152 tastet und speichert die negative Spannung auf der Platte 114, wohingegen die positive Spannung auf der Platte 14 von dem Schaltkreis 154 abgetastet und gespeichert wird. Die Ausgänge dieser beiden Schaltkreise 152 und 154 werden in einem Summenverstärker 160 aufsummiert, wobei der Summenverstärker 160 ein Widerstands-Summiernetzwerk 162 und 164 an seinem invertierenden Eingangsanschluß aufweist. Eine Aufsummierung der beiden Spannungen entgegengesetzter Pola rität bewirkt eine Subtraktion dieser beiden Größen und führt zu dem Abgreifsignal am Ausgangsanschluß 166 des Ver stärkers 160, welches dem Servo-Kompensationsverstärker 78 gemäß Fig. 1 und dem Pulsbreitenmodulator gemäß der Bauteil gruppe 82 in Fig. 1 zugeführt wird. Die Verwendung von Stan dardschaltkreisen für die Abtast- und Halteschaltkreise wel che die Plattenspannungen entgegengesetzter Polarität emp fangen und abtasten erlaubt die Verwendung eines Summenver stärkers 160, dessen Eingang auf Masse bezogen ist, so daß die allgemein bekannten Spannungsfehler, die sonst bei einem Differenzverstärker vorherrschen vermieden werden können.

Eine weitere Anordnung gemäß der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 4 dargestellt. Bei der Anordnung gemäß Fig. 4 wird wie in der Anordnung gemäß Fig. 1 ein Ladeimpuls einer ein zigen Polarität verwendet. Nur ein Rücksetz- oder Reset schalter wird verwendet und die Steuerschalter für die Kon densatoren sind auf Masse bezogen.

In Fig. 4 sind die Kondensatoren des Beschleunigungsmessers wieder mit C1 und C2 bezeichnet und weisen die Platten 14 und 16 benachbart einer pendelnd aufgehängten Masse auf, welche in Fig. 4 als eine Platte 12 dargestellt ist, welche den beiden Kondensatoren C1 und C2 gemeinsam ist. Diese bei den separat dargestellten jedoch elektrisch miteinander ver bundenen Platten 12 stellen die Sensormasse dar, welche, wie bereits beschrieben, zwischen den beiden kapazitiven Platten 14 und 16 angeordnet ist. Wie in den anderen Ausführungsfor men stellt der Integrationsverstärker 18 für eine feste Zeitdauer lang einen Ladestrom konstanter Größe bereit. In diesem Falle ist der Strom von einer einzigen Polarität zur Aufladung beider Kondensatoren, welche wiederum - wie be reits beschrieben - in separaten, aber parallelen Rückkopp lungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Ver stärkers 18 geschaltet sind. Jeder der Rückkopplungspfade beinhaltet einen Widerstand, nämlich einen Widerstand 210 und einen Widerstand 212 in Serienschaltung zwischen dem Verstärkerausgang und einem der Kondensatoren bzw. der zuge hörigen Platte 14 bzw. 16. Steuertransistoren 216 und 218 des gleichen Polaritätstyps liegen mit ihren Emittern auf Massepotential und mit ihren Kollektoren an den Verbindungs punkten der Kondensatorenplatten 14 bzw. 16 und den zugehö rigen Widerständen 210 bzw. 212. Wenn somit einer der Tran sistoren 216 oder 218 durchgeschaltet wird, liegt der zuge hörige Kondensator des Beschleunigungsmessers mit der zuge hörigen Platte auf Massepotential. Die Transistoren werden für die abwechselnden Ladezeiten der jeweiligen Kondensato ren durch geeignete Zeitsteuersignale von der nicht darge stellten Zustandssteuerung auf Leitungen 222 und 224 durch strombegrenzende RC-Netzwerke 226 und 228 eingeschaltet.

Ein Zeitdiagramm für den Schaltkreis gemäß Fig. 4 ist in Fig. 5 dargestellt und dient zur näheren Erläuterung der Ar beitsweise dieses Schaltkreises.

Am invertierenden Eingangsanschluß 230 des Verstärkers 18 liegt ein im Wert präzise festgelegter Spannungsimpuls prä ziser Zeitdauer, wobei dieser Spannungspuls von einer Span nungsreferenzquelle 232 kommt, welche über einen Widerstand 234, einen Kondensator 236 und einen Verstärkereingangs-Wi derstand 238 den Präzisions-Spannungsimpuls dem Verstärker 18 zuführt. Ein MOSFET-Transistor 240, dessen Gate durch ein Zeitsteuersignal auf einer Leitung 242 von der Zustands steuerung gesteuert wird, wird vorübergehend eingeschaltet, um einen Verbindungsknoten zwischen dem Widerstand 234 und dem Kondensator 236 potentialmäßig herunterzuziehen, um wäh rend der Ladeimpulszeit einen in Negativrichtung gehenden Spannungsimpuls zu erzeugen. Da am Ausgang des Integrations verstärkers 18 ein in positiver Richtung gehender Ladungsan stieg des Ladeimpulses gewünscht ist, ist es nötig, den Spannungsimpulseingang von Masse auf negatives Potential, beispielsweise auf -10 V zu ändern. Demzufolge ist eine Diode 244 vorgesehen, deren Kathode mit Masse verbunden ist und deren Anode am Schaltungsknoten oder Verbindungspunkt zwi schen dem Kondensator 236 und dem Widerstand 238 liegt. So mit wird ein in Negativrichtung gehender Impuls, der sich zwischen 10 V und Masse bewegt und der am Knoten des Wider stands 234 mit dem Kondensator 236 liegt als Impuls für den Verstärkereingang hindurchgelassen, der sich zwischen Masse und -10 V bewegt. Dieser Impuls wird durch den MOSFET 240 er zeugt, der vorübergehend durch ein Steuersignal auf einer Leitung 242 von der Zustandssteuerung durchgeschaltet wird, um den Knoten am Widerstand 235 und Kondensator 236 auf Mas sepotential zu ziehen. Da die Dauer des Pulses erheblich ge ringer ist als die Zeitkonstante des Widerstandes 234 und des Kondensators 236, wird dieser in Negativrichtung gehende Puls durch den Kondensator übertragen und pegelverschoben, so daß er sich aufgrund der Diode 244 zwischen Masse und -10 V ändert.

Die Diode 244 erlaubt dem durch den Kondensator 236 hin durchgelassenen Impuls einen leichten Anstieg über Massepo tential. Von daher ist ein Transistorschalter, beispiels weise ein PFET 254 zwischen Masse und der Verbindung zwi schen Kondensator 236 und Eingangswiderstand 238 geschaltet. Die Steuerelektrode des PFET 254 ist mit einer Leitung 256 in Verbindung, welche ein Zeitgebersignal von der Zustands steuerung führt, um den Verbindungsknoten zwischen Kondensa tor 236 und Widerstand 238 auf Massepotential zu halten (PFET ist EIN), mit Ausnahme, wenn der gewünschte Spannungs impuls auftritt. Somit ist der PFET 254 normalerweise einge schaltet, um den erwähnten Verbindungsknoten auf Massepoten tial zu halten, wird jedoch für eine sehr kurze Zeitdauer vor dem Auftreten des Impulses abgeschaltet, um es dem nega tiven Impuls zu ermöglichen, durchzugehen. Der PFET wird dann wieder eine sehr kurze Zeit nach der Beendigung des Spannungsimpulses eingeschaltet, um ein Massepotential am Verstärkereingang 230 bei Abwesenheit der Spannungsimpulse sicherzustellen.

Der negative Spannungsimpuls erzeugt einen in positiver Richtung gehenden Spannungsanstieg am Ausgang des Verstär kers 18. Die Steuertransistoren 216 und 218 der Kondensato ren des Beschleunigungsmessers legen die Platten 14 und 16 auf Massepotential, wenn sie eingeschaltet sind. Kurz bevor der Kondensator C1 geladen wird, wird der zugehörige Steuer transistor 216, der in leitfähigem Zustand war abgeschaltet, um das auf Masse-legen der Platte 14 zu beenden und es dem Ladestrom vom Verstärker 18 zu ermöglichen, den Kondensator C1 aufzuladen. Dies bewirkt einen Spannungsanstieg am Kon densator während der Ladungszeit bis auf den gewünschten Wert. Während der Kondensator C1 geladen wird, ist der Steu ertransistor 218 des Kondensators C2 in leitfähigem Zustand, um die Platte 16 dieses Kondensators auf Massepotential zu ziehen, so daß der vom Ausgang des Verstärkers 18 kommende Strom teilweise über den Widerstand 212 und den Transistor 218 auf Masse abfließt, so daß kein Rückkopplungsstrom durch den Ladekondensator C1 bewirkt wird. Umgekehrt wird, kurz bevor der Kondensator C2 aufgeladen wird, der zugehörige Transistor 218 abgeschaltet und der Transistor 216 wird leitfähig geschaltet, um den Kondensator C1 auf Massepoten tial zu bringen. Der Transistor 218 verbleibt abgeschaltet, bis die Ladeimpulsperiode beendet worden ist und der Abtast vorgang erfolgt. Auf ähnliche Weise verbleibt der Transistor 218 abgeschaltet, wenn der Kondensator C2 geladen wird, bis die Ladezeit abgeschlossen ist und der Abtastvorgang erfolgt ist. Die Transistoren 216 und 218 werden in wechselseitigen Exklusiv-Zuständen ein- und ausgeschaltet; wenn es nötig oder wünschenswert ist, können jedoch auch beide für sehr kurze Zeitperioden vor dem Beginn eines jeden Ladungsimpul ses und während des Rücksetzimpulses (Fig. 5) eingeschaltet sein. Ein Rücksetzen oder Entladen der beiden Kondensatoren C1 und C2 erfolgt gleichzeitig durch einen einzelnen Transi stor 260, der über die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet ist und von einem Rücksetzsignal auf einer Leitung 262 von der Zustandssteuerung betrieben wird, wobei das Signal über einen strombegrenzenden RC-Schaltkreis 264 geführt wird. Vorzugsweise wird der sehr kurze Rücksetzimpuls zu Beginn eines jeden Teilzyklus der pulsbreitenmodulierten Wellenform vom Schaltkreis 98 gemäß Fig. 1 erzeugt.

Um das Abgreifsignal zu erzeugen, werden die Ladungen auf den beiden Kondensatoren C1 und C2 durch Abtast- und Hal teschaltkreise abgegriffen, die in den strichpunktierten Be reichen 270 und 272 dargestellt sind. Diese beiden Schalt kreise sind identisch, so daß nachfolgend nur einer von ih nen erläutert wird. Ein Source-Folger in Form eines MOSFET 274 ist mit seinem Gate über einen Widerstand 276 mit der Platte 14 des Kondensators C1 verbunden. Die Drain 278 ist mit einer geeigneten positiven Potentialquelle verbunden und die Source 280 ist über einen Widerstand 282 mit der Drain- Elektrode eines steuernden MOSFET 284 verbunden, dessen Source auf Massepotential liegt. Das Gate des MOSFET 284 empfängt ein Zeitgebersignal auf einer Leitung 286 von der Zustandssteuerung, um die Abtastzeit und das Abtastintervall zu steuern. Die Source des MOSFET 274 ist auf einer Seite mit einem Speicherkondensator 290 verbunden, dessen andere Seite auf Massepotential liegt. Der Widerstand 276 bildet zusammen mit der Eingangskapazität des MOSFET 274 einen RC- Schaltkreis, der mögliche Spannungsspitzen begrenzt. Wenn der MOSFET 264 eingeschaltet wird, ist die Source des MOSFET 274 über den Widerstand 282 und den MOSFET 284 auf Massepo tential, so daß die Schaltung eines Source-Folgers entsteht, der die Spannung vom Kondensator C1 auf den Speicherkonden sator 290 überträgt. Hierbei steuert die Source des Transi stors 274 das Gate aufgrund des Gate-zu-Source-Schwellenwer tes des Transistors 274. Wenn der MOSFET 284 abgeschaltet ist, fließt kein Strom und der Speicherkondensator 290 ist isoliert und hält seinen Ladungszustand. Der Steuer-MOSFET 284 wird einzig und allein während der gewünschten Abtast zeit eingeschaltet. Das auf dem Kondensator 290 gespeicherte Signal wird durch einen weiteren MOSFET 291 geführt, der eine Quelle niedriger Impedanz für den invertierenden Ein gang eines Differenzverstärkers 294 darstellt.

Der zweite Abtast- und Halteschaltkreis 272 ist identisch zu dem ersten. Er tastet und speichert die Spannung am Konden sator C2, führt die abgegriffene Spannung über einen MOSFET 296 und einen Widerstand 298 zu einem Speicherkondensator 299 und von da über einen MOSFET 297 und einen Widerstand 295 zum nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 294. Der Ausgang des Differenzverstärkers 294 wird über eine Leitung 300 einem Verstärker und einem nachfolgenden Schaltkreis zu geführt, beispielsweise zu dem Verstärker 78 und dem zugehö rigen Schaltkreis gemäß Fig. 1. Der Abtast- und Halteschalt kreis 296 wird durch einen Abtast-Zeitgeberimpuls auf einer Leitung 308 von der Zustandssteuerung gesteuert.

Ein wesentlicher Vorteil des Schaltkreises gemäß Fig. 4 ist, daß keine Schalttransistoren in Serie mit dem Ausgang des Integrationsverstärkers und den Kondensatoren C1 und C2 vor handen sind. Weiterhin wird nur ein Entladetransistor 260 benötigt, so daß sich die Probleme von unterschiedlichen Streukapazitäten und die Probleme hinsichtlich einer Anpas sung der Transistoren untereinander nicht ergeben. Weiterhin wird ein verbesserter Schaltkreis verwendet zur Erzeugung des Spannungsimpulses für den Integrationsverstärker und auch die Abtast- und Halteschaltkreise sind sowohl verein facht als auch verbessert.

Fig. 5 ist ein Zeitdiagramm zur Erläuterung der Arbeitsweise des Schaltkreises aus Fig. 4. In Fig. 5 ist mit der Linie (a) das Zeitverhalten des Pulsbreitenmodulator-Ausganges dargestellt. Die nächste Linie (b) zeigt das zeitliche Auf treten und die Relativdauer des Rücksetzimpulses für den Entladetransistor 260. Die nächsten beiden Linien (c) und (d) zeigen die Zeitpunkte des auf Masse-legens der Platten 14 und 16 durch Leitfähigkeit der zugehörigen Steuertransi storen. Linie (e) zeigt die Steuerung des PFET 254 und die Ladezeit ist in der nächsten Linie (f) dargestellt. Die Ab tastzeiten für die beiden Schalter, nämlich den MOSFET 284 und den zugehörigen MOSFET des Netzwerkes 272 sind in den Linien (g) und (h) dargestellt und die Spannungen an den Platten 14 und 16 sind in den Linien (i) und (j) darge stellt. Die Zeitdauern des Rücksetzimpulses und die Ladungs zeitperioden und Abtastimpulse können im wesentlichen die gleichen sein wie in Verbindung mit der ersten Ausführungs form gemäß Fig. 1 bereits erläutert.

Es zeigt sich, daß keine feste Vorspannung (mit dem sich hieraus ergebenden negativen elektrostatischen Federeffekt) benötigt oder verwendet wird, da die Kraftbalance oder der Kräftevergleich durch Steuerung des Taktverhältnisses er zielt wird. Die pulsbreitenmodulierte Rechteckwelle 32 weist eine Differenz in ihren Teilperioden auf, welche ein li nearer Meßwert der Beschleunigung ist und kann verwendet werden, Taktimpulse durchzusteuern, um einen digitalen Aus gang zu erzeugen.

Ein weiterer wesentlicher Vorteil des beschriebenen erfin dungsgemäßen Systems ist, daß die Kondensatorplatten, denen feste Ladungen für ausgewählte Zeitperioden zugeführt werden eine duale Rolle spielen. Die angesammelte Ladung an den Kondensatoren C1 und C2 bildet eine Summenkraft auf die pen delnd aufgehängte Masse, die unabhängig ist von der Spalt breite oder der Lage des Sensorteils. Andererseits ist die erlangte Spannung ein Meßwert für den Kondensatorspalt und die Spannungsdifferenz zwischen den einander gegenüberlie genden Platten wird von daher als Abgreifsignal für die Kraft-Rückbalancesteuerung des Systems verwendet. Demzufolge besteht auch keine Notwendigkeit, eine separate Abgriff-Er regung durchzuführen.

Claims

1. Verfahren zur Lagesteuerung eines Sensorbauteils in ei nem kraftbalancierten Instrument, bei dem das Sensor bauteil in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße aus einer Nullage versetzt wird, mit den folgenden Schritten:
Erzeugen eines Abgreifsignals, welches die Versetzung des Sensorbauteils aus der Nullage anzeigt;
wiederholtes Anlegen einer Kraft konstanter Größe an das Sensorbauteil unabhängig von der Versetzung des Sensorbauteils abwechselnd für erste und zweite Zeitpe rioden auf jeweils entgegengesetzte Seiten des Sensor bauteils in erste und zweite einander entgegengesetzte Richtungen; und
Variieren der ersten und zweiten Zeitperioden in Ant wort auf das Abgreifsignal, um eine Differenz in den ersten und zweiten Perioden zu bewirken, welche die Eingangsgröße anzeigt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, worin die Schritte des Er zeugens des Abgreifsignals und des wiederholten Anle gens einer Kraft konstanter Größe aufweisen: Anordnen erster und zweiter elektrisch leitfähiger Platten auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zu defi nieren und abwechselndes Anlegen einer festen Ladung an die ersten und zweiten Kondensatoren.

3. Verfahren nach Anspruch 1, worin das Instrument erste und zweite elektrisch leitfähige Platten aufweist, wel che benachbart zu und auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sensorbauteils angeordnet sind, um erste und zweite Kondensatoren zu definieren und worin der Schritt des wiederholten Anlegens einer Kraft konstan ter Größe das wiederholte abwechselnde Anlegen einer festen Ladung an die Kondensatoren beinhaltet.

4. Verfahren nach Anspruch 3, worin der Schritt des Erzeu gens des Abgreifsignals das abwechselnde Abtasten der Spannung über den ersten und zweiten Kondensatoren be inhaltet.

5. Verfahren nach Anspruch 4, mit den Schritten:
zeitweises Speichern von Abtastwerten der einzelnen er faßten Spannungen und
Erzeugen des Abgreifsignals abhängig von der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwer ten.

6. Verfahren nach Anspruch 5 mit:
Integrieren der Differenz zwischen aufeinanderfolgenden gespeicherten Abtastwerten,
Erzeugen eines pulsbreitenmodulierten Steuersignals mit einem Taktverhältnis, welches sich abhängig von dem In tegral des Abgreifsignals ändert und
Verwenden des pulsbreitenmodulierten Steuersignals zur Steuerung der ersten und zweiten Zeitperioden.

7. Kraftbalanciertes Instrument mit:
einem Bauteil, welches so angeordnet ist, daß es in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße beweglich ist;
ersten und zweiten elektrostatischen Platten auf einan der gegenüberliegenden Seiten des Bauteils, welche mit dem Bauteil zusammenwirken, um erste und zweite Konden satoren mit ersten und zweiten Lücken zu bilden, die sich ändern, wenn sich das Bauteil in Antwort auf die Eingangsgröße bewegt;
Vorrichtungen zur Anlegung gleicher Ladungen an die er sten und zweiten Kondensatoren;
Vorrichtungen zum Aufrechterhalten der Ladungen an den Kondensatoren für erste und zweite aufeinanderfolgende Zeitintervalle, um erste und zweite Spannungen an den Kondensatoren zu erzeugen; und
Vorrichtungen zur Erzeugung eines Abgreifsignals, wel ches die Differenz zwischen den ersten und zweiten Spannungen anzeigt.

8. Instrument nach Anspruch 7, mit Vorrichtungen, welche auf das Ausgangssignal ansprechen, um die Dauern der jeweiligen Zeitintervalle zu steuern.

9. Instrument nach Anspruch 7, mit Vorrichtungen zur rela tiven Veränderung der Dauern der ersten und zweiten In tervalle.

10. Instrument nach Anspruch 8, worin die ersten und zwei ten Zeitintervalle erste und zweite Teilzyklen umfas sen, welche zusammen einen Rahmen bilden, der wieder holt wird und worin die Vorrichtungen zum Variieren der Dauern Vorrichtungen zum Variieren der Relativlängen der Zeitintervalle aufweisen, um das Taktverhältnis ei nes jeden Rahmens abhängig von dem Ausgangssignal zu variieren.

11. Instrument nach Anspruch 8, worin die Vorrichtungen zur Erzeugung eines Ausgangssignals Vorrichtungen aufweisen zum Abtasten der Spannung an den ersten und zweiten Kondensatoren währen aufeinanderfolgender Zeitinter valle, um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhal ten, sowie mit Vorrichtungen zum Erzeugen eines Diffe renzsignals, welches die Differenz zwischen den Span nungsmeßwerten anzeigt und Vorrichtungen zum Integrie ren des Differenzsignals über eine Mehrzahl von den aufeinanderfolgenden Zeitintervallen hinweg.

12. Instrument nach Anspruch 8, worin die Vorrichtungen zum Steuern der Dauern der jeweiligen Zeitintervalle Puls breitenmodulationsvorrichtungen aufweisen, welche einen variablen Taktzyklusausgang haben, sowie mit Vorrich tungen zum Steuern der Pulsbreitenmodulationsvorrich tungen in Antwort auf das Ausgangssignal.

13. Kraftvergleichsverfahren zum Erfassen einer unbekannten Eingangsgröße, mit den Schritten:
Bereitstellen eines Sensorbauteiles, welches in Antwort auf die zu erfassende Eingangsgröße versetzbar ist;
Bereitstellen erster und zweiten elektrisch leitfähiger Platten auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sen sorbauteils, welche mit diesem zusammenwirken und erste und zweite Kondensatoren definieren;
Bereitstellen eines Integrationsverstärkers mit einem Eingang und einem Ausgang;
Anlegen einer Serie von Spannungsimpulsen an den Ver stärkereingang;
Verbinden der ersten und zweiten Kondensatoren mit er sten und zweiten Rückkopplungspfaden von dem Ausgang zum Eingang des Integrationsverstärkers;
Bereitstellen eines Steuersignals mit einem sich wie derholenden Zyklus mit ersten und zweiten variierenden Teilzyklen, um das Steuersignal mit einem variierenden Taktverhältnis zu erhalten;
Laden der ersten und zweiten Kondensatoren abwechselnd mit einer festen Ladung während der ersten und zweiten Teilzyklen;
Abtasten der Spannung über den ersten und zweiten Kon densatoren, um erste und zweite Spannungsmeßwerte zu erhalten;
Integrieren der Differenz zwischen den ersten und zwei. ten Spannungsmeßwerten über eine Anzahl von Wiederho lungen des Steuersignals, um ein Abgreifsignal zu er halten; und
Verwenden des Abgreifsignals, um das Taktverhältnis zu steuern.

14. Verfahren nach Anspruch 13, mit dem Schritt des Entla dens eines jeden Kondensators, bevor er wieder geladen wird.

15. Kraftbalanciertes Instrument mit:
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsim pulses an den Eingang des Integrators für eine festge legte Zeitdauer;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zum Anlegen des Aus gangs des Verstärkers für Ladungszwecke an ersten und zweiten Kondensatoren in abwechselnder Reihenfolge, so daß die Kondensatoren eine elektrostatische Kraft auf das Sensorbauteil während ersten und zweiten aufeinan derfolgenden Zeitperioden ausüben;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen abwechselnd während ersten und zweiten Zeitperioden;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen;
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannungen an den er sten und zweiten Kondensatoren an die ersten und zwei ten Speichervorrichtungen während den ersten und zwei ten Zeitperioden;
einem Differenzschaltkreis mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Integrator mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Differenzschaltkreises verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator mit einem variablen Taktzy klusausgang und mit einem Eingang zum Ausgang des Inte grators; und
Vorrichtungen, welche auf den variablen Taktzyklusaus gang ansprechen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern.

16. Instrument nach Anspruch 15, mit Vorrichtungen zum Ent laden beider Kondensatoren, während der aufeinanderfol genden Zeitperioden, bevor die Kondensatoren wieder ge laden werden.

17. Ein Verfahren zur Verwendung mit einem kraftbalancier ten Instrument, bei dem ein Sensorbauteil aus einer Nullage in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist und bei dem Kondensatoren auf einander gegenüberliegenden Seiten des Sensorbauteiles dazu ver wendet werden, das Sensorbauteil elektrostatisch zu ba lancieren, wobei das Verfahren zum Betreiben der Kon densatoren vorgesehen ist, um das Sensorbauteil auszu balancieren und aufweist:
Anlegen gleicher Ladungen an die ersten und zweiten Kondensatoren während erster und zweiter aufeinander folgender Zeitintervalle, um elektrische Felder zu er halten, welche eine Summenkraft auf das Sensorbauteil ausüben, welche dazu führt, daß das Sensorbauteil in die Nullage zurückkehrt; und
Abtasten der den geladenen Kondensatoren zugehörigen Spannungen, um ein Abgreifsignal zu erhalten.

18. Verfahren nach Anspruch 17 mit dem Schritt des Verwen dens des Abgreifsignals, um die Relativlängen der er sten und zweiten aufeinanderfolgenden Zeitintervalle zu steuern.

19. Verfahren nach Anspruch 2, worin der Schritt des ab wechselnden Anlegens einer festen Ladung an die ersten und zweiten Kondensatoren die Schritte des abwechseln den Anlegens von Ladungen entgegengesetzter Polarität aber gleicher Größe an die ersten und zweiten Kondensa toren aufweist.

20. Verfahren nach Anspruch 2, worin der Schritt des ab wechselnden Anlegens einer festen Ladung an die ersten und zweiten Kondensatoren das Anlegen einer gemeinsamen festen Ladung an beide Kondensatoren und das abwech selnde auf Masse-legen der Kondensatoren beinhaltet, so daß zu einem Zeitpunkt nur einer der Kondensatoren ge laden wird.

21. Verfahren nach Anspruch 13, worin der Schritt des La dens der ersten und zweiten Kondensatoren das Bereit stellen erster und zweiter entgegengesetzt gepolter unidirektionaler Vorrichtungen in den ersten und zwei ten Rückkopplungspfaden aufweist, sowie das Anlegen aufeinanderfolgender Impulse entgegengesetzter Polari tät an den Integrationsverstärker-Eingang.

22. Verfahren nach Anspruch 13, worin der Schritt des La dens der ersten und zweiten Kondensatoren die Schritte des abwechselnden auf Masse-legens einer Seite der er sten und zweiten Kondensatoren aufweist.

23. Kraftbalanciertes Sensorinstrument mit:
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen einer Serie von Präzisions spannungsimpulsen von abwechselnd entgegengesetzter Po larität an den Eingang des Integrators;
ersten und zweiten unidirektionell leitfähigen Vorrich tungen in den ersten und zweiten Rückkopplungspfaden;
ersten und zweiten Abtast- und Halteschaltkreisen in Verbindung mit den ersten und zweiten Kondensatoren;
einem Summenverstärker zur Aufsummierung der Signale von den Abtast- und Halteschaltkreisen;
Vorrichtungen, welche auf den Summenschaltkreis anspre chen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern; und
Vorrichtungen zum Entladen der ersten und zweiten Kon densatoren am Ende von ersten und zweiten aufeinander folgenden Zeitperioden.

24. Kraftbalanciertes Instrument mit:
einem Sensorbauteil, welches in Antwort auf eine zu messende Eingangsgröße versetzbar ist;
ersten und zweiten Platten auf einander gegenüberlie genden Seiten des Sensorbauteils, um erste und zweite Kondensatoren zwischen dem Sensorbauteil und den Plat ten zu definieren;
einem Integrator mit einem Eingang und einem Ausgang, wobei die ersten und zweiten Kondensatoren in ersten und zweiten Rückkopplungspfaden zwischen dem Ausgang und dem Eingang geschaltet sind;
Vorrichtungen zum Anlegen eines Präzisionsspannungsim pulses an den Eingang des Integrators;
ersten und zweiten Schaltvorrichtungen zum auf Masse legen der ersten und zweiten Kondensatoren für erste und zweite Zeitperioden;
Vorrichtungen zum Betätigen der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen abwechselnd für erste und zweite Zeitperioden;
ersten und zweiten Meßwertspeichervorrichtungen;
Vorrichtungen zum Übertragen der Spannung an den jewei ligen Kondensatoren an die jeweiligen Speichervorrich tungen;
einem Differenzschaltkreis mit einem Eingang, der mit den ersten und zweiten Speichervorrichtungen verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Integrator mit einem Eingang, der mit dem Ausgang der Differenzschaltkreise verbunden ist und mit einem Ausgang;
einem Pulsbreitenmodulator mit einem variablen Taktzy klusausgang und mit einem Eingang, der mit dem Ausgang des Integrators verbunden ist; und
Vorrichtungen, welche auf den variablen Taktzyklusaus gang ansprechen, um die relativen Dauern der ersten und zweiten Perioden zu steuern.

25. Instrument nach Anspruch 7, worin die Vorrichtungen zum Anlegen gleicher Ladungen Vorrichtungen zum Anlegen La dungen gleicher Größe und entgegengesetzter Polarität an die ersten und zweiten Kondensatoren aufweisen.

26. Instrument nach Anspruch 7, worin die Vorrichtungen zum Anlegen gleicher Ladungen Vorrichtungen zum Anlegen La dungen gleicher Größe und Polarität aufweisen.

27. Instrument nach Anspruch 7, worin die Vorrichtungen zum Anlegen gleicher Ladungen Vorrichtungen zum abwechseln den auf Masse-legen der ersten und zweiten Kondensato ren während der ersten und zweiten Zeitintervalle auf weisen.