DE4026432A1

DE4026432A1 - Planarantenne

Info

Publication number: DE4026432A1
Application number: DE4026432A
Authority: DE
Inventors: Naohisa Goto
Original assignee: RADIAL ANTENNA LAB Ltd
Current assignee: RADIAL ANTENNA LAB Ltd
Priority date: 1989-08-21
Filing date: 1990-08-21
Publication date: 1991-02-28
Anticipated expiration: 2010-08-22
Also published as: CA2023544A1; KR930010833B1; CA2023544C; GB2235590B; GB2235590A; GB9017253D0; FR2651608A1; FR2651608B1; DE4026432C2; KR910005514A; US5175561A

Description

Die Erfindung betrifft eine Planarantenne, insbesondere eine als Radialleitungs-Schlitzantenne bezeichnete Planarantenne, die durch einen achssymmetrischen Transversalmodus erregt wird.

Derartige Radialleitungs-Schlitzantennen sind aus einer Vielzahl von Literaturstellen bekannt (vgl. z. B. "A Radial Line Slot Antenna for 12 GHz Satellite TV Reception" in IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNA AND PROPAGATION, Vol. AP-33, No. 12, Dezember 1985, S. 1347-1353; "Characteristics of a Radial Line Slot Antenna for 12 GHz Band Satellite TV Reception" in IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNA AND PROPAGATION, Vol. AP-34, No. 10, Oktober 1986; S. 1269-1272; und "Slot Coupling in a Radial Line Slot Antenna for 12 GHz Band Satellite TV Reception" in IEEE TRANSACTIONS ON ANTENNA AND PROPAGATION, Vol. 36, No. 12, Dezember 1988, S. 1675-1680).

Die durch einen achssymmetrischen Modus erregten Planarantennen, die in oben genannten Literaturstellen beschrieben werden, weisen alle einen doppelschichtigen Aufbau mit zwei Ausbreitungsschichten auf. Im einzelnen wird eine Funkwelle von einer Speisequelle dem Zentrum der unteren Ausbreitungsschicht zugeführt, woraufhin diese sich längs der unteren Ausbreitungsschicht radial nach außen fortpflanzt und am Ende der unteren Schicht zur oberen Ausbreitungsschicht geführt wird. Auf der oberen Ausbreitungsschicht pflanzt sich die Funkwelle zum Zentrum hin fort und wird mit Hilfe einer Anzahl von Schlitzen während der Ausbreitung längs der oberen Ausbreitungsschicht abgestrahlt. Zirkularpolarisation und Linearpolarisation werden durch die Anordnung der Schlitze bestimmt. Bei diesem doppelschichtigen Aufbau pflanzen sich die Funkwellen auf der die Schlitzfläche aufweisenden Abstrahlungsschicht (nämlich der oberen Ausbreitungsschicht) vom Außenumfang zum Zentrum hin fort. Falls somit Funkwellen, die durch einen achssymmetrischen Modus erregt werden, sich vom Außenumfang zum Zentrum hin fortpflanzen, so ergibt sich das innere, elektromagnetische Feld f(r) zu:

f(r) = A exp {(α+jk)r}/√

wobei A einen Proportionalitätskoeffizienten, k eine Ausbreitungskonstante, r den Radius und α einen Proportionalitätskoeffizienten der pro Längeneinheit in radialer Richtung abgestrahlten Leistung darstellt. Der Koeffizient α ist ein positiver Wert und wird als "Kopplungsfaktor" bezeichnet.

Andererseits ergibt sich die Aperturleistungsverteilung U(r) in Abhängigkeit des Radius wie folgt:

U(r) = α|f(r)|²

= α exp (2αr)/r

wobei α positiv ist. Somit stellt dies eine Anordnung dar, bei der es theoretisch einfach ist, eine Aperturleistungsverteilung zu erzielen, die in radialer Richtung nahezu gleichförmig ist.

Verbleibende, nicht abgestrahlte Funkwellen werden mit Hilfe eines Absorbers im Zentrum absorbiert. Jedoch ist die Querschnittsfläche in Fortbewegungsrichtung der Funkwellen nahe dem Zentrum klein, so daß die Menge an zu absorbierenden Funkwellen gering ist. Demzufolge ist die Antenne leistungsfähig.

Der doppelschichtige Aufbau bedingt jedoch eine komplizierte Herstellung. Insbesondere muß das Plattenmaterial, das zwischen der oberen und unteren Ausbreitungsschicht liegt, so gehalten werden, daß die Ausbreitung der Funkwellen nicht behindert wird. Außerdem muß die Schichtbreite der oberen sowie der unteren Ausbreitungsschicht auf einem vorbestimmten Wert gehalten werden.

Aus der Sicht der Herstellung wäre somit ein einschichtiger Aufbau von Vorteil, bei dem die Funkwellen abgestrahlt werden, während diese sich vom Zentrum radial nach außen fortpflanzen. Wird die Antenne bei einem derartigen einschichtigen Aufbau mit axialer Symmetrie erregt, so pflanzen sich die eingespeisten Funkwellen vom Zentrum radial nach außen fort, wobei diese während dieser Fortpflanzung nach und nach abgestrahlt werden. Im Hinblick auf eine im achssymmetrischen Modus erregte Planarantenne wird in der nachfolgenden Beschreibung eine Antenne, bei der die erregten Funkwellen sich von der Außenkante zum Zentrum hin innerhalb einer eine Abstrahlungsfläche aufweisenden Ausbreitungsschicht fortpflanzen als "Außenspeisungstyp" (oder "Außenerregungstyp") und eine Antenne, bei der die erregten Funkwellen sich vom Zentrum zur Außenkante hin innerhalb der Ausbreitungsschicht fortpflanzen als "Innenspeisungstyp" (oder "Innenerregungstyp") bezeichnet.

Bei der Antenne mit Innenerregung ergibt sich das innere, elektromagnetische Feld f(r) innerhalb des Wellenleiters zu:

f(r) = A exp {-(a+jk)r}/√

was das Gegenteil zu dem oben erwähnten zweischichtigen Aufbau, nämlich der Antenne mit Außenerregung, ist. Selbst wenn keine Abstrahlung seitens der Abstrahlungsschlitze vorliegt (α=0), ist das elektromagnetische Feld im Zentrum sehr groß und wird bis zum Erreichen der Außenkante der Antenne abgeschwächt. Falls zusätzlich eine Abstrahlung von den Schlitzen erfolgt, so wird das elektromagnetische Feld stark geschwächt, je näher man zur Außenkante der Antenne kommt. Demzufolge wird es bei einer Antenne mit Innenerregung in der Praxis als schwierig angesehen, eine nahezu gleichförmige Profilverteilung in radialer Richtung vorzusehen.

Verbleibende, nicht abgestrahlte Funkwellen werden zur Vermeidung einer Reflektion an der äußeren Umfangsfläche absorbiert. Im Vergleich zu einer Antenne mit Außenspeisung ist die Querschnittsfläche jedoch ungemein groß. Da diese Absorption jedoch einen Verlust darstellt, geht man davon aus, daß in der Theorie bei einer Antenne mit Innenerregung der Wirkungsgrad sehr gering ist. Aus diesen Gründen wird es als schwierig oder sogar unmöglich angesehen, eine hochwirksame, praktikable Planarantenne zu schaffen, bei der die Methode der Innenerregung verwendet wird. Infolgedessen wurde die Forschung weitaus mehr auf Planarantennen mit Außenspeisung als auf jene mit Innenspeisung abgestellt.

Es ist somit Aufgabe der Erfindung, eine Planarantenne mit Innenerregung und einschichtigem Aufbau vorzuschlagen, die hervorragende Kennwerte aufweist und mit deren Hilfe Funkwellen von der vorderen Fläche der Antenne wirkungsvoll abgestrahlt werden können.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich anhand der Merkmale des Patentanspruches 1.

Die erfindungsgemäße Planarantenne weist einen Aufbau auf, bei dem, falls ein Sendevorgang durchgeführt wird, die vom Zentrum zugeführten Funkwellen von einem Außenteil abgestrahlt werden, während sich diese zum Außenumfang fortpflanzen. Diese Planarantenne ist mit einer Vielzahl von Kopplungsschlitzen, die in einer Fläche eines Wellenleiterelements mit achssymmetrischem Modus derart ausgebildet bzw. aneinandergereiht sind, daß der Kopplungsfaktor der externen Strahlung am Außenumfang hoch ist und bis zum Zentrum hin sukzessive niedriger wird, und einem spiral- oder ringförmigen Abschlußschlitz versehen, der in der Antennenfläche am Ende des Wellenleiterelements für einen achssymmetrischen Modus vorgesehen ist. Im Zentrum der Antennenfläche ist ein Bereich vorgesehen, der nicht mit dem Außenteil gekoppelt ist. Ferner ist die Planarantenne mit einem Reflektorelement ausgestattet, das längs des Abschlußschlitzes zum Reflektieren einer sich zwischen Innen- und Außenteil des Wellenleiterelements für achssymmetrischen Modus fortpflanzenden Funkwelle angeordnet ist. Wird das nachfolgend beschriebene Reziprozitätstheorem angewandt, so kann der Aufbau der Antenne für Empfangszwecke auch für eine Antenne für Sendezwecke verwendet werden.

Wird die Antenne gemäß der Erfindung zentral gespeist, so ist im zentralen Teil das innere, elektromagnetische Feld sehr stark, während dieses sich bis zum Erreichen des Antennenumfanges stark abschwächt. Indem man dem Kopplungsfaktor jedoch am Außenumfang der Antenne hoch macht und diesen bis zum Erreichen des Antennenzentrums sukzessive verringert, kann, wie vorstehend erwähnt, eine verhältnismäßig ebene Aperturverteilung erzielt werden. Wird außerdem der zentrale Teil mit einem nicht-abstrahlenden Bereich versehen, so wird ein "Long-Line" (lange Leitung)-Effekt unterdrückt und die Bandbreite vergrößert. Andererseits wird durch Verkleinerung der Antennenfläche der Antennengewinn verschlechtert. Jedoch kommt der Zunahme an Bandbreite größere Bedeutung zu als der Verschlechterung des Gewinns, so daß demzufolge Eigenschaften erzielt werden können, die für eine Antenne wünschenswert sind.

Infolge des Abschlußschlitzes und des Reflektorelements wird eine Reflektion ins Innere des Wellenleiters reduziert oder im wesentlichen auf Null gehalten. Dies macht es möglich, daß die Funkwellen am Ende zur vorderen Fläche der Antenne reflektiert werden. Da Funkwellen vom Abschlußschlitz abgestrahlt werden, die die gleiche Phase wie zirkularpolarisierte Funkwellen haben, die bis zum Ende der Antenne nach oben gestrahlt werden, kann die Leistung, die absorbiert worden wäre, falls ein Absorber verwendet wird, wirkungsvoll verwendet werden.

Für den Fall des Empfangs können mit Hilfe des Antennenreziprozitätstheorems Wirkungen und Effekte erhalten werden, die denen der Sendeantenne gleichen.

Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Planarantenne in Draufsicht,

Fig. 2 in Schnittansicht längs der Linie A-A in Fig. 1 und

Fig. 3 in Schnittansicht längs der Linie B-B in Fig. 1;

Fig. 4 die Verteilung des Kopplungsfaktors α als Funktion des Radius der Planarantenne zum Erzielen einer flachen Aperturverteilung;

Fig. 5 die Verteilung der Schlitzlänge als Funktion des Radius der Planarantenne zum Erzielen der in Fig. 4 dargestellten Kopplungsfaktor-Verteilung;

Fig. 6 die Verteilung des Schlitzabstandes als Funktion des Radius der Planarantenne zum Erzielen der in Fig. 4 dargestellten Kopplungsfaktor-Verteilung;

Fig. 7 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Planarantenne in Draufsicht, bei der der zentrale Teil mit einem nicht-abstrahlenden Bereich versehen ist;

Fig. 8 die Verteilung des Kopplungsfaktors α, falls ein Teil mit einem Radius von 10 cm als nicht-abstrahlender Bereich vorgesehen ist;

Fig. 9 ein Diagramm, das den Gewinn G und die normierte Bandbreite B der Planarantenne wiedergibt;

Fig. 10 und 11 Modifikationen des zentralen Speiseteils der Planarantenne in Schnittansicht;

Fig. 12 ein Diagramm, das die Anordnung der Abstrahlungsschlitzpaare und des Abschlußschlitzes in der r-R Ebene (d. h. in der Antennenebene) eines zylindrischen Koordinatensystems (r, R, z) verdeutlicht, bei dem die Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen wird;

Fig. 13 ein Diagramm, in dem das Belegungsverhältnis ΔS/S von ungenutzter Fläche ΔS zu Antennenfläche S mit Bezug auf den Antennendurchmesser aufgetragen ist;

Fig. 14 ein Diagramm, das ein drittes Ausführungsbeispiel verdeutlicht und die Anordnung von Abstrahlungsschlitzpaaren und eines Abschlußschlitzes in der r-R Ebene eines zylindrischen Koordinatensystems (r, R, z) zeigt, bei dem die Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen wird, wobei diese Antenne ein Phaseneinstellelement aufweist, das ein dielektrisches Material besitzt, bei dem die Fortpflanzungsstrecke in Abhängigkeit vom Winkel in Umfangsrichtung variiert;

Fig. 15 ein Diagramm, in dem das Belegungsverhältnis ΔS/S von ungenutzter Fläche ΔS zu Antennenfläche S in bezug auf die spezifische Dielektrizitätskonstante ε_r aufgetragen ist;

Fig. 16 ein Diagramm, das die Anordnung der Abstrahlungsschlitzpaare und eines Abschlußschlitzes in der r-R Ebene eines zylindrischen Koordinatensystems (r, R, z) wiedergibt, bei dem die Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen ist, wobei diese Antenne für das Phaseneinstellelement ein dielektrisches Material verwendet, dessen spezifische Dielektrizitätskonstante ε_r den Wert 4 aufweist;

Fig. 17 eine verallgemeinerte Draufsicht auf eine Planarantenne, die auf der Basis der Schlitzanordnung der Fig. 16 aufgebaut ist;

Fig. 18 eine Schnittansicht entlang der Linie C-C in Fig. 17;

Fig. 19 ein Diagramm, das die Lagebeziehung zwischen einer Basislinie (Spirallinie) der Abstrahlungsschlitzpaare, dem Abschlußschlitz und dem Phaseneinstellelement verdeutlicht;

Fig. 20 ein Diagramm, das ein viertes Ausführungsbeispiel verdeutlicht und die Anordnung von Abstrahlungsschlitzpaaren und eines Abschlußschlitzes in der r-R Ebene ähnlich wie in Fig. 16 wiedergibt;

Fig. 21 ein Diagramm, das das Koordinatensystem einer Antenne verdeutlicht;

Fig. 22 ein Diagramm, das die Anordnung von Abstrahlungsschlitzen in der Antennenebene in diesem Koordinatensystem wiedergibt;

Fig. 23 ein Diagramm, das die Anordnung eines Abschlußschlitzes und von Abstrahlungsschlitzpaaren in der r-R Ebene zeigt, wobei die Planarantenne einen geneigten Strahl mit einem Neigungswinkel Φ₀ = 15° aufweist;

Fig. 24 ein Diagramm, das die Anordnung eines Abschlußschlitzes und von Abstrahlungsschlitzpaaren in der r-R Ebene zeigt, wobei die Planarantenne einen geneigten Strahl mit einem Neigungswinkel Φ₀ = 5° aufweist;

Fig. 25 ein Diagramm, das die Anordnung von Abstrahlungsschlitzpaaren und eines Abschlußschlitzes in der r-R Ebene eines zylindrischen Koordinatensystems (r, R, z) wiedergibt, bei dem die Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen wird, wobei dies einen Fall darstellt, bei dem die Erfindung bei einer Planarantenne mit geneigtem Strahl gemäß Fig. 24 Anwendung findet;

Fig. 26(a) ein fünftes Ausführungsbeispiel in Draufsicht, das den Hauptteil einer Planarantenne zeigt, bei dem ein Phaseneinstellelement auf der Innenseite des Abschlußschlitzes vorgesehen ist;

Fig. 26(b) eine zentrale Schnittansicht dieser Antenne;

Fig. 26(c) eine zentrale, transversale Schnittansicht dieser Antenne;

Fig. 27(a) und 27(b) transversale Schnittansichten von Wellenleiterbereichen, die der Phaseneinstellung dienen;

Fig. 27(c) ein Diagramm, das eine äquivalente Übertragungsleitung dieser Wellenleiterbereiche wiedergibt; und

Fig. 28 und 29 Ansichten zur Erläuterung eines Reziprozitätstheorems einer Planarantenne gemäß der Erfindung.

Wie aus den Fig. 1 bis 3 ersichtlich, besteht eine Planarantenne 10 aus einer kreisförmig ausgebildeten, oberen Platte (Abstrahlungsplatte) 12 und einer kreisförmig ausgebildeten, unteren Platte 14, wobei zwischen diesen Platten 12, 14 ein Wellenleiter (Hohlleiter) für eine Wellenausbreitung in einem achssymmetrischen Modus ausgebildet wird. Die beiden Platten 12 und 14 können jeweils insgesamt aus einem elektrisch leitenden Material bestehen oder deren Oberflächen sind zumindest mit einem elektrischen Leiter überzogen. Der Raum zwischen der oberen und der unteren Platte 12, 14 kann mit Luft oder einem bestimmten Dielektrikum ausgefüllt sein. Die obere und die untere Platte 12, 14 werden in einem festen Abstand mit Hilfe der dielektrischen Füllung oder einem nicht gezeigten Element oder durch die eigene Festigkeit selbst gehalten. Mit dem Zentrum der unteren Platte 14 steht ein Koaxialkabel 16 in Verbindung, während an dem zentralen Teil der Innenfläche der oberen Platte 12 (d. h. der Fläche, die der unteren Platte 14 zugewandt ist) ein Anpassungsreflektor 18 befestigt ist, der von dem Koaxialkabel 16 zugeführte Funkwellen radial nach außen richtet. Es ist ausreichend, wenn wenigstens die Fläche des Anpassungsreflektors 18 als Funkwellenreflektionsfläche dient.

Anstelle des Anpassungsreflektors 18 können zum Einführen der sich fortpflanzenden Funkwellen vom Koaxialkabel 16 in den zwischen der oberen und unteren Platte 12, 14 ausgebildeten Wellenleiter auch Strukturen Verwendung finden, die in den Fig. 10 und 11 wiedergegeben sind. Im einzelnen kann, wie aus Fig. 10 ersichtlich, eine zylindrische Sonde 15a oder, wie aus Fig. 11 ersichtlich, eine scheibenförmige Sonde 15b verwendet werden. (vgl. z. B. "A Probe-Shaped Coaxial-Radial Line Adapter" by Makoto Natori, Makoto Ando and Naohisa Goto in the 1989 SPRING NATIONAL CONVENTIONAL RECORD, THE INSTITUTE OF ELECTRONICS, INFORMATION AND COMMUNICATION ENGINEERS, S. 2- 83.) Abstrahlungsschlitzpaare 20, die jeweils aus zwei Abstrahlungsschlitzen 20A und 20B bestehen, die so angeordnet sind, daß sie räumlich und elektrisch senkrecht stehen, sind in Form einer Spirale auf der Abstrahlungsfläche der oberen Platte 12 gruppiert. Diese Spirallinie ist übrigens in Fig. 1 durch eine gestrichelte Linie dargestellt. Durch Verwendung einer solchen Schlitzanordnung kann auf der Stirnfläche der Antenne eine Zirkularpolarisation mit gleicher Phase erzielt werden.

Wie vorstehend beschrieben, ändern sich die längs des zwischen der oberen und unteren Platte 12, 14 ausgebildeten Wellenleiter fortpflanzenden Funkwellen mit achssymmetrischem Modus in Abhängigkeit vom Radius r wie folgt:

f(r) = A exp {-(α+jk)r}/√

Die Erfinder haben herausgefunden, daß der Kopplungsfaktor α unter Einhaltung einer Gleichförmigkeit der Aperturfeldverteilung eingestellt werden kann, indem verschiedene Parameter der Abstrahlungsschlitze 20A, 20B, nämlich die Länge S_L der Abstrahlungsschlitze 20A, 20B, der Abstand Sr zwischen benachbarten Schlitzpaaren 20 in radialer Richtung, der Abstand Sa in Umfangsrichtung und die Wellenleiterdicke (d. h. der Abstand zwischen der oberen und unteren Platte 12, 14) eingestellt werden. Zum Beispiel wird bei einer Planarantenne mit Innenspeisung und einem Durchmesser von 60 cm theoretisch eine gleichförmige Aperturverteilung innerhalb eines zulässigen Bereichs erhalten, falls der Kopplungsfaktor α im Hinblick auf den Radius r, wie aus Fig. 4 ersichtlich, variiert wird. In Fig. 4 ist im einzelnen der Radius r (m) der Abstrahlungsfläche der Planarantenne längs der horizontalen Achse und der Kopplungsfaktor α(m_-1) längs der senkrechten Achse aufgetragen. Zum Beispiel beträgt der Kopplungsfaktor α bei einem Radius von 0,2 m etwa 3 (m_-1) und bei einem Radius von 0,3 m etwa 20 (m_-1). In der Gleichung stellt A eine willkürliche Konstante und k die Kreiswellenzahl dar. Beispielsweise beträgt die Kreiswellenzahl bei 12 GHz etwa 3,1 x10² (rad/m).

Um eine derartige Kopplungsfaktorverteilung zu erzielen, wird die Länge der Abstrahlungsschlitze 20A, 20B in bezug auf den Radius r, wie in Fig. 5 gezeigt, variiert. In Fig. 5 ist im einzelnen der Radius r (m) der Abstrahlungsfläche der Planarantenne längs der horizontalen Achse und die Schlitzlänge S_L (mm) längs der vertikalen Achse aufgetragen. Beispielsweise beträgt die Schlitzlänge S_L bei einem Radius von 0,1 m etwa 8,8 mm und bei einem Radius von 0,2 m etwa 9,6 mm.

Der Abstand Sr zwischen benachbarten Abstrahlungsschlitzpaaren in radialer Richtung sollte bezüglich des Radius r, wie in Fig. 6 gezeigt, variiert werden. Wie im einzelnen aus Fig. 6 ersichtlich, ist der Radius r (m) der Abstrahlungsfläche der Planarantenne längs der horizontalen Achse aufgetragen, während der Abstand Sr (mm) zwischen benachbarten Abstrahlungsschlitzpaaren in radialer Richtung längs der vertikalen Achse aufgetragen ist. Beispielsweise beträgt der Abstand Sr bei einem Radius von 0,1 m etwa 21,0 mm und bei einem Radius von 0,2 m etwa 19,5 mm.

Daß der durch numerische Berechnung theoretisch erhaltene Kopplungsfaktor α gut mit den tatsächlichen experimentellen Werten übereinstimmt, ergibt sich aus "An Analysis of Slot Coupling in a Radial Line Slot Antenna for DBS, ELECTRICAL SOCIETY, DATA OF THE ELECTROMAGNETIC THEORY RESEARCH GROUP, 27. Mai 1989".

Restliche Funkwellen existieren, die im Laufe der Ausbreitung vom Zentrum zur Außenseite hin an der Stirnfläche nicht abgestrahlt wurden. Obwohl diese nicht abgestrahlten Funkwellen mit Hilfe eines Absorbers absorbiert werden können, wird es vorgezogen, daß diese Funkwellen wirksam an der Stirnfläche abgestrahlt werden, wie dies nachfolgend beschrieben wird.

Aufgrund der Kenntnisse über die doppelschichtige Planarantenne mit Außenspeisung ist es bekannt, daß die Funkwellen in Richtung der Stirnfläche der Antenne reflektiert werden können, und zwar mit fast keiner Reflektion in Gegenrichtung, falls ein Reflektor verwendet wird, dessen Fläche um etwa 45° geneigt ist. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel ist deshalb am Außenumfangsteil der Planarantenne 10 ein Reflektor 22 angeordnet, der die sich fortpflanzende Funkwelle in Vorwärtsrichtung ausrichtet, und die obere Platte 12 mit einem spiralförmigen Abschlußschlitz 24 zum Abstrahlen der Funkwelle versehen, die vom Reflektor 22 in Vorwärtsrichtung reflektiert wird. Der Schlitz 24 ist somit in Form einer Spirale ausgebildet, so daß die vom Schlitz 24 abgestrahlten Funkwellen in Vorwärtsrichtung auch zirkularpolarisiert sind. Da die abgestrahlten Funkwellen die gleiche Phase wie die von den Abstrahlungsschlitzpaaren 20 abgestrahlten Funkwellen haben müssen, weist der Schlitz 24 einen Startpunkt auf, der um eine geeignete Wegstrecke von der Spirallinie der Abstrahlungsschlitzpaare 20 radial versetzt ist. Wie in Fig. 1 gezeigt, ist es z. B. ausreichend, daß ein Schlitz vorgesehen ist, der über 360° in Winkelrichtung verläuft. Der Reflektor 22 ist längs des Schlitzes 24 angeordnet. Beim vorstehend erwähnten Ausführungsbeispiel weist der Reflektor 22 einen Neigungswinkel von 45° auf. Jedoch kann ein optimaler Neigungswinkel in Abhängigkeit von der Höhe des radialen Wellenleiters gewählt werden.

Obwohl es bereits bekannt ist, daß zirkularpolarisierte Funkwellen von einem spiralförmig verlaufenden Schlitz abgestrahlt werden, bereitet es Schwierigkeiten, den Betrag an emittierten Funkwellen fein einzustellen. Dies liegt darin begründet, daß eine Abstrahlung in Erwägung gezogen wurde, die durch eine Anzahl von Schlitzen erzielt wird. Der Abstrahlungsschlitz 24 dieses Ausführungsbeispiels erfordert dadurch keine Einstellung der Abstrahlungsmenge, sondern es ist ausreichend, daß alle vom Reflektor 22 reflektierten Funkwellen abgestrahlt werden. Demzufolge ist es ausreichend, wenn ein Schlitz Verwendung findet, der die entsprechende Breite aufweist.

Wie aus Fig. 4 ersichtlich, ist ferner der Kopplungsfaktor α im zentralen Teil der Antennenfläche geeigneterweise sehr klein. Werden die Abstrahlungsschlitze 20A, 20B im zentralen Teil der Antennenfläche nicht vorgesehen, so wird der Kopplungsfaktor α in diesem Teil in extremen Fällen zu Null.

Gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel wird der zentrale Teil der Antennenfläche als nicht-abstrahlender Bereich vorgesehen, in dem keine Abstrahlungsschlitze 20A, 20B angeordnet sind. Fig. 7 zeigt die Stirnansicht des zweiten Ausführungsbeispiels, bei dem ein nicht abstrahlender Bereich mit dem Radius r im Zentrum der Antennenfläche vorgesehen ist und die Abstrahlungsschlitze 20A, 20B am Außenumfang so vorgesehen sind, daß die in Fig. 4 gezeigte Verteilung des Kopplungsfaktors α erzielt wird. Infolge dieses Aufbaus wird der Kopplungsfaktor α bis zum Radius r ganz auf Null reduziert, während zwischen dem Radius r und einem Radius R, wie in Fig. 8 gezeigt, eine Kurve ausgebildet wird, die der der Fig. 4 ähnlich bzw. gleich ist.

Der Antennengewinn G ist im wesentlichen proportional dem Inhalt S der Abstrahlungsfläche, nämlich dem Quadrat des Antennenradius R. Andererseits ist die Bandbreite B etwa umgekehrt proportional der Ausbreitungswegstrecke des Wellenleiters, nämlich dem Antennenradius bei einer mit axialer Symmetrie erregten Planarantenne. Das letztere ergibt sich infolge des sogenannten "Long-Line"(Lange Leitung) - Effekts, bei dem je größer die Leitungslänge, desto schmäler das Frequenzband ist.

Fig. 9 stellt ein Diagramm dar, das die Beziehung zwischen dem Antennenradius R und dem Radius r des nicht-abstrahlenden Bereichs und der normierten Bandbreite B und dem Antennengewinn G wiedergibt. Wie dargestellt, wird die Antennenfläche durch den nicht-abstrahlenden Bereich verringert und die Funkwellenfortpflanzungsstrecke vom Antennenradius R auf (R-r) verkürzt und die Bandbreite durch den "Long-Line"-Effekt vergrößert. Mit anderen Worten, um die Verringerung des Gewinns G auszugleichen, die durch das Vorsehen des nicht-abstrahlenden Bereichs hervorgerufen wird, ist es ausreichend, den Antennenradius zu vergrößern, so daß die Abstrahlungsfläche um πr² vergrößert wird. Jedoch ist die Funkwellenausbreitungsstrecke (Leitungslänge) kleiner als der ursprüngliche Wert (R) selbst bei vergrößertem Antennenradius, so daß demzufolge eine größere Bandbreite B erzielt werden kann. Falls z. B. eine Antennenfläche mit einem Durchmesser von 60 cm vorgesehen ist, die einen nicht abstrahlenden Bereich mit einem Radius r von 10 cm aufweist, so kann die Bandbreite etwa um das 1,3-fache vergrößert werden, während eine Verringerung des Antennengewinns von etwa nur 0,5 dB vorliegt.

In Fig. 8 steigt der Kopplungsfaktor α an der Stelle, an der der nicht-abstrahlende Bereich und der abstrahlende Bereich sich einander berühren, stufenartig an und ändert sich in den anderen Bereichen, wie dies in Fig. 4 gezeigt ist. Der Anstieg in dieser Seitenkeule kann jedoch gemildert werden, indem der Kopplungsfaktor α sanft geändert wird. Demzufolge ist es nicht immer erforderlich, den Kopplungsfaktor α an der Grenze zwischen dem nicht-abstrahlenden Bereich und dem abstrahlenden Bereich stufenförmig zu ändern, wie dies in Fig. 8 gezeigt ist. Es reicht aus, wenn der Kopplungsfaktor α an der vorstehend erwähnten Grenze sich allmählich der Kurve gemäß Fig. 4 annähert.

Eine Anordnung, bei der der nicht-abstrahlende Bereich im Zentrum der Antennenfläche, wie in Fig. 7 gezeigt, vorgesehen ist, kann allgemein bei einer innenerregten Planarantenne mit achssymmetrischem Modus Anwendung finden, wobei diese Anordnung nicht im Hinblick auf die Art der Polarisation wie z. B. Zirkularpolarisation oder Linearpolarisation beschränkt ist.

Obwohl das starke elektromagnetische Feld im zentralen Teil einen Hauptgrund dafür darstellt, daß die Ausbildung einer gleichförmigen Aperturverteilung bei einer Planarantenne mit Innenspeisung verhindert wird, so verdeutlicht die Erfindung, daß eine vergleichsweise ebene Aperturverteilung durch Variation des Kopplungsfaktors α in radialer Richtung erzielt werden kann. Die Form und die Anordnung der Abstrahlungsschlitze können verschiedenartig modifiziert werden.

Obwohl ein starkes inneres elektromagnetisches Feld im zentralen Teil der Antennenfläche es gewöhnlich schwierig macht, eine gleichmäßige Aperturverteilung zu erzielen, wird eine Verbesserung dadurch erreicht, daß der zentrale Teil der Antenne mit einem nicht abstrahlenden Bereich ausgestattet wird. Diese Verbesserung macht es leichter, eine flache bzw. ebene Aperturverteilung zu erhalten und ermöglicht eine Vergrößerung der Bandbreite.

Indem der Abschlußschlitz 24 am Außenumfangsteil und der Reflektor 22 längs dieses Abschlußschlitzes 24 vorgesehen werden, können auf der Stirnseite der Antenne wirksam Funkwellen abgestrahlt werden, die während der Ausbreitung vom Zentrum zur Außenseite nicht nach außen abgestrahlt wurden. Somit kann ein sehr hoher Wirkungsgrad erzielt werden.

Wie vorstehend beschrieben, kann gemäß der Erfindung eine einschichtige, hochwirksame Planarantenne mit einem achssymmetrischen Erregungsmodus vorgesehen werden. Da die Funkwellenausbreitungsschicht nur aus einer einzigen Schicht besteht, kann die Antenne mit geringeren Kosten als im Vergleich zu einer doppelschichtigen Planarantenne mit Außenspeisung hergestellt werden.

Nachfolgend wird ein drittes Ausführungsbeispiel erläutert.

Der oben beschriebene Abschlußschlitz 24 ist dahingehend von Vorteil, daß die Funkwellen wirksam verwendet werden können. Falls die Apertur der Antenne jedoch kreisförmig ist, stellt der Flächenteil auf der Außenseite des Abschlußschlitzes 24, soweit es die Antenne betrifft, eine ungenutzte Fläche dar.

Fig. 12 stellt ein Diagramm dar, das die Anordnung der Abstrahlungsschlitzpaare 20 und des Abschlußschlitzes 24 in der r-R Ebene (nämlich der Antennenebene) eines zylindrischen Koordinatensystems (r, R, z) wiedergibt, bei dem die Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse angenommen wird, d. h. die z-Achse steht senkrecht zur Stirnfläche der Antenne. Wie aus Fig. 12 ersichtlich, sind die Abstrahlungsschlitzpaare 20 an radialen Positionen gruppiert, die dem Winkel R in Umfangsrichtung proportional sind. Diese sind längs einer Grundlinie angeordnet, die eine Periodizität von 2π bezüglich der Richtung des Radius r aufweist. Der Abschlußschlitz 24 belegt ebenfalls radiale Positionen, die dem Winkel R in Umfangsrichtung proportional sind. Falls die obere Platte 12 der Planarantenne 10 als eine Scheibe mit dem Radius a ausgebildet wird, so wirkt die Fläche ΔS des in Fig. 12 schraffierten Teils nicht als Teil der Antenne und stellt einen ungenutzten Bereich dar. Wie aus Fig. 13 ersichtlich, beträgt bei einer Frequenz von 12 GHz (Wellenlänge 25 mm) das Belegungsverhältnis ΔS/S (wobei S = πa²) 11,8% bei einem Durchmesser von 40 cm, 9,5% bei einem Durchmesser von 50 cm und 8% bei einem Durchmesser von 60 cm.

Das nachfolgende Ausführungsbeispiel betrifft eine Planarantenne, bei der die ungenutzte Fläche ΔS nicht auftritt.

Dies wird nun im Detail beschrieben.

Zuerst wird der grundlegende Lösungsweg dieses Ausführungsbeispiels beschrieben.

Wie vorstehend erläutert, verläuft der Abschlußschlitz 24 längs der Verlängerungslinie der Spirallinie (Grundlinie), die die Positionen der Abstrahlungsschlitzpaare 20 festlegt. Der Grund dafür ist darin zu sehen, daß die vom Abstrahlungsschlitz 24 abgestrahlten Funkwellen in Phase mit den Funkwellen sein sollen, die von den Abstrahlungsschlitzpaaren 20 abgestrahlt werden. Wird somit beispielsweise auf der Innenseite des Abstrahlungsschlitzes 24 ein dielektrisches Material angeordnet, das die Phasengeschwindigkeit einstellt, so kann dann eine Dehnung des Abschlußschlitzes 24 in radialer Richtung unterdrückt und somit der Radius a der Planarantenne verringert werden.

Wie aus Fig. 14 ersichtlich, ist auf der Innenseite des Abschlußschlitzes 24 in einem Bereich, der sich vom Radius a-r bis zum Radius a erstreckt, ein Phaseneinstellelement 28 eingebettet, das aus einem dielektrischen Material besteht, dessen Funkwellenausbreitungsstrecke in Abhängigkeit vom Winkel R in Umfangsrichtung variiert. Stellt λ die Wellenlänge und ε_r die spezifische Dielektrizitätskonstante des Phaseneinstellelements 28 dar, so wird die Fläche ΔS des Teils an der Außenseite des Abschlußschlitzes 24 durch folgende Gleichung bestimmt:

ΔS = [πa²-π(g-λg)²]/2

= πa² · λg/a · [1-(λg/2a)] (1)

wobei λg = λ/√_r

Es ist verständlich, daß das Verhältnis ΔS/S von ΔS zur Antennenfläche S (= πa²) verringert werden kann, indem ein dielektrisches Material mit einer hohen spezifischen Dielektrizitätskonstanten ε_r verwendet wird, wie dies in Fig. 15 dargestellt ist.

Wie in Fig. 14 beschrieben, kann ΔS jedoch nicht zu Null gemacht werden; d. h. der Abschlußschlitz 24 kann nicht kreisförmig ausgestaltet werden, indem lediglich das Phaseneinstellelement 28, dessen Funkwellenausbreitungsstrecke abhängig vom Winkel R in Umfangsrichtung variiert, auf der Innenseite des Abschlußschlitzes 24 vorgesehen wird.

Demzufolge wird bei diesem Ausführungsbeispiel der umgekehrte Lösungsweg eingeschlagen. Im einzelnen wird zuerst der Abschlußschlitz kreisförmig ausgebildet und dann ein dielektrisches Material, dessen Funkwellenausbreitungsstrecke bzw. -weg in Abhängigkeit vom Winkel R in Umfangsrichtung variiert, so angeordnet, daß eine Phase, die der der vom Abstrahlungsschlitzpaar abgestrahlten Funkwellen entspricht, selbst mit diesem kreisförmigen Abschlußschlitz erzielt werden kann. Wird der Abschlußschlitz zuerst kreisförmig ausgebildet, so wird dann das dielektrische Material für die Phaseneinstellung auch unter den Abstrahlungsschlitzpaaren innerhalb des radialen Wellenleiters angeordnet sein. In diesem Fall werden die Positionen der Abstrahlungsschlitzpaare auch in Abhängigkeit vom Betrag der vom dielektrischen, für die Phaseneinstellung vorgesehen Material erzeugten Änderungen der Phase eingestellt.

Fig. 16 stellt ein Diagramm dar, das die Schlitzanordnung in der r-R Ebene eines zylindrischen Koordinatensystems (r, R, z) bei einem Ausführungsbeispiel darstellt, bei dem ein dielektrisches Material (z. B. eine Keramik), dessen spezifische Dielektrizitätskonstante ε_r den Wert 4 hat, als Phaseneinstellelement verwendet wird. Ein Abstrahlungsschlitzpaar 30 weist zwei Abstrahlungsschlitze auf, die ähnlich dem oben beschriebenen Schlitzpaar 20 ein Paar ausbilden. Mit Ausnahme der Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußersten Umfang der Antenne sind die Schlitze so angeordnet, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist. Ein Abschlußschlitz 32 strahlt Funkwellen ab, die von den Abstrahlungsschlitzpaaren nicht abgestrahlt werden. Dieser Abstrahlungsschlitz 32 ist ein kreisrunder, ringförmiger Schlitz, der eine ringförmige Öffnung aufweist, deren innerer Radius mit a bezeichnet ist.

Das Phaseneinstellelement 34 weist, wie vorstehend erwähnt, eine spezifische Dielektrizitätskonstante mit ε_r = 4 auf. In einem Bereich beginnend von einem Punkt 2π einwärts vom Abschlußschlitz 32, d. h. von einer Radiusposition (a-λ), bis zum Abschlußschlitz 32, nämlich der Radiusposition a, weist das Phaseneinstellelement 34 bei einem Winkel R in Umfangsrichtung einen Funkwellenausbreitungsweg bzw. -breite von Null auf. Die Breite des Phaseneinstellelements ändert sich kontinuierlich, so daß bei einem Winkel R von 360° eine Breite von λ erreicht wird.

Die Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußersten Rand müssen auf einer Grundlinie (Spirallinie) liegen, die 2π einwärts vom Abschlußschlitz 32 und 2π auswärts von der Grundlinie (Spirallinie) liegen, die von den innenliegenden Abstrahlungsschlitzen 30 bestimmt wird. Die spezifische Dielektrizitätskonstante ε_r des Phaseneinstellelements 34 hat den Wert 4 und die Wellenlänge λg an diesem Teil ergibt sich wie folgt:

λg = λ/√_r = λ/2 (2)

Demzufolge werden die vorstehend erwähnten Phasenbedingungen erfüllt, falls die Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußersten Umfang bzw. Rand auf einer Spirallinie gruppiert werden, die bei einem Winkel R von 0° einen Radius von a-λ und bei einem Winkel R von 360° einen Radius von a-λ/2 aufweist. Da das Phaseneinstellelement 34 die in Fig. 16 gezeigte Lage und Breite und eine spezifische Dielektrizitätskonstante ε_r mit dem Wert 4 aufweist, können die Positionen der Abstrahlungsschlitzpaare 30 am äußerstem Umfang auf einfache Weise mathematisch bestimmt werden.

Fig. 17 gibt eine verallgemeinerte Draufsicht auf eine Planarantenne wieder, bei der die Schlitzanordnung gemäß Fig. 16 verwirklicht ist. Fig. 18 stellt eine Schnittansicht längs der Line C-C in Fig. 17 dar. Die in Fig. 16 gezeigten Abstrahlungsschlitzpaare 30 sind in bezug auf den Abschlußschlitz 32 und das Phaseneinstellelement 34 mit den gleichen Bezugszeichen dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel stellt im Grunde einen einschichtigen Aufbau gemäß den Fig. 1 bis 3 dar, und zwar mit Ausnahme des Abschlußschlitzes 32, der Abstrahlungsschlitzpaare 30, der Position des Abschlußschlitzes und der Existenz des Phaseneinstellelements 34.

Wie aus Fig. 18 ersichtlich, wird ein radialer Wellenleiter mit Hilfe einer kreisförmigen, oberen Platte 40, die die Antennenfläche bildet, und einer kreisförmigen unteren Platte 42, die im vorbestimmten Abstand von der oberen Platte 40 und parallel dazu angeordnet ist, ausgebildet. Eine Öffnung zwischen der Innenkante einer ringförmigen Scheibe 44 und der Außenkante der oberen Platte 40 dient als Abschlußschlitz 32. Die obere Platte 40, die untere Platte 42 und die ringförmige Scheibe 44 bestehen aus einem elektrisch leitenden Material. Obwohl nicht dargestellt, können die obere Platte 40 und die ringförmige Scheibe 44 mittels Elementen und in einer Art und Weise an einer geeigneten Anzahl von Stellen miteinander verbunden werden, so daß damit keine große Wirkung auf die Antennenkennwerte ausgeübt wird.

Im Zentrum der unteren Platte 42 ist ein Koaxialkabel 46 angeschlossen und am zentralen Teil der Innenfläche (die der unteren Platte 42 zugewandte Fläche) der oberen Platte 40 ist ein kegelförmiger Anpassungsreflektor 48 befestigt, der die Funkwellen vom Koaxialkabel 46 radial nach außen lenkt.

Wie in Fig. 16 gezeigt, ändert sich die Breite, nämlich der Funkwellenausbreitungsweg des Phaseneinstellelements 34 in Abhängigkeit von der Winkelposition in Umfangsrichtung. Wie jedoch aus Fig. 18 ersichtlich, ist die Stirnfläche, über die die Funkwellen eindringen, und die Stirnfläche über die die Funkwellen austreten, um einen Winkel von beispielsweise 45° bezüglich der Bewegungsrichtung der Funkwellen geneigt, um eine Reflektion der Funkwellen zu verhindern.

Ein Reflektor (Ableitungselement) 50 zum Ableiten der sich fortpflanzenden Funkwellen in Richtung des Abschlußschlitzes 32 ist im Endbereich auf der radial äußeren Seite des radialen Wellenleiters vorgesehen, der mit Hilfe der oberen Platte 40 und der unteren Platte 42 ausgebildet wird. Da der Abschlußschlitz 32 die Form eines kreisförmigen Rings aufweist, wird der Reflektor 50 vorzugsweise dadurch hergestellt, indem die innere Umfangsfläche eines runden, ringförmigen Elements mit einer Abschrägung von etwa 45° versehen wird und diese geneigte Fläche zu einer Funkwellenreflektionsfläche maschinell bearbeitet wird, um eine Reflektion zur Seite des Zentrums zu minimieren. Ein derartiger Reflektor 50 kann sehr einfach hergestellt werden.

Obwohl das Innere des durch die obere Platte 40 und die untere Platte 42 ausgebildeten, radialen Wellenleiters bzw. Hohlleiters mit Ausnahme des vom Phaseneinstellelement 34 belegten Raums vollständig hohl ist, kann das Innere ganz oder teilweise mit einem geeigneten dielektrischen Material gefüllt sein. Falls das Innere mit einem solchen dielektrischen Material gefüllt ist, wird die spezifische Dielektrizitätskonstante des Phaseneinstellelements 34 im Vergleich zu der äquivalenten spezifischen Dielektrizitätskonstanten des dielektrischen Materials der Füllung bestimmt. Obwohl der Abstand zwischen der oberen Platte 40 und der unteren Platte 42 durch die eigene Festigkeit dieser Platten 40, 42 beibehalten wird, kann dieser Abstand auch durch ein geeignetes Abstützelement aufrecht erhalten werden, das keine nachteiligen Auswirkungen auf die Ausbreitung der Funkwellen hat.

Wie in Verbindung mit Fig. 16 beschrieben, sind die Abstrahlungsschlitzpaare 30 auf der oberen Platte 40 angeordnet. Selbstverständlich sind, wie in den Fig. 1 bis 3 verdeutlicht, die Längen der einzelnen Abstrahlungsschlitze, die die Abstrahlungsschlitzpaare 30 ausbilden, der Abstand Sr zwischen benachbarten Schlitzpaaren 30 in radialer Richtung, der Abstand Sa in Umfangsrichtung und die Wellenleiterdicke (d. h. der Abstand zwischen der oberen Platte 40 und der unteren Platte 42) so gewählt bzw. eingestellt, daß in der Praxis eine gleichförmige Aperturverteilung erzielt wird. In Fig. 17 ist eine gestrichelte Grundlinie (Spirallinie) 52 dargestellt, die als Lagebezug für die Abstrahlungsschlitzpaare 30 dient. Innerhalb dieser Grundlinie 52 beträgt der Änderungsbetrag in radialer Richtung beim äußersten Umlauf die Hälfte des Änderungsbetrags beim inneren Umkreis. Der Grund hierfür ist darin zu sehen, daß die Dielektrizitätskonstante des Phaseneinstellelements 34 den Wert 4 aufweist.

Fig. 19 verdeutlicht die Lagebeziehung zwischen der Grundlinie 52 (Spirallinie) der Abstrahlungsschlitzpaare 30, dem Abschlußschlitz 32 und dem Phaseneinstellelement 34. Das Phaseneinstellelement 34 ist zur Verdeutlichung durch Schraffur hervorgehoben, wobei die Form der Stirnfläche, die die obere Platte 40 berührt, das Phaseneinstellelement 34 repräsentiert. Die End- bzw. Stirnfläche des Phaseneinstellelements 34 auf der Innenseite verläuft längs eines Kreises mit dem Radius a-λ, während die Stirnfläche auf der Außenseite des Phaseneinstellelements 34 eine spiralförmige Linie bildet, deren Radius sich von a-λ bis a ändert.

Der Betrieb der in den Fig. 17 und 18 dargestellten Planarantenne wird nachfolgend vereinfacht dargestellt.

Ein elektrisches Signal von einer nicht dargestellten Funkwellenquelle wird über das Koaxialkabel 46 dem Inneren des durch die obere Platte 40 und die untere Platte 42 ausgebildeten, radialen Wellenleiters zugeführt, wobei das elektrische Signal sich infolge des Anpassungsreflektors 48 radial durch das Innere des radialen Wellenleiters ausbreitet. Im Laufe der Ausbreitung werden an der Stirnfläche der Antenne durch die Abstrahlungsschlitzpaare 30 zirkularpolarisierte Funkwellen nach und nach abgestrahlt. Funkwellen, die mit Hilfe des Phaseneinstellelements 34 hinsichtlich der Phase so eingestellt sind, daß diese in Phase mit den Funkwellen sind, die von den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 am inneren Umkreis ausgesandt werden, werden von den Abstrahlungsschlitzen 30 am äußersten Umkreis abgestrahlt. Funkwellen, die von den gesamten Abstrahlungsschlitzpaaren 30 nicht abgestrahlt werden, durchlaufen das Phaseneinstellelement 34 fast ohne Reflektion und werden mit Hilfe des Reflektors 50 auf den Abschlußschlitz 32 ausgerichtet, so daß diese von der Stirnseite der Antenne abgestrahlt werden können. Die Funkwellen, die das Phaseneinstellelement 34 durchlaufen haben, stellen zirkularpolarisierte Funkwellen in konzentrischem Verhältnis dar, wobei das Zentrum das Zentrum der Antenne ist. Demzufolge sind die vom Abschlußschlitz 32 abgestrahlten Funkwellen perfekt abgestimmt auf die zirkularpolarisierten Funkwellen, die von den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 erzeugt wurden.

Bei dem im Zusammenhang mit den Fig. 16 bis 19 beschriebenen Ausführungsbeispiel bildet die Stirnfläche auf der Innenseite des Phaseneinstellelements 34 einen Kreis mit dem Radius a-λ, während die Stirnfläche auf der Außenseite des Phaseneinstellelements 34 eine Spirallinie bildet, deren Radius sich von a-λ bis a ändert. Diese Stirnflächen können jedoch auch andere Formen aufweisen.

Fig. 20 bezieht sich auf ein viertes Ausführungsbeispiel und stellt ein Diagramm dar, das, ähnlich wie das der Fig. 16, die Anordnung der Schlitze in der r-R Ebene zeigt. Das Bezugszeichen 60 kennzeichnet ein Abstrahlungsschlitzpaar, das ähnlich bzw. gleich dem Abstrahlungsschlitzpaar 30 ist; das Bezugszeichen 62 kennzeichnet einen runden, ringförmigen Abschlußschlitz, der ähnlich bzw. gleich dem Abschlußschlitz 32 ist; und das Bezugszeichen 64 kennzeichnet ein Phaseneinstellelement, das dem Phaseneinstellelement 34 entspricht. Das Phaseneinstellelement 64 bei diesem Ausführungsbeispiel hat eine spezifische Dielektrizitätskonstante von 4, seine innere Stirnfläche bildet eine Spirallinie, deren Radius sich von a (Umfangswinkel R = 0°) bis zu a-λ (Umfangswinkel R = 360°) ändert und seine äußere Stirnfläche stellt einen Kreis mit dem Radius a dar. In diesem Fall werden die Abstrahlungsschlitzpaare 60 am äußersten Umkreis in einem Bereich des Umfangswinkels R von 0° bis 180° längs einer Spirallinie, deren Radius sich von a-λ (R = 0°) bis a-λ/2 (R = 180°) und in einem Bereich des Umfangswinkels R von 180° bis 360° längs eines Kreises mit dem Radius a-λ/2 angeordnet.

Bei dem vorstehend erläuterten Ausführungsbeispiel wird für das Phaseneinstellelement 34 und 64 ein Dielektrikum verwendet, dessen spezifische Dielektrizitätskonstante den Wert 4 hat. Dies stellt jedoch nur ein Beispiel dar, und es ist offensichtlich, daß ein Material mit einer anderen spezifischen Dielektrizitätskonstanten Verwendung finden kann. Obwohl bei diesen Ausführungsbeispielen die inneren und äußeren Stirnflächen der Phaseneinstellelemente 34, 64 gebogene Flächen darstellen, deren radiale Ausrichtung sich mit dem Umfangswinkel sanft ändert, kann eine oder können beide sich selbstverständlich einer polygonalen Form annähern. Ferner ist es zulässig, eine Anordnung vorzusehen, bei der der Betrag der Phase längs des Umfangswinkels des Phaseneinstellelements 34 bzw. 64 durch Änderung der Dielektrizitätskonstanten oder der Funkwellenausbreitungsstrecke und der Dielektrizitätskonstanten variiert wird.

Vorstehend wurden Ausführungsbeispiele beschrieben, bei denen die Funkwellen an der Stirnseite der Antenne in z-Richtung, d. h. senkrecht zur Antennenfläche, abgestrahlt werden. Die Erfindung ist jedoch auch bei einer Antenne mit geneigtem Strahl anwendbar, bei der die Funkwellen von der Stirnseite der Antenne in eine Richtung abgestrahlt werden, die in einem vorbestimmten Winkel geneigt ist. Wie z. B. aus Fig. 21 ersichtlich, wird ein Fall zugrundegelegt, bei dem, falls die Seitenfläche der Antenne längs der z-Achse verläuft und die x- und y-Achse der Antennenfläche zugeordnet ist, ein Hauptstrahl in der y-z Ebene um einen Winkel Φ₀ bezüglich der z-Achse geneigt ist. Damit eine Funkwelle, die vom Ursprung 0 (eine imaginäre Welle dient als Bezug) ausgesandt wird, und eine Funkwelle, die nach Fortpflanzung vom Ursprung 0 zu einem Punkt P die gleiche Phase in Richtung des Hauptstrahles aufweisen, muß folgende Bedingung erfüllt sein:

2πr_n/λg - 2πr_ncosa/λ = 2 (n+C)π + R (3)

wobei C eine Konstante und n eine positive ganze Zahl ist, die am innersten Umkreis der Spirale den Wert 0 und am äußersten Umkreis der Spirale den Wert N hat.

Da das folgende gilt:

cosa = sinΦ₀sinR (4)

erhält man

r_n = (n+C-R/2π)λ · λg/(λ-λg sinΦ₀ sin dR) (5)

Demzufolge gilt

r_n+1 - r_n = R · λ · λg/2π(λ-λg sin Φ₀ sin R) (6)

Anhand der Gleichung (5) ist verständlich, daß die Abstrahlungsschlitzpaare ähnlich den Abstrahlungsschlitzpaaren 20 und 30 so angeordnet sein sollten, daß sie längs der +y- Achse weiter vom Zentrum weg und längs der -y-Achse näher zum Zentrum hin gerichtet sind. Ferner ergibt sich aus der Gleichung (6), daß der Spiralenabstand nicht von n abhängig ist. Fig. 22 verdeutlicht die Schlitzanordnung in der Antennenebene für diesen Fall.

Falls die Abstrahlungsschlitzpaare bei einer solchen Antenne mit geneigtem Strahl mit dem in den Fig. 1 bis 3 beschriebenen Abschlußschlitz verwendet werden sollen, so sollte der Abschlußschlitz ebenso längs einer Grundlinie gebogen sein, die ähnlich der der Abstrahlungsschlitzpaare ist. Die Fig. 23 und 24 verdeutlichen die Anordnung des Abschlußschlitzes und von Abstrahlungsschlitzpaaren in der r-R Ebene für den Fall einer Antenne mit geneigtem Strahl (Diagrammneigung). Aus Vereinfachungsgründen wird angenommen, daß die Wellenlänge λg im Wellenleiter gleich der räumlichen Wellenlänge λ ist. Fig. 23 zeigt einen Fall, bei dem der Neigungswinkel Φ₀ = 15° und Fig. 23 zeigt einen Fall, bei dem der Neigungswinkel Φ₀ = 5° ist. Wie aus der vorstehenden Beschreibung verständlich, sollten die Schlitze längs gebogenen Linien angeordnet sein, die an Stellen, bei denen der Umfangswinkel R den Wert 90° bzw. 270° aufweist, sich in gegenseitig entgegengesetzte Richtungen ausbauchen. In Fig. 23 sind Grundlinien 70 und 72, auf denen die Abstrahlungsschlitzpaare gruppiert sind, und der Abschlußschlitz 74 dargestellt. In Fig. 24 sind Grundlinien 76 und 78, auf denen die Abstrahlungsschlitzpaare gruppiert sind und der Abschlußschlitz 80 dargestellt.

Fig. 25 verdeutlicht die Schlitzanordnung in der r-R Ebene für den Fall, daß die Erfindung bei der Planarantenne mit geneigtem Strahl gemäß Fig. 24 Anwendung findet. Auf Grundlinien 82, 84 sind Abstrahlungsschlitzpaare angeordnet, die den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 entsprechen. Ferner ist ein Abschlußschlitz 88 vorgesehen. Für einen Fall, bei dem angenommen wird, daß kein Phaseneinstellelement 92 vorgesehen ist, ist eine weitere Grundlinie 86 dargestellt, auf der Abstrahlungsschlitzpaare gruppiert sind. Die Grundlinien 82, 84 stimmen entsprechend mit den Grundlinien 76 und 78 der Fig. 24 überein.

An der Innenseite des Abschlußschlitzes 88 ist ein Phaseneinstellelement 92 angeordnet, so daß der Abschlußschlitz 88 einen echten Kreis oder einen im wesentlichen echten Kreis bildet. Wie im Fall der Fig. 16 wird ein dielektrisches Material mit einer spezifischen Dielektrizitätskonstanten ε_r von 4 verwendet, während der übrige Teil des Wellenleiters hohl ist (spezifische Dielektrizitätskonstante ε_r = 1). Der Innendurchmesser des Phaseneinstellelements 92 ist konstant, während dessen Außendurchmesser sich in Umfangsrichtung ändert. Die Breite w des Phaseneinstellelements 92 in R-Richtung wird wie folgt als eine Funktion des Radius a des Abschlußschlitzes 88 bestimmt:

w = λ[(R/2π) + a sinR sinΦ/λ₀

Die Abstrahlungsschlitzpaare an äußersten Umkreis sind auf einer Basislinie 90 auf dem Phaseneinstellelement 92 angeordnet. Die Grundlinie 90 wird erhalten, indem man die Grundlinie 86 um 1/2 in radialer Richtung unter Verwendung des inneren Umfangs des Phaseneinstellelements 92 als Bezug verringert. Im Grunde sollten die Positionen der Grundlinie 86 und der Außenumfangsenden des Phaseneinstellelements 92 unter Verwendung eines Lösungswegs bestimmt werden, der dem in Verbindung mit dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 16 ähnlich bzw. gleich ist.

Als nächstes wird ein fünftes Ausführungsbeispiel beschrieben, bei dem die Planarantenne ein Phaseneinstellelement auf der lnnenseite des Abschlußschlitzes aufweist.

Im allgemeinen können die Umstände der Funkwellenausbreitung eines Wellenleiteraufbaus, der aus Materialien mit unterschiedlichen Dielektrizitätskonstanten besteht, die im Vergleich zur Wellenlänge in transversaler Richtung der Funkwellenausbreitung ausreichend dünn sind, und eines Aufbaus, bei dem die transversale Breite des Wellenleiters in Funkwellenausbreitungsrichtung variiert, theoretisch durch äquivalente Dielektrizitätskonstanten beschrieben werden, wobei die Anpassungsbedingungen an den Schnittstellen der sich ändernden äquivalenten Dielektrizitätskonstanten ebenso bekannt sind. Demzufolge ist es selbst bei der vorliegenden Erfindung zulässig, diesen so auszugestalten, daß eine Vielzahl von dielektrischen Schichten im Inneren des radialen Wellenleiters vorgesehen ist und die transversale Breite des Wellenleiters entsprechend eingestellt ist, so daß dadurch in äquivalenten Ausdrücken die Phaseneinstellfunktion der Phaseneinstellelemente 34, 64, 92 realisiert wird.

Fig. 26(a) stellt eine Draufsicht des fünften Ausführungsbeispiels dar, während Fig. 26(b) eine zentrale Schnittansicht und Fig. 26(c) eine zentrale transversale Schnittansicht wiedergibt. Die Abstrahlungsschlitzpaare sind bei Fig. 26(a) weggelassen. Eine geschlitzte Platte 100 ist vorgesehen, die eine Anzahl von Abstrahlungsschlitzpaaren aufweist, die den Abstrahlungsschlitzpaaren 30 entsprechen. Diese Platte 100 entspricht der oberen Platte 40 in Fig. 16.

Ferner ist eine Basisplatte 102 vorgesehen, die zwischen sich und der oberen Platte 100 einen radialen Wellenleiter ausbildet. Diese Platte 102 entspricht der unteren Platte 42 in Fig. 16. Ferner ist ein Koaxialkabel 104 und ein Abschlußschlitz 106 vorgesehen, der die Form eines echten oder eines im wesentlichen echten Kreises aufweist. Dieser Abschlußschlitz entspricht dem Abschlußschlitz 32 (Fig. 16, 17 und 18). Erregte Funkwellen vom Koaxialkabel 104 breiten sich über den zwischen der geschlitzten Platte 100 und der Basisplatte 102 ausgebildeten Wellenleiter radial nach außen aus. Diese Funkwellen werden von den Abstrahlungsschlitzpaaren, die nicht dargestellt sind, und dem Abschlußschlitz 106 nach außen abgestrahlt.

In Inneren des radialen Wellenleiters, der von der geschlitzten Platte 100 und der Basisplatte 102 ausgebildet wird, ist eine dielektrische Platte 108 angeordnet, deren Durchmesser sich in Form einer Spirale in Abhängigkeit vom Umfangswinkel vergrößert. Werden im einzelnen die Radien bei R = 0°, 90°, 180°, 270° und 360° durch R0, R1, R2, R3 bzw. R4 gekennzeichnet, so gilt

R0 < R1 < R2 < R3 < R4.

Obwohl die Details später beschrieben werden, sei gesagt, daß der Teil der dielektrischen Platte 108, der außerhalb des Radius R0 liegt, im wesentlichen als Phaseneinstellelement 34 dient.

Die Dicke der dielektrischen Platte 108 ist konstant und die umfangsseitige Stirnfläche ist im rechten Winkel geschnitten. Zur besseren Verdeutlichung ist die dielektrische Platte 108 in Fig. 26(a) durch Schraffur dargestellt. Ein Plattenmaterial, das durch Mischen oder Anrühren und anschließendem Formen einer Vielzahl von Kunstharzen erzeugt wird, kann einem Stanzvorgang zur Ausbildung der dielektrischen Platte 108 unterzogen werden. Eine derartige Platte mit einer spezifischen Dielektrizitätskonstanten von 4 bis 6 kann leicht und ungebunden hergestellt werden.

Zwischen der dielektrischen Platte 108 und der Basisplatte 102 ist in einem sich vom Zentrum bis zum festen Radius Rs erstreckenden Bereich ein Raum 110 vorgesehen. Die Funkwellen breiten sich entsprechend einer äquivalenten Dielektrizitätskonstanten aus, die durch die Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Platte 108 und der Dielektrizitätskonstanten des Raumes 110 bestimmt wird. Obwohl die Einzelheiten später beschrieben werden, sei gesagt, daß die Breite des Raumes 110 sich allmählich verringert, so daß die Funkwellen überhaupt nicht oder nur in sehr geringem Ausmaß infolge der Anpassungsbedingungen im Bereich kurz vor dem Radius Rs reflektiert werden. Schließlich wird die Breite des Raumes 110 auch zum Zwecke der Abstützung der dielektrischen Platte 108 zu Null gemacht. Auf der vom Radius Rs nach außen gerichteten Seite ist die Anordnung so getroffen, daß die Funkwellen sich nur durch die dielektrische Platte 108 längs des Funkwellenausbreitungsweges ausbreiten, der für das Phaseneinstellelement 34 erforderlich ist. Die transversale Breite des radialen Wellenleiters wird dabei so festgelegt, daß sich keine oder nur eine sehr geringe Reflektion durch die Anpassungsbedingungen auf der weiter außen gelegenen Seite ergibt. Funkwellen, die die dielektrische Platte 108 durchlaufen haben, pflanzen sich durch einen Raum 112 fort und erreichen den Abschlußschlitz 106, von dem sie nach außen abgestrahlt werden.

Die Funkwellenausbreitungsbedingungen in der Nähe des Radius Rs wird nun vereinfacht unter Bezugnahme auf Fig. 27 beschrieben. Aus Vereinfachungsgründen wird eine Annäherung mit einer ebenen Welle vorgenommen. Die Fig. 27(a) und 27(b) stellen transversale Schnittansichten von Wellenleiterbereichen dar, die eine Phaseneinstellung vornehmen. Fig. 27(b) entspricht dem Aufbau der Fig. 26. Jede der Fig. 28(a) und 27(b) löst die Aufgabe der Erfindung. Die Fig. 27(a) und 27(b) können als Übertragungsleitung der in Fig. 27(c) gezeigten Art angesehen werden. Im einzelnen entspricht ein Bereich I in Fig. 27(c) dem Bereich Ia in Fig. 27(a) bzw. dem Bereich Ib in Fig. 27(b), ein Bereich II in Fig. 27(c) dem Bereich IIa in Fig. 27(a) bzw. dem Bereich IIb in Fig. 27(b) und ein Bereich III in Fig. 27(c) dem Bereich IIIa in Fig. 27(a) bzw. dem Bereich IIIb in Fig. 27(b).

Im allgemeinen ist die Impedanz einer Übertragungsleitung wie folgt bestimmt:

Z = V/I
= Ed/(Hw)
= ηd/w= dZ₀/√_e (7)

wobei w (eine Konstante) die Breite der Leitung, d die Höhe der Leitung und ε_e die äquivalente Dielektrizitätskonstante der Leitung darstellt. Ferner wird die Kreiswellenzahl k durch folgende Gleichung ausgedrückt:

k = k₀ √_e (8)

Stellt demzufolge ε₁ die spezifische Dielektrizitätskonstante der dielektrischen Platte 108, d₁ deren Dicke und d₃ die transversale Breite des radialen Wellenleiters in den Bereichen IIIa, IIIb dar, so erhält man in den Bereichen Ia und Ib der Fig. 27(a) und 27(b):

Z₁ = d₁Z₀/√₁ (9)

k₁ = k₀√₁ (10)

In den Bereichen IIIa und IIIb der Fig. 27(a) und 27(b):

Z₃ = d₃Z₀ (11)

k₃ = k₀ (12)

In dem Bereich IIa der Fig. 27(a):

z₂ = dZ₀ (13)

k₂ = K₀ (14)

In dem Bereich IIb der Fig. 27(b)

Z₂ = d₃Z₀/√_e2 (15)

k₂ = k₀√_e2 (16)

Anhand des Konzepts einer Kondensatorreihenschaltung kann man schreiben:

ε_e2 = (ε₁d₃)/[ε₁(d₃-d₁)+d₁] (17)

Die Spannung und der Strom in jedem Bereich ergibt sich wie folgt:

In den Bereichen Ia, Ib

v₁ = AZ₁ [exp(-jk₁z)+R₁ exp(jk₁z)] (18)

I₁ = A[exp(-jk₁z)-R₁ exp(jk₁z)] (19)

In den Bereichen IIa und IIb

V₂ = BZ[exp(-jk₂z)+R₂ exp(jk₂z)] (20)

I₂ = B[exp(-jk₂z)-R₂ exp(jk₂z)] (21)

In den Bereichen IIIa und IIIb

V₃ = CZ₃ exp(-jk₃z) (22)

I₃ = C exp(-jk₃z) (23)

An einem Punkt, an dem z = 0 gilt, nämlich an den Grenzen der Bereiche Ia, Ib und IIa und IIb, kann man schreiben:

[(1+R₁)/(1-R₁)]Z₁ = [(1+R₁)/(1-R₁)Z₂ (24)

An einem Punkt, an dem z = a gilt, nämlich an den Grenzen der Bereiche IIa, IIb und IIIa und IIIb, kann man schreiben:

[1+R₂ exp(j2R) · Z₂]/[1-R₂ exp(j2R)] = Z₃ (25)

wobei R = k₂a. Aus der Gleichung (25) erhält man

R₂ = (Z₃-Z₂)exp(-j2R)/(Z₂+Z₂) (26)

Wird dies in die Gleichung (24) eingesetzt, so erhält man folgendes:

(1+R₁)/(1-R₁) = (Z₁/Z₃) · [Z₃+Z₂+(Z₃-Z₂)exp(-j2R)]/[z₃+Z₂-(Z₃-Z₂)exp(-j2R)] (27)

Angenommen, daß lediglich eine Funkwelle in den Bereichen Ia und Ib existiert, die sich radial nach außen fortpflanzt, so gilt:

R₁ = 0 (28)

Wird dies in die Gleichung (27) eingesetzt, so ergeben sich die Anpassungsbedingungen zu:

R = π/2 (29)

Z₂² = Z₁Z₃ (30)

Es ist ausreichend, falls d₁, d₃, ε₁ und a so ausgewählt werden, daß sie diesen Bedingungen genügen.

Nachfolgend wird nun ein Beispiel für spezielle numerische Werte gegeben. Im Falle der Fig. 27(a) ergibt sich die Länge a des Bereichs IIa bei fehlender Reflektion und einer Frequenz von 12 GHz, falls λ/4 aus Gleichung (29) gilt, zu:

a = λ/4 = 6,25 mm

Aus den Anpassungsbedingungen der Gleichung (30) ergibt sich

(d₁Z₀)² = d₁d₃Z₀²/√₁ (31)

Demgemäß erhält man:

d₂/d₁ = √₁ (32)

Falls ε₁ = 4 gilt, so ergibt sich

d₂/d₁ = 2 (33)

Im Falle der Fig. 27(b) erhält man

(d₃Z₀/√_e2)² = d₁d₃Z₀²/√₁ (34)

Demgemäß erhält man

d₃ = (ε_e2/√₁)d (35)

Aus Gleichung (17) erhält man das folgende:

d₃ = d₁ + (√₁ -1)d/ε₁ (36)

ε_e2 = (ε₁ + √₁ -1)/√₁ (37)

Falls ε₁ = 4 gilt, dann erhält man:

d₃ = (5/4)d₁ (38)

ε_e2 = 2,5 (39)

Bei 12 GHz erhält man folgendes:

a = λ/(4√_e2)
= 3,95 mm (40)

In den Fig. 26 und 27 ist ein Ausführungsbeispiel verdeutlicht, bei dem eine dielektrische Platte 108 und die Luftschicht 110 gestapelt sind. Selbstverständlich ist die Erfindung auf diese Kombination nicht beschränkt, denn es können mehrere Schichten gestapelt werden. Falls erforderlich, kann die Höhe des Wellenleiters geändert und die Phaseneinstellelemente 34, 64 und 92 können so ausgebildet werden, daß sie die gleiche Phaseneinstellwirkung vornehmen. Mit einer solchen Wellenleiterstruktur ist es nicht sehr schwierig, eine Reflektion an dem Teil zu unterdrücken oder zu beseitigen, an dem sich die Dielektrizitätskonstante in Funkwellenausbreitungsrichtung ändert. Außerdem sind die Abmessungen und die Form der angepaßten Bereiche nicht auf jene des oben beschriebenen Beispiels beschränkt. Falls, wie in Fig. 19 gezeigt, die Stirnfläche des Phaseneinstellelements 34 abgeschrägt wird, führt dies zu einer schwierigen maschinellen Bearbeitung, so daß die Herstellungskosten höher sind. Bei dem Ausführungsbeispiel der Fig. 26 ist die Herstellung in hohem Maße vereinfacht, so daß die Herstellungskosten niedriger sind.

Die Abstrahlungsschlitze der Abstrahlungsschlitzpaare 30, 60 und die Abschlußschlitze 32, 62 und 106 müssen keine physikalischen Öffnungen darstellen, solange sie im Hinblick auf die Funkwellen Öffnungen bzw. Aperturen sind.

Bei den vorstehenden Ausführungsbeispielen wurden für die Erläuterung Fälle beschrieben, bei denen Funkwellen von der Antennenfläche abgestrahlt, d. h. ausgesendet wurden. Jedoch gilt die vorstehende Beschreibung entsprechend dem Antennenreziprozitätstheorem auch für den Fall, daß Funkwellen empfangen werden. Wie im einzelnen in Fig. 28 gezeigt, wird vom Koaxialkabel 16 zugeführte Leistung 210 als Strahlungsleistung 200 von der Antenne der Planarantenne 10 ausgesandt, während, wie in Fig. 29 gezeigt, eine Empfangsleistung 210 vom Koaxialkabel 16 abgegeben wird, falls einfallende Leistung 200 von der Planarantenne 10 unter den gleichen Bedingungen empfangen wird.

Dieses Antennenreziprozitätsgesetz wird z. B. detailliert beschrieben in "ANTENNA THEORY", Inter-University Electronics Series, Vol. 7, McGraw-Hill Book Company, Seiten 93-100.

Wie vorstehend im Detail beschrieben, wird mit Hilfe der Erfindung eine einschichtige Planarantenne für Sende- oder Empfangszwecke geschaffen, bei der die Antennenfläche äußerst effektiv ausgenutzt wird, so daß eine kompakte Planarantenne mit geringer Größe erzielt werden kann.

Die Erfindung ist nicht auf die vorstehenden Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern kann in vielfältiger Art modifiziert werden, beispielsweise im Hinblick auf die Form des Abschlußschlitzes, die Form des Phaseneinstellelements und des Reflektorelements, das durch eine 90°-Wand gebildet wird.

Claims

1. Planarantenne mit Innenspeisung und einschichtigem Aufbau, die durch einen achssymmetrischen Modus zur Ausbreitung von Funkwellen vom Zentrum zum Außenumfang innerhalb einer eine Antennenfläche aufweisenden Ausbreitungsschicht erregt wird, bestehend aus:

a) einem Wellenleiterelement (12, 14; 40, 42; 100, 102) für einen achssymmetrischen Modus,
b) einer Funkwellenkopplungseinrichtung (15a; 15b; 16; 46; 104), die mit dem Zentrum des Wellenleiterelements verbunden ist,
c) einer Vielzahl von Kopplungsschlitzen (20; 30), die in einer Fläche des Wellenleiterelements in einer Gruppe derart ausgebildet sind, daß der Kopplungsfaktor am Außenumfang einen hohen Wert annimmt und bis zum Erreichen des Zentrums sukzessive geringer wird, und
d) einem Abschlußschlitz (24; 32; 62; 74; 80; 88; 106), der in der Antennenfläche an einem Endteil des Wellenleiterelements vorgesehen ist.

2. Planarantenne nach Anspruch 1, wobei der Abschlußschlitz (24) spiralförmig ausgebildet ist.

3. Planarantenne nach Anspruch 1 oder 2, wobei im Zentrum des Wellenleiterelements ein Bereich vorgesehen ist, der keine Kopplungsschlitze aufweist.

4. Planarantenne nach Anspruch 2 oder 3, wobei längs des spiralförmigen Schlitzes ein Reflektorelement (22) zum Reflektieren von Funkwellen vorgesehen ist, die sich zwischen inneren und äußeren Teilen des Wellenleiterelements (12, 14) ausbreiten.

5. Planarantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Funkwellen Sendewellen darstellen.

6. Planarantenne nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei die Funkwellen Empfangswellen darstellen.

7. Planarantenne nach Anspruch 1, wobei der Abschlußschlitz (32; 62; 88; 106) ein runder, kreisförmiger Schlitz ist und ein Phaseneinstellelement (34; 64; 92; 108) in der Nähe des Endteils des Wellenleiterelements zum Vorsehen eines bestimmten Phasenbetrags längs eines Umfangswinkels (R) vorgesehen ist.

8. Planarantenne nach Anspruch 1, wobei der Abschlußschlitz (106) ein runder, kreisförmiger Schlitz ist und wenigstens drei Wellenleiterbereiche vorgesehen sind, die vom Zentrum in radialer Richtung des Wellenleiterelements (100; 102) gesehen aus einem ersten Wellenleiterbereich mit einer ersten äquivalenten Dielektrizitätskonstanten, einem zweiten Wellenleiterbereich mit einer zweiten äquivalenten Dielektrizitätskonstanten und einem dritten Wellenleiterbereich mit einer dritten äquivalenten Dielektrizitätskonstanten bestehen, wobei die zweite äquivalente Dielektrizitätskonstante größer als die erste äquivalente Dielektrizitätskonstante ist und die zweite äquivalente Dielektrizitätskonstante einen vorbestimmten Phasenbetrag entsprechend dem Umfangswinkel (R) den sich fortpflanzenden Funkwellen aufprägt.

9. Planarantenne nach Anspruch 8, wobei ein radialer Wellenleiter des Wellenleiterelements (100; 102) einen Anpassungsbereich zwischen dem ersten Wellenleiterbereich und dem zweiten Wellenleiterbereich und zwischen dem zweiten Wellenleiterbereich und dem dritten Wellenleiterbereich aufweist.