DE4117847A1 - Verfahren zum auswerten binaerer informationen - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Auswerten bi­ närer Informationen, die in Form heller und dunkler Felder längs mindestens einer Spur auf einem Träger nach einem vorgegebenen Zeichencode gespeichert sind, bei dem eine Relativbewegung zwischen dem Träger und einem optisch-elektrischen Wandler erzeugt wird, der mindestens eine Spur abtastet und aus den erfaßten Hel­ ligkeitswerten eine Ausgangsspannung erzeugt, deren ma­ ximale und minimale Spitzenspannung ermittelt wird, und bei dem die Ausgangsspannung des Wandlers mit einer er­ sten, aus mindestens einer der Spitzenspannungen ge­ wonnenen Vergleichsspannung verglichen wird und abhän­ gig vom Vergleich ein Binärsignal gewonnen wird, in dem die auszuwertende Information enthalten ist. Ferner be­ trifft die Erfindung eine Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens.

Ein derartiges bekanntes Verfahren wird beispielsweise bei einer optischen Leseeinheit verwendet, die auf einer als Träger dienenden Codekarte gespeicherte Daten erfaßt und diese einer Auswerteeinheit, beispielsweise einem Mikroprozessor, zur weiteren Verarbeitung zur Verfügung stellt. Als Zeichencode wird häufig der be­ kannte Barcode verwendet, bei dem zur Informationsco­ dierung die Breite der hellen und dunklen Felder verän­ dert wird. Es sind jedoch auch andere optische Zeichen­ code verwendbar, die sich für die automatische Zeichen­ erkennung eignen, wie beispielsweise der OCR-Code.

Bei dem bekannten Verfahren wird die erste Vergleichs­ spannung aus der Differenz der Spitzenwerte ermittelt und beispielsweise gleich der halben Differenz gesetzt. Diese Vergleichsspannung wird dann mit der Ausgangs­ spannung des Wandlers, die der erfaßten Helligkeit ent­ spricht, verglichen und das Ergebnis des Vergleichs in einem Binärsignal abgebildet. Der optisch-elektrische Wandler hat, um ein ausreichendes Nutzsignal zu erhal­ ten, eine endliche Öffnung, die bewirkt, daß er an den Übergangsstellen von hellen und dunklen Feldern ein verschliffenes Ausgangssignal mit geringer Steigung ab­ gibt. Dies hat zur Folge, daß der Ort längs der abzuta­ stenden Spur, bei dem die Vergleichsspannung und die Ausgangsspannung gleich groß sind, in erheblichem Maß von den Spitzenwerten abhängt und sich bereits bei ge­ ringen Schwankungen der mittleren Helligkeit der hellen oder der dunklen Felder verändert. Demzufolge ist der Ortsabstand zwischen dem Ort des Hell-Dunkel- bzw. Dun­ kel-Hell-Übergangs aneinandergrenzender Felder und dem Ort, bei dem das Binärsignal seinen Zustand wechselt, nicht nur abhängig vom Ausgangssignal des Wandlers son­ dern auch von der Vergleichsspannung und damit von den zuvor ermittelten Spitzenspannungen. Dieser Ortsabstand soll einerseits möglichst klein sein, damit der Stör­ abstand zwischen den Binärzuständen des Binärsignals groß ist. Ein großer Störabstand ermöglicht es nämlich, optische Zeichen mit hoher Aufzeichnungsdichte auf einer Spur zu verwenden.

Andererseits soll der Ortsabstand relativ konstant sein, da dann auch die Ortsphasenverschiebung zwischen dem Binärsignal und den in den Feldern abgebildeten In­ formationen konstant ist. Dies ist vorteilhaft, wenn mehrere Spuren gleichzeitig abgetastet werden sollen und die Felder in einer definierten Phasenbeziehung zu­ einander stehen. Der je Spur entstehende Phasenfehler soll möglichst klein sein, um eine zuverlässige Infor­ mationsgewinnung zu gewährleisten.

In der Praxis kann es vorkommen, daß die Spur eines Trägers durch häufigen Gebrauch verschmutzt ist und die mittleren Helligkeitswerte der Felder schwanken. Außer­ dem kann der Wandler Störlicht erfassen, beispielsweise einfallendes Umgebungslicht, oder der Mittelwert der Ausgangsspannung kann durch Veränderung des Abstandes zwischen dem Träger und dem Wandler schwanken. Weiter­ hin wird, falls die Öffnung des Wandlers im Größenbe­ reich der schmalsten auf der Codekarte aufgebrachten Felder liegt, die Amplitude der maximalen oder der mi­ nimalen Spitzenspannung von der Breite der abgetasteten Felder abhängig. Derartige Störungen verändern die ma­ ximale und die minimale Spitzenspannung, wodurch sich mittelbar der Pegel der ersten Vergleichsspannung und damit auch der oben bereits erwähnte Ortsabstand bzw. die Ortsphase ändert. Die zuverlässige Auswertung der auf dem Träger aufgezeichneten binären Information ist dann nicht mehr gewährleistet.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung ein Verfahren anzu­ geben, das ein zuverlässiges Auswerten binärer Infor­ mationen auch bei gestörtem Ausgangssignal des optisch­ elektrischen Wandlers gestattet.

Diese Aufgabe wird für ein Verfahren eingangs genannter Art dadurch gelöst, daß die erste Vergleichsspannung um einen vorgegebenen ersten Betrag kleiner als die maxi­ male Spitzenspannung ist, daß eine zweite Vergleichs­ spannung gewonnen wird, die um einen zweiten vorgegebe­ nen Betrag größer als die minimale Spitzenspannung ist, daß dem Binärsignal ein erster Binärzustand eingeprägt und die minimale Spitzenspannung auf einen höheren Spannungswert zurückgesetzt wird, wenn beim Vergleich der Ausgangsspannung mit der ersten Vergleichsspannung diese die Ausgangsspannung überschreitet, daß die Aus­ gangsspannung auch mit der zweiten Vergleichsspannung verglichen wird, und daß dem Binärsignal der zweite Bi­ närzustand eingeprägt und die maximale Spitzenspannung auf einen niedrigeren Spannungswert zurückgesetzt wird, wenn die zweite Vergleichsspannung die Ausgangsspannung unterschreitet.

Durch die Erfindung wird erreicht, daß die maximale oder die minimale Spitzenspannung nach dem Erkennen eines hellen oder eines dunklen Feldes auf einer Spur in einen definierten Ausgangszustand zurückgesetzt wer­ den. Der nächste Extremwert im Ausgangssignal, d. h. das nächste Feld mit einem Helligkeitsmaximum oder -minimum wird dadurch sicher erfaßt, unabhängig davon, ob dem Ausgangssignal ein Störsignal aufgrund unerwünschter Helligkeitsschwankungen überlagert ist.

Da zwei Vergleichssignale gewonnen werden, die einmal zum Erkennen des Maximums und ein andermal zum Erkennen des Minimums im Ausgangssignal herangezogen werden, kann der zurückgelegte Weg des Wandlers vom Ort des Helligkeitsmaximums bzw. -minimums eines Feldes bis zum Ort, bei dem das Binärsignal in einen vorgegebenen Bi­ närzustand geschaltet wird, klein sein. Dies bedeutet, daß mit dem Verfahren nach der Erfindung Folgen von hellen und dunklen Feldern ausgewertet werden können, die längs der Abtastrichtung der Spur in kurzen Abstän­ den voneinander auftreten. Demzufolge wird es also mög­ lich, Spuren mit einer hohen Dichte der Informationen zuverlässig auszuwerten.

Bei einer bevorzugten Weiterbildung der Erfindung wird die Differenz aus der maximalen und der minimalen Spit­ zenspannung ermittelt und der erste und/oder der zwei­ te Betrag gleich einem Bruchteil dieser Differenz ge­ setzt.

Die Beträge definieren den Ortsphasenwinkel, um den das Binärsignal dem Helligkeitsmaximum bzw. -minimum eines Feldes nacheilt. Durch die Maßnahmen nach der Weiter­ bildung wird nun erreicht, daß ein in der Aus­ gangsspannung enthaltenes Offsetsignal entfernt wird und die Beträge in einem vorgegebenen Verhältnis zu den jeweiligen Spitzenspannungen stehen. Dies führt dazu, daß der Ortsphasenwinkel konstant bleibt, und zwar auch dann, wenn die Ausgangsspannung infolge einer Hel­ ligkeitsabschwächung multiplikativ geändert wird. Da­ durch wird es möglich, binäre Informationen, die auf mehreren gleichzeitig abgetasteten Spuren aufgezeichnet sind und deren Felder in einer festen Phasenbeziehung zueinander stehen, sehr zuverlässig auszuwerten.

Eine andere Weiterbildung ist dadurch gekennzeichnet, daß aus den Feldern einer ersten Spur aus dem Träger ein Takt-Binärsignal gewonnen wird, daß aus den Feldern mindestens einer weiteren Spur, die parallel zur ersten Spur verläuft und deren Felder zu den Feldern der er­ sten Spur eine vorgegebene Lage haben, ein Daten-Bi­ närsignal erzeugt wird, und daß das Verhältnis des Takt-Binärsignals zum Daten-Binärsignal zur Informati­ onsgewinnung ausgewertet wird.

Durch diese Maßnahmen wird es möglich, das Auslesen ge­ speicherter Informationen unabhängig von der Relativge­ schwindigkeit zwischen dem Wandler und dem Träger aus­ zuführen, wobei selbst eine ruckartige Bewegung mit Stillstandsphasen zugelassen wird. Diese Weiterbildung ist besonders dort vorteilhaft einsetzbar, wo der Trä­ ger manuell verschoben wird, beispielsweise bei tragba­ ren optischen Lesegeräten.

Die Verfahrensschritte nach der Erfindung können auf einfache Weise durch eine elektronische Schaltungsan­ ordnung realisiert werden. Es ist aber auch vorgesehen, die Verfahrensschritte programmgesteuert unter Einsatz einer Datenverarbeitungsanlage auszuführen. Zweckmäßi­ gerweise wird hierzu die Ausgangsspannung des Wandlers in Digitalwerte gewandelt und die Spitzenspannungen sowie die Vergleichsspannungen in Digitalwerte sinnge­ mäß abgebildet. Die Ermittlung der Vergleichsspannun­ gen, die Durchführung des Vergleichs etc. erfolgt dann an Hand digitaler Werte in der Datenverarbeitungsanla­ ge.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung, welche in Verbin­ dung mit den Zeichnungen die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. In diesen Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Leseein­ richtung zum Auswerten codierter In­ formationen auf einer Codekarte,

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer Schaltungs­ anordnung zum Auswerten binärer In­ formationen auf einer Takt- oder einer Datenspur,

Fig. 3 das Schaltbild einer Schaltungsanord­ nung nach Fig. 2,

Fig. 4 Signalverläufe über der Zeit beim Ab­ tasten einer Taktspur,

Fig. 5 Signalverläufe über der Zeit beim Er­ kennen, ob eine Codekarte vorhanden ist, und

Fig. 6 Signaldiagramme über den Weg s einer Kodekarte mit einer Takt- und einer Datenspur.

In Fig. 1 ist in einem Blockschaltbild schematisch eine optische Leseeinheit zum Lesen codierter Informationen, die auf einer Kodekarte 10 aufgezeichnet sind, darge­ stellt. Die in einem Balkencode umgesetzten Informatio­ nen sind in hellen und dunklen Feldern, beispielsweise in den Feldern 12, 14, aufgezeichnet, deren jeweilige Breite variiert wird. Als Lesevorrichtung wird ein Re­ flexkoppler 16 verwendet, der einen Infrarotlicht emit­ tierenden Sender 18 enthält. Dieser bestrahlt die Ober­ fläche der Kodekarte 10, so daß die von dieser reflek­ tierte Strahlung durch die hellen bzw. dunklen Felder 12, 14 moduliert wird. Ein Strahlungsempfänger 20 de­ tektiert die reflektierte Strahlung und wandelt diese in eine Spannung um, die verstärkt am Ausgang des Re­ flexkopplers 16 als Ausgangssignal oder -spannung A zur Verfügung steht.

Das Ausgangssignal A wird einer Signalauswertungsein­ heit 24 zugeführt, die aus dem Signal A ein Binärsignal B ermittelt, in dem die auf der Kodekarte 10 gespei­ cherte Information enthalten ist. Das Binärsignal B wird einem Mikrocomputer 26 zugeleitet, der es weiter­ verarbeitet.

Die Kodekarte 10 wird per Hand in das Lesegerät einge­ führt und mit einer Geschwindigkeit, deren Größe vari­ ieren darf, unter dem Reflexkoppler 16 hindurchbewegt. Die Kodekarte 10 hat einen hellen Anfangsabschnitt 22, der, wie später noch näher erläutert wird, für das Um­ schalten des Senders 18 aus einem Bereitschaftszustand, in dem dieser gepulst wird, in einen Arbeitszustand, in welchem der Sender 18 dauerhaft Strahlung aussendet, verwendet wird.

In Fig. 2 ist eine Schaltungsanordnung einer Signalaus­ wertungseinheit 24 schematisch in einem Blockschaltbild dargestellt. Die Ausgangsspannung A wird einem Maximum-Spitzen­ wertgleichrichter 28 sowie einem Minimum-Spitzen­ wertgleichrichter 30 zugeführt, die die maximale Spitzenspannung S1 bzw. die minimale Spitzenspannung S2 über den Verlauf der Ausgangsspannung A bilden. Die Spitzenspannungen S1 und S2 werden einem Vergleichs­ spannungserzeuger 32 zugeführt, der eine Differenzspan­ nung aus den Spitzenspannungen S1 und S2 bildet und aus dieser eine obere Vergleichsspannung V1 sowie eine un­ tere Vergleichsspannung V2 erzeugt. Die obere Ver­ gleichsspannung V1 ist um das 0,15-Fache der Differenz­ spannung kleiner bzw. die untere Vergleichsspannung V2 ist um das 0,15-Fache der Differenzspannung größer als die Spitzenspannung S1 bzw. S2. Die obere Vergleichs­ spannung V1 wird einem Maximum-Komparator 34 an dessen Eingang und die untere Vergleichsspannung V2 wird einem Minimum-Komparator 36 an dessen Eingang zugeführt. An die Referenzeingänge der Komparatoren 34, 36 wird die Ausgangsspannung A angelegt.

Die Ausgangsspannung K1 des Maximum-Komparators 34 wird einem Signalerzeugerbaustein 38 sowie einer Minimum-Rück­ setzeinheit 42 zugeführt, die auf den Minimum-Spitzen­ wertgleichrichter 30 einwirkt. Die Ausgangsspan­ nung K2 des Minimum-Komparators 36 wird dem anderen Eingang des Signalerzeugerbausteins 38 sowie einer Ma­ ximum-Rücksetzeinheit 40 zugeführt, die auf den Maximum-Spitzenwertgleichrichter 28 einwirkt. Der Bau­ stein 38 erzeugt aus den Ausgangsspannungen K1, K2 di­ gitale Signale, die vom Mikrocomputer 26 verwertbar sind.

In Fig. 3 sind die einzelnen Baugruppen der Fig. 2 als eine schaltungstechnische Einheit dargestellt. Der Maximum-Spitzenwertgleichrichter 28 nach der Fig. 2 wird in der Fig. 3 durch die Bauelemente 44 bis 54 ge­ bildet. Die Ausgangsspannung A wird einem Operations­ verstärker 44 an dessen nicht invertierenden Eingang zugeführt. Bei positiven Spannungen lädt sich der Kon­ densator 47 wegen der Gegenkopplung über die Operati­ onsverstärker 44, 52 mittels des Widerstands 54 über die Diode 50 auf. Seine Spannung liegt am Ausgang des Operationsverstärkers 52 als Spitzenspannung S1 mit ge­ ringem Innenwiderstand an. Wenn die Ausgangsspannung A wieder abnimmt, und kleiner als die Spannung S1 wird, so sperrt die Diode 50 und verhindert die Rückentladung des Kondensators 47. Der Spitzenwert der Ausgangsspan­ nung A bleibt in dem Kondensator 47 gespeichert, da dieser weder über den in Elektrometerschaltung geschal­ teten Operationsverstärker 52 noch über die Diode 50 entladen werden kann. Die Diode 48 verhindert ein Über­ steuern des Operationsverstärker 44 und klemmt dessen Ausgang auf ein Potential, das eine Diodenschwelle unter der Ausgangsspannung A liegt. Der Kondensator 46 dient zur Unterdrückung der Schwingneigung des Operati­ onsverstärkers 44.

Der Minimum-Spitzenwertgleichrichter 30 nach Fig. 2 be­ steht in Fig. 3 aus etwa den selben Teilen wie der Maximum-Spitzenwertgleichrichter 28, der zuvor be­ schrieben worden ist. Die entsprechenden Teile wurden mit gleichen gestrichenen Bezugszeichen versehen. Die Dioden 48′ und 50′ sind so gepolt, daß am Ausgang des Operationsverstärkers 52′ die minimale Spitzenspannung S2 mit niedrigem Quellwiderstand anliegt.

Der Vergleichsspannungserzeuger 32 im Blockschaltbild nach Fig. 2 ist in Fig. 3 durch einen Spannungsteiler, bestehend aus den Widerständen 70, 72 und 74, reali­ siert. Diese sind so ausgelegt, daß die zwischen den Widerständen 72, 74 abgreifbare Spannung, die der Dif­ ferenzspannung aus den Spitzenspannungen S1 und S2 ent­ spricht, um das 0,15-Fache der Differenzspannung höher als die Spitzenspannung S2 und die zwischen den Wider­ ständen 70, 72 abgreifbare Spannung um das 0,15-Fache der Differenzspannung niedriger als die Spitzenspannung S1 ist. Dem Spannungsteiler mit den Widerständen 10 bis 74 wird die Ausgangsspannung der Operationsverstärker 52 und 52′ zugeführt, so daß die abgegriffenen Ver­ gleichsspannungen V1 und V2 Bruchteile der Differenz aus der Spitzenspannungen S1 und S2 ist.

Die Vergleichsspannungen V1, V2 werden jeweils einem Eingang eines Operationsverstärkers 77 bzw. 79 zuge­ führt, die als Komparatoren geschaltet sind. Den Refe­ renzeingängen dieser Verstärker 77 bzw. 79 sind die Ausgangsspannung A zugeführt. Die Verstärker 77, 79 sind über die Widerstände 76, 78 bzw. 80, 82 mitgekop­ pelt, wodurch deren Komparatorfunktion eine Schalthy­ sterese erhält. Diese bewirkt einerseits, daß die Schwingneigung der Komparatoren 77, 79 im Schaltmoment unterdrückt wird. Andererseits begrenzt die Hysterese den noch verarbeitbaren Amplitudenbereich der Ausgangs­ spannung A nach unten. Bei sehr kleinen Werten der Aus­ gangsspannung A überschreitet nämlich die Spannungsdif­ ferenz aus Ausgangsspannung A und Spitzenspannung S1 bzw. S2 die Hysterese nicht mehr, so daß diese Signale nicht mehr ausgewertet werden. Dadurch wird die Störun­ terdrückung der Schaltungsanordnung weiter erhöht.

Die Maximum-Rücksetzeinheit 40 nach Fig. 2 ist in Fig. 3 durch die Bauteile 56 bis 62 realisiert. Die Basis des npn-Transistors 60 erhält bei positiven Flanken der Ausgangsspannung K2 des Operationsverstärkers 79 über den Kondensator 62 einen positiven Stromimpuls, der den Transistor durchschaltet. Demzufolge kann sich der Kon­ densator 47 über den Widerstand 56 und den Operations­ verstärker 44 entladen, so daß nach dem Abklingen der Ausgleichsvorgänge die Spannung am Kondensator 47 und damit die Spitzenspannung S1 gleich dem Momentanwert der Ausgangsspannung A ist. Die Zeitkonstante, die sich aus der Serienschaltung des Kollektor-Emitter-Wider­ standes des Transistors 60, dem Widerstand 56 sowie dem Kondensator 47 ergibt, bestimmt im wesentlichen die Dauer des Entladevorgangs. Eine bevorzugte Entladezeit beträgt 100 µs. Im vorliegenden Beispiel verläuft der Entladevorgang exponentiell. Es ist aber auch denkbar den Entladevorgang linear auszuführen, falls dies ge­ wünscht wird.

Die Minimum-Rücksetzeinheit 42 der Fig. 2 ist in Fig. 3 schaltungstechnisch in ähnlicher Weise aufgebaut wie die zuvor beschriebene Maximum-Rücksetzeinheit 40. Die entsprechenden Teile sind daher mit gleichen gestriche­ nen Bezugszeichen versehen. Zu erwähnen ist, daß der Transistor 60′ als pnp-Transistor ausgeführt ist und bei negativen Impulsflanken des Signals K1 durchschal­ tet.

Der Signalerzeugerbaustein 38 der Fig. 2 ist in Fig. 3 schaltungstechnisch durch ein Exklusiv-Oder-Glied 84, dem die Ausgangsspannungen K1 und K2 zugeführt sind, sowie durch ein diesem nachgeschaltetes dynamisches D-Flip-Flop 86 realisiert. Die Ausgangsspannung des Glie­ des 84 wird. Als Interruptsignal I verwendet und dem Takteingang des Flip-Flops 86 zugeführt. Jede positive Flanke dieser Ausgangsspannung und damit jedes erfaßte Extremum im Ausgangssignal A löst einen Flankenwechsel am Ausgang Q des Flip-Flops 86 aus. Zusätzlich wird durch das Anlegen der Ausgangsspannung K1 über ein aus dem Widerstand 87 und dem Kondensator 88 gebildetes RC-Glied eine Synchronisation der Richtung des Flanken­ wechsels am Flip-Flop-Ausgang Q mit der Art des erkann­ ten Extremums erzwungen. Ein Maximum wird dabei durch eine ansteigende Flanke und ein Minimum durch eine ab­ fallende Flanke signalisiert. Das RC-Glied verzögert das Signal K1 des Operationsverstärkers 77, so daß im Moment der Taktgabe der Dateneingang D sicher auf H-Pegel (d. h. Maximum) bzw. auf L-Pegel (Minimum) ist.

Die weiteren Schaltungsteile 64 bis 68 und 64′ bis 68′­ werden weiter unten erläutert.

In Fig. 4 sind Signalverläufe der Signale A, S1, S2, V1, V2, K1, K2, I und B über der Zeit dargestellt, die sich beim Betrieb der Schaltung nach Fig. 2 oder 3 beim Abtasten der Kodekarte 10 mit einer konstanten Ge­ schwindigkeit v einstellen. In Fig. 4a steigt zunächst die Ausgangsspannung A an, da der Reflexkoppler 16 sich über einem hellen Feld 12 befindet. Dementsprechend steigt auch die Spitzenspannung S1 (dick ausgezogene Linie) an und erreicht beim Zeitpunkt t0 ihr Maximum. Die um das 0,15-Fache der Differenzspannung reduzierte Vergleichsspannung V1 (gestrichelt gezeichnete Linie) folgt der Spitzenspannung S1. Im Zeitpunkt t1 ist die Ausgangsspannung A (dünne Linie), nachdem das helle Feld 12 wieder verlassen wird, auf einen Wert abgefal­ len, der gleich der Vergleichsspannung V1 ist. Der Kom­ parator 34 bzw. der Operationsverstärker 77 schaltet nun in seinen anderen Schaltzustand um, und setzt sein Ausgangssignal K1 gemäß Fig. 4b auf einen niedrigeren Spannungswert als vorher. Die entsprechende Schaltflan­ ke im Signal K1 löst ein Rücksetzen der Spitzenspannung S2 auf den Momentanwert der Ausgangsspannung A aus. Dieses Rücksetzen verläuft nach einer Exponentialkurve und ist nach ca. 100 µs abgeschlossen. Durch diese Maß­ nahme wird die Schaltungsanordnung vorbereitet, um das auf das Maximum folgende Minimum der Ausgangsspannung A zu erfassen. Dieses Minimum kann einen anderen Wert haben als das vorangehende.

Die Vergleichsspannung V2 ist um das 0,15-Fache der Differenzspannung aus den Spitzenspannungen S1 und S2 größer als die minimale Spitzenspannung S2. Zum Zeit­ punkt t2 überschreitet nun der Wert der Vergleichsspan­ nung V2 die Ausgangsspannung A, so daß der Minimum-Kom­ parator 36 umschaltet und sein Signal K2 auf einen niedrigeren Spannungswert als vorher setzt (vgl. Fig. 4c). Bedingt durch die Rücksetzzeit beträgt der zeitli­ che Versatz der Flanken der Komparatorsignale K1 und K2 etwa 100 µs. Im weiteren Verlauf folgt die minimale Spitzenspannung S2 dem Verlauf des Ausgangsspannung A, bis dieses ihr Minimum überschritten hat. Beim Zeit­ punkt t3 überschreitet nun die Ausgangsspannung A den Spannungswert der Vergleichsspannung V2 und das Signal K2 wird umgeschaltet sowie die maximale Spitzenspannung 51 auf den Momentanwert der Ausgangsspannung A zurück­ gesetzt. Zum Zeitpunkt t4 schaltet auch der Komparator 34 um, und die Schaltungsanordnung ist bereit, um das nächste Maximum in der Ausgangsspannung A zu ermitteln.

Die Signale K1 und K2 werden durch das Exklusiv-Oder-Glied 84 verknüpft und der Signalverlauf gemäß Fig. 4d erzeugt. Das vom Interruptsignal I getaktete Flip-Flop 86 erzeugt dann das Binärsignal, dessen Verlauf über der Zeit in Fig. 4e dargestellt ist. Das Interruptsi­ gnal I wird dem Mikrocomputer 26 (vgl. Fig. 1) zuge­ führt, der den Verlauf des Binärsignals B interruptge­ steuert abtastet.

Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel der Erfindung beschrieben, bei der der Reflexkoppler 16 aus einem Be­ reitschaftszustand in einen Arbeitszustand geschaltet wird. Der Vorgang des Lesens der Kodekarte 10 tritt im Regelfall nur während eines Bruchteils der gesamten Einschaltdauer des optischen Lesegerätes aus. Bei bat­ teriebetriebenen Lesegeräten ist es vorteilhaft, den Reflexkoppler 16 in einen Bereitschaftszustand zu ver­ setzen, in dem erheblich weniger elektrische Energie verbraucht wird als während der Abtastphase. In diesem Bereitschaftszustand wird der Sender 18 nur impulsweise betätigt. Eine in das Lesegerät eingeschobene Kodekarte muß aber ohne große Verzögerung sofort erkannt werden, damit der Sender 18 in den Dauerbetrieb, bei dem die Oberfläche der Kodekarte 10 dauerhaft beleuchtet wird, und der Mikrocomputer 26 in den Lesemodus geschaltet werden kann, um das Binärsignal B auszuwerten.

Gemäß dieser Weiterbildung der Erfindung wird nun im Bereitschaftszustand der Strom für den Sender 18 für 2 ms eingeschaltet und danach für 20 ms abgeschaltet. Da­ durch ergibt sich gegenüber einem Dauerbetrieb eine Energieersparnis um etwa den Faktor 11.

Gemäß der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 sendet der Mikrocomputer 26 zum Einstellen des Bereitschaftszu­ standes oder Wartezustandes ein Signal M aus. Dieses Signal bildet der Mikrocomputer nach Abschluß einer Le­ seoperation. Das Signal M gelangt über die Widerstände 68, 68′ an die Basis der pnp-Transistoren 66 und 66′, die daraufhin leitend werden. Die Emitter dieser Tran­ sistoren 66, 66′ sind mit einer Referenzspannung von 4 V beaufschlagt. Über den Widerstand 64 wird der Konden­ sator 47 auf die Referenzspannung aufgeladen. Gleich­ zeitig wird der Kondensator 47′ auf den Momentanwert der Ausgangsspannung A aufgeladen. Die Schaltungsanord­ nung befindet sich somit in Bereitschaft. Während der Einschaltzeit des Senders 18 führt das Signal M eine positive Spannung, die größer als die Referenzspannung von 4 Volt ist. Die Transistoren 68 und 68 sind dann gesperrt. Die aus dem Widerstand 64 und dem Kondensator 47 gebildete Zeitkonstante ist so bemessen, daß die Aufladung des Kondensators 47 so lange verzögert wird, bis der Mikrocomputer 26, nachdem eine Kodekarte er­ kannt wurde, den Sender 18 in den Dauerbetrieb schal­ tet.

Die Funktionsweise dieses Ausführungsbeispiels wird an­ hand der Fig. 5 verdeutlicht. Während des Bereitschafts­ zustandes befindet sich im Lesegerät keine Kodekarte, so daß der vom Sender 18 ausgesendete Strahlungsimpuls infolge eines dunklen Hintergrundes nur in einem gerin­ gen Maße reflektiert wird. Der Reflexkoppler 16 gibt nur eine kleine impulsförmige Ausgangsspannung A ab, wie in der Fig. 5 bei 90 angedeutet ist. So lange die Ausgangsspannung A den Wert der Vergleichsspannung V2 nicht überschreitet, hat es keine Auswirkung auf die Schaltungsanordnung. Hierbei ist anzumerken, daß eine der Ausgangsspannung A eventuell über lagerte Offset­ spannung bedeutungslos ist, da lediglich Spannungsdif­ ferenzen ausgewertet werden.

Wenn nun in das Lesegerät eine Kodekarte 10 mit ihrem vorderen Abschnitt 22 eingeführt wird, so erzeugt des­ sen hell reflektierende Oberfläche einen verhältnismä­ ßig großen Spannungsimpuls in der Ausgangsspannung A, wie im rechten oberen Bildteil der Fig. 5 dargestellt ist. Im Zeitpunkt t1 übersteigt die Ausgangsspannung A die Vergleichsspannung V2, so daß das Signal K2 umge­ schaltet und die Spitzenspannung S1 zurückgesetzt wird. Im Zeitpunkt t2 übersteigt die Ausgangsspannung A auch die Vergleichsspannung V1, woraufhin das Signal K1 in seinen anderen Zustand geschaltet wird. Nach dem Über­ schreiten des Maximums fällt die Ausgangsspannung A unter den Wert der Vergleichsspannung V1, und im Zeit­ punkt t3 wird das Signal K1 des Komparators 34 bzw. 77 zurückgesetzt. Das Binärsignal B zeigt in seinem Ver­ lauf einen negativen, 2 ms andauernden Impuls, der vom Mikrocomputer zum Umschalten in den Dauerbetrieb verwendet wird. Das Exklusiv-Oder-Glied 84 erzeugt fer­ ner eine positive Impulsflanke im Interruptsignal I, so daß das Binärsignal B interruptgesteuert ausgewertet werden kann.

In Fig. 6 sind Signalverläufe der Ausgangsspannungen A und der Binärsignalen B1 und B2 über den Weg längs zweier Spuren einer Kodekarte dargestellt. Längs einer ersten Taktspur 91 sind in regelmäßigen Abständen helle und dunkle Felder vorgesehen, die eine definierte Lage zu den Feldern einer zweiten Spur 92 haben, die als Da­ tenspur bezeichnet wird. Die Spuren 91 und 92 werden gleichzeitig von einem Reflexkoppler gelesen, und mit Hilfe der vorher beschriebenen Schaltungen und Verfah­ ren werden aus der zugehörigen Ausgangsspannung A1 der Taktspur 91 und der Ausgangsspannung A2 der Datenspur entsprechende Binärsignale B1 bzw. B2 ermittelt. Die Orte, bei denen die Ausgangssignale K1 bzw. K2 der Kom­ paratoren 34 bzw. 36 umgeschaltet werden, sind in den Verläufen der Ausgangsspannungen A1 bzw. A2 eingezeich­ net. Bei diesen Orten ändern die entsprechenden Binär­ signale B1 der Taktspur bzw. B2 der Datenspur ihren je­ weiligen Zustand. Die eingezeichneten Orte haben je­ weils einen konstanten Abstand vom vorhergehenden Ex­ tremwert, d. h. vom Helligkeitsmaximum bzw. -minimum. Die Phasenbeziehungen zwischen den Feldern der Taktspur 91 und der Datenspur 92 bleiben also bei der Auswertung voll erhalten.

Die beiden Binärsignale B1 und B2 werden durch eine Ex­ klusiv-Oder-Verbindung zu einem Binärsignal B ver­ knüpft, das die in den Spuren 91 und 92 codierte Infor­ mationen enthält. Die aus der Verknüpfung der Binärsi­ gnale B1 und B2 resultierenden Logikpegel des Signals B sind im unteren Bildteil der Fig. 6 dargestellt.

Claims (18)

1. Verfahren zum Auswerten binärer Informationen, die in Form heller und dunkler Felder längs mindestens einer Spur auf einem Träger nach einem vorgegebe­ nen Zeichencode gespeichert sind, bei dem eine Re­ lativbewegung zwischen dem Träger und einem op­ tisch-elektrischen Wandler erzeugt wird, der min­ destens eine Spur abtastet und aus den erfaßten Helligkeitswerten eine Ausgangsspannung erzeugt, deren maximale und minimale Spitzenspannung ermit­ telt wird, und bei dem die Ausgangsspannung des Wandlers mit einer ersten, aus mindestens einer der Spitzenspannungen gewonnenen Vergleichsspan­ nung verglichen wird und abhängig vom Vergleich ein Binärsignal gewonnen wird, in dem die auszu­ wertende Information enthalten ist, dadurch ge­ kennzeichnet, daß die erste Vergleichsspannung (V1) um einen vorgegebenen ersten Betrag kleiner als die maximale Spitzenspannung (S1) ist, daß eine zweite Vergleichsspannung (V2) gewonnen wird, die um einen zweiten vorgegebenen Betrag größer als die minimale Spitzenspannung (S2) ist, daß dem Binärsignal (B) ein erster Binärzustand eingeprägt und die minimale Spitzenspannung (S2) auf einen höheren Spannungswert zurückgesetzt wird, wenn beim Vergleich der Ausgangsspannung (A) mit der ersten Vergleichsspannung (V1) diese die Ausgangs­ spannung (A) überschreitet, daß die Ausgangsspan­ nung (A) auch mit der zweiten Vergleichsspannung (V2) verglichen wird, und daß dem Binärsignal (B) der zweite Binärzustand eingeprägt und die maxima­ le Spitzenspannung (S1) auf einen niedrigeren Spannungswert zurückgesetzt wird, wenn die zweite Vergleichsspannung (V2) die Ausgangsspannung (A) unterschreitet.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenz aus der maximalen und der mini­ malen Spitzenspannung (S1, S2) ermittelt wird, und daß der erste und/oder der zweite Betrag gleich einem Bruchteil dieser Differenz ist.

3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Betrag gleich groß sind und vorzugsweise das 0,15-Fache der Differenz betragen.

4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die maximale Spitzen­ spannung (S1) und/oder die minimale Spitzenspan­ nung (S2) auf den Momentanwert der Ausgangsspan­ nung (A) zurückgesetzt wird.

5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Zurücksetzen der maximalen Spitzenspannung (S1) und/oder der mini­ malen Spitzenspannung (S2) in einer vorgegebenen Zeit erfolgt, die vorzugsweise 100 µs beträgt.

6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß als Zeichencode ein Strichcode verwendet wird.

7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der optisch-elektri­ sche Wandler (16) im Auflichtbetrieb arbeitet.

8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der optisch-elektri­ sche Wandler (16) im Durchlichtbetrieb arbeitet.

9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Spur (91, 92) auf dem Träger (10) von einer Lichtquelle (18) be­ leuchtet wird, die zwischen einem Impulsbetrieb für den Wartezustand und einem Dauerbetrieb für das Abtasten einer Spur umgeschaltet wird.

10. Verfahren nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Umschalten abhängig von einem Signal er­ folgt, das anzeigt, ob ein Träger (10) vorhanden ist.

11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeich­ net, daß bei Auflichtbetrieb in den Impulspausen die maximale Spitzenspannung (S1) auf einen hohen Wert angehoben wird, und daß das Signal erzeugt wird, wenn die Ausgangsspannung (A) nach dem Ein­ schalten der Lichtquelle (18) die zweite Ver­ gleichsspannung (V2) überschreitet und nach Ab­ schalten der Lichtquelle (18) die erste Ver­ gleichsspannung (V1) unterschreitet.

12. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß aus den Feldern einer ersten Spur (91) auf dem Träger ein Takt-Binärsi­ gnal (B1) gewonnen wird, daß aus den Feldern min­ destens einer weiteren Spur (92), die parallel zur ersten Spur (91) verläuft und deren Felder zu den Feldern der ersten Spur (91) eine vorgegebene Lage haben, ein Daten-Binärsignal (B2) erzeugt wird, und daß das Verhältnis des Takt-Binärsignals (B1) zum Daten-Binärsignal (B2) zur Informationsgewin­ nung ausgewertet wird.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeich­ net, daß das Takt-Binärsignal (B1) und das Daten-Binär­ signal (B2) durch eine Exklusiv-Oder-Verbin­ dung verknüpft werden.

14. Schaltungsanordnung zum Durchführen des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei der die Ausgangsspannung eines optisch-elektrischen Wandlers, der mindestens eine Spur eines mit einem optischen Zeichencode versehenen Trägers abtastet, einem Maximum-Spitzenwertgleichrichter sowie einem Minimum-Spitzenwertgleichrichter zugeführt wird, die die maximale bzw. minimale Spitzenspannung der Ausgangsspannung ermitteln, bei der die Spit­ zenspannungen einem Vergleichsspannungserzeuger zugeführt werden, der aus der Differenz der Spit­ zenspannungen eine erste Vergleichsspannung er­ zeugt, die einem ersten Komparator zugeführt wird, der diese mit der Ausgangsspannung vergleicht und abhängig vom Vergleich ein Binärsignal erzeugt, in dem die auszuwertende Information enthalten ist, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vergleichs­ spannung (V1) um einen vorgegebenen ersten Bruch­ teil der Differenz kleiner als die maximale Spit­ zenspannung (S1) ist, daß der Vergleichsspannungs­ erzeuger (32) eine zweite Vergleichsspannung (V2) erzeugt, die um einen vorgegebenen zweiten Bruch­ teil der Differenz größer als die minimale Spit­ zenspannung (S2) ist und die einem zweiten Kompa­ rator (36) zugeführt wird, und daß ein erster und ein zweiter Rücksetzbaustein (40, 42) vorgesehen sind, die die maximale bzw. die minimale Spitzen­ spannung (S1, S2) auf den Momentanwert der Aus­ gangsspannung (A) abhängig vom Ausgangssignal (K2, K1) des zweiten bzw. des ersten Komparators (36, 34) zurücksetzen.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch ge­ kennzeichnet, daß als Vergleichsspannungserzeuger (32) ein Spannungsteiler (70, 72, 74) vorgesehen ist, dessen Widerstände (70, 72, 74) zueinander in einem durch den ersten und zweiten Bruchteil vor­ gegebenen Verhältnis stehen.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14 oder 15, da­ durch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Bruchteil gleich groß sind und vorzugsweise 15/100 betragen.

17. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß ein Exklusiv-Oder-Glied (84) vorgesehen ist, dem an seinen Eingängen die Ausgangssignale (K1, K2) des ersten und des zweiten Komparators (77, 79) zugeführt werden und das an seinem Ausgang ein Interrupt-Signal (I) abgibt.

18. Schaltungsanordnung nach Anspruch 17, dadurch ge­ kennzeichnet, daß ein dynamisches D-Flip-Flop (86) vorgesehen ist, an dessen Takteingang das Inter­ rupt-Signal (I) und an dessen D-Eingang das Aus­ gangssignal (K1) des ersten Komparators (77) zuge­ führt sind.